JPS6387039A - デイジタルpll回路のロツク検出回路 - Google Patents
デイジタルpll回路のロツク検出回路Info
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- JPS6387039A JPS6387039A JP61232657A JP23265786A JPS6387039A JP S6387039 A JPS6387039 A JP S6387039A JP 61232657 A JP61232657 A JP 61232657A JP 23265786 A JP23265786 A JP 23265786A JP S6387039 A JPS6387039 A JP S6387039A
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 abstract description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、ディジタルPLL回路のロック検出回路に関
し、特に番組内容の種別を示すデータ信号及びこのデー
タ信号により振幅変調された副搬送波からなるラジオデ
ータ信号を含むF M放送波を受信可能なFM多重放送
受信機におけるディジタルPLL回路のロック検出回路
に関する。
し、特に番組内容の種別を示すデータ信号及びこのデー
タ信号により振幅変調された副搬送波からなるラジオデ
ータ信号を含むF M放送波を受信可能なFM多重放送
受信機におけるディジタルPLL回路のロック検出回路
に関する。
背景技術
一般の放送局のプログラム放送時にその番組内容の種別
を示す情報をデータとして多重変調にて送信し、受信側
にて復調したデータに基づいて所望の番組内容を選択で
きるようにしてラジオ聴取者に対してそのサービスを享
受できるようにしたラジオデータシステム(RDS)が
ある。
を示す情報をデータとして多重変調にて送信し、受信側
にて復調したデータに基づいて所望の番組内容を選択で
きるようにしてラジオ聴取者に対してそのサービスを享
受できるようにしたラジオデータシステム(RDS)が
ある。
このラジオデータシステムにおいては、FM変調波の周
波数帯域外で19KHzステレオバイロット信号の3次
高調波の57KHzを副搬送波とし、この57KHzi
lJ搬送波をフィルタリングされかつバイフェーズ(B
iphase)コード化された番組内容を示すデータ信
号により振幅変調してラジオデータ信号とし、この振幅
変調された副搬送波を主搬送波に周波数変調して放送す
るようになっている。
波数帯域外で19KHzステレオバイロット信号の3次
高調波の57KHzを副搬送波とし、この57KHzi
lJ搬送波をフィルタリングされかつバイフェーズ(B
iphase)コード化された番組内容を示すデータ信
号により振幅変調してラジオデータ信号とし、この振幅
変調された副搬送波を主搬送波に周波数変調して放送す
るようになっている。
このラジオデータ信号を含むFM多重放送波を受信可能
なFM多重放送受信機においては、FM検波出力から抽
出されたラジオデータ信号を第1のPLL回路で復調し
、更にこの復調出力に基づいてデータ復調用クロックを
第2のPLL回路で生成し、この第2のPLL回路がロ
ック状態にあるとき、安定したデータ復調用クロックを
次段に供給しバイフェーズコード化されたデータ信号を
該クロックに同期してデコードする構成となっている。
なFM多重放送受信機においては、FM検波出力から抽
出されたラジオデータ信号を第1のPLL回路で復調し
、更にこの復調出力に基づいてデータ復調用クロックを
第2のPLL回路で生成し、この第2のPLL回路がロ
ック状態にあるとき、安定したデータ復調用クロックを
次段に供給しバイフェーズコード化されたデータ信号を
該クロックに同期してデコードする構成となっている。
このため、クロック生成用のPLL回路のロック状態を
検出するロック検出回路が必要となる。このロック検出
回路の従来例を第5図に示す。
検出するロック検出回路が必要となる。このロック検出
回路の従来例を第5図に示す。
第5図において、クロック生成用のPLL回路としでは
ディジタルPLL回路17が用いられており、このディ
ジタルPLL回路17は、FM検波出力から抽出された
ラジオデータ信号を復調して得られる復調出力パルスを
一入力とする位相比較器1と、基準パルスを発生する固
定発振器2及びこの基準パルスを分周する分周器3から
なり、この分周出力パルスを位相比較器1の抽入力とす
るディジタルVCO(電圧制御発振器)4と、位相比較
器1の比較出力の高調波成分をカットして分周器3に供
給しその分周比を制御するループ・フィルタ5とによっ
て構成されている。ディジタルVCO4の出力がデータ
復調用クロックとして導出される。
ディジタルPLL回路17が用いられており、このディ
ジタルPLL回路17は、FM検波出力から抽出された
ラジオデータ信号を復調して得られる復調出力パルスを
一入力とする位相比較器1と、基準パルスを発生する固
定発振器2及びこの基準パルスを分周する分周器3から
なり、この分周出力パルスを位相比較器1の抽入力とす
るディジタルVCO(電圧制御発振器)4と、位相比較
器1の比較出力の高調波成分をカットして分周器3に供
給しその分周比を制御するループ・フィルタ5とによっ
て構成されている。ディジタルVCO4の出力がデータ
復調用クロックとして導出される。
このPLL回路17の入力である復調出力パルスとディ
ジタルVCO4の出力パルスとの位相差が位相差検出回
路6で検出され、当該検出回路6からは両パルスの位相
差に応じたパルス幅のパルス信号が出力される。このパ
ルス信号はLPF(ローパスフィルタ)−7で直流化さ
れた後判定回路8に供給される。判定回路8はLPF7
の出力レベルが所定レベル以下のときPLL回路がロッ
クしたと判定し、ロック検出信号を発生する。
ジタルVCO4の出力パルスとの位相差が位相差検出回
路6で検出され、当該検出回路6からは両パルスの位相
差に応じたパルス幅のパルス信号が出力される。このパ
ルス信号はLPF(ローパスフィルタ)−7で直流化さ
れた後判定回路8に供給される。判定回路8はLPF7
の出力レベルが所定レベル以下のときPLL回路がロッ
クしたと判定し、ロック検出信号を発生する。
次に、かかる構成の回路動作を第6図の波形図を参照し
つつ説明する。
つつ説明する。
まず、復調出力パルス(a)とディジタルvC04の出
力パルス(b)との位相が位相比較器1で比較され、そ
の比較出力がループ・フィルタ5で積分されて位相差情
報となる。この位相差情報によって分周器3の分周比を
変化させることにより、ディジタルVCO4の出力パル
スの位相が制御されることになる。
力パルス(b)との位相が位相比較器1で比較され、そ
の比較出力がループ・フィルタ5で積分されて位相差情
報となる。この位相差情報によって分周器3の分周比を
変化させることにより、ディジタルVCO4の出力パル
スの位相が制御されることになる。
ディジタルVCO4において、固定発振器2の発振周波
数をfoとした場合、分周器3の分周比を(N−1)、
N、(N+1)の3段階で制御することにより、入力信
号である復調出力パルス(a)と位相を合わせる動作が
行なわれる。例えば、位相が進んでいる場合、分周器3
の分周比を(N−1)にすることにより、位相を2π/
Nだけ遅らせることができ、逆に位相が遅れている場合
は、分周器3の分周比を(N+1)にすれば良い。また
、同期がとれた状態で分周器3の分周比がNになるよう
に復調出力パルス(a)に対して固定発振器2の発振周
波数foを決定しておく。
数をfoとした場合、分周器3の分周比を(N−1)、
N、(N+1)の3段階で制御することにより、入力信
号である復調出力パルス(a)と位相を合わせる動作が
行なわれる。例えば、位相が進んでいる場合、分周器3
の分周比を(N−1)にすることにより、位相を2π/
Nだけ遅らせることができ、逆に位相が遅れている場合
は、分周器3の分周比を(N+1)にすれば良い。また
、同期がとれた状態で分周器3の分周比がNになるよう
に復調出力パルス(a)に対して固定発振器2の発振周
波数foを決定しておく。
一方、復調出力パルス(a)とディジタルVC04の出
力パルス(b)との位相差が位相差検出回路6で検出さ
れ、この位相差に応じたパルス幅Tのパルス信号(c)
がLPF7を経て直流電圧(d)となって判定回路8に
供給される。判定回路8では、直流電圧(d)のレベル
に基づいてロック判定が行なわれ、当該レベルが零レベ
ルに近い所定レベル以下のときディジタルPLL回路1
7がロックしたと判定する。
力パルス(b)との位相差が位相差検出回路6で検出さ
れ、この位相差に応じたパルス幅Tのパルス信号(c)
がLPF7を経て直流電圧(d)となって判定回路8に
供給される。判定回路8では、直流電圧(d)のレベル
に基づいてロック判定が行なわれ、当該レベルが零レベ
ルに近い所定レベル以下のときディジタルPLL回路1
7がロックしたと判定する。
以上の動作説明から明らかなように、ディジタルVCO
4ではPLL回路がロックした状態でも最大2π/Nの
位相誤差が生ずることになる。従って、位相差に応じた
パルス幅のパルス信号(C)をLPF7で直流化し、そ
の直流レベルに基づいてロック検出を行なう構成の従来
回路では、最大2π/Nの位相差に応じたパルス幅のパ
ルス信号をLPF7で直流化しても完全に零レベルにす
ることはできないので、PLL回路のロック状態を正確
に判別しにくいという欠点があった。また、完全に零レ
ベルにしようとすると、LPF7のカットオフを小さく
しなければならず、ロック検出に時間がかかってしまう
ことになる。
4ではPLL回路がロックした状態でも最大2π/Nの
位相誤差が生ずることになる。従って、位相差に応じた
パルス幅のパルス信号(C)をLPF7で直流化し、そ
の直流レベルに基づいてロック検出を行なう構成の従来
回路では、最大2π/Nの位相差に応じたパルス幅のパ
ルス信号をLPF7で直流化しても完全に零レベルにす
ることはできないので、PLL回路のロック状態を正確
に判別しにくいという欠点があった。また、完全に零レ
ベルにしようとすると、LPF7のカットオフを小さく
しなければならず、ロック検出に時間がかかってしまう
ことになる。
発明の概要
本発明は、上記のような従来のものの欠点を除去すべく
なされたもので、ディジタルvCOがもつ位相誤差に影
響されることなく、正確にロック検出を行ない得るディ
ジタルPLL回路のロック検出回路を提供することを目
的とする。
なされたもので、ディジタルvCOがもつ位相誤差に影
響されることなく、正確にロック検出を行ない得るディ
ジタルPLL回路のロック検出回路を提供することを目
的とする。
本発明によるディジタルPLL回路のロック検出回路は
、ラジオデータ信号を含むFM放送波を受信可能なFM
多重放送受信機において、FM検波出力から抽出された
ラジオデータ信号の復調出力パルスとディジタル■CO
の出力パルスとの位相差を検出して当該位相差に応じた
パルス幅のパルス信号を得、このパルス信号に同期して
このパルス信号の存在期間内においてディジタルvCO
の基準パルスをカウントし、このカウント値が所定値以
下のときディジタルPLL回路がロックしたことを検出
する構成となっている。
、ラジオデータ信号を含むFM放送波を受信可能なFM
多重放送受信機において、FM検波出力から抽出された
ラジオデータ信号の復調出力パルスとディジタル■CO
の出力パルスとの位相差を検出して当該位相差に応じた
パルス幅のパルス信号を得、このパルス信号に同期して
このパルス信号の存在期間内においてディジタルvCO
の基準パルスをカウントし、このカウント値が所定値以
下のときディジタルPLL回路がロックしたことを検出
する構成となっている。
実施例
以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説明する。
第1図は、FM多重放送受信機の基本的な構成の概略を
示すブロック図である。図において、アンテナ10で受
信されたFM多重放送波はフロントエンド11で希望の
局が選択され、中間周波数(10,7MHz )に変換
された後、IFアンプ12を介してFM検波器13に供
給される。FM検波器13の検波出力はMPX (マル
チブレクス)復調回路14に供給され、ステレオ放送の
場合にはL(左)、R(右)チャンネルのオーディオ信
号に分離される。
示すブロック図である。図において、アンテナ10で受
信されたFM多重放送波はフロントエンド11で希望の
局が選択され、中間周波数(10,7MHz )に変換
された後、IFアンプ12を介してFM検波器13に供
給される。FM検波器13の検波出力はMPX (マル
チブレクス)復調回路14に供給され、ステレオ放送の
場合にはL(左)、R(右)チャンネルのオーディオ信
号に分離される。
また、FM検波器13の検波出力がフィルタ15を通過
することにより、バイフェーズコード化されたデータ信
号によって振幅変調された57KHzの副搬送波、即ち
ラジオデータ信号が抽出され例えばコスタスループ方式
のPLL回路16で復調される。この復調出力はディジ
タル(D) PLL回路17及びデコーダ18に供給さ
れる。DPLL回路17では、PLL回路16の復調出
力に基づいてデータ復調用のクロックの生成が行なわれ
る。生成されたクロックはゲート回路19に供給される
。ロック検出回路20はDPLL回路17がロックした
ことを検出してロック検出信号を発生し、ゲート回路1
9に供給して当該回路19を開(オープン)状態とすべ
く制御する。デコーダ18では、PLL回路16の復調
出力であるバイフェーズコード化されたデータ信号がD
PLL回路17で生成されたクロックに同期してデコー
ドされ、ラジオ放送の番組内容の種別を示すデータとし
て出力される。
することにより、バイフェーズコード化されたデータ信
号によって振幅変調された57KHzの副搬送波、即ち
ラジオデータ信号が抽出され例えばコスタスループ方式
のPLL回路16で復調される。この復調出力はディジ
タル(D) PLL回路17及びデコーダ18に供給さ
れる。DPLL回路17では、PLL回路16の復調出
力に基づいてデータ復調用のクロックの生成が行なわれ
る。生成されたクロックはゲート回路19に供給される
。ロック検出回路20はDPLL回路17がロックした
ことを検出してロック検出信号を発生し、ゲート回路1
9に供給して当該回路19を開(オープン)状態とすべ
く制御する。デコーダ18では、PLL回路16の復調
出力であるバイフェーズコード化されたデータ信号がD
PLL回路17で生成されたクロックに同期してデコー
ドされ、ラジオ放送の番組内容の種別を示すデータとし
て出力される。
第2図は、本発明によるロック検出回路20及びDPL
L回路17の具体的構成を示すブロック図であり、図中
第5図と同等部分は同一符号により示されており、位相
比較器1、ディジタルvc04及びループ・フィルタ5
からなるDPLL回路17並びに位相差検出回路6は従
来と同様の構成である。ディジタルVCO4の出力パル
スは位相シフト回路21を介してAND回路22の一入
力となり、このAND回路21の低入力として位相差検
出回路6の出力パルスが供給される。AND回路21の
出力パルスはカウンタ23に供給される。カウンタ23
はAND回路21の出力パルスが供給されている期間、
ディジタルVC<)4から供給される基準パルスをカウ
ントする。ディジー タルVCO4におけ発振器2は、
第3図に示すように、発振周波数f+ (−M−fg
)の基準パルスを発生する固定発振器25と、この基
準パルスf1を1/M分周して周波数foの出力パルス
とする分周器26からなり、基準パルスf1をカウンタ
23のカウント入力としている。カウンタ23のカウン
ト値は判定回路24に供給され、このカウント値が所定
値以下のときロックの判定が行なわれる。
L回路17の具体的構成を示すブロック図であり、図中
第5図と同等部分は同一符号により示されており、位相
比較器1、ディジタルvc04及びループ・フィルタ5
からなるDPLL回路17並びに位相差検出回路6は従
来と同様の構成である。ディジタルVCO4の出力パル
スは位相シフト回路21を介してAND回路22の一入
力となり、このAND回路21の低入力として位相差検
出回路6の出力パルスが供給される。AND回路21の
出力パルスはカウンタ23に供給される。カウンタ23
はAND回路21の出力パルスが供給されている期間、
ディジタルVC<)4から供給される基準パルスをカウ
ントする。ディジー タルVCO4におけ発振器2は、
第3図に示すように、発振周波数f+ (−M−fg
)の基準パルスを発生する固定発振器25と、この基
準パルスf1を1/M分周して周波数foの出力パルス
とする分周器26からなり、基準パルスf1をカウンタ
23のカウント入力としている。カウンタ23のカウン
ト値は判定回路24に供給され、このカウント値が所定
値以下のときロックの判定が行なわれる。
次に、かかる構成の回路動作を第4図の波形図に基づい
て説明する。
て説明する。
DPLL回路17及び位相差検出回路6は従来と同じ動
作をし、位相シフト回路21はディジタルVCO4の出
力パルス(b)を−π/2だけ位相シフトし、その出力
パルス(d)をAND回路22、カウンタ23及び判定
回路24にそれぞれ供給する。AND回路22は、位相
差検出回路6の出力パルス(C)と位相シフト回路21
の出力パルス(d)とを2人力とすることにより、入力
信号である復調出力パルス(a)の立上がり時の位相差
のみを取り出す。これは、復調出力パルス(a)のデユ
ーティ比が50%以外のときでも正確に位相差情報を出
力できるようにするためである。このAND回路22の
出力パルス(e)の存在期間T内にカウンタ23におい
てディジタルVCO4からの基準パルスのカウントが行
なわれる。
作をし、位相シフト回路21はディジタルVCO4の出
力パルス(b)を−π/2だけ位相シフトし、その出力
パルス(d)をAND回路22、カウンタ23及び判定
回路24にそれぞれ供給する。AND回路22は、位相
差検出回路6の出力パルス(C)と位相シフト回路21
の出力パルス(d)とを2人力とすることにより、入力
信号である復調出力パルス(a)の立上がり時の位相差
のみを取り出す。これは、復調出力パルス(a)のデユ
ーティ比が50%以外のときでも正確に位相差情報を出
力できるようにするためである。このAND回路22の
出力パルス(e)の存在期間T内にカウンタ23におい
てディジタルVCO4からの基準パルスのカウントが行
なわれる。
この基準パルスの周波数がfl−M−f(1であるから
、ディジタルVCO4で最大2π/Nの位相誤差が生じ
たとき、カウンタ23は基準パルスをM個カウントする
ことができる。カウンタ23を動作させるAND回路2
2の出力パルス(e)と基準パルスf1とのエッヂのず
れを考えて、判定回路24の判定基準値を上限(M+1
)とすれば、最大位相誤差以内に信号が同期しているこ
とがわかる。すなわち、同期状態ならば、カウンタ23
のカウント値はO〜(M+1)の範囲内となるのである
。
、ディジタルVCO4で最大2π/Nの位相誤差が生じ
たとき、カウンタ23は基準パルスをM個カウントする
ことができる。カウンタ23を動作させるAND回路2
2の出力パルス(e)と基準パルスf1とのエッヂのず
れを考えて、判定回路24の判定基準値を上限(M+1
)とすれば、最大位相誤差以内に信号が同期しているこ
とがわかる。すなわち、同期状態ならば、カウンタ23
のカウント値はO〜(M+1)の範囲内となるのである
。
位相シフト回路21の出力パルス(d)はその立下がり
でカウンタ23をリセットしかつそのカウント値を判定
回路24に送出している。以上の動作により、復調出力
パルス(a)の1周期毎に正確に、PLL回路17がロ
ック状態にあるか否かを検出できることになる。
でカウンタ23をリセットしかつそのカウント値を判定
回路24に送出している。以上の動作により、復調出力
パルス(a)の1周期毎に正確に、PLL回路17がロ
ック状態にあるか否かを検出できることになる。
なお、上記実施例では、ディジタルVCO4の構成を分
周器3の分周比を変化させることによって位相を変化さ
せるようにしたが、固定分周器を利用して出力段に可変
位相器を設けてこれを制御するようにしても良い。更に
、位相比較器1と位相差検出回路6とは共に、復調出力
パルス(a)とディジタルVCO4の出力パルス(b)
との位相差を検出するものであり、同一の回路構成のも
のを用いることも可能であるが、少なくとも位相差検出
回路6としては、検出した位相差を時間的な量として出
力できる構成のものを用いる必要があり、例えばエクス
クル−シブORゲート(EX−OR)からなる構成のも
のを用い得る。
周器3の分周比を変化させることによって位相を変化さ
せるようにしたが、固定分周器を利用して出力段に可変
位相器を設けてこれを制御するようにしても良い。更に
、位相比較器1と位相差検出回路6とは共に、復調出力
パルス(a)とディジタルVCO4の出力パルス(b)
との位相差を検出するものであり、同一の回路構成のも
のを用いることも可能であるが、少なくとも位相差検出
回路6としては、検出した位相差を時間的な量として出
力できる構成のものを用いる必要があり、例えばエクス
クル−シブORゲート(EX−OR)からなる構成のも
のを用い得る。
また、上記実施例においては、同期を復調出力パルス(
a)の立上がりで比較したが、立下がりで比較しても良
く、又復調出力パルス(a)のデユーティ比が50%な
ら、位相差の検出を復調出力パルス(a)の立上がり及
び立下がりの両方で行なうことが可能であり、この場合
、ロック検出を復調出力パルス(a)の半周期毎に行な
うことができる。
a)の立上がりで比較したが、立下がりで比較しても良
く、又復調出力パルス(a)のデユーティ比が50%な
ら、位相差の検出を復調出力パルス(a)の立上がり及
び立下がりの両方で行なうことが可能であり、この場合
、ロック検出を復調出力パルス(a)の半周期毎に行な
うことができる。
発明の詳細
な説明したように、本発明によれば、入力パルスとディ
ジタルVCOの出力パルスとの位相差を検出して当該位
相差に応じたパルス幅のパルス信号を得、このパルス信
号に同期してこのパルス信号の存在期間内においてディ
ジタルvCOの基準パルスをカウントし、このカウント
値が所定値以下のときディジタルPLL回路がロックし
たことを検出する構成とすることにより、ロック検出を
ロジック的に処理できるので、ディジタル■COがもつ
位相誤差に影響されることなく、短時間でかつ正確にロ
ック検出を行なうことができ、特にFM多重のラジオデ
ータ信号のようにクロック再生用の信号が特別に送信さ
れていないデータからクロックの同期状態を短時間に判
別するのに有効となる。
ジタルVCOの出力パルスとの位相差を検出して当該位
相差に応じたパルス幅のパルス信号を得、このパルス信
号に同期してこのパルス信号の存在期間内においてディ
ジタルvCOの基準パルスをカウントし、このカウント
値が所定値以下のときディジタルPLL回路がロックし
たことを検出する構成とすることにより、ロック検出を
ロジック的に処理できるので、ディジタル■COがもつ
位相誤差に影響されることなく、短時間でかつ正確にロ
ック検出を行なうことができ、特にFM多重のラジオデ
ータ信号のようにクロック再生用の信号が特別に送信さ
れていないデータからクロックの同期状態を短時間に判
別するのに有効となる。
第1図はFM多重放送受信機の基本的な構成の概略を示
すブロック図、第2図は本発明の一実施例を示すブロッ
ク図、第3図は第2図におけるディジタルvCO内の固
定発振器の構成の一例を示す回路図、第4図は第2図の
回路動作を説明するための各部の波形図、第5図は従来
例を示すブロック図、第6図は第5図の回路動作を説明
するための各部の波形図である。 主要部分の符号の説明 1・・・・・・位相比較器 4・・・・・・ディジタルvC0 5・・・・・・ループ・フィルタ 6・・・・・・位相差比較回路
すブロック図、第2図は本発明の一実施例を示すブロッ
ク図、第3図は第2図におけるディジタルvCO内の固
定発振器の構成の一例を示す回路図、第4図は第2図の
回路動作を説明するための各部の波形図、第5図は従来
例を示すブロック図、第6図は第5図の回路動作を説明
するための各部の波形図である。 主要部分の符号の説明 1・・・・・・位相比較器 4・・・・・・ディジタルvC0 5・・・・・・ループ・フィルタ 6・・・・・・位相差比較回路
Claims (1)
- 番組内容の種別を示すデータ信号及びこのデータ信号に
より振幅変調された副搬送波からなるラジオデータ信号
を含むFM放送波を受信可能なFM多重放送受信機にお
いて、FM検波出力から抽出された前記ラジオデータ信
号の復調出力パルスを一入力とする位相比較器と、基準
パルスを発生する発振器と、前記基準パルスを分周して
前記位相比較器の他入力とする分周器とを含み、データ
復調用クロックを生成するディジタルPLL回路のロッ
ク検出回路であって、前記分周器の分周出力パルスと前
記復調出力パルスとの位相差に応じたパルス幅のパルス
信号を出力する位相差検出回路と、前記パルス信号に同
期してこのパルス信号の存在期間内において前記基準パ
ルスをカウントするカウンタと、前記カウンタのカウン
ト値が所定値以下のとき前記ディジタルPLL回路がロ
ックしたと判定する判定回路とからなることを特徴とす
るロック検出回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61232657A JPS6387039A (ja) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | デイジタルpll回路のロツク検出回路 |
GB8722931A GB2197554B (en) | 1986-09-30 | 1987-09-30 | Fm multiplex broadcast receiver |
DE19873733082 DE3733082A1 (de) | 1986-09-30 | 1987-09-30 | Fm-multiplex-rundfunkempfaenger |
GB9021931A GB2235343B (en) | 1986-09-30 | 1987-09-30 | Fm multiplex broadcast receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61232657A JPS6387039A (ja) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | デイジタルpll回路のロツク検出回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6387039A true JPS6387039A (ja) | 1988-04-18 |
Family
ID=16942739
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61232657A Pending JPS6387039A (ja) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | デイジタルpll回路のロツク検出回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6387039A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02104041A (ja) * | 1988-10-12 | 1990-04-17 | Pioneer Electron Corp | Rds受信機におけるデータ復調回路 |
US6891402B2 (en) | 2001-11-21 | 2005-05-10 | Nec Corporation | Clock's out-of-synchronism state detection circuit and optical receiving device using the same |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6098727A (ja) * | 1983-11-04 | 1985-06-01 | Mitsubishi Electric Corp | 同期はずれ検出回路 |
-
1986
- 1986-09-30 JP JP61232657A patent/JPS6387039A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6098727A (ja) * | 1983-11-04 | 1985-06-01 | Mitsubishi Electric Corp | 同期はずれ検出回路 |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02104041A (ja) * | 1988-10-12 | 1990-04-17 | Pioneer Electron Corp | Rds受信機におけるデータ復調回路 |
US6891402B2 (en) | 2001-11-21 | 2005-05-10 | Nec Corporation | Clock's out-of-synchronism state detection circuit and optical receiving device using the same |
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