JP2871691B2

JP2871691B2 - デイジタル復調器

Info

Publication number: JP2871691B2
Application number: JP63114963A
Authority: JP
Inventors: ヴイルヘルム・ヘーゲラー; デイーター・ポシエン
Original assignee: BURAUPUNKUTO UERUKE GmbH
Current assignee: BURAUPUNKUTO UERUKE GmbH
Priority date: 1987-05-14
Filing date: 1988-05-13
Publication date: 1999-03-17
Anticipated expiration: 2014-03-17
Also published as: DE3860041D1; DE3716025C2; EP0291826A1; JPS63303546A; DE3716025A1; ATE50427T1; ES2013650B3; EP0291826B1

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は請求項１の上位概念に示されているデイジタ
ル復調器に関する。

この場合、対象とされるのは搬送波成分も有しない２
進入力信号に対するPLL回路である。このPLL回路は、交
通無線（VRF）識別機能を有する自動車ラジオに対して
特に必要とされるものであり、この場合この自動車ラジ
オにおいてさらにRDS（ラジオデータシステム）情報が
復号されるように構成されている。

従来の技術交通状況を改善するためにかつ交通の安全性を向上さ
せるために既に以前から、所定の無線送信局（交通無線
送信局）を介して交通指示を与えることは知られてい
る。この場合、運転者にその現在地領域に対して設けら
れている交通向線送信局のサーチを容易にするために、
公知のVRF識別方式が用いられる。この場合この装置は
超短波（UKW）領域において付加的にFM交通無線送信局
の情報送信のために変調される３つの識別周波数を使用
する。この場合この送信局識別用に57KHzの搬送波が設
けられており、この搬送波が全部の交通無線送信局の識
別のために用いられる。

VRF識別装置方式のほかにさらにいわゆるRDS方式が知
られている。（“Specification of the radio data sy
stem RDS",EBU Technical Centre刊行,Brssel,Tech.3
244E,Mrz 1984）。この方式は、例えばその都度送信
され受信される番組の種類（番組形式）、送信局識別記
号、代替送信局周波数等に関する情報の伝送を可能にす
る。

RDS方式の場合はRDS情報の伝送は、UKW無線送信局を
介して57KHzの搬送波でデイジタル信号の形式で行なわ
れる。この場合、２相符号化データ信号による57KHz搬
送波の両側波帯振幅変調（搬送波は抑圧される）が行な
われる。２相符号化により搬送波の近傍に小さいスペク
トル線が現われ、そのためVRF方式との両立性が得られ
る。

そのためVRF信号および／またはRDS信号を伝送するこ
とは基本的には可能である。この場合、受信側では、送
信された変調VRF信号およびRDS信号の再生を保証する復
調器が必要とされる。この場合もちろん考慮すべきこと
は、通常のPLL回路復調器はVRF＝１の場合にだけ即ち57
KHz搬送波が存在する時だけしか位相引き込みロツクが
できず、これに対してVRF＝０（搬送波が存在していな
い）の場合はRDS信号が復調されないことである。

そのためいわゆる“コスタス・ループ・方式”（Cost
as−Loop−Prinzip）を用いた復調器の使用が既に提案
されており、この復調器により、VRF＝０の場合もRDS信
号を受信して復調することができる。この場合に考慮す
べきことは、RDS信号がVRF＝１またはVRF＝０に依存し
て復調器の異なる回路端子に送出されることである。そ
のためさらに提案されていることは、コスタス作動形式
の復調器において発振器の制御に対する制御量を、57KH
z搬送波が存在しているかいないかに依存して即ちVRF＝
１かまたはVRF＝０かに依存して、反転することが提案
されている。これにより達成されることは所望のRDS信
号が常に、57KHz搬送波が受信されるか否かに関係な
く、同じ所定の出力側に送出されることである。

前述の構成にもとづいて基本的に次のような復調器が
回路技術的に実現される、即ちコスタス作動形式を考慮
して、さらに発振器に対する制御量のVRF信号に依存し
ての前述の反転を用いて、RDS復調器としておよび／ま
たはVRF復調器として使用することのできる復調器が回
路技術的に実現される。この場合に実際の実現において
コスタス回路の使用における無視できない前提は、著し
いコストが必要とされることである。搬送波を伴なわな
い信号の復調に対するコスタス回路の場合、混合して低
域波した後に、直交する信号成分が相互に乗算され
（混合され）て、その積が発振器の制御のために用いら
れる。そのために著しい回路費用が必要とされ、さらに
低域通過フイルタの使用が、回路の通常は所望される集
積化に不利になる。そのためこの種の復調器の合理的な
使用は経済的な点から見ると可能ではない。

発明の解決すべき問題点本発明の課題は、簡単な回路構成により特徴づけられ
さらに集積回路として製造可能でかつこれにより復調器
の確実な作動形式を損なわないような復調器を提供する
ことである。

問題点を解決するための手段前記課題は請求項１の上位概念に示された復調器にお
いて、その特徴部分に示された構成により解決されてい
る。

本発明の構成の基礎とすることは、入力信号からサン
プリングによりサンプル値の対を取り出すことであり、
この場合、個々のサンプル値対のサンプリング時点を、
再生された搬送周波（基準周波）の周期に関連づけて、
位相を90゜異ならせるようにしたことである。このよう
にして得られたサンプル値対は同時にコスタス混合器へ
導びかれる。前述の混合は本発明の場合は所定の時点に
おける２進入力信号のサンプリングにより形成される。
この場合、低域通過フイルタは省略されるため、回路は
そのまま集積回路として構成することができる。さらに
サンプリングの方式が有利に公知のデイジタル回路部へ
適用できるため、復調器の構成が全体的に簡単になり、
さらにコスト的に有利になる。

本発明によれば、評価のために各２番目の即ち１つお
きのサンプル値対だけを用いることができる。これによ
り復調器が２進入力信号のオン・オフ比におけるエラー
発生の影響を受けなくなる。そのため本発明はモノリシ
ツク技術で集積化可能な確実に作動するRDS復調器の実
施を可能とする。

２進入力信号が異なる時点においてサンプリングされ
る時に得られるサンプル値対は短時間記憶され、さらに
両方の個別サンプル値が存在する時はサンプル値対は排
他oR素子により構成されるコスタス混合器の入力側へ導
びかれ、コスタス混合器の出力が基準周波数の変化を
（場合により積分器を介して）制御する。

どちらのサンプル値対が評価のために用いられるかを
定める評価周波数は、最大で搬送波周波数の２倍に等し
いように選定される。この場合は全部のサンプル値対が
評価のために用いられる。しかし上述のように評価周波
数を搬送波周波数にまたはそれの低調波に選定して、そ
のため全部のサンプル値対ではなく例えば１つおきのサ
ンプル値対を評価のために用いるように、有利に構成で
きる。この場合は２進入力信号のオン・オフ比は復調過
程に対してほとんど影響を与えない。

実施例の説明次の本発明の実施例を図面を用いて説明する。

第１図の回路装置において端子16に２進入力信号が加
えられる。この場合は、Ｄフリツプフロツプにより構成
されている２つのサンプリング回路18および20へ導びか
れる。これらの両サンプリング回路18,19は可調整の発
振器26（DCO）から例えば57KHzの基準周波数のクロツク
パルスにより制御される。この場合、サンプリング回路
18へ導びかれるパルスとサンプリング回路20へ導びかれ
るパルスとは、その位相が90゜異なる。

位相が90゜異なる信号を用いて、２進入力信号28（第
３図参照）のサンプリングないし検出値取り出しが行な
われる。２倍の周波数である114KHzを用いてのサンプリ
ングも可能であり、この場合は位相差は180゜に選定さ
れる。

第１図において90゜の位相差を有する、２進入力信号
のサンプル値は短時間記憶され、それから同時にコスタ
ス混合器22の入力側へ導びかれる。コスタス混合器は排
他OR結合素子により形成される。コスタス混合器22の出
力が発振器26の基準周波数の変化を、積分−および制御
回路24を介して、制御する。発振器26により積分−およ
び制御回路24が帰還路70を介して評価周波数fAにより制
御される。この評価周波数は、持続的に形成されるサン
プル値対のうちどれを評価のために用いるかを、決定す
る。評価周波数fAの値は搬送波周波数に等しいようにま
たはそれの低調波に等しいように、選定される。

積分−および評価回路24は計数器50（第４図、アツプ
・ダウン計数器）を有し、積分−および制御回路24の入
力側に“1"が加わるか“0"が加わるかに応じて、計数器
の内容が減分（計数内容が“1"だけ減少される）かまた
は増分（計数内容が“1"だけ増加される）される。この
場合この積分内容の減分または増分は選択周波数により
前もつて与えられる。

第２図の回路装置は第１図のそれとは、次の点で異な
る、即ち両方のサンプリング回路18および20が直列に接
続されており、そのため両サンプリング回路へ２進入力
信号が同時に導びかれるのではなく時間順次に導びかれ
るようにされている。この場合、サンプル値取り出しは
228KHzの基準周波数により行なわれ、この場合、228KHz
の信号は−位相差なしで−同時に両サンプリング回路18
および20へ導びかれる。

第２図においても２進入力信号の、90゜の位相差のあ
る２つのサンプル値が、短時間記憶されてからコスタス
混合器22の各入力側へ達する。このコスタス混合器に積
分−および制御回路24および発振器26が後置接続されて
いる。

第３図を用いて２進入力信号28のサンプリングないし
検出値取り出しを詳細に説明する。２進入力信号の上方
に基準周波数66が示されており、さらに実線または破線
で囲まれた点の対によりサンプル値対30〜40が示されて
いる。この場合、各点が個別サンプル値を示している。

２進入力信号28の経過に応じて個別サンプル値が“0"
または“1"になる。

図示されているサンプル値対30〜38の場合は個別サン
プル値は両方とも等しい（両方とも“1"であるかまたは
“0"である）。反対にサンプル値対40の個々のサンプル
値は等しくない；即ち左の１番目の個別サンプル値は
“0"であり、右の２番目の個別サンプル値は“1"であ
る。

２進入力信号はサンプル値対30〜40により、異なる複
数個の時点においてサンプリングされる。この場合、個
々のサンプル値は位相が90゜異なる。そのため積分−お
よび制御回路24の入力側に、その都度最も新しい両サン
プル値の排他OR結合結果が加えられる。両サンプル値が
等しい時は一方の方向における補正（周波数調整）が行
なわれ、両サンプル値が等しくない時はもう一方の反対
方向における補正が行なわれる。

そのため各サンプル値対に対して正確に２つの可能性
がある：ａ）極性が等しい（サンプル値がいわば同じ“半波”
から得られる）；ｂ）極性が等しくない（両サンプル値の間に“零通過
点”が存在する、即ち入力信号の側縁が存在する）。

この情報−等しいか等しくないか−だけがコスタス混
合器22の配置OR結合から転送される。この情報から長期
にわたり行われる周波数補正−ないし位相補正が、サン
プリング列の１つを入力側縁へ同期化させる。この場合
さらに正確に言うと、この同期化された状態を中心とし
て小さい調整振動が行なわれる；そのため常に安定状態
の方向へ調整が行なわれる。

VRF−および／またはRDS−信号が存在する場合は２進
入力信号が（前もつての回路選定およびリミツト作用の
結果）、短時間の間は約57KHzの周波数を有する方形波
信号として形成することができる。RDS情報はその中で
位相変調として現われ、前述の調整により、第１図にお
ける出力端子68から、得られたRDS信号が取り出され
る。このRDS信号は本来のRDS情報の以後の処理および形
成のために取り出される。

基本的に第３図の各サンプル値対30〜40は評価および
調整のために用いることができる。もちろんこの場合、
制御ループにおいていわゆる“非有効制御動作フェー
ズ”が多少の期間にわたり生ずることが回避できない。
前述の“非有効制御動作フェーズ”は、PLL回路に関連
して言えば、殊に、発信器の制御のため離数値信号を使
用するPLL回路に関連して言えば、時々は発信器の制御
が全くなされないような動作状態を表す。この種の非有
効制御動作フェーズは、全部のサンプル値対30〜40の評
価により得られる評価情報が対毎にその都度相殺し合う
時は即ちその作用が打ち消し合う時に、打ち消される。

実施例の動作説明において、VRF識別回路によりVRF信
号がある時と、無い時で、計数器への入力信号の反転動
作（計数器のカウントアップ動作とカウントダウン動作
の反転動作）を行うことの意味及び本発明の復調器にお
ける反転動作を行う回路の意義について補足説明する。

前記の関連事項は前述の如く、以下の記載事項に言及
されている。即ちそのためいわゆる“コスタス・ループ
方式”（Costas−Loop−Prinzip）を用いた復調器の使
用が既に提案されており、この復調器により、VRF＝０
の場合もRDS信号を受信して復調することができる。こ
の場合に考慮すべきことは、RDS信号がVRF＝１またはVR
F＝０に依存して復調器の異なる回路端子に送出される
ことである。そのためさらに提案されていることは、コ
スタス作動形式の復調器において発信器の制御に対する
制御量を、57KHz搬送波が存在しているかいないかに依
存して即ちVRF＝１かまたはVRF＝０かに依存して、反転
することが提案されている。これにより達成されること
は所望のRDS信号が常に、復調器の入力信号中にVRF信号
が含まれているか否かに無関係に同じ所定の回路端子の
出力側に送出されるのであり、前述のような手段−即ち
VRF信号の有無に応じて、制御信号を反転させるという
手段−を講じなければ、そのような同じ所定の回路端子
に所望のRDS信号が現れることが達成されないのであ
る。

そのため、評価周波数fAを57KHzにまたは57KHzの低調
波に等しいように選定することにより、各２番目の側縁
情報（またはそれより多くの）評価が有利に省略され
る。

このようにして第３図において実線で示されたサンプ
ル値対30,34,38等だけが評価のために用いられる。この
場合に調整は、２進入力信号28の“1"−ないし“0"−時
間がこの周期の４分の１よりも長い限り動作する。その
ため制御ループにおける無駄動作が回避され、さらに２
進入力信号のオン・オフ比がほとんど影響を与えなくな
る。

各々の場合において基本に置かれる動作方式は、取り
出されるサンプル値対が排他OR結合されること、および
その結合の結果が発振器26の制御のために用いられるこ
とである。このようにしてRDS−および／またはVRF信号
用のデイジタル形式のコスタス回路が新規に構成され
る。

第４図にさらに詳細な回路図が示されている。入力端
子10に通常のように公知のMPX信号が加えられる。このM
PX信号は変調されたVRF信号および／または変調されたR
DS信号を含む。帯域通過フイルタ12（57KHzフイルタ）
により57KHzを中心とする周波数領域が取り出される。
帯域通過フイルタ12に比較器14が接続されており、その
端子16（第１図および第２図）に現われる２進信号はサ
ンプリング回路42へ達する。

サンプリング回路42にコスタス混合器22ならびにVRF
識別回路44が接続されている。VRF識別回路の出力側46
からVRFレベルＡが取り出される。

VRF信号すなわち57KHz搬送波が存在する時はＡ＝１で
あり、他方この57KHzが無い時はＡ＝０である。唯一つ
に定められている出力端子64から以後の処理のためのRD
S信号を、Ａ＝１またはＡ＝０に依存することなく取り
出せるようにするために、VRFレベルＡが必要とされ
る。

コスタス混合器22の２進制御量が積分器−計数器50の
アツプ／ダウン入力側へ、排他OR素子（インバータ）48
を介して加えられる。排他OR素子の他方の入力側はVRF
識別回路44により制御される。VRF識別回路は場合によ
り反転を行なわせる。

積分器−計数器50および制御回路52は共働して、発振
器26を制御するための前述の積分−および制御回路24を
構成する。発振器はデイジタル“VCO"（DCO）発振器と
して構成される。このデイジタル“VCO"（DCO）発振器
は公知のように、後置接続された分周器56を有する高周
波固定値発振器54から構成できる。制御回路52により分
周器56を制御する場合、前もつて積分器−計数器50が中
央値を通過（FFセツト完了）した時に、“けた上げ”が
1/228KHzの持続時間のパルスを作動する。セツト完了さ
れたFFはパルスＶによりセツトされる。

制御される分周器56は固定値発振器54により周波数36
48KHzで制御される。まず16分の１への分周が行なわれ
て228KHzが形成され、分周器58および60により２つの11
4KHzのパルス列が直交クロツクパルス列として導出され
る。排他OR素子62の出力側64から所定のようにRDS信号
が、公知のRDS識別装置いての以後の処理のために送出
される。

前述のように本発明によれば、各２番目のサンプル値
対たとえば30,34,38だけを即ち１つおきのサンプル値対
だけを、評価のために用いることができる。

さらに評価周波数fAの値を最大で114KHzにすることが
できる。

さらに並列に駆動される２つのサンプリング回路18,2
0を設け、両サンプリング回路のために発振器26から発
生されるサンプリング用の各基準周波数の値を例えば57
KHzとしかつ各基準周波数の間の位相差を90゜にするこ
とができる。

さらに並列に駆動される２つのサンプリング回路18,2
0を設け、両サンプリング回路のために発振器26から発
生されるサンプリング用の各基準周波数の値を例えば11
4KHzとしかつ各基準周波数の間の位相差を180゜にする
ことができる。

さらに直列に作動される２つのサンプリング回路を設
け、両サンプリング回路のために発振器26から発生され
る基準周波数を例えば228KHzにすることができる。

さらにサンプル値30〜40の個別サンプル値が等しい時
は第１の方向における周波数調整が行なわれるように
し、他方、サンプル値対30〜40の個別サンプル値が等し
くない時は前記第１の方向とは反対の第２の方向におけ
る周波数調整が行なわれるように構成することができ
る。

猶、特許請求の範囲に使用されている重要な幾つかの
文言ないし概念について補足的に若干説明する。

「復調器の２進入力信号」について付言する。図４に
即して述べた如く、ステレオmpx信号は、公知のよう
に、57KHz副搬送波に重畳変調されたARI（VRF−）およ
び／またはRDS信号を含んでおり、該ARI（VRF−）およ
び／またはRDS信号は、情報信号の分離のため57KHzの帯
域通過フイルタおよび後続のコンパレータに供給され、
該コンパレータの出力側に２進の、つまり、２値（“ハ
イ”（High）／“ロー”（Low））信号が現れる。前記
の２進、２値の信号は復調器の２進入力信号と称される
ものである。

「VRF信号のレベル」とは、第１の振幅変調された信
号であるVRF信号が入力信号中に含まれているか否かを
識別、指示するためのものである。

「VRF識別回路」とは、VRF信号が入力信号中に含まれ
ているか（Ａ＝１）または含まれていない（Ａ＝０）か
をその出力により指示する回路である。

前記の“非有効制御動作フェーズ”は、当業者にとっ
てありふれた技術的概念である。PLL回路に関連して言
えば、殊に、発振器の制御のため離数値信号を使用する
PLL回路に関連して言えば、時には発振器の制御が全く
なされないような動作状態を現す。斯様な状態は、発振
器を制御する位相誤差信号が所定の限界値−この限界値
以下では制御信号は形成されない−以下に低下する場合
に生じる。

従って、発振器は、この状態においては制御されず、
フリーランニングする。位相誤差信号が再び所定の大き
さを越えると、発振器周波数のあらたな再制御が行われ
る。

発明の効果本発明により、低域通過フイルタを用いないため集積
化が可能でかつ簡単な回路構成の、VRF入力信号とRDS入
力信号に対するデイジタル復調器が提供される。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１実施例による復調器の部分回路（位相制御
ループ）図、第２図は第２実施例による復調器の部分回
路図、第３図は２進入力信号のサンプル値取り出しを説
明するダイヤグラム図、第４図は復調器の制御ループの
さらに詳細な回路図を示す。 18,20……サンプリング回路、22……コスタス混合器、2
4……積分−および制御回路、26……発振器、30〜40…
…サンプル値対、42……サンプリング回路、44……VRF
識別回路、46……VRF出力側、50……積分器−計数器、5
2……制御回路、56,58,60……分周器、62……排他OR素
子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭63−294016（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−206929（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−228831（ＪＰ，Ａ) 特開昭58−166857（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−43854（ＪＰ，Ａ) ＥＢＵＲＥＶＩＥＷ−ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ，Ｎｏ．204，ｐ．50−58 ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＣｏｎｓｕｍｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｖｏｌ．ＣＥ−33，Ｎｏ３，ｐ．383−394 ＳＡＮＹＯＴＥＣＨＮＩＣＡＬＲＥＶＩＥＷ，Ｖｏｌ．20 Ｎｏ．１, ｐ．95−102 (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】２進入力信号を復調するためのディジタル
復調器であって、前記２進入力信号は搬送波を有する第
１の振幅変調されたVRF信号および／または搬送波の抑
圧された第２の振幅変調されたRDS信号を有し、即ち、
当該ディジタル復調器は第１振幅変調信号を受信する場
合、第２振幅変調信号を受信する場合、および第１振幅
変調信号と第２振幅変調信号とが共存する場合がある受
信信号の復調を行う復調器として構成されており、前記
両搬送波は周波数が等しく位相が90゜ずれており、前記
２進入力信号は、復調器に前置接続されたコンパレータ
を介して、２進信号への変換により得られるものであ
り、さらに前記のディジタル復調器は基準周波を発生す
る可制御発振器（DCO）を備え、さらに混合器を備え、
該混合器の出力信号が前記発振器に対する制御信号を得
るべく処理されるように構成され、この発振器に対する
制御信号をVRF信号の識別レベルに依存して反転する手
段（48）を有し、ここで前記のVRF信号の識別レベル
は、当該のVRF信号である前記の第１の振幅変調された
信号が前記の入力信号中に含まれているか否かを指示す
るものであり、前記の発振器に対する制御信号は、前記
のVRF信号の識別レベルに依存して制御されるように構
成されているディジタル復調器において、前記入力信号
（28）から、２つのサンプリング回路（18,20）を用い
て、２つの個別信号サンプル値により夫々形成される２
進信号サンプル値対（30−40）が取り出されるように構
成され、該２つの個別信号サンプル値は、再生された搬
送波周波（基準周波）の周期に関して相互に90゜位相ず
れしており、さらに前記のサンプル値対（30−40）が同
時に混合器へ供給されるように構成されており、前記混
合器の各入力側が前記両サンプリング回路の各１つの出
力側に接続されており、さらに前記混合器は、コスタス
混合器（22）として構成されていることを特徴とするデ
ィジタル復調器。
【請求項２】コスタス混合器（22）に積分−および制御
回路（24）が後置接続されており、該積分−および制御
回路の出力が発振器（26）を制御するようにした請求項
１記載のディジタル復調器。
【請求項３】評価されるべきサンプル値対（30〜40）の
選択が積分−および制御回路（24）の制御により評価周
波数（fA）を用いて行われるようにした請求項２記載の
ディジタル復調器。
【請求項４】評価周波数（fA）が57KHzであるかまたは5
7KHzの低調波であるようにし、それによりサンプル値対
（30−40）の一部だけが評価のために用いられるように
した請求項３記載のディジタル復調器。
【請求項５】サンプル値取り出しが、Ｄフリップフロッ
プにより構成される２つのサンプリング回路（18,20）
を用いて行われるようにした請求項１から４までのいず
れか１項記載のディジタル復調器。
【請求項６】VRF信号が入力信号中に含まれているか
（Ａ＝１）または含まれていない（Ａ＝０）かをその出
力により指示するVRF識別回路（44）が設けられてお
り、該識別回路（44）は発振器（26）に対する制御信号
を反転するために、VRF信号の識別レベル（Ａ）の存在
を示すVRF出力側を有し、それにより、一義的信号取り
出しのための出力端子（＆６）からRDS処理のための信
号が取り出されるようにした請求項１から５までのいず
れか１項記載のディジタル復調器。