JPS63303546A - デイジタル復調器 - Google Patents
デイジタル復調器Info
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- JPS63303546A JPS63303546A JP63114963A JP11496388A JPS63303546A JP S63303546 A JPS63303546 A JP S63303546A JP 63114963 A JP63114963 A JP 63114963A JP 11496388 A JP11496388 A JP 11496388A JP S63303546 A JPS63303546 A JP S63303546A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
- H03D1/2254—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels and a phase locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D13/00—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations
- H03D13/003—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which both oscillations are converted by logic means into pulses which are applied to filtering or integrating means
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Optical Recording Or Reproduction (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は請求項１の上位概念に示されているディジタル
復調器に関する。
復調器に関する。
この場合、対象とされるのは搬送波成分も有しない２進
入力信号に対するＰＬＬ回路である。
入力信号に対するＰＬＬ回路である。
このＰＬＬ回路は、交通無線（ＶＲＦ ）識別機能を有
する自動車ラジオに対して特に必要とされるものであシ
、この場合この自動車ラジオにおいてさらにＲＤＳ （
ラジオデータシステム）情報が復号されるように構成さ
れている。
する自動車ラジオに対して特に必要とされるものであシ
、この場合この自動車ラジオにおいてさらにＲＤＳ （
ラジオデータシステム）情報が復号されるように構成さ
れている。
従来の技術
交通状況を改善するためにかつ交通の安全性を向上させ
るために既に以前から、所定の無線送信局（交通無線送
信局）を介して交通指示を与えることは知られている。
るために既に以前から、所定の無線送信局（交通無線送
信局）を介して交通指示を与えることは知られている。
この場合、運転者にその現在地領域に対して設けられて
いる交通無線送信局のサーチを容易にするために、公知
のＶＲＦ識別方式が用いられる。この場合この装置は超
短波（ＵＫＷ ）領域において付加的Ｋ Ｆ”Ｍ交通無
線送信局の情報送信のために変調される６つの識別周波
数を使用する。この場合この送信局識別用に５７ ＫＨ
ｚの搬送波が設けられており、この搬送波が全部の交通
無線送信局の識別のために用いられる。
いる交通無線送信局のサーチを容易にするために、公知
のＶＲＦ識別方式が用いられる。この場合この装置は超
短波（ＵＫＷ ）領域において付加的Ｋ Ｆ”Ｍ交通無
線送信局の情報送信のために変調される６つの識別周波
数を使用する。この場合この送信局識別用に５７ ＫＨ
ｚの搬送波が設けられており、この搬送波が全部の交通
無線送信局の識別のために用いられる。
ＶＲＦ識別装置方式のほかにさらにいわゆるＲＤＳ方式
が知らべている（ ” ５ｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ
ｏｆｔｈｅ ｒａｄｉｏ ｄａｔａ ｓｙｓｔｅｍ Ｒ
ＤＳ”＋ ＥＢＵ ＴｅｃｈｎｉｃａｌＣｅｎｔｒｅ刊
行、 Ｂｒ１ｉｓｓｅｌ 、 Ｔｅｃｈ、 ３２４４
Ｅ ＋Ｍｉｒｚ １９８４ ）。この方式は、例えば
その都度送信され受信される番組の種類（番組形式）、
送信局識別記号、代替送信局周波数等に関する情報の伝
送を可能にする。
が知らべている（ ” ５ｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ
ｏｆｔｈｅ ｒａｄｉｏ ｄａｔａ ｓｙｓｔｅｍ Ｒ
ＤＳ”＋ ＥＢＵ ＴｅｃｈｎｉｃａｌＣｅｎｔｒｅ刊
行、 Ｂｒ１ｉｓｓｅｌ 、 Ｔｅｃｈ、 ３２４４
Ｅ ＋Ｍｉｒｚ １９８４ ）。この方式は、例えば
その都度送信され受信される番組の種類（番組形式）、
送信局識別記号、代替送信局周波数等に関する情報の伝
送を可能にする。
ＲＤＳ方式の場合はＲＤＳ情報の伝送は、ＵＫＷ無線送
信局を介して５７ ＫＨｚの搬送波でディジタル信号の
形式で行なわれる。この場合、２相打号化データ信号に
よる５ ７ ＫＨｚ搬送波の両側波帯振幅変調（搬送波
は抑圧される）が行なわれる。２相符号化により搬送波
の近傍に小さいスペクトル線が現われ、そのためＶＲＦ
方式との両立性が得られる。
信局を介して５７ ＫＨｚの搬送波でディジタル信号の
形式で行なわれる。この場合、２相打号化データ信号に
よる５ ７ ＫＨｚ搬送波の両側波帯振幅変調（搬送波
は抑圧される）が行なわれる。２相符号化により搬送波
の近傍に小さいスペクトル線が現われ、そのためＶＲＦ
方式との両立性が得られる。
そのためＶＲＦ信号および／またはＲＤＳ信号を伝送す
ることは基本的には可能である。この場合、受信側では
、送信された変調ＶＲＦ信号およびＲＤＳ信号の再生を
保証する復調器が必要とされる。この場合もちろん考慮
すべきことは、通常のＰＬＬ回路復調器はＶＲＦ ＝
１の場合にだけ即ち５７ ＫＨｚ搬送波が存在する時だ
けしか位相引き込みロックができず、これに対してＶＲ
Ｆ ＝ Ｑ（搬送波が存在していない）の場合はＲＤＳ
信号が復調されないことである。
ることは基本的には可能である。この場合、受信側では
、送信された変調ＶＲＦ信号およびＲＤＳ信号の再生を
保証する復調器が必要とされる。この場合もちろん考慮
すべきことは、通常のＰＬＬ回路復調器はＶＲＦ ＝
１の場合にだけ即ち５７ ＫＨｚ搬送波が存在する時だ
けしか位相引き込みロックができず、これに対してＶＲ
Ｆ ＝ Ｑ（搬送波が存在していない）の場合はＲＤＳ
信号が復調されないことである。
そのためいわゆる”コスタス・ループ・方Ｋ（Ｃｏ５ｔ
ａｓ −Ｌｏｏｐ −Ｐｒ１ｎｚｉｐ ）を用いた復調
器の使用が既に提案されており、この復調器により、Ｖ
ＲＦ ＝ Ｑの場合もＲＤＳ信号を受信して復調するこ
とができる。この場合に考慮すべきことは、ＲＤＳ信号
がＶＲＦ ＝ １またはＶＲＦ ＝ Ｑ Ｋ依存して復
調器の異なる回路端子に送出されることである。そのた
めさらに提案されていることは、コスタス作動形式の復
調器において発振器の制御に対する制御量を、５７ Ｋ
Ｈｚ搬送波が存在しているかいないかに依存して即ちＶ
ＲＦ ＝ １かまたはＶＲＦ ＝ Ｑかに依存して、反
転することが提案されている。これにより達成されるこ
とは所望のＲＤＳ信号が常に、５７ ＫＨｚ搬送波が受
信されるか否かに関係なく、同じ所定の出力側に送出さ
れることである。
ａｓ −Ｌｏｏｐ −Ｐｒ１ｎｚｉｐ ）を用いた復調
器の使用が既に提案されており、この復調器により、Ｖ
ＲＦ ＝ Ｑの場合もＲＤＳ信号を受信して復調するこ
とができる。この場合に考慮すべきことは、ＲＤＳ信号
がＶＲＦ ＝ １またはＶＲＦ ＝ Ｑ Ｋ依存して復
調器の異なる回路端子に送出されることである。そのた
めさらに提案されていることは、コスタス作動形式の復
調器において発振器の制御に対する制御量を、５７ Ｋ
Ｈｚ搬送波が存在しているかいないかに依存して即ちＶ
ＲＦ ＝ １かまたはＶＲＦ ＝ Ｑかに依存して、反
転することが提案されている。これにより達成されるこ
とは所望のＲＤＳ信号が常に、５７ ＫＨｚ搬送波が受
信されるか否かに関係なく、同じ所定の出力側に送出さ
れることである。
前述の構成にもとづいて基本的に次のような復調器が回
路技術的に実現される、即ちコスタス作動形式を考慮し
て、さらに発振器に対する制御量のＶＲＦ信号に依存し
ての前述の反転を用いて、ＲＤＳ復調器としておよび／
またはＶＲＦ復調器として使用することのできる復調器
が回路技術的に実現される。この場合に実際の実現だお
いてコスタス回路の使用における無視できない前提は、
著しいコストが必要とされることである。搬送波を伴な
わない信号の復調に対するコスタス回路の場合、混合し
て低域炉液した後に、直交する信号成分が相互に乗算さ
れ（混合され）で、その積が発振器の制御のために用い
られる。そのために著しい回路費用が必要とされ、さら
に低域通過フィルタの使用が、回路の通常は所望される
集積化に不利になる。そのためこの種の復調器の合理的
な使用は経済的な点から見ると可能ではない。
路技術的に実現される、即ちコスタス作動形式を考慮し
て、さらに発振器に対する制御量のＶＲＦ信号に依存し
ての前述の反転を用いて、ＲＤＳ復調器としておよび／
またはＶＲＦ復調器として使用することのできる復調器
が回路技術的に実現される。この場合に実際の実現だお
いてコスタス回路の使用における無視できない前提は、
著しいコストが必要とされることである。搬送波を伴な
わない信号の復調に対するコスタス回路の場合、混合し
て低域炉液した後に、直交する信号成分が相互に乗算さ
れ（混合され）で、その積が発振器の制御のために用い
られる。そのために著しい回路費用が必要とされ、さら
に低域通過フィルタの使用が、回路の通常は所望される
集積化に不利になる。そのためこの種の復調器の合理的
な使用は経済的な点から見ると可能ではない。
発明の解決すべき問題点
本発明の課題は、簡単な回路構成によシ特徴づけられさ
らに集積回路として製造可能でかつこれにより復調器の
確実な作動形式を損なわないような復調器を提供するこ
とである。
らに集積回路として製造可能でかつこれにより復調器の
確実な作動形式を損なわないような復調器を提供するこ
とである。
問題点を解決するための手段
前記課題は請求項１の上位概念に示された復調器におい
て、その特徴部分に示された構成によシ解決されている
。
て、その特徴部分に示された構成によシ解決されている
。
本発明の構成の基礎とすることは、入力信号からサンプ
リングによりサンプル値の対を取り出すことであり、こ
の場合、個々のサンプル値対のサンプリング時点を、再
生された搬送周波（基準周波）の周期に関連づけて、位
相を９０゜異ならせるようにしたことである。このよう
にして得られたサンプル値対は同時にコスタス混合器へ
導ひかれる。前述の混合は本発明の場合は所定の時点に
おける２進入力付号のサンプリングにより形成される。
リングによりサンプル値の対を取り出すことであり、こ
の場合、個々のサンプル値対のサンプリング時点を、再
生された搬送周波（基準周波）の周期に関連づけて、位
相を９０゜異ならせるようにしたことである。このよう
にして得られたサンプル値対は同時にコスタス混合器へ
導ひかれる。前述の混合は本発明の場合は所定の時点に
おける２進入力付号のサンプリングにより形成される。
この場合、低域通過フィルタは省略されるため、回路は
そのまま集積回路として構成することができる。さらに
サンプリングの方式が有利に公知のディジタル回路部へ
適用できるため、復調器の構成が全体的に簡単になり、
さらにコスト的に有利になる。
そのまま集積回路として構成することができる。さらに
サンプリングの方式が有利に公知のディジタル回路部へ
適用できるため、復調器の構成が全体的に簡単になり、
さらにコスト的に有利になる。
本発明によれば、評価のために各２番目の即ち１つおき
のサンプル値対だけを用いることができる。これにより
復調器が２進入力付号のオン・オフ比におけるエラー発
生の影響を受けなくなる。そのため本発明はモノリシッ
ク技術で集積化可能な確実に作動するＲＤＳ復調器の実
施を可能とする。
のサンプル値対だけを用いることができる。これにより
復調器が２進入力付号のオン・オフ比におけるエラー発
生の影響を受けなくなる。そのため本発明はモノリシッ
ク技術で集積化可能な確実に作動するＲＤＳ復調器の実
施を可能とする。
２進入力付号が異なる時点においてサンプリングされる
時に得られるサンプル値対は短時間記憶され、さらに両
方の個別サンプル値が存在する時はサンプル値対は排他
ｏＲ素子により構成されるコスタス混合器の入力側へ導
びかれ、コスタス混合器の出力が基準庵波数の変化を（
場合により積分器を介して）制御する。
時に得られるサンプル値対は短時間記憶され、さらに両
方の個別サンプル値が存在する時はサンプル値対は排他
ｏＲ素子により構成されるコスタス混合器の入力側へ導
びかれ、コスタス混合器の出力が基準庵波数の変化を（
場合により積分器を介して）制御する。
どちらのサンプル値対が評価のために用いられるかを定
める評価周波数は、最大で搬送波周波数の２倍に等しい
ように選定される。この場合は全部のサンプル値対が評
価のために用いられる。しかし上述のように評価周波数
を搬送波周波数にまたはそれの低調波に選定して、その
ため全部のサンプル値対ではなく例えば１つおきのサン
プル値対を評価のために用いるように、有利に構成でき
る。この場合は２進入力付号のオン・オフ比は復調過程
に対してほとんど影響を与えない。
める評価周波数は、最大で搬送波周波数の２倍に等しい
ように選定される。この場合は全部のサンプル値対が評
価のために用いられる。しかし上述のように評価周波数
を搬送波周波数にまたはそれの低調波に選定して、その
ため全部のサンプル値対ではなく例えば１つおきのサン
プル値対を評価のために用いるように、有利に構成でき
る。この場合は２進入力付号のオン・オフ比は復調過程
に対してほとんど影響を与えない。
実施例の説明
次の本発明の実施例を図面を用いて説明する。
第１図の回路装置において端子１６ＶＣ２進入力信号が
加えられる。この信号は、Ｄフリップフロップにより構
成されている２つのサンプリング回路１８および２０へ
導びかれる。これらの両サンプリング回路１８．１９は
可調整の発振器２６ （ＤＣＯ）から例えば５７ ＫＨ
ｚの基準筒波数のクロックパルスにより制御される。こ
の場合、サンプリング回路１８へ導びかれるパルスとサ
ンプリング回路２０へ導びかれるパルスとは、その位相
が９０°異なる。
加えられる。この信号は、Ｄフリップフロップにより構
成されている２つのサンプリング回路１８および２０へ
導びかれる。これらの両サンプリング回路１８．１９は
可調整の発振器２６ （ＤＣＯ）から例えば５７ ＫＨ
ｚの基準筒波数のクロックパルスにより制御される。こ
の場合、サンプリング回路１８へ導びかれるパルスとサ
ンプリング回路２０へ導びかれるパルスとは、その位相
が９０°異なる。
位相が９０°異なる信号を用いて、２進入力付号２８（
第６図参照）のサンプリングないし検出値域シ出しが行
なわれる。２倍の周波数である１ １４ ＫＨｚを用い
てのサンプリングも可能であシ、この場合は位相差は１
８０°に選定される。
第６図参照）のサンプリングないし検出値域シ出しが行
なわれる。２倍の周波数である１ １４ ＫＨｚを用い
てのサンプリングも可能であシ、この場合は位相差は１
８０°に選定される。
第１図において９０°の位相差を有する、２進入力付号
のサンプル値は短時間記憶され、それから同時にコスタ
ス混合器２２の入力側へ導びかれる。コスタス混合器は
排他ＯＲ結合素子により形成される。コスタス混合器２
２の出力が発振器２６の基準周波数の変化を、積分−お
よび制御回路２４を介して、制御する。発振器２６によ
シ積分−および制御回路２４が帰還路７０を介して評価
周波数ｆＡによシ制御される。
のサンプル値は短時間記憶され、それから同時にコスタ
ス混合器２２の入力側へ導びかれる。コスタス混合器は
排他ＯＲ結合素子により形成される。コスタス混合器２
２の出力が発振器２６の基準周波数の変化を、積分−お
よび制御回路２４を介して、制御する。発振器２６によ
シ積分−および制御回路２４が帰還路７０を介して評価
周波数ｆＡによシ制御される。
この評価周波数は、持続的に形成されるサンプル値対の
うちのどれを評価のために用いるかを、決定する。評価
周波数ｆＡの値は搬送波周波数に等しいようにまたはそ
れの低調波に等しいように、選定される。
うちのどれを評価のために用いるかを、決定する。評価
周波数ｆＡの値は搬送波周波数に等しいようにまたはそ
れの低調波に等しいように、選定される。
積分−および評価回路２４は計数器５０（第４図、アッ
プ・ダウン計数器）を有し、積分−および制御回路２４
の入力側に１”が加わるか０”が加わるかに応じて、計
数器の内容が減分（計数内容が”１”だけ減少される）
かまたは増分（計数内容が”１”だけ増加される）され
る。この場合この積分内容の減分または増分は選択周波
数により前もって与えられる。
プ・ダウン計数器）を有し、積分−および制御回路２４
の入力側に１”が加わるか０”が加わるかに応じて、計
数器の内容が減分（計数内容が”１”だけ減少される）
かまたは増分（計数内容が”１”だけ増加される）され
る。この場合この積分内容の減分または増分は選択周波
数により前もって与えられる。
第２図の回路装置は第１図のそれとは、次の点で異なる
、部ち両方のサンプリング回路１８および２０が直列に
接続されており、そのため両サンプリング回路へ２進入
力付号が同時に導びかれるのではなく時間順次に導ひか
れるようにされている。この場合、サンプル値取り出し
は２２８ ＫＨｚの基準周波数により行なわれ、この場
合、２２８ ＫＨｚの信号は一位相差なしで一同時に両
サンプリング回路１８および２０へ導びかれる。
、部ち両方のサンプリング回路１８および２０が直列に
接続されており、そのため両サンプリング回路へ２進入
力付号が同時に導びかれるのではなく時間順次に導ひか
れるようにされている。この場合、サンプル値取り出し
は２２８ ＫＨｚの基準周波数により行なわれ、この場
合、２２８ ＫＨｚの信号は一位相差なしで一同時に両
サンプリング回路１８および２０へ導びかれる。
第２図においても２進入力付号の、９０°の位相差のあ
る２つのサンプル値が、短時間記憶されてからコスタス
混合器２２の各入力側へ達する。このコスタス混合器に
積分−および制御回路２４および発振器２６が後置接続
されている。
る２つのサンプル値が、短時間記憶されてからコスタス
混合器２２の各入力側へ達する。このコスタス混合器に
積分−および制御回路２４および発振器２６が後置接続
されている。
第６図を用いて２進入力付号２８のサンプリングないし
検出値取り出しを詳細に説明する。
検出値取り出しを詳細に説明する。
２進入力付号の上方に基準周波数６６が示されており、
さらに実線または破線で囲まれた点の対によシサンプル
値対３０〜４０が示されている。この場合、各点が個別
サンプル値を示している。
さらに実線または破線で囲まれた点の対によシサンプル
値対３０〜４０が示されている。この場合、各点が個別
サンプル値を示している。
２進入力付号２８の経過に応じて個別サンプル値が０”
または′１”になる。
または′１”になる。
図示されているサンプル値対３０〜３８の場合は個別サ
ンプル値は両方とも等しい（両方とも１”であるかまた
は”０”である）。反対にサンプル値対４０の個々のサ
ンプル値は等しくない；即ち左の１番目の個別サンプル
値は”０”であシ、右の２番目の個別サンプル値は１”
である。
ンプル値は両方とも等しい（両方とも１”であるかまた
は”０”である）。反対にサンプル値対４０の個々のサ
ンプル値は等しくない；即ち左の１番目の個別サンプル
値は”０”であシ、右の２番目の個別サンプル値は１”
である。
２進入力付号はサンプル値対６０〜４０によ）、異なる
複数個の時点においてサンプリングされる。この場合、
個々のサンプル値は位相が９０’異なる。そのため積分
−および制御回路２４０入力側に、その都度量も新しい
両サンプル値の排他ＯＲ結合結果が加えられる。両サン
プル値が等しい時は一方の方向における補正（周波数調
整）が行なわれ、両サンプル値が等しくない時はもう一
方の反対方向における補正が行なわれる。
複数個の時点においてサンプリングされる。この場合、
個々のサンプル値は位相が９０’異なる。そのため積分
−および制御回路２４０入力側に、その都度量も新しい
両サンプル値の排他ＯＲ結合結果が加えられる。両サン
プル値が等しい時は一方の方向における補正（周波数調
整）が行なわれ、両サンプル値が等しくない時はもう一
方の反対方向における補正が行なわれる。
そのため各サンプル値対に対して正確に２つの可能性が
ある： ａ）極性が等しい（サンプル値がいわば同じ”半波”か
ら得られる）； ｂ）極性が等しくない（両サンプル値の間に６零通過点
”が存在する、即ち入力信号の側縁が存在する）。
ある： ａ）極性が等しい（サンプル値がいわば同じ”半波”か
ら得られる）； ｂ）極性が等しくない（両サンプル値の間に６零通過点
”が存在する、即ち入力信号の側縁が存在する）。
この情報−等しいか等しくないか−だけがコスタス混合
器２２の排他ＯＲ結合から転送される。
器２２の排他ＯＲ結合から転送される。
この情報から長期にわたり行なわれる周波数補正−ない
し位相補正が、サンプリング列の１つを入力側縁へ同期
化させる。この場合さらに正確に言うと、この同期化さ
れた状態を中心として小さい調整振動が行なわれる；そ
のため常に安定状態の方向へ調整が行なわれる。
し位相補正が、サンプリング列の１つを入力側縁へ同期
化させる。この場合さらに正確に言うと、この同期化さ
れた状態を中心として小さい調整振動が行なわれる；そ
のため常に安定状態の方向へ調整が行なわれる。
ｖπ−および／またはＲＤＳ−信号が存在する場合は２
進入力付号が（前もっての回路選定およびリミット作用
の結果）、短時間の間は約５７ ＫＨｚの周波数を有す
る方形波信号として形成することができる。ＲＤＳ情報
はその中で位相変調として現われ、前述の調整により、
第１図における出力端子６８から、得られたＲＤＳ信号
が取り出される。このＲＤＳ信号は本来のＲＤＳ情報の
以後の処理および形成のために取り出される。
進入力付号が（前もっての回路選定およびリミット作用
の結果）、短時間の間は約５７ ＫＨｚの周波数を有す
る方形波信号として形成することができる。ＲＤＳ情報
はその中で位相変調として現われ、前述の調整により、
第１図における出力端子６８から、得られたＲＤＳ信号
が取り出される。このＲＤＳ信号は本来のＲＤＳ情報の
以後の処理および形成のために取り出される。
基本的に第６図の各サンプル値対３０〜４０は評価およ
び調整のために用いることができる。
び調整のために用いることができる。
もちろんこの場合、制御ループにおいていわゆる”無駄
動作”が多少の期間にわたり生ずることが除去できない
。この糧の無駄動作は、全部のサンプル値対６０〜４０
の評価により得られる評価情報が対毎にその都度相殺し
合う時は即ちその作用が打ち消し合う時に、打ち消され
る。
動作”が多少の期間にわたり生ずることが除去できない
。この糧の無駄動作は、全部のサンプル値対６０〜４０
の評価により得られる評価情報が対毎にその都度相殺し
合う時は即ちその作用が打ち消し合う時に、打ち消され
る。
そのため、評価周波数ｆＡを５７ ＫＨｚにまたは５７
ＫＨｚの低調波に等しいように選定することにより、
各２番目の側縁情報（またはそれより多くの）評価が有
利に省略される。
ＫＨｚの低調波に等しいように選定することにより、
各２番目の側縁情報（またはそれより多くの）評価が有
利に省略される。
このようにして第６図において実線で示されたサンプル
値対３０，３４．３８等だけが評価のために用いられる
。この場合に調整は、２進入力付号２８の１”−ないし
０”一時間がこの周期の４分の１よりも長い限り動作す
る。
値対３０，３４．３８等だけが評価のために用いられる
。この場合に調整は、２進入力付号２８の１”−ないし
０”一時間がこの周期の４分の１よりも長い限り動作す
る。
そのため制御ループにおける無駄動作が回避され、さら
に２進入力付号のオン・オフ比がほとんど影響を与えな
くなる。
に２進入力付号のオン・オフ比がほとんど影響を与えな
くなる。
各々の場合において基本に置かれる動作方式は、取り出
されるサンプル値対が排他ＯＲ結合されること、および
その結合の結果が発振器２６の制御のために用いられる
ことである。このようにしてＲＤＳ−および／またはＶ
ＲＦ信号用のディジタル形式のコスタス回路が新規に構
成される。
されるサンプル値対が排他ＯＲ結合されること、および
その結合の結果が発振器２６の制御のために用いられる
ことである。このようにしてＲＤＳ−および／またはＶ
ＲＦ信号用のディジタル形式のコスタス回路が新規に構
成される。
第４図にさらに詳細な回路図が示されている。
入力端子１０に通常のように公知のＭＰＸ信号が加えら
れる。このＭＰＸ信号は変調されたＶＲＦ信号および／
または変調されたＲＤＳ信号を含む。
れる。このＭＰＸ信号は変調されたＶＲＦ信号および／
または変調されたＲＤＳ信号を含む。
帯域通過フィルタ１２ （５７ＫＨｚフィルタ）により
５７ ＫＨｚを中心とする周波数領域が取り出される。
５７ ＫＨｚを中心とする周波数領域が取り出される。
帯域通過フィルタ１２に比較器１４が接続されており）
その端子１６（第１図および第２図）に現われる２通信
号はサンプリング回路４２へ達する。
その端子１６（第１図および第２図）に現われる２通信
号はサンプリング回路４２へ達する。
サンプリング回路４２にコスタス混合器２２ならびにＶ
ＲＦ識別回路４４が接続されている。
ＲＦ識別回路４４が接続されている。
ＶＲＦ Ｈ別回路の出力側４６からＶＲＦレベルＡが取
り出される。
り出される。
ＶＲＦ信号すなわち５７ ＫＨｚ搬送波が存在する時は
Ａ＝１であり、他方この５７ ＫＨｚが無い時はＡ＝［
］である。唯一つに定められている出力端子６４から以
後の処理のためのＲＤＳ信号を、Ａ＝１またはＡ＝Ｑに
依存することなく取り出せるようにするために、ＶＲＦ
レベルＡが必要とされる。
Ａ＝１であり、他方この５７ ＫＨｚが無い時はＡ＝［
］である。唯一つに定められている出力端子６４から以
後の処理のためのＲＤＳ信号を、Ａ＝１またはＡ＝Ｑに
依存することなく取り出せるようにするために、ＶＲＦ
レベルＡが必要とされる。
コスタス混合器２２の２進制御量が積分器−計数器５０
のアップ／ダウン入力側へ、排他ＯＲ素子（インバータ
）４８を介して加えられる。−排他ＯＲ素子の他方の入
力側はＶＲＦ識別回路４４により制御される。ＶＲＦ識
別回路は場合により反転を行なわせる。
のアップ／ダウン入力側へ、排他ＯＲ素子（インバータ
）４８を介して加えられる。−排他ＯＲ素子の他方の入
力側はＶＲＦ識別回路４４により制御される。ＶＲＦ識
別回路は場合により反転を行なわせる。
積分器−計数器５０および制御回路５２は共働して、発
振器２６を制御するための前述の積分−および制御回路
２４を構成する。発振器はディジタル” ｖｃｏ”（Ｄ
ＣＯ）発振器として構成される。このディジタル”■Ｃ
Ｏ”（ＤＣＯ）発振器は公知のように、後置接続された
分周器５６を有する高周波固定値発振器５４から構成で
きる。制御回路５２により分周器５６を制御する場合、
前もって積分器−計数器５０が中央値を通過（ＦＦセッ
ト完了）した時に、９けた上け”が１ ／ ２２８ Ｋ
Ｈｚの持続時間のパルスを作動する。セット完了された
ＦＦはパルスＶによりセットされる。
振器２６を制御するための前述の積分−および制御回路
２４を構成する。発振器はディジタル” ｖｃｏ”（Ｄ
ＣＯ）発振器として構成される。このディジタル”■Ｃ
Ｏ”（ＤＣＯ）発振器は公知のように、後置接続された
分周器５６を有する高周波固定値発振器５４から構成で
きる。制御回路５２により分周器５６を制御する場合、
前もって積分器−計数器５０が中央値を通過（ＦＦセッ
ト完了）した時に、９けた上け”が１ ／ ２２８ Ｋ
Ｈｚの持続時間のパルスを作動する。セット完了された
ＦＦはパルスＶによりセットされる。
制御される分局器５６は固定値発振器５４により周波数
３６４８ ＫＨｚで制御される。まず１６分の１への分
周が行なわれて２２８ ＫＨｚが形成され、分周器５８
および６０により２つの１１４ ＫＨｚのパルス列が直
交クロックパルス列として導出される。排他ＯＲ素子６
２の出力側６４から所定のようＩｃ ＲＤＳ信号が、公
知のＲＤＳ識別装置いての以後の処理のために送出され
る。
３６４８ ＫＨｚで制御される。まず１６分の１への分
周が行なわれて２２８ ＫＨｚが形成され、分周器５８
および６０により２つの１１４ ＫＨｚのパルス列が直
交クロックパルス列として導出される。排他ＯＲ素子６
２の出力側６４から所定のようＩｃ ＲＤＳ信号が、公
知のＲＤＳ識別装置いての以後の処理のために送出され
る。
前述のように本発明によれば、各２番目のサンプル値対
たとえば３０，３４．３８だけを即ち１つおきのサンプ
ル値対だけを、評価のために用いることができる。
たとえば３０，３４．３８だけを即ち１つおきのサンプ
ル値対だけを、評価のために用いることができる。
さらに評価周波数ｆＡの値を最大でｉ １４ ＫＨｚに
することができる。
することができる。
さらに並列に駆動される２つのサンプリング回路１８．
２０を設け、両サンプリング回路のために発振器２６か
ら発生されるサンプリング用の各基準周波数の値を例え
ば５７ ＫＨｚとしかつ各基準周波数の間の位相差を９
０°にすることができる。
２０を設け、両サンプリング回路のために発振器２６か
ら発生されるサンプリング用の各基準周波数の値を例え
ば５７ ＫＨｚとしかつ各基準周波数の間の位相差を９
０°にすることができる。
さらに並列に駆動される２つのサンプリング回路１８．
２０を設け、両サンプリング回路のために発振器２６か
ら発生されるサンプリング用の各基準周波数の値を例え
ばｉ １４ ＫＨｚとしかつ各基準周波数の間の位相差
を１８０°にすることができる。
２０を設け、両サンプリング回路のために発振器２６か
ら発生されるサンプリング用の各基準周波数の値を例え
ばｉ １４ ＫＨｚとしかつ各基準周波数の間の位相差
を１８０°にすることができる。
さらに直列に作動される２つのサンプリング回路を設け
、両サンプリング回路のために発振器２６から発生され
る基準周波数を例えば２２８ＫＨｚにすることができる
。
、両サンプリング回路のために発振器２６から発生され
る基準周波数を例えば２２８ＫＨｚにすることができる
。
さらにサンプル値３０〜４０の個別サンプル値が等しい
時は第１の方向における周波数調整が行なわれるように
し、他方、サンプル値対３０〜４０の個別サンプル値が
等しくない時は前記第１の方向とは反対の第２の方向に
おける周波数調整が行なわれるように構成することがで
きる。
時は第１の方向における周波数調整が行なわれるように
し、他方、サンプル値対３０〜４０の個別サンプル値が
等しくない時は前記第１の方向とは反対の第２の方向に
おける周波数調整が行なわれるように構成することがで
きる。
発明の効果
本発明により、低域通過フィルタを用いないため集積化
が可能でかつ簡単な回路構成の、ＶＲＦ入力信号とＲＤ
Ｓ入力信号に対するディジタル復調器が提供される。
が可能でかつ簡単な回路構成の、ＶＲＦ入力信号とＲＤ
Ｓ入力信号に対するディジタル復調器が提供される。
第１図は第１実施例による復調器の部分回路（位相制御
ループ）図、第２図は第２実施例による復調器の部分回
路図、第６図は２進入力付号のサンプル値取り出しを説
明するダイヤグラム図、第４図は復調器の制御ループの
さらに詳細な回路図を示す。 １８．２０・・・サンプリング回路、２２・・・コスタ
ス混合器、２４・・・積分−および制御回路、２６・・
・発振器、３０〜４０・・・サンプル値対、４２・・・
サンプリング回路、４４・・・ＶＲＦ Ｈ別口路、４６
・・・ＶＲＦ出力側、５０・・・積分器−計数器、５２
・・・制御回路、５６，５８．６０・・・分族器、ＦＩ
Ｇ、 ２
ループ）図、第２図は第２実施例による復調器の部分回
路図、第６図は２進入力付号のサンプル値取り出しを説
明するダイヤグラム図、第４図は復調器の制御ループの
さらに詳細な回路図を示す。 １８．２０・・・サンプリング回路、２２・・・コスタ
ス混合器、２４・・・積分−および制御回路、２６・・
・発振器、３０〜４０・・・サンプル値対、４２・・・
サンプリング回路、４４・・・ＶＲＦ Ｈ別口路、４６
・・・ＶＲＦ出力側、５０・・・積分器−計数器、５２
・・・制御回路、５６，５８．６０・・・分族器、ＦＩ
Ｇ、 ２
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、２進入力信号を復調するためのデイジタル復調器で
あつて、この場合この２進入力信号は搬送波を有する第
１振幅変調信号（ＶＲＦ信号）および／または抑圧され
た搬送波を有する第２振幅変調信号（ＲＤＳ信号）を有
し、この場合、これら両搬送波は周波数が等しく位相が
９０°異なつており、さらに前記のデイジタル復調器は
基準周波を発生する可制御発振器（ＤＣＯ）を備え、さ
らに混合器を備え、該混合器の出力信号が前記発振器に
対する制御信号の形成されるように処理されるようにし
、この場合この発振器に対する制御信号はＶＲＦレベル
に依存して反転されるように構成されているデイジタル
復調器において、入力信号（２８）から、２つの個別サ
ンプル値によりその都度形成される一対のサンプル値 （３０−４０）が取り出されるようにし、該２つの個別
サンプル値は−再生された搬送波周波（基準周波）の周
期に関連づけて−位相が９０°異なるようにし、さらに
前記のサンプル値対（３０−４０）が同時に混合器へ導
びかれるようにし、さらに該混合器がコスタス混合器（
２２）として構成されていることを特徴とするデイジタ
ル復調器。 ２、コスタス混合器（２２）に積分−および制御回路（
２４）が後置接続されており）該積分−および制御回路
の出力が発振器（２６）を制御するようにした請求項１
記載のデイジタル復調器。 ３、評価されるべきサンプル値対（３０〜４０）の選択
が積分−および制御回路（２４）の制御により評価周波
数（ｆＡ）を用いて行なわれるようにした請求項２記載
のデイジタル復調器。 ４、評価周波数（ｆＡ）が５７ＫＨｚであるかまたは５
７ＫＨｚの低調波であるようにし、さらにサンプル値対
（３０−４０）の一部だけが評価のために用いられるよ
うにした請求項３記載のデイジタル復調器。 ５、サンプル値取り出しが、Ｄフリップフロップにより
構成される２つのサンプリング回路（１８、２０）を用
いて行なわれるようにした請求項１から４までのいずれ
か１項記載のデイジタル復調器。 ６、迅速形のＶＲＦ識別回路（４４）が、発振器（２６
）に対する制御信号を反転するために、ＶＲＦレベル（
Ａ）の存在を示すＶＲＦ出力側を有し、さらに単一の出
力端子（６８）から ＲＤＳ処理のための信号が取り出されるようにした請求
項１から５までのいずれか１項記載のデイジタル復調器
。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19873716025 DE3716025A1 (de) | 1987-05-14 | 1987-05-14 | Digitaler demodulator |
| DE3716025.7 | 1987-05-14 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63303546A true JPS63303546A (ja) | 1988-12-12 |
| JP2871691B2 JP2871691B2 (ja) | 1999-03-17 |
Family
ID=6327476
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63114963A Expired - Lifetime JP2871691B2 (ja) | 1987-05-14 | 1988-05-13 | デイジタル復調器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0291826B1 (ja) |
| JP (1) | JP2871691B2 (ja) |
| AT (1) | ATE50427T1 (ja) |
| DE (2) | DE3716025A1 (ja) |
| ES (1) | ES2013650B3 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2572986B2 (ja) * | 1987-06-03 | 1997-01-16 | 三洋電機株式会社 | 復調回路 |
| DE4134789A1 (de) * | 1991-10-22 | 1993-06-03 | Telefunken Microelectron | Verfahren zur verarbeitung von eingangssignalen |
| DE4140132C2 (de) * | 1991-12-05 | 1994-07-21 | Blaupunkt Werke Gmbh | Digitaler Oszillator |
| ATE140349T1 (de) * | 1992-02-19 | 1996-07-15 | Werner Henze | Demodulator für radio-daten-signale |
| DE4205014C2 (de) * | 1992-02-19 | 1995-04-13 | Blaupunkt Werke Gmbh | Demodulator für Radio-Daten-Signale |
| DE4239509A1 (de) * | 1992-11-25 | 1994-05-26 | Daimler Benz Ag | Verfahren und Empfänger für die terrestrische digitale Rundfunkübertragung |
| JP3540393B2 (ja) * | 1994-10-31 | 2004-07-07 | 三洋電機株式会社 | コスタスループ |
| JP2825076B2 (ja) * | 1995-12-08 | 1998-11-18 | 日本電気株式会社 | ジャイレータ回路を用いた復調回路 |
| DE19948832A1 (de) * | 1999-10-06 | 2001-04-12 | Deutsche Telekom Ag | Verfahren zum Empfang von über ein Rundfunksystem übertragenen digitalen Daten |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58166857A (ja) * | 1982-03-29 | 1983-10-03 | Toshiba Corp | 位相比較回路 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2368826A1 (fr) * | 1976-10-19 | 1978-05-19 | Thomson Csf | Dispositif de demodulation synchrone et poste telephonique utilisant un tel dispositif |
| US4241451A (en) * | 1978-06-26 | 1980-12-23 | Rockwell International Corporation | Single sideband signal demodulator |
| DE3433592A1 (de) * | 1984-09-13 | 1986-03-20 | Blaupunkt-Werke Gmbh, 3200 Hildesheim | Verfahren zur demodulation amplitudenmodulierter eingangssignale mit unterdruecktem traeger und schaltungsanordnung hierfuer |
| DE3624529A1 (de) * | 1986-07-19 | 1988-01-21 | Blaupunkt Werke Gmbh | Digitaler demodulator |
-
1987
- 1987-05-14 DE DE19873716025 patent/DE3716025A1/de active Granted
-
1988
- 1988-05-11 AT AT88107535T patent/ATE50427T1/de not_active IP Right Cessation
- 1988-05-11 DE DE8888107535T patent/DE3860041D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-05-11 EP EP88107535A patent/EP0291826B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-05-11 ES ES88107535T patent/ES2013650B3/es not_active Expired - Lifetime
- 1988-05-13 JP JP63114963A patent/JP2871691B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58166857A (ja) * | 1982-03-29 | 1983-10-03 | Toshiba Corp | 位相比較回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3860041D1 (de) | 1990-03-22 |
| DE3716025C2 (ja) | 1989-11-09 |
| EP0291826A1 (de) | 1988-11-23 |
| DE3716025A1 (de) | 1988-12-01 |
| ATE50427T1 (de) | 1990-02-15 |
| ES2013650B3 (es) | 1990-05-16 |
| EP0291826B1 (de) | 1990-02-14 |
| JP2871691B2 (ja) | 1999-03-17 |
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