JPH07154435A - 周波数検出器 - Google Patents
周波数検出器Info
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- JPH07154435A JPH07154435A JP6185365A JP18536594A JPH07154435A JP H07154435 A JPH07154435 A JP H07154435A JP 6185365 A JP6185365 A JP 6185365A JP 18536594 A JP18536594 A JP 18536594A JP H07154435 A JPH07154435 A JP H07154435A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
- H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
- H03D3/245—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop using at least twophase detectors in the loop
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- H03D13/00—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations
- H03D13/003—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which both oscillations are converted by logic means into pulses which are applied to filtering or integrating means
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0031—PLL circuits with quadrature locking, e.g. a Costas loop
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】ダイレクトコンバージョン無線受信機におい
て、ＡＦＣループの使用を可能にすること。 【構成】ダイレクトコンバージョン二進ＦＳＫ無線受信
機は、Ｉ3信号およびＱ3信号に応答自在な排他的ＯＲ位
相検出器１０４を備えたＡＦＣループを有する。Ｉフィ
ルタ１００およびＱフィルタ１０１は同一ではなくて、
異なる周波数−位相特性を有するので、局部発振器１０
２が正しく同調している時はそれらの位相シフトは同じ
となり、局部発振器の同調がずれている時は異なるよう
になっている。検出器１０４は位相の変化を検出し、局
部発振器の周波数を正しい値にもどすように、局部発振
器１０２に制御信号を印加する。
て、ＡＦＣループの使用を可能にすること。 【構成】ダイレクトコンバージョン二進ＦＳＫ無線受信
機は、Ｉ3信号およびＱ3信号に応答自在な排他的ＯＲ位
相検出器１０４を備えたＡＦＣループを有する。Ｉフィ
ルタ１００およびＱフィルタ１０１は同一ではなくて、
異なる周波数−位相特性を有するので、局部発振器１０
２が正しく同調している時はそれらの位相シフトは同じ
となり、局部発振器の同調がずれている時は異なるよう
になっている。検出器１０４は位相の変化を検出し、局
部発振器の周波数を正しい値にもどすように、局部発振
器１０２に制御信号を印加する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は検出器に関し、より詳細
には、ＦＳＫ変調された無線信号を復調するのに使用す
るためのダイレクトコンバージョン直角検出器およびか
かる検出器を内蔵した無線受信機に関するが、これのみ
に限定されるものではない。
には、ＦＳＫ変調された無線信号を復調するのに使用す
るためのダイレクトコンバージョン直角検出器およびか
かる検出器を内蔵した無線受信機に関するが、これのみ
に限定されるものではない。
【０００２】図１に示す従来のゼロＩＦのＦＳＫ受信機
では、ノード１の受信無線信号は、２つのチャンネルす
なわち合相チャンネルＩと直角位相チャンネルＱとに印
加される。双方のチャンネルは実質的に同一であり、そ
れぞれの混合器２、３、チャンネルフィルタ４、５およ
び制限アンプ６、７から成る。局部発振器８の出力は、
合相混合器２には直接印加され、直角位相混合器３には
９０度の位相シフト回路９を介して印加される。制限ア
ンプ６、７は信号から振幅情報を除き、位相情報しか含
まないデジタル出力信号を発生し、これら信号は検出器
１０に印加される。検出器１０の出力信号は制限アンプ
１１を通過し、出力端１２に検波されたベースバンド信
号を発生する。必要であればアンプ１１は検波後フィル
タ（図示せず）を含むことができる。チャンネルフィル
タ４および５は混合器の出力信号５から不要なスプリア
ス信号を除くよう働く。ＩおよびＱチャンネルの双方
は、更なる位相シフトを避けるように、理想的には同一
である。従って、検出器１０の入力端に印加される２つ
の信号は、常に互いに９０度の位相差がある。
では、ノード１の受信無線信号は、２つのチャンネルす
なわち合相チャンネルＩと直角位相チャンネルＱとに印
加される。双方のチャンネルは実質的に同一であり、そ
れぞれの混合器２、３、チャンネルフィルタ４、５およ
び制限アンプ６、７から成る。局部発振器８の出力は、
合相混合器２には直接印加され、直角位相混合器３には
９０度の位相シフト回路９を介して印加される。制限ア
ンプ６、７は信号から振幅情報を除き、位相情報しか含
まないデジタル出力信号を発生し、これら信号は検出器
１０に印加される。検出器１０の出力信号は制限アンプ
１１を通過し、出力端１２に検波されたベースバンド信
号を発生する。必要であればアンプ１１は検波後フィル
タ（図示せず）を含むことができる。チャンネルフィル
タ４および５は混合器の出力信号５から不要なスプリア
ス信号を除くよう働く。ＩおよびＱチャンネルの双方
は、更なる位相シフトを避けるように、理想的には同一
である。従って、検出器１０の入力端に印加される２つ
の信号は、常に互いに９０度の位相差がある。
【０００３】かかる従来の回路は満足できるものである
ことが判っているが、受信すべき信号のキャリア（搬送
波）の周波数にロックされた極めて安定した局部発振器
ＬＯを使用しなければならない。実際にこのことは、高
品質で、かつ比較的高価な水晶発振器を使用しなければ
ならないことを意味している。かかる水晶発振器は、特
にページングシステムのような用途の受信機のコストの
かなりの部分を占めている。
ことが判っているが、受信すべき信号のキャリア（搬送
波）の周波数にロックされた極めて安定した局部発振器
ＬＯを使用しなければならない。実際にこのことは、高
品質で、かつ比較的高価な水晶発振器を使用しなければ
ならないことを意味している。かかる水晶発振器は、特
にページングシステムのような用途の受信機のコストの
かなりの部分を占めている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】極めて安定した水晶発
振器の使用を回避する一つの方法は、受信信号のキャリ
アに自動的にロックするＡＦＣ（自動周波数制御）ルー
プを使用することである。ダイレクトコンバージョン受
信機では、中間周波数信号が用いられないので、周波数
制御のためにＡＦＣループを使用することが困難となっ
ている。本発明は、かかる問題を解消するため、改良さ
れた受信機を提供することを目的とする。
振器の使用を回避する一つの方法は、受信信号のキャリ
アに自動的にロックするＡＦＣ（自動周波数制御）ルー
プを使用することである。ダイレクトコンバージョン受
信機では、中間周波数信号が用いられないので、周波数
制御のためにＡＦＣループを使用することが困難となっ
ている。本発明は、かかる問題を解消するため、改良さ
れた受信機を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、入力信
号の周波数の関数である出力信号を発生するための周波
数検出器は、入力信号の関数である第１信号を受信する
ようになっている第１ノードと、入力信号の関数である
第２信号を受信するようになっている第２ノードと、第
３および第４ノードと、第１および第２ノードをそれぞ
れ第３および第４ノードに結合し、第１ノードと第３ノ
ードとの間で第１位相シフトを発生し、第２ノードと第
４ノードとの間で第２位相シフトを発生し、第１位相シ
フトと第２位相シフトとの差が周波数の関数として変化
するようにさせる位相シフト手段と、第３および第４ノ
ードに結合され、前記差の関数となる出力信号を発生
し、よって前記出力信号を入力信号の周波数の関数とす
る位相検出手段とを備える。
号の周波数の関数である出力信号を発生するための周波
数検出器は、入力信号の関数である第１信号を受信する
ようになっている第１ノードと、入力信号の関数である
第２信号を受信するようになっている第２ノードと、第
３および第４ノードと、第１および第２ノードをそれぞ
れ第３および第４ノードに結合し、第１ノードと第３ノ
ードとの間で第１位相シフトを発生し、第２ノードと第
４ノードとの間で第２位相シフトを発生し、第１位相シ
フトと第２位相シフトとの差が周波数の関数として変化
するようにさせる位相シフト手段と、第３および第４ノ
ードに結合され、前記差の関数となる出力信号を発生
し、よって前記出力信号を入力信号の周波数の関数とす
る位相検出手段とを備える。
【０００６】以下、添付図面を参照して、限定的でない
実施例のみに基づいて本発明について説明する。
実施例のみに基づいて本発明について説明する。
【０００７】
【実施例】図２において、自動周波数制御装置を有する
ゼロＩＦのＦＳＫ無線受信機を提供するのに、本発明に
係わる検出器が使用されている。図１と同じように、こ
の受信機はＩチャンネルおよびＱチャンネルを有する。
混合器２、３、制限アンプ６、７および位相シフト回路
９、検出器１０およびアンプ１１は、図１内の対応する
番号を付けた部品と実質的に同一である。検出器１０４
は、排他的ＯＲ（ＥＸ−ＯＲ）ゲートを含み、フィルタ
１０３は１０４上の出力信号からＡＣ成分を除き、ＥＸ
−ＯＲ出力信号のＤＣ成分をＶＣＯ１０２へ印加する。
このＶＣＯは受信機の局部発振器を構成している。図２
のフィルタ１００および１０１は、図１のフィルタ４お
よび５と異なり、互いに同一ではないが、互いに異なる
周波数位相特性を有するように特別に設計されている。
すなわちこの特性は、発振器１０２がノード１の受信Ｆ
ＳＫ信号を受信するための正しい周波数になっている際
に、それぞれの出力端１１０、１１１における信号が正
しい直角関係となるように決められている。局部発振器
の周波数が高すぎると、１１０は論理「１」に対しては
１１１よりも９０度より大きい値だけ異なり、論理
「０」に対しては−９０度よりも小さい値だけ異なる。
低すぎると、１１０は論理「１」に対しては１１１より
も９０度より小さい値だけ異なり、論理「０」に対して
は−９０度よりも大きい値だけ異なる。このような周波
数の位相差の変化を用いて局部発振器の制御を行ってい
る。位相差は検出器１０４により検出され、検出器の平
均直流出力電圧は位相差の関数として変化する。位相差
が０に向かう場合、平均ＤＣ成分は減少するが、位相差
が１８０度に近づく際はＤＣ成分が増加する。このよう
な変化を図６に示す。本実施例では、検出器１０４には
プッシュプル出力ステージが設けられており、このプッ
シュプル出力ステージは公知の態様では、ＶＣＯ１０２
内の電圧応答素子に印加されるＤＣ電圧を徐々に増加さ
せるポンプアップパルスまたはこのＤＣ電圧を徐々に減
少させるポンプダウンパルスのいずれかを発生する。こ
のＤＣ電圧は、ポンプアップパルスがポンプダウンパル
スよりも優勢な場合は増加し、ポンプダウンパルスのほ
うが優勢な場合は減少する。値＋Ａが１００％のポンプ
アップパルスを示し、−Ａば１００％のポンプダウンパ
ルスを示すが、ゼロ値はポンプアップパルスにより供給
されるエネルギーがポンプダウンパルスにより除かれる
エネルギーと同一であることを示し、このような状況は
Ｉ3およびＱ3が実質的に直角関係にある場合に得られ
る。ＶＣＯがキャリア周波数に正しく同調していると、
Ｉ3およびＱ3は、二進データの２つの可能な値に対して
直角関係となる。すなわち、ある論理ステートに対して
Ｉ3はＱ3よりも位相が進み、別の論理ステートでは遅れ
ることになる。従って、受信中のデータの値に無関係に
検出器１０４のＤＣ出力はゼロとなる。
ゼロＩＦのＦＳＫ無線受信機を提供するのに、本発明に
係わる検出器が使用されている。図１と同じように、こ
の受信機はＩチャンネルおよびＱチャンネルを有する。
混合器２、３、制限アンプ６、７および位相シフト回路
９、検出器１０およびアンプ１１は、図１内の対応する
番号を付けた部品と実質的に同一である。検出器１０４
は、排他的ＯＲ（ＥＸ−ＯＲ）ゲートを含み、フィルタ
１０３は１０４上の出力信号からＡＣ成分を除き、ＥＸ
−ＯＲ出力信号のＤＣ成分をＶＣＯ１０２へ印加する。
このＶＣＯは受信機の局部発振器を構成している。図２
のフィルタ１００および１０１は、図１のフィルタ４お
よび５と異なり、互いに同一ではないが、互いに異なる
周波数位相特性を有するように特別に設計されている。
すなわちこの特性は、発振器１０２がノード１の受信Ｆ
ＳＫ信号を受信するための正しい周波数になっている際
に、それぞれの出力端１１０、１１１における信号が正
しい直角関係となるように決められている。局部発振器
の周波数が高すぎると、１１０は論理「１」に対しては
１１１よりも９０度より大きい値だけ異なり、論理
「０」に対しては−９０度よりも小さい値だけ異なる。
低すぎると、１１０は論理「１」に対しては１１１より
も９０度より小さい値だけ異なり、論理「０」に対して
は−９０度よりも大きい値だけ異なる。このような周波
数の位相差の変化を用いて局部発振器の制御を行ってい
る。位相差は検出器１０４により検出され、検出器の平
均直流出力電圧は位相差の関数として変化する。位相差
が０に向かう場合、平均ＤＣ成分は減少するが、位相差
が１８０度に近づく際はＤＣ成分が増加する。このよう
な変化を図６に示す。本実施例では、検出器１０４には
プッシュプル出力ステージが設けられており、このプッ
シュプル出力ステージは公知の態様では、ＶＣＯ１０２
内の電圧応答素子に印加されるＤＣ電圧を徐々に増加さ
せるポンプアップパルスまたはこのＤＣ電圧を徐々に減
少させるポンプダウンパルスのいずれかを発生する。こ
のＤＣ電圧は、ポンプアップパルスがポンプダウンパル
スよりも優勢な場合は増加し、ポンプダウンパルスのほ
うが優勢な場合は減少する。値＋Ａが１００％のポンプ
アップパルスを示し、−Ａば１００％のポンプダウンパ
ルスを示すが、ゼロ値はポンプアップパルスにより供給
されるエネルギーがポンプダウンパルスにより除かれる
エネルギーと同一であることを示し、このような状況は
Ｉ3およびＱ3が実質的に直角関係にある場合に得られ
る。ＶＣＯがキャリア周波数に正しく同調していると、
Ｉ3およびＱ3は、二進データの２つの可能な値に対して
直角関係となる。すなわち、ある論理ステートに対して
Ｉ3はＱ3よりも位相が進み、別の論理ステートでは遅れ
ることになる。従って、受信中のデータの値に無関係に
検出器１０４のＤＣ出力はゼロとなる。
【０００８】局部発振器の周波数が高すぎると、出力端
１１０、１１１における信号は１００、１０１の作用に
より直角関係とならないが、上記のように、実際の局部
発振器の周波数とその正しい値との差で決まる値だけ、
直角関係からずれる。このような直角関係からのずれ
は、ポンプアップパルスとポンプダウンパルスとのバラ
ンスを固定し、局部発振器１０２の出力周波数を正しい
値に戻す方向に、ＥＸ−ＯＲ検出器１０４のＤＣ出力成
分を変化させる。
１１０、１１１における信号は１００、１０１の作用に
より直角関係とならないが、上記のように、実際の局部
発振器の周波数とその正しい値との差で決まる値だけ、
直角関係からずれる。このような直角関係からのずれ
は、ポンプアップパルスとポンプダウンパルスとのバラ
ンスを固定し、局部発振器１０２の出力周波数を正しい
値に戻す方向に、ＥＸ−ＯＲ検出器１０４のＤＣ出力成
分を変化させる。
【０００９】図１に示されるような従来のゼロＩＦのＦ
ＳＫ受信機は、受信ＲＦ信号Ｆsigの瞬時周波数がＬＯ
周波数Ｆloよりも高いと、ＩチャンネルはＱチャンネル
よりも９０度だけ位相が進むような性質を有する。Ｆ
sigがＦloよりも低いと、ＩチャンネルはＱチャンネル
よりも９０度だけ位相が遅れる。この性質を図３にグラ
フで示す。この受信信号を復調する一つの方法は、いず
れのチャンネルが９０度だけ進んでいるかを判別するこ
とである。
ＳＫ受信機は、受信ＲＦ信号Ｆsigの瞬時周波数がＬＯ
周波数Ｆloよりも高いと、ＩチャンネルはＱチャンネル
よりも９０度だけ位相が進むような性質を有する。Ｆ
sigがＦloよりも低いと、ＩチャンネルはＱチャンネル
よりも９０度だけ位相が遅れる。この性質を図３にグラ
フで示す。この受信信号を復調する一つの方法は、いず
れのチャンネルが９０度だけ進んでいるかを判別するこ
とである。
【００１０】
【数１】
【００１１】次に、図３と図４を組み合わせると図５が
得られる。この図は、受信ＦＳＫＲＦ信号の位相差（φ
I3−φQ3）対Ｆsigの瞬時周波数の関係を示している。
得られる。この図は、受信ＦＳＫＲＦ信号の位相差（φ
I3−φQ3）対Ｆsigの瞬時周波数の関係を示している。
【００１２】制限アンプの出力信号Ｉ3およびＱ3は、排
他的ＯＲ位相検出器１０４への入力信号となる。このＥ
Ｘ−ＯＲのＤＣ出力電圧成分対位相差（φI3−φQ3）の
関係を図６に示す。この関係と、図５の位相差（φI3−
φQ3）対周波数特性を組み合わせると、ＥＸ−ＯＲ位相
検出器のＤＣ出力電圧対受信ＦＳＫＲＦ信号のＦsigの
瞬時周波数との関係が得られる。この関係は図７に示さ
れている。
他的ＯＲ位相検出器１０４への入力信号となる。このＥ
Ｘ−ＯＲのＤＣ出力電圧成分対位相差（φI3−φQ3）の
関係を図６に示す。この関係と、図５の位相差（φI3−
φQ3）対周波数特性を組み合わせると、ＥＸ−ＯＲ位相
検出器のＤＣ出力電圧対受信ＦＳＫＲＦ信号のＦsigの
瞬時周波数との関係が得られる。この関係は図７に示さ
れている。
【００１３】受信二進ＦＳＫ信号は、送信されているデ
ータに応じて２つの瞬時周波数の間でジャンプする。す
なわち、Ｆc＋δFは、論理「１」に対応し、Ｆc−δF
は、論理「０」に対応する。理想的な受信条件では、Ｆ
cはＦloに等しい。キャリア周波数ＦcとＬＯ周波数Ｆlo
が同じでない場合（Ｆc＝Ｆlo＋Ｆerr）、オフセット周
波数Ｆerrを得る。この結果、論理「１」に対しては、
瞬時周波数は（Ｆlo＋Ｆerr＋δＦ）となり、論理
「０」に対しては、瞬時周波数は（Ｆlo＋Ｆerr−δ
Ｆ）となる。図７から論理「１」および論理「０」の瞬
時周波数に対するＥＸ−ＯＲゲートからの出力信号は、
所定のＦerrに対して同一方向に増すことが判る。従っ
て、ＥＸ−ＯＲゲート出力信号は、Ｆerr＝０に対して
は、常に０であり、０＜Ｆerr＜δＦに対しては負であ
り、０＞Ｆerr＞−δＦに対しては正である。従ってＡ
Ｃ成分を除くようフィルタ処理した後のＥＸ−ＯＲ位相
検出器の出力信号は、ＶＣＯの周波数Ｆloにプルインさ
れ、Ｆerrを減少するようにフィードバックループ内で
使用できる。
ータに応じて２つの瞬時周波数の間でジャンプする。す
なわち、Ｆc＋δFは、論理「１」に対応し、Ｆc−δF
は、論理「０」に対応する。理想的な受信条件では、Ｆ
cはＦloに等しい。キャリア周波数ＦcとＬＯ周波数Ｆlo
が同じでない場合（Ｆc＝Ｆlo＋Ｆerr）、オフセット周
波数Ｆerrを得る。この結果、論理「１」に対しては、
瞬時周波数は（Ｆlo＋Ｆerr＋δＦ）となり、論理
「０」に対しては、瞬時周波数は（Ｆlo＋Ｆerr−δ
Ｆ）となる。図７から論理「１」および論理「０」の瞬
時周波数に対するＥＸ−ＯＲゲートからの出力信号は、
所定のＦerrに対して同一方向に増すことが判る。従っ
て、ＥＸ−ＯＲゲート出力信号は、Ｆerr＝０に対して
は、常に０であり、０＜Ｆerr＜δＦに対しては負であ
り、０＞Ｆerr＞−δＦに対しては正である。従ってＡ
Ｃ成分を除くようフィルタ処理した後のＥＸ−ＯＲ位相
検出器の出力信号は、ＶＣＯの周波数Ｆloにプルインさ
れ、Ｆerrを減少するようにフィードバックループ内で
使用できる。
【００１４】簡略にするため、Ｆc＋δＦ（すなわち論
理「１」）またはＦc−δＦ（すなわち論理「０」）の
いずれかである瞬時周波数Ｆsigを用いて、本発明につ
いて説明した。受信信号がランダムデータストリームに
より変調されている場合の過渡時の検出器１０４の出力
信号は、瞬時周波数の各々に対する検波出力信号の時間
平均として近似できる。この近似は、ワイドバンドのＦ
ＳＫに対して正確であり、低変調指数で保たれる。
理「１」）またはＦc−δＦ（すなわち論理「０」）の
いずれかである瞬時周波数Ｆsigを用いて、本発明につ
いて説明した。受信信号がランダムデータストリームに
より変調されている場合の過渡時の検出器１０４の出力
信号は、瞬時周波数の各々に対する検波出力信号の時間
平均として近似できる。この近似は、ワイドバンドのＦ
ＳＫに対して正確であり、低変調指数で保たれる。
【００１５】
【数２】
【００１６】ＦerrのモジュロがδＦよりも大である場
合に対しては、ＡＦＣシステムの捕捉レンジはコードに
依存している。Ｆerrおよびコード（例えば図９ではＦ
err＝＋１.５δＦで、コード＝００００００）のある組
み合わせに対しては、ループを反転することが可能であ
り、この結果、Ｆerrを減少する代わりにＦerrを増すよ
うなフィードバックとなる。ページングコーディングシ
ステムでは、データを送信する前に、０１０１０１０１
プリアンブル期間がある。図８において、かかるコード
に対してはすべてのＦerrに対し常にネガティブフィー
ドバックがあるので、このプリアンブル期間内での捕捉
を行うことを条件に、この捕捉レンジを拡張していた。
レンジδＦ＜Ｆerr＜−δＦ内では、フィードバックは
常にネガティブであるので、Ｆerrが一旦このレンジ内
にあれば、ＡＦＣシステムは捕捉を行う。
合に対しては、ＡＦＣシステムの捕捉レンジはコードに
依存している。Ｆerrおよびコード（例えば図９ではＦ
err＝＋１.５δＦで、コード＝００００００）のある組
み合わせに対しては、ループを反転することが可能であ
り、この結果、Ｆerrを減少する代わりにＦerrを増すよ
うなフィードバックとなる。ページングコーディングシ
ステムでは、データを送信する前に、０１０１０１０１
プリアンブル期間がある。図８において、かかるコード
に対してはすべてのＦerrに対し常にネガティブフィー
ドバックがあるので、このプリアンブル期間内での捕捉
を行うことを条件に、この捕捉レンジを拡張していた。
レンジδＦ＜Ｆerr＜−δＦ内では、フィードバックは
常にネガティブであるので、Ｆerrが一旦このレンジ内
にあれば、ＡＦＣシステムは捕捉を行う。
【００１７】図１１は、必要な位相差特性を得るのに、
ＩおよびＱチャンネルフィルタ１００、１０１に内蔵す
るのに適したフィルタ回路例を示す。図１１のフィルタ
の位相差特性は、図１２に示されている。図１１のフィ
ルタ自体は周波数制御フィードバックに関する性能を満
足できるが、データ検波回路に対する十分な除去を行う
ことはできない。従って図１１のフィルタは、図示して
いない従来のマッチングフィルタを直列結合することが
好ましく、このようなフィルタは図２のフィルタ１０
０、１０１に含まれている。
ＩおよびＱチャンネルフィルタ１００、１０１に内蔵す
るのに適したフィルタ回路例を示す。図１１のフィルタ
の位相差特性は、図１２に示されている。図１１のフィ
ルタ自体は周波数制御フィードバックに関する性能を満
足できるが、データ検波回路に対する十分な除去を行う
ことはできない。従って図１１のフィルタは、図示して
いない従来のマッチングフィルタを直列結合することが
好ましく、このようなフィルタは図２のフィルタ１０
０、１０１に含まれている。
【００１８】図１３に示される発明の第２実施例では、
フィルタ４および５は図１の対応するフィルタと同一で
ある。ＥＸ−ＯＲ検出器１０４に印加される信号間の位
相のアンバランスは、制限アンプ６、７の出力端と検出
器１０４の入力端との間に結合されたそれぞれの位相シ
フト回路１３０、１３１によって得られる。この構造
は、信号６および７の出力信号を常時直角関係に維持
し、よって検出器１０に常に直角信号を送ることができ
るという利点がある。動作については、図２と同一であ
る。
フィルタ４および５は図１の対応するフィルタと同一で
ある。ＥＸ−ＯＲ検出器１０４に印加される信号間の位
相のアンバランスは、制限アンプ６、７の出力端と検出
器１０４の入力端との間に結合されたそれぞれの位相シ
フト回路１３０、１３１によって得られる。この構造
は、信号６および７の出力信号を常時直角関係に維持
し、よって検出器１０に常に直角信号を送ることができ
るという利点がある。動作については、図２と同一であ
る。
【００１９】変形例では、１３０、１３１のうちの一つ
または他方を、単一回路１３０、１３１によって得られ
る必要な周波数位相特性と置換できる。
または他方を、単一回路１３０、１３１によって得られ
る必要な周波数位相特性と置換できる。
【００２０】図示していない別の変形例では、フィルタ
１３０、１３１と検出器１０４との間に別の制限アンプ
を配置し、１０４に補正レベルの論理信号を送るように
することができる。
１３０、１３１と検出器１０４との間に別の制限アンプ
を配置し、１０４に補正レベルの論理信号を送るように
することができる。
【００２１】図１４は、図１３の変形例である第３実施
例を示す。この実施例は、混合器２、３に印加される局
部発振器信号の真の直角性が失われるのを克服するのに
使用できる。対応する回路部分しか示していないが、回
路のうちのその他は、図１３に示したものと同じであ
り、図１３は先の段落に述べた図示していない変形例を
含む。この実施例は、１０４と１４４の出力端の間で差
を生じさせるよう配線された、別のＥＸ−ＯＲゲート１
４４および減算器１４０を含んでいる点で図１３と異な
っている。
例を示す。この実施例は、混合器２、３に印加される局
部発振器信号の真の直角性が失われるのを克服するのに
使用できる。対応する回路部分しか示していないが、回
路のうちのその他は、図１３に示したものと同じであ
り、図１３は先の段落に述べた図示していない変形例を
含む。この実施例は、１０４と１４４の出力端の間で差
を生じさせるよう配線された、別のＥＸ−ＯＲゲート１
４４および減算器１４０を含んでいる点で図１３と異な
っている。
【００２２】位相シフト回路９（図示せず）は、正確に
９０度の位相シフトをしないと仮定する。従って、Ｉチ
ャンネルおよびＱチャンネルは正確に９０度ずれること
はない。発振器１０２が正しい周波数で作動すると、９
内の位相シフトエラーにより誘導される位相エラーによ
り、ゲート１０４はスプリアスエラー信号を発生する。
ゲート１４４は、位相シフト回路９自体により発生され
るゲート１０４の出力信号内の位相エラー信号に等しい
補正信号を発生する。この補正信号は回路１３０、１３
１により生じる位相シフトに応答しないので、局部発振
器の周波数のエラーには影響されない。１０４および１
４４の出力信号を減算することにより位相シフト回路９
により生じるエラーはキャンセルされるので、１０３に
印加される信号は周波数エラーを示すにすぎない。
９０度の位相シフトをしないと仮定する。従って、Ｉチ
ャンネルおよびＱチャンネルは正確に９０度ずれること
はない。発振器１０２が正しい周波数で作動すると、９
内の位相シフトエラーにより誘導される位相エラーによ
り、ゲート１０４はスプリアスエラー信号を発生する。
ゲート１４４は、位相シフト回路９自体により発生され
るゲート１０４の出力信号内の位相エラー信号に等しい
補正信号を発生する。この補正信号は回路１３０、１３
１により生じる位相シフトに応答しないので、局部発振
器の周波数のエラーには影響されない。１０４および１
４４の出力信号を減算することにより位相シフト回路９
により生じるエラーはキャンセルされるので、１０３に
印加される信号は周波数エラーを示すにすぎない。
【００２３】図１５は、図１４の変形例であり、この実
施例はゲート１４４の入力端に印加される信号を遅延す
る遅延回路１５０、１５１が設けられている点でのみ、
図１４の実施例と異なっているにすぎない。遅延回路１
５０、１５１は、実質的に同じ遅延を行うように一致し
ている。この遅延量は、位相シフト回路９のエラーまた
は局部発振器の周波数がない場合に、ゲート１０４およ
び１４４のパルス出力が実質的に正しく位相が合い、キ
ャンセルされるような値となっている。これにより、Ａ
ＦＣループに必要なフィルタ処理量を減少できる。その
他の作動は、図１４の作動と同一である。
施例はゲート１４４の入力端に印加される信号を遅延す
る遅延回路１５０、１５１が設けられている点でのみ、
図１４の実施例と異なっているにすぎない。遅延回路１
５０、１５１は、実質的に同じ遅延を行うように一致し
ている。この遅延量は、位相シフト回路９のエラーまた
は局部発振器の周波数がない場合に、ゲート１０４およ
び１４４のパルス出力が実質的に正しく位相が合い、キ
ャンセルされるような値となっている。これにより、Ａ
ＦＣループに必要なフィルタ処理量を減少できる。その
他の作動は、図１４の作動と同一である。
【００２４】図１６の実施例は図１３の別の変形例であ
る。加算器１６０はＩ3信号とＱ3とを加算し、その結果
をフィルタ１３０に印加する。減算器１６１はＩ3とＱ3
との差を決定し、この結果をフィルタ１３１に印加す
る。上記実施例と同じように、フィルタ１３０および１
３１は異なる周波数位相特性を有する。フィルタ１３０
および１３１の出力信号は、それぞれの制限アンプ１６
４、１６５を介してＥＸ−ＯＲ検出器１０４に印加され
る。検出器１０４の出力信号は図示していないフィルタ
１０３に印加される。その他回路は、図１３に示されて
いるものと同じである。図１６の実施例は、図１４およ
び１５と同じように、位相シフト回路９（図示せず）に
より生じる位相シフトの実際の値が、検出器１０４の出
力信号に影響しないような性質を有する。図１６を見れ
ば、１３０および１３１がＩ3とＱ3との位相差と無関係
に、同じ位相シフトを生じると、検出器１０４の入力端
に印加される信号は常に直角関係となる。１０４への入
力信号は局部発振器周波数がその正しい周波数からずれ
て、１３０の位相シフトが１３１の位相シフトと異なる
際に、１０４への入力信号は直角関係からはずれるだけ
である。
る。加算器１６０はＩ3信号とＱ3とを加算し、その結果
をフィルタ１３０に印加する。減算器１６１はＩ3とＱ3
との差を決定し、この結果をフィルタ１３１に印加す
る。上記実施例と同じように、フィルタ１３０および１
３１は異なる周波数位相特性を有する。フィルタ１３０
および１３１の出力信号は、それぞれの制限アンプ１６
４、１６５を介してＥＸ−ＯＲ検出器１０４に印加され
る。検出器１０４の出力信号は図示していないフィルタ
１０３に印加される。その他回路は、図１３に示されて
いるものと同じである。図１６の実施例は、図１４およ
び１５と同じように、位相シフト回路９（図示せず）に
より生じる位相シフトの実際の値が、検出器１０４の出
力信号に影響しないような性質を有する。図１６を見れ
ば、１３０および１３１がＩ3とＱ3との位相差と無関係
に、同じ位相シフトを生じると、検出器１０４の入力端
に印加される信号は常に直角関係となる。１０４への入
力信号は局部発振器周波数がその正しい周波数からずれ
て、１３０の位相シフトが１３１の位相シフトと異なる
際に、１０４への入力信号は直角関係からはずれるだけ
である。
【００２５】以上で、ダイレクトコンバージョン二進Ｆ
ＳＫ受信機を参照して本発明について説明したが、本発
明は所定の公知の位相角だけずれた信号対を有する受信
機に同じように適用可能である。
ＳＫ受信機を参照して本発明について説明したが、本発
明は所定の公知の位相角だけずれた信号対を有する受信
機に同じように適用可能である。
【００２６】上記実施例は、単に例としてのべたにすぎ
ず、本発明の範囲内で多数の変形が可能である。
ず、本発明の範囲内で多数の変形が可能である。
【００２７】例えば回路素子、特にフィルタ１００、１
０１のいくつかまたはすべてをデジタル式に構成でき
る。更に、異なる位相特性を有する１０１および１０２
のようなフィルタを参照したが、相互に異なる位相特性
を有するオールパス回路と直列な実質的に同一のフィル
タ、例えば４、５と置換できる。同じことが図１４〜図
１６のフィルタ１３０、１３１についても言える。更
に、排他的ＯＲ位相検出器を使用することを述べたが、
その他の適当な位相検出器を使用することも可能であ
る。
０１のいくつかまたはすべてをデジタル式に構成でき
る。更に、異なる位相特性を有する１０１および１０２
のようなフィルタを参照したが、相互に異なる位相特性
を有するオールパス回路と直列な実質的に同一のフィル
タ、例えば４、５と置換できる。同じことが図１４〜図
１６のフィルタ１３０、１３１についても言える。更
に、排他的ＯＲ位相検出器を使用することを述べたが、
その他の適当な位相検出器を使用することも可能であ
る。
【図１】従来の無線受信機を示す。
【図２】本発明の第１実施例を示す。
【図３】図２の作動を示すグラフである。
【図４】図２の作動を示すグラフである。
【図５】図２の作動を示すグラフである。
【図６】図２の作動を示すグラフである。
【図７】図２の作動を示すグラフである。
【図８】図２の作動を示すグラフである。
【図９】図２の作動を示すグラフである。
【図１０】図２の作動を示すグラフである。
【図１１】図２の実施例と共に使用するのに適したフィ
ルタ例を示す。
ルタ例を示す。
【図１２】図１０のフィルタの異なる位相応答を示すグ
ラフである。
ラフである。
【図１３】本発明の第２実施例を示す。
【図１４】本発明の第３実施例を示す。
【図１５】本発明の第４実施例を示す。
【図１６】本発明の第５実施例を示す。
２、３ 混合器 ６、７ 制限アンプ ９ 位相シフト回路 １０ 検出器 １１ アンプ １００ フィルタ １０２ 局部発振器 １０４ 排他的ＯＲ位相検出器
Claims (18)
- 【請求項１】入力信号の周波数の関数である出力信号を
発生するための周波数検出器であって、 入力信号の関数である第１信号を受信するようになって
いる第１ノードと、入力信号の関数である第２信号を受
信するようになっている第２ノードと、 第３および第４ノードと、第１および第２ノードをそれ
ぞれ第３および第４ノードに結合し、第１ノードと第３
ノードとの間で第１位相シフトを発生し、第２ノードと
第４ノードとの間で第２位相シフトを発生し、第１位相
シフトと第２位相シフトとの差が周波数の関数として変
化するようにさせる位相シフト手段と、 第３および第４ノードに結合され、前記差の関数となる
出力信号を発生し、よって前記出力信号を入力信号の周
波数の関数とする位相検出手段とを備えた周波数検出
器。 - 【請求項２】第１および第２信号は互いに所定の位相関
係を有する請求項１記載の周波数検出器。 - 【請求項３】第１および第２信号は異なる位相を有する
請求項２記載の周波数検出器。 - 【請求項４】第１および第２信号は実質的に直角関係に
ある請求項３記載の周波数検出器。 - 【請求項５】位相シフト手段は、第１ノードと第３ノー
ドとの間に配置された第１位相シフト回路を備える請求
項１記載の周波数検出器。 - 【請求項６】位相シフト手段は、第２ノードと第４ノー
ドとの間に配置された第２位相シフト回路を備える請求
項５記載の周波数検出器。 - 【請求項７】位相シフト手段はフィルタ手段を備える請
求項１記載の周波数検出器。 - 【請求項８】フィルタ手段はローパスフィルタを備える
請求項７記載の周波数検出器。 - 【請求項９】位相シフト手段は時間遅延手段を備える請
求項１記載の周波数検出器。 - 【請求項１０】位相検出器は排他的ＯＲ位相検出器を備
える請求項１記載の周波数検出器。 - 【請求項１１】第１および第２ノードにそれぞれ結合さ
れた第１および第２入力端を有する別の位相検出器手段
と、位相検出手段および別の位相検出手段の出力端にそ
れぞれ結合された第１および第２入力端を有する差手段
を備え、その差手段の出力信号は入力信号の周波数の関
数である、請求項１記載の周波数検出器。 - 【請求項１２】それぞれの第１および第２ノードと別の
位相検出器のそれぞれの第１および第２入力端との間に
それぞれ結合された第１および第２遅延手段を更に備え
た、請求項１１記載の周波数検出器。 - 【請求項１３】第１および第２中間信号を発生する手段
を備え、各中間信号は入力信号の関数であり、第２中間
信号は第１中間信号の位相シフトされた信号であり、加
算値が前記第１信号を含むように第１および第２中間信
号を加算する加算手段と、差が前記第２信号を含むよう
に第１中間信号と第２中間信号との差を決定するように
なっている差手段を含む、請求項１記載の周波数検出
器。 - 【請求項１４】周波数発生器の出力信号が検出器に送ら
れ、検出器の出力信号が周波数発生器の出力周波数を制
御するように使用される、請求項１〜１３のいずれかに
記載の検出器および周波数発生器を備えたＡＦＣシステ
ム。 - 【請求項１５】周波数発生器は無線受信機の局部発振器
を備える、請求項１４記載のＡＦＣシステムを備えた無
線受信機。 - 【請求項１６】第１位相シフトと第２位相シフトとの差
が、ＦＳＫ変調信号のパルス偏差周波数に対応する周波
数で実質的にゼロとなるようになっている、ＦＳＫ変調
入力信号を受信する、請求項１５記載の無線受信機。 - 【請求項１７】局部発振器の周波数はＦＳＫ変調信号の
キャリア周波数に一致する時に、位相検出手段は局部発
振器の周波数を変化させない出力信号を発生するように
なっている、請求項１６記載の無線受信機。 - 【請求項１８】無線受信機は、ダイレクトコンバージョ
ン直角受信機を備える請求項１５記載の無線受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9314841A GB2280324B (en) | 1993-07-16 | 1993-07-16 | Detectors |
| GB9314841.9 | 1993-07-16 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07154435A true JPH07154435A (ja) | 1995-06-16 |
Family
ID=10738997
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6185365A Pending JPH07154435A (ja) | 1993-07-16 | 1994-07-14 | 周波数検出器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5612976A (ja) |
| EP (1) | EP0634855B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07154435A (ja) |
| CN (1) | CN1084995C (ja) |
| DE (1) | DE69430555T2 (ja) |
| GB (1) | GB2280324B (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009090801A1 (ja) | 2008-01-15 | 2009-07-23 | Nagasaki University, National University Corporation | 周波数検出装置、周波数検出方法、電気回路制御装置、電気回路制御方法、遅延回路および遅延回路システム |
| JP2011188428A (ja) * | 2010-03-11 | 2011-09-22 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 送受信回路 |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3553286B2 (ja) * | 1995-09-21 | 2004-08-11 | セイコーインスツルメンツ株式会社 | Ｆｓｋ復調回路 |
| JP2910695B2 (ja) * | 1996-08-30 | 1999-06-23 | 日本電気株式会社 | コスタスループ搬送波再生回路 |
| GB2330261B (en) * | 1997-10-09 | 2001-06-20 | Plessey Semiconductors Ltd | FSK Demodulator |
| US6304620B1 (en) * | 1998-03-20 | 2001-10-16 | Philips Electronics North America Corproation | Sign-cross product automatic frequency control loop |
| JP3568102B2 (ja) * | 1998-07-24 | 2004-09-22 | 松下電器産業株式会社 | 直接変換受信機 |
| US6738429B1 (en) | 1999-06-01 | 2004-05-18 | Harris Corporation | Decision-directed carrier frequency detector and method for QAM |
| CA2281236C (en) | 1999-09-01 | 2010-02-09 | Tajinder Manku | Direct conversion rf schemes using a virtually generated local oscillator |
| CN102045284B (zh) * | 2010-01-21 | 2013-06-05 | 清华大学 | Fsk解调装置 |
| CN106656113A (zh) * | 2016-11-24 | 2017-05-10 | 北京无线电测量研究所 | 一种cmos差分调制脉冲检波电路及方法 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4336616A (en) * | 1978-12-15 | 1982-06-22 | Nasa | Discriminator aided phase lock acquisition for suppressed carrier signals |
| GB2101821B (en) * | 1981-07-16 | 1984-11-14 | Standard Telephones Cables Ltd | Radio receiver for frequency shift keyed signals |
| GB2180419A (en) * | 1985-09-16 | 1987-03-25 | Philips Electronic Associated | Direct conversion receiver |
| US5042052A (en) * | 1990-02-16 | 1991-08-20 | Harris Corporation | Carrier acquisition scheme for QAM and QPSK data |
| US5249204A (en) * | 1991-08-12 | 1993-09-28 | Motorola, Inc. | Circuit and method for phase error correction in a digital receiver |
| FR2680923B1 (fr) * | 1991-08-30 | 1996-11-22 | Patrick Vandamme | Dispositif de demodulation coherente a circuit numerique de recuperation d'onde porteuse. |
| FR2689712B1 (fr) * | 1992-04-03 | 1994-08-19 | Alcatel Telspace | Dispositif de démodulation de signaux numériques modulés selon une technique à constellations de modulation alternées. |
-
1993
- 1993-07-16 GB GB9314841A patent/GB2280324B/en not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-06-24 EP EP94304624A patent/EP0634855B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-06-24 DE DE69430555T patent/DE69430555T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-07-11 US US08/272,839 patent/US5612976A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-07-14 JP JP6185365A patent/JPH07154435A/ja active Pending
- 1994-07-16 CN CN94108397A patent/CN1084995C/zh not_active Expired - Lifetime
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|---|---|---|---|---|
| WO2009090801A1 (ja) | 2008-01-15 | 2009-07-23 | Nagasaki University, National University Corporation | 周波数検出装置、周波数検出方法、電気回路制御装置、電気回路制御方法、遅延回路および遅延回路システム |
| US9297842B2 (en) | 2008-01-15 | 2016-03-29 | Nagasaki University, National University Corporation | Frequency detection device |
| JP2011188428A (ja) * | 2010-03-11 | 2011-09-22 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 送受信回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2280324A (en) | 1995-01-25 |
| DE69430555T2 (de) | 2002-08-29 |
| CN1084995C (zh) | 2002-05-15 |
| EP0634855B1 (en) | 2002-05-08 |
| DE69430555D1 (de) | 2002-06-13 |
| CN1104820A (zh) | 1995-07-05 |
| US5612976A (en) | 1997-03-18 |
| GB2280324B (en) | 1998-07-22 |
| EP0634855A1 (en) | 1995-01-18 |
| GB9314841D0 (en) | 1993-09-01 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040427 |