JPS644386B2 - - Google Patents
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- JPS644386B2 JPS644386B2 JP55057603A JP5760380A JPS644386B2 JP S644386 B2 JPS644386 B2 JP S644386B2 JP 55057603 A JP55057603 A JP 55057603A JP 5760380 A JP5760380 A JP 5760380A JP S644386 B2 JPS644386 B2 JP S644386B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
本発明は、受信信号復調用の搬送波を再生する
搬送波再生回路に関するものである。 受信PSK（位相シフトキーイング）変調波を復
調する為の搬送波を再生する搬送波再生回路は、
既に種々の構成が提案されている。例えば４相
PSK変調波については、４逓倍して無変調信号
とした後、４分周することにより搬送波再生する
逓倍方式や、コスタスループの出力を用いて搬送
波を再生するベースバンド処理方式等が知られて
いる。 逓倍方式は受信PSK変調波から直接的に搬送
波を再生するものであるが、ベースバンド処理方
式は直接的に搬送波を再生するものではないの
で、電圧制御発振器を用いた位相同期ループを設
け、電圧制御発振器の出力を再生搬送波とするの
が一般的である。 ベースバンド型の搬送波再生回路は、例えば第
１図に示すように、位相検波器１、ベースバンド
処理回路２、増幅器３、低域波器４及び電圧制
御発振器５から構成され、位相同期回路（PLL）
を構成して電圧制御発振器５の出力を再生搬送波
とし、この再生搬送波により入力信号を位相検波
するものである。この場合入力信号の変調相数を
Ｎ、クロツク周波数をc、搬送波周波数を0とす
ると、第２図に示すように、クロツク周波数cの
１／Ｎの整数倍づつ搬送波周波数0から離れた位
置に引込まれる場合があり、擬似引込みと称され
ている。 高速デイジタル通信に於いては、搬送波周波数
0とクロツク周波数との比が比較的小さい為に、
擬似引込みの問題は少なかつたが、小容量デイジ
タル通信に於いて、クロツク周波数が低い場合に
は、擬似引込周波数と搬送周波数が接近して存在
する為、擬似引込みを起し易く、受信不能となる
場合がある。 又搬送波再生回路としては、送信局部発振器、
受信局部発振器及び搬送波再生回路中の電圧制御
発振器の周波数変動範囲よりも、同期引込範囲を
広くしておく必要がある。その為、第３図に示す
ように、搬送波周波数0を中心としてΔ1の同期
引込範囲を有する電圧制御発振器を用いた場合、
擬似引込みは0±c／Ｎに於いて生じ、擬似引込範 囲はΔ2となり、この擬似引込範囲Δ2と同期引
込範囲Δ1とが重複する部分Ａ，Ｂが存在するよ
うに、それぞれ引込範囲Δ1，Δ2が広い場合に
は、擬似引込みが生じ易くなる。 そこで従来は第４図に示すように、水晶発振器
の如く高安定な発振器６を設け、電圧制御発振器
５の出力の再生搬送波と発振器６の出力とを混合
回路７に加えて周波数差成分を取出し、この周波
数差成分をカウンタ８でカウントし、周波数が予
め定めた周波数（±c／Ｎ）より大きくなつたとき、 擬似引込周波数に引込まれたと判定回路９で判定
して周波発振器からなる掃引回路１０を起動し、
和回路１１及び低域波器４を介して電圧制御発
振器５の制御電圧を掃引回路１０の出力で変化さ
せ、電圧制御発振器５の発振周波数を掃引するこ
とにより擬似引込みを開放して、正規の搬送波周
波数へ引込ませるものである。 この構成に於いては、掃引する点が、位相同期
回路PLLのループ外にある為、ループ利得によ
り掃引用の電圧が圧縮される。従つて掃引回路１
０の出力振幅を大きくしなければならない。又擬
似引込周波数から外しても、次の掃引で再び擬似
引込みを起すことがあるので、掃引周波数の設定
を慎重に行なわなければならない。 又電圧制御発振器の安定度を高くして、擬似引
込範囲に入らないようにする為に電圧制御水晶発
振器を用いることも考えられるが、同期引込範囲
が狭くなるので、送信側及び受信側の局部発振器
等の安定度によつては受信不能となる状態が生じ
易い欠点がある。 本発明は、前述の如き従来の欠点を改善したも
ので、その目的は、簡単な構成により同期引込範
囲を広くし、且つ擬似引込みを防止して安定に搬
送波を再生し得るようにすることにある。以下実
施例について詳細に説明する。 第５図は本発明の一実施例のブロツク線図であ
り、２１は入力信号を分岐するハイブリツド回
路、２２，２３は位相検波器、２４はコスタス型
等のベースバンド処理回路、２５，３０は微分回
路、２６はミキサ、２７，３１は低域波器、２
８は判別器、２９は増幅器、３２は電圧制御発振
器、３３は90゜移送器である。電圧制御発振器３
２の出力の再生搬送波は位相検波器２２及び90゜
移相器３３を介して位相検波器２３に加えられ、
ハイブリツド回路２１で分岐された４相PSK変
調波の位相検波が行なわれる。 電圧制御発振器３２の発振周波数と入力信号周
波数との周波数差をωdとし、位相検波器２２，
２３の出力をsinθ，cosθとすると、ベースバンド
処理回路２４の出力は、sin4（ωd・ｔ＋θ）及び
cos4（ωd・ｔ＋θ）となる。このベースバンド処
理回路は、例えば電子通信学会通信方式研究会資
料番号CS74−12に詳細に説明されている。 微分回路２５は、ベースバンド処理回路２４の
出力のsin4（ωd・ｔ＋θ）を微分してミキサ２６
に加えるものであり、微分出力は、 sin4（ωd・ｔ＋θ）ｄ／dt ＝4ωd・cos4（ωd・ｔ＋θ） …(1) となる。従つてミキサ２６の出力Ｖは Ｖ＝cos4（ωd・ｔ＋θ）・4ωd・cos4（ωd・ｔ＋θ
）
＝1/2｛4ωd＋4ωd・sin8（ωd・ｔ＋θ）｝ …(2) となる。この出力Ｖの高周波成分が低域波器２
８で徐去され、判別器２８には4ωd、即ち周波数
差ωdの４逓倍された信号が加えられることにな
る。判別器２８で周波数差の信号が所定値以上の
値の場合、その出力を微分回路３０に加えるもの
で、その微分出力が電圧制御発振器３２に加えら
れる。従つて擬似引込みに於ける入力信号周波数
と電圧制御発振器３２の発振周波数との差ωdが
検出されると、その検出信号を微分して、検出信
号の先頭の微分出力を用いて、周波数引込ループ
により電圧制御発振器３２の発振周波数を変化さ
せ、擬似引込みを開放することができる。 又ベースバンド処理回路２４の出力のcos4（ωd
＋θ）は増幅器２９で増幅され、低域波器３１
により高周波成分が除去されて制御電圧となり、
この制御電圧は入力信号と電圧制御発振器３２の
出力信号との位相差に対応した値となるから、位
相引込ループ電圧制御発振器３２の発振周波数は
入力信号に同期したものとなる。 第６図は微分回路３０の要部ブロツク線図であ
り、４１は入力端子、４２は増幅器、４３は切換
回路、４４，４５は比較器、４６は出力端子、Ｃ
１，Ｃ２はコンデンサ、Ｄ１，Ｄ２はダイオー
ド、Ｒ１，Ｒ２は抵抗である。切換回路４３は比
較器４４，４５の出力の出力に応じて切換動作す
るものであり、入力端子４１に加えられる信号が
正極性であつて基準電圧＋Vr以上であると、比
較器４５の出力が“１”となり、切換回路４３は
正極性の信号の立上りの微分出力をダイオードＤ
２を介して出力端子４６に出力するように切換動
作し、負極性の信号が基準電圧−Vrを越すと、
比較器４４の出力が“１”となつて、切換回路４
３は負極性の信号の立下りの微分出力をダイオー
ドＤ１を介して出力端子４６に出力するように切
換動作する。 第７図は動作説明図であり、入力信号周波数よ
り電圧制御発振器３２の発振周波数が高く、低域
波器２７から4ωdの周波数差の信号が第７図ａ
に示すように出力されたとすると、判別器２８で
は所定以上のレベルの場合に同図ｂに示す判別出
力を微分回路３０に加える。この判別出力は正極
性であるから、第６図について説明したように、
ダイオードＤ２及び切換回路４３を介して第７図
ｃに示す微分出力が位相引込ループの制御電圧に
重畳されて電圧制御発振器３２に加えられ、電圧
制御発振器３２の発振周波数が低下される。反対
に入力信号周波数より電圧制御発振器３２の発振
周波数が低く、低域波器２７から4ωdの周波数
差の信号が第７図ｄに示すように出力されたとす
ると、判別器２８では所定値以上の負レベルの場
合に同図ｅに示す判別出力を微分回路３０に加え
る。この判別出力は負極性であるから、第６図の
回路に於けるダイオードＤ１及び切換回路４３を
介して第７図ｆに示す微分出力が位相引込ループ
の制御電圧に重畳されて電圧制御発振器３２に加
えられ、発振周波数が上昇される。 第８図は電圧制御発振器の一例の要部回路図で
あり、５１は可変容量ダイオード、５２はコンデ
ンサ、５３はコイル、５４は発振回路部であつ
て、可変容量ダイオード５１に印加する電圧に応
じて発振周波数が変化する。即ち第５図の低域
波器３１の出力の制御電圧に対して、微分回路３
０の出力電圧が重畳される構成となり、入力信号
周波数に対して電圧制御発振器３２の発振周波数
が大きいか小さいかにより、周波数差ωdの検出
信号が正極性が負極性になるので、微分出力も正
極性か負極性となつて、電圧制御発振器３２の発
振周波数は、入力信号周波数に近づくように制御
され、正しい引込状態を高速で実現できることに
なる。 第９図はベースバンド処理回路の一例のブロツ
ク線図であり、６１はハイブリツド回路、６２，
６３は位相検波回路、６４〜６７，７２〜７５は
絶対値回路、６８，７６は加算器、６９〜７１，
７７〜７９は引算器、８０は低域波器、８１は
電圧制御発振器、８２は90゜移相器である。引算
器７０，７１の出力はcos2θ，sin2θとなり、又引
算器７８，７９の出力はcos4θ，sin4θとなる。こ
の引算器７８，７９の出力は、入力信号周波数と
電圧制御発振器８１の発振周波数との周波数差
ωdがあれば、それぞれcos4（ωd・ｔ＋θ），sin4
（ωd・ｔ＋θ）となる。なお第９図に於いては、
引算器７９の出力のsin4θを低域波器８０を介
して電圧制御発振器８１の制御電圧としているも
のであるから、引算器７８の出力をcos4θを微分
回路により微分してsin4θとミキサにより混合す
ることにより周波数差ωdの４逓倍の信号が得ら
れることになる。 第１０図は本発明の他の実施例のブロツク線図
であり、１０１はハイブリツド回路、１０２，１
０３は位相検波器、１０４はベースバンド処理回
路、１０５は微分回路、１０６はミキサ、１０
７，１０９は低域波器、１０８は判別器、１１
０，１１１は増幅器、１１２は電圧制御発振器、
１１３は90゜移相器、１１４は切換回路である。
この切換回路１１４は判別器１０８の出力によつ
て切換動作するもので、低域波器１０７の出力
は前述の実施例と同様に入力信号周波数と電圧制
御発振器１１２の発振周波数との周波数差ωdを
示すので、擬似引込みに相当する周波数ωdの場
合に判別器１０８で判別し、低域波器１０７の
出力を増幅器１１１で増幅した信号を切換回路１
１４を介して電圧制御発振器１１２の制御電圧と
し、周波数差ωdが零又は僅かの場合は低域波
器１０９の出力を増幅器１１０で増幅した信号が
切換回路１１４を介して電圧制御発振器１１２の
制御電圧となる。 即ち擬似引込み状態のときはAFC（自動周波数
制御）ループにより擬似引込みを開放するように
作用し、同期引込み又はそれに近い状態では
PLL（位相同期ループ）により位相同期が行なわ
れ、これを切換回路１１４によつて切換えるもの
である。従つて擬似引込みを防止し、且つ高速に
同期引込みを行なわせることができる。 第１１図は本発明の更に他の実施例のブロツク
線図であり、符号１２１〜１３３は第１０図の符
号１０１〜１１３に対応した構成を示し、１３
４，１３５はスイツチ回路、１３６は判別器、１
３７は制御回路である。制御回路１３７は判別器
１２８，１３６の判別出力に従つてスイツチ回路
１３４，１３５を制御するものであり、判別器１
２８，１３６の判別出力は次表の関係を有するも
のとなる。
搬送波再生回路に関するものである。 受信PSK（位相シフトキーイング）変調波を復
調する為の搬送波を再生する搬送波再生回路は、
既に種々の構成が提案されている。例えば４相
PSK変調波については、４逓倍して無変調信号
とした後、４分周することにより搬送波再生する
逓倍方式や、コスタスループの出力を用いて搬送
波を再生するベースバンド処理方式等が知られて
いる。 逓倍方式は受信PSK変調波から直接的に搬送
波を再生するものであるが、ベースバンド処理方
式は直接的に搬送波を再生するものではないの
で、電圧制御発振器を用いた位相同期ループを設
け、電圧制御発振器の出力を再生搬送波とするの
が一般的である。 ベースバンド型の搬送波再生回路は、例えば第
１図に示すように、位相検波器１、ベースバンド
処理回路２、増幅器３、低域波器４及び電圧制
御発振器５から構成され、位相同期回路（PLL）
を構成して電圧制御発振器５の出力を再生搬送波
とし、この再生搬送波により入力信号を位相検波
するものである。この場合入力信号の変調相数を
Ｎ、クロツク周波数をc、搬送波周波数を0とす
ると、第２図に示すように、クロツク周波数cの
１／Ｎの整数倍づつ搬送波周波数0から離れた位
置に引込まれる場合があり、擬似引込みと称され
ている。 高速デイジタル通信に於いては、搬送波周波数
0とクロツク周波数との比が比較的小さい為に、
擬似引込みの問題は少なかつたが、小容量デイジ
タル通信に於いて、クロツク周波数が低い場合に
は、擬似引込周波数と搬送周波数が接近して存在
する為、擬似引込みを起し易く、受信不能となる
場合がある。 又搬送波再生回路としては、送信局部発振器、
受信局部発振器及び搬送波再生回路中の電圧制御
発振器の周波数変動範囲よりも、同期引込範囲を
広くしておく必要がある。その為、第３図に示す
ように、搬送波周波数0を中心としてΔ1の同期
引込範囲を有する電圧制御発振器を用いた場合、
擬似引込みは0±c／Ｎに於いて生じ、擬似引込範 囲はΔ2となり、この擬似引込範囲Δ2と同期引
込範囲Δ1とが重複する部分Ａ，Ｂが存在するよ
うに、それぞれ引込範囲Δ1，Δ2が広い場合に
は、擬似引込みが生じ易くなる。 そこで従来は第４図に示すように、水晶発振器
の如く高安定な発振器６を設け、電圧制御発振器
５の出力の再生搬送波と発振器６の出力とを混合
回路７に加えて周波数差成分を取出し、この周波
数差成分をカウンタ８でカウントし、周波数が予
め定めた周波数（±c／Ｎ）より大きくなつたとき、 擬似引込周波数に引込まれたと判定回路９で判定
して周波発振器からなる掃引回路１０を起動し、
和回路１１及び低域波器４を介して電圧制御発
振器５の制御電圧を掃引回路１０の出力で変化さ
せ、電圧制御発振器５の発振周波数を掃引するこ
とにより擬似引込みを開放して、正規の搬送波周
波数へ引込ませるものである。 この構成に於いては、掃引する点が、位相同期
回路PLLのループ外にある為、ループ利得によ
り掃引用の電圧が圧縮される。従つて掃引回路１
０の出力振幅を大きくしなければならない。又擬
似引込周波数から外しても、次の掃引で再び擬似
引込みを起すことがあるので、掃引周波数の設定
を慎重に行なわなければならない。 又電圧制御発振器の安定度を高くして、擬似引
込範囲に入らないようにする為に電圧制御水晶発
振器を用いることも考えられるが、同期引込範囲
が狭くなるので、送信側及び受信側の局部発振器
等の安定度によつては受信不能となる状態が生じ
易い欠点がある。 本発明は、前述の如き従来の欠点を改善したも
ので、その目的は、簡単な構成により同期引込範
囲を広くし、且つ擬似引込みを防止して安定に搬
送波を再生し得るようにすることにある。以下実
施例について詳細に説明する。 第５図は本発明の一実施例のブロツク線図であ
り、２１は入力信号を分岐するハイブリツド回
路、２２，２３は位相検波器、２４はコスタス型
等のベースバンド処理回路、２５，３０は微分回
路、２６はミキサ、２７，３１は低域波器、２
８は判別器、２９は増幅器、３２は電圧制御発振
器、３３は90゜移送器である。電圧制御発振器３
２の出力の再生搬送波は位相検波器２２及び90゜
移相器３３を介して位相検波器２３に加えられ、
ハイブリツド回路２１で分岐された４相PSK変
調波の位相検波が行なわれる。 電圧制御発振器３２の発振周波数と入力信号周
波数との周波数差をωdとし、位相検波器２２，
２３の出力をsinθ，cosθとすると、ベースバンド
処理回路２４の出力は、sin4（ωd・ｔ＋θ）及び
cos4（ωd・ｔ＋θ）となる。このベースバンド処
理回路は、例えば電子通信学会通信方式研究会資
料番号CS74−12に詳細に説明されている。 微分回路２５は、ベースバンド処理回路２４の
出力のsin4（ωd・ｔ＋θ）を微分してミキサ２６
に加えるものであり、微分出力は、 sin4（ωd・ｔ＋θ）ｄ／dt ＝4ωd・cos4（ωd・ｔ＋θ） …(1) となる。従つてミキサ２６の出力Ｖは Ｖ＝cos4（ωd・ｔ＋θ）・4ωd・cos4（ωd・ｔ＋θ
）
＝1/2｛4ωd＋4ωd・sin8（ωd・ｔ＋θ）｝ …(2) となる。この出力Ｖの高周波成分が低域波器２
８で徐去され、判別器２８には4ωd、即ち周波数
差ωdの４逓倍された信号が加えられることにな
る。判別器２８で周波数差の信号が所定値以上の
値の場合、その出力を微分回路３０に加えるもの
で、その微分出力が電圧制御発振器３２に加えら
れる。従つて擬似引込みに於ける入力信号周波数
と電圧制御発振器３２の発振周波数との差ωdが
検出されると、その検出信号を微分して、検出信
号の先頭の微分出力を用いて、周波数引込ループ
により電圧制御発振器３２の発振周波数を変化さ
せ、擬似引込みを開放することができる。 又ベースバンド処理回路２４の出力のcos4（ωd
＋θ）は増幅器２９で増幅され、低域波器３１
により高周波成分が除去されて制御電圧となり、
この制御電圧は入力信号と電圧制御発振器３２の
出力信号との位相差に対応した値となるから、位
相引込ループ電圧制御発振器３２の発振周波数は
入力信号に同期したものとなる。 第６図は微分回路３０の要部ブロツク線図であ
り、４１は入力端子、４２は増幅器、４３は切換
回路、４４，４５は比較器、４６は出力端子、Ｃ
１，Ｃ２はコンデンサ、Ｄ１，Ｄ２はダイオー
ド、Ｒ１，Ｒ２は抵抗である。切換回路４３は比
較器４４，４５の出力の出力に応じて切換動作す
るものであり、入力端子４１に加えられる信号が
正極性であつて基準電圧＋Vr以上であると、比
較器４５の出力が“１”となり、切換回路４３は
正極性の信号の立上りの微分出力をダイオードＤ
２を介して出力端子４６に出力するように切換動
作し、負極性の信号が基準電圧−Vrを越すと、
比較器４４の出力が“１”となつて、切換回路４
３は負極性の信号の立下りの微分出力をダイオー
ドＤ１を介して出力端子４６に出力するように切
換動作する。 第７図は動作説明図であり、入力信号周波数よ
り電圧制御発振器３２の発振周波数が高く、低域
波器２７から4ωdの周波数差の信号が第７図ａ
に示すように出力されたとすると、判別器２８で
は所定以上のレベルの場合に同図ｂに示す判別出
力を微分回路３０に加える。この判別出力は正極
性であるから、第６図について説明したように、
ダイオードＤ２及び切換回路４３を介して第７図
ｃに示す微分出力が位相引込ループの制御電圧に
重畳されて電圧制御発振器３２に加えられ、電圧
制御発振器３２の発振周波数が低下される。反対
に入力信号周波数より電圧制御発振器３２の発振
周波数が低く、低域波器２７から4ωdの周波数
差の信号が第７図ｄに示すように出力されたとす
ると、判別器２８では所定値以上の負レベルの場
合に同図ｅに示す判別出力を微分回路３０に加え
る。この判別出力は負極性であるから、第６図の
回路に於けるダイオードＤ１及び切換回路４３を
介して第７図ｆに示す微分出力が位相引込ループ
の制御電圧に重畳されて電圧制御発振器３２に加
えられ、発振周波数が上昇される。 第８図は電圧制御発振器の一例の要部回路図で
あり、５１は可変容量ダイオード、５２はコンデ
ンサ、５３はコイル、５４は発振回路部であつ
て、可変容量ダイオード５１に印加する電圧に応
じて発振周波数が変化する。即ち第５図の低域
波器３１の出力の制御電圧に対して、微分回路３
０の出力電圧が重畳される構成となり、入力信号
周波数に対して電圧制御発振器３２の発振周波数
が大きいか小さいかにより、周波数差ωdの検出
信号が正極性が負極性になるので、微分出力も正
極性か負極性となつて、電圧制御発振器３２の発
振周波数は、入力信号周波数に近づくように制御
され、正しい引込状態を高速で実現できることに
なる。 第９図はベースバンド処理回路の一例のブロツ
ク線図であり、６１はハイブリツド回路、６２，
６３は位相検波回路、６４〜６７，７２〜７５は
絶対値回路、６８，７６は加算器、６９〜７１，
７７〜７９は引算器、８０は低域波器、８１は
電圧制御発振器、８２は90゜移相器である。引算
器７０，７１の出力はcos2θ，sin2θとなり、又引
算器７８，７９の出力はcos4θ，sin4θとなる。こ
の引算器７８，７９の出力は、入力信号周波数と
電圧制御発振器８１の発振周波数との周波数差
ωdがあれば、それぞれcos4（ωd・ｔ＋θ），sin4
（ωd・ｔ＋θ）となる。なお第９図に於いては、
引算器７９の出力のsin4θを低域波器８０を介
して電圧制御発振器８１の制御電圧としているも
のであるから、引算器７８の出力をcos4θを微分
回路により微分してsin4θとミキサにより混合す
ることにより周波数差ωdの４逓倍の信号が得ら
れることになる。 第１０図は本発明の他の実施例のブロツク線図
であり、１０１はハイブリツド回路、１０２，１
０３は位相検波器、１０４はベースバンド処理回
路、１０５は微分回路、１０６はミキサ、１０
７，１０９は低域波器、１０８は判別器、１１
０，１１１は増幅器、１１２は電圧制御発振器、
１１３は90゜移相器、１１４は切換回路である。
この切換回路１１４は判別器１０８の出力によつ
て切換動作するもので、低域波器１０７の出力
は前述の実施例と同様に入力信号周波数と電圧制
御発振器１１２の発振周波数との周波数差ωdを
示すので、擬似引込みに相当する周波数ωdの場
合に判別器１０８で判別し、低域波器１０７の
出力を増幅器１１１で増幅した信号を切換回路１
１４を介して電圧制御発振器１１２の制御電圧と
し、周波数差ωdが零又は僅かの場合は低域波
器１０９の出力を増幅器１１０で増幅した信号が
切換回路１１４を介して電圧制御発振器１１２の
制御電圧となる。 即ち擬似引込み状態のときはAFC（自動周波数
制御）ループにより擬似引込みを開放するように
作用し、同期引込み又はそれに近い状態では
PLL（位相同期ループ）により位相同期が行なわ
れ、これを切換回路１１４によつて切換えるもの
である。従つて擬似引込みを防止し、且つ高速に
同期引込みを行なわせることができる。 第１１図は本発明の更に他の実施例のブロツク
線図であり、符号１２１〜１３３は第１０図の符
号１０１〜１１３に対応した構成を示し、１３
４，１３５はスイツチ回路、１３６は判別器、１
３７は制御回路である。制御回路１３７は判別器
１２８，１３６の判別出力に従つてスイツチ回路
１３４，１３５を制御するものであり、判別器１
２８，１３６の判別出力は次表の関係を有するも
のとなる。
【表】
ベースバンド処理回路１２４のsin4θの出力は
無信号時に０であるが、同期引込状態及び擬似引
込状態では或る大きさとなり、判別器１３６は
“１”を出力する。一方判別器１２８は、入力信
号周波数と電圧制御発振器１３２の発振周波数と
の周波数差ωdが大きいときに“１”を出力する。
制御回路１３７では同期引込状態のときスイツチ
回路１３４をオンとして位相引込ループにより電
圧制御発振器１３２を制御し、スイツチ回路１３
５はオフとする。又擬似引込状態ではスイツチ回
路１３４をオフとし、スイツチ回路１３５をオン
とする。従つて周波数引込ループが形成されて電
圧制御発振器１３２は周波数差ωdの信号を制御
電圧として加えられるので、擬似引込みが開放さ
れる。又無信号時はスイツチ回路１３４，１３５
をオンすると共に増幅器１３０の出力を一定値と
し、増幅器１３１の出力により電圧制御発振器１
３２の発振周波数を入力信号周波数近傍になるよ
うに制御する。 従つて引込開始直前では電圧制御発振器１３２
の発振周波数は入力信号周波数近傍に保持されて
いるので、入力信号が中断したような場合でも直
ちに同期引込状態とすることができ、又例え擬似
引込状態になろうとしても、周波数引込ループが
作用して擬似引込みを開放するので、同期引込み
を高速に行なうことができる。これは電圧制御発
振器１３２のフリーラン周波数が経年変化により
変化した場合でも、無信号時ではPLLとAFCル
ープとにより、入力信号周波数近傍の周波数で発
振させることになるから、同期引込みを高速化で
きることを意味することになる。 前述の各実施例に於いては、４相PSK入力信
号についてのものであるから、ベースバンド処理
回路２４，１０４，１２４の４逓倍の信号〔sin4
（ωd・ｔ＋θ）及びcos4（ωd・ｔ＋θ）〕を用いて
周波数差ωdを検出するものであるが、２相の場
合は２逓倍の信号、８相の場合は８逓倍の信号を
用いることにより、周波数差ωdを検出すること
ができる。 以上説明したように、本発明は、ベースバンド
処理回路の出力信号を用いたPLLからなる位相
引込ループと、ベースバンド処理回路の出力信号
の微分、ミキシングにより周波数差ωdの信号を
取出して制御する周波数引込ループとを備え、周
波数差ωdが擬似引込状態に相当するように大き
いときに、判別器によつて判別し、周波数引込ル
ープにより電圧制御発振器を制御するもので、同
期引込状態では位相引込ループのみが作用し、引
込範囲を広くして擬似引込状態が生じようとして
も、周波数引込ループが作用して擬似引込みを開
放することができる。 又周波数差ωdが大きくなつて周波数引込ルー
プを作用させる場合、第５図の実施例では微分回
路３０の微分出力による時間だけ作用し、それ以
後は位相引込ループから切離された状態となり、
又第１０図及び第１１図の実施例では、切換回路
１１４及びスイツチ回路１３４，１３５により位
相引込ループとの切換接続が行なわれる。従つて
定常状態では周波数引込ループが切離されて位相
引込ループによつて電圧制御発振器が制御され、
安定な位相同期の制御を行なうことができる。 更に第１１図の実施例では入力信号レベルの低
下や中断によつて電圧制御発振器がフリーラン状
態になるとき、入力信号周波数近傍の発振周波数
となるように制御することができるもので、同期
引込みを高速で行なうことができることになる。 従つて本発明によれば、引込範囲を広くして高
速引込みを図ることができ、その場合に生じ易く
なる擬似引込みは周波数引込ループの作用で防止
することができるので、搬送波の再生を安定に行
なうことができる。
無信号時に０であるが、同期引込状態及び擬似引
込状態では或る大きさとなり、判別器１３６は
“１”を出力する。一方判別器１２８は、入力信
号周波数と電圧制御発振器１３２の発振周波数と
の周波数差ωdが大きいときに“１”を出力する。
制御回路１３７では同期引込状態のときスイツチ
回路１３４をオンとして位相引込ループにより電
圧制御発振器１３２を制御し、スイツチ回路１３
５はオフとする。又擬似引込状態ではスイツチ回
路１３４をオフとし、スイツチ回路１３５をオン
とする。従つて周波数引込ループが形成されて電
圧制御発振器１３２は周波数差ωdの信号を制御
電圧として加えられるので、擬似引込みが開放さ
れる。又無信号時はスイツチ回路１３４，１３５
をオンすると共に増幅器１３０の出力を一定値と
し、増幅器１３１の出力により電圧制御発振器１
３２の発振周波数を入力信号周波数近傍になるよ
うに制御する。 従つて引込開始直前では電圧制御発振器１３２
の発振周波数は入力信号周波数近傍に保持されて
いるので、入力信号が中断したような場合でも直
ちに同期引込状態とすることができ、又例え擬似
引込状態になろうとしても、周波数引込ループが
作用して擬似引込みを開放するので、同期引込み
を高速に行なうことができる。これは電圧制御発
振器１３２のフリーラン周波数が経年変化により
変化した場合でも、無信号時ではPLLとAFCル
ープとにより、入力信号周波数近傍の周波数で発
振させることになるから、同期引込みを高速化で
きることを意味することになる。 前述の各実施例に於いては、４相PSK入力信
号についてのものであるから、ベースバンド処理
回路２４，１０４，１２４の４逓倍の信号〔sin4
（ωd・ｔ＋θ）及びcos4（ωd・ｔ＋θ）〕を用いて
周波数差ωdを検出するものであるが、２相の場
合は２逓倍の信号、８相の場合は８逓倍の信号を
用いることにより、周波数差ωdを検出すること
ができる。 以上説明したように、本発明は、ベースバンド
処理回路の出力信号を用いたPLLからなる位相
引込ループと、ベースバンド処理回路の出力信号
の微分、ミキシングにより周波数差ωdの信号を
取出して制御する周波数引込ループとを備え、周
波数差ωdが擬似引込状態に相当するように大き
いときに、判別器によつて判別し、周波数引込ル
ープにより電圧制御発振器を制御するもので、同
期引込状態では位相引込ループのみが作用し、引
込範囲を広くして擬似引込状態が生じようとして
も、周波数引込ループが作用して擬似引込みを開
放することができる。 又周波数差ωdが大きくなつて周波数引込ルー
プを作用させる場合、第５図の実施例では微分回
路３０の微分出力による時間だけ作用し、それ以
後は位相引込ループから切離された状態となり、
又第１０図及び第１１図の実施例では、切換回路
１１４及びスイツチ回路１３４，１３５により位
相引込ループとの切換接続が行なわれる。従つて
定常状態では周波数引込ループが切離されて位相
引込ループによつて電圧制御発振器が制御され、
安定な位相同期の制御を行なうことができる。 更に第１１図の実施例では入力信号レベルの低
下や中断によつて電圧制御発振器がフリーラン状
態になるとき、入力信号周波数近傍の発振周波数
となるように制御することができるもので、同期
引込みを高速で行なうことができることになる。 従つて本発明によれば、引込範囲を広くして高
速引込みを図ることができ、その場合に生じ易く
なる擬似引込みは周波数引込ループの作用で防止
することができるので、搬送波の再生を安定に行
なうことができる。
第１図は従来のベースバンド型の搬送波再生回
路のブロツク線図、第２図及び第３図は擬似引込
みの説明図、第４図は従来の擬似引込みを防止し
た搬送波再生回路のブロツク線図、第５図は本発
明の一実施例のブロツク線図、第６図は微分回路
の一例のブロツク線図、第７図は微分出力の説明
図、第８図は電圧制御発振器の一例の要部回路
図、第９図はベースバンド処理回路の一例のブロ
ツク線図、第１０図及び第１１図は本発明のそれ
ぞれ異なる実施例のブロツク線図である。 ２１，１０１，１２１はハイブリツド回路、２
２，２３，１０２，１０３，１２２，１２３は位
相検波器、２４，１０４，１２４はベースバンド
処理回路、２５，１０５，１２５は微分回路、２
６，１０６，１２６はミキサ、２７，１０７，１
２７は低域波器、２８，１０８，１２８は判別
器、３０は微分回路、１１０，１３０，２９，１
１１，１３１は増幅器、３１，１０９，１２９は
低域波器、３２，１１２，１３２は電圧制御発
振器、３３，１１３，１３３は90゜移相器、１１
４は切換回路、１３４，１３５はスイツチ回路、
１３６は判別器、１３７は制御回路である。
路のブロツク線図、第２図及び第３図は擬似引込
みの説明図、第４図は従来の擬似引込みを防止し
た搬送波再生回路のブロツク線図、第５図は本発
明の一実施例のブロツク線図、第６図は微分回路
の一例のブロツク線図、第７図は微分出力の説明
図、第８図は電圧制御発振器の一例の要部回路
図、第９図はベースバンド処理回路の一例のブロ
ツク線図、第１０図及び第１１図は本発明のそれ
ぞれ異なる実施例のブロツク線図である。 ２１，１０１，１２１はハイブリツド回路、２
２，２３，１０２，１０３，１２２，１２３は位
相検波器、２４，１０４，１２４はベースバンド
処理回路、２５，１０５，１２５は微分回路、２
６，１０６，１２６はミキサ、２７，１０７，１
２７は低域波器、２８，１０８，１２８は判別
器、３０は微分回路、１１０，１３０，２９，１
１１，１３１は増幅器、３１，１０９，１２９は
低域波器、３２，１１２，１３２は電圧制御発
振器、３３，１１３，１３３は90゜移相器、１１
４は切換回路、１３４，１３５はスイツチ回路、
１３６は判別器、１３７は制御回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号と電圧制御発振器の出力信号との位
相差に応じた電圧を制御電圧として前記電圧制御
発振器に加える位相引込ループを有する搬送波再
生回路に於いて、ベースバンド処理回路の一方の
出力信号を微分する微分回路、該微分回路の出力
信号と前記ベースバンド処理回路の他方の出力信
号とを加えるミキサ、該ミキサの出力信号を加え
て前記入力信号周波数と前記電圧制御発振器の発
振周波数との周波数差の信号を出力する低域波
器、該低域波器の出力信号が所定値以上である
か否か判別する判別器とを備えた周波数引込ルー
プを設け、前記判別器により前記周波数引込ルー
プによる前記電圧発振器の発振周波数の制御を行
なう構成としたことを特徴とする搬送波再生回
路。 ２ 入力信号と電圧制御発振器の出力信号との位
相差に応じた電圧を制御電圧として前記電圧制御
発振器に加える位相引込ループを有する搬送波再
生回路に於いて、ベースバンド処理回路の一方の
出力信号を微分する微分回路、該微分回路の出力
信号と前記ベースバンド処理回路の他方の出力信
号とを加えるミキサ、該ミキサの出力信号を加え
て前記入力信号周波数と前記電圧制御発振器の発
振周波数との周波数差の信号を出力する低域波
器、該低域波器の出力信号が所定値以上である
か否か判別する判別器、該判別器の判別出力を微
分する微分回路とを備えた周波数引込ループを設
け、前記周波数差の信号が所定値以上のときの前
記判別器の判別出力を微分する微分回路の出力信
号を、前記位相引込ループの制御電圧に重畳して
前記電圧制御発振器に加える構成としたことを特
徴とする搬送波再生回路。 ３ 入力信号と電圧制御発振器の出力信号との位
相差に応じた電圧を制御電圧として前記電圧制御
発振器に加える位相引込ループを有する搬送波再
生回路に於いて、ベースバンド処理回路の一方の
出力信号と微分する微分回路、該微分回路の出力
信号と前記ベースバンド処理回路の他方の出力信
号とを加えるミキサ、該ミキサの出力信号を加え
て前記入力信号周波数と前記電圧制御発振器の発
振周波数との周波数差の信号を出力する低域波
器、該低域波器の出力信号が所定値以上である
か否か判別する判別器とを備えた周波数引込ルー
プ及び該周波数引込ループと前記位相引込ループ
とを切換える切換回路を設け、前記判別器によ
り、前記周波数差の信号が所定値以下のとき前記
位相引込ループにより前記電圧制御発振器を制御
し、前記周波数差の信号が所定値以上のとき前記
周波数引込ループにより前記電圧制御発振器を制
御するように前記切換回路の切換制御を行なう構
成としたことを特徴とする搬送波再生回路。 ４ 入力信号と電圧制御発振器の出力信号との位
相差に応じた電圧を制御電圧として前記電圧制御
発振器に加える位相引込ループを有する搬送波再
生回路に於いて、ベースバンド処理回路の一方の
出力信号を微分する微分回路、該微分回路の出力
信号と前記ベースバンド処理回路の他方の出力信
号とを加えるミキサ、該ミキサの出力信号を加え
て前記入力信号周波数と前記電圧制御発振器の発
振周波数との周波数差の信号を出力する低域波
器、該低域波器の出力信号が所定値以上である
か否か判別する第１の判別器とを備えた周波数引
込ループと、前記ベースバンド処理回路の一方の
出力信号を判別する第２の判別器と、前記位相引
込ループの制御電圧を前記電圧制御発振器に加え
る第１のスイツチ回路と、前記周波数引込ループ
の制御電圧を前記電圧制御発振器に加える第２の
スイツチ回路と、前記第１及び第２の判別器の判
別出力を加えて前記第１及び第２のスイツチ回路
を制御する制御回路とを設けたことを特徴とする
搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5760380A JPS56154859A (en) | 1980-04-30 | 1980-04-30 | Carrier wave regenerating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5760380A JPS56154859A (en) | 1980-04-30 | 1980-04-30 | Carrier wave regenerating circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56154859A JPS56154859A (en) | 1981-11-30 |
| JPS644386B2 true JPS644386B2 (ja) | 1989-01-25 |
Family
ID=13060425
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5760380A Granted JPS56154859A (en) | 1980-04-30 | 1980-04-30 | Carrier wave regenerating circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56154859A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60190034A (ja) * | 1984-03-12 | 1985-09-27 | Hitachi Ltd | 周波数オフセツト歪初期補正等化方式 |
| JPS63107256A (ja) * | 1986-10-24 | 1988-05-12 | Nec Corp | 搬送波同期回路 |
| JP2696948B2 (ja) * | 1988-06-29 | 1998-01-14 | 松下電器産業株式会社 | 搬送波再生回路 |
| JPH0529879A (ja) * | 1991-07-22 | 1993-02-05 | Toshiba Corp | 無線通信装置の自動周波数制御回路 |
| GB0517210D0 (en) | 2005-08-23 | 2005-09-28 | Qinetiq Ltd | Demodulation apparatus |
-
1980
- 1980-04-30 JP JP5760380A patent/JPS56154859A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56154859A (en) | 1981-11-30 |
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