JPH0258826B2 - - Google Patents
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- JPH0258826B2 JPH0258826B2 JP55057604A JP5760480A JPH0258826B2 JP H0258826 B2 JPH0258826 B2 JP H0258826B2 JP 55057604 A JP55057604 A JP 55057604A JP 5760480 A JP5760480 A JP 5760480A JP H0258826 B2 JPH0258826 B2 JP H0258826B2
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- Japan
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- circuit
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- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 2
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 6
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 4
- 238000003672 processing method Methods 0.000 description 4
- 101150109831 SIN4 gene Proteins 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- LKJPSUCKSLORMF-UHFFFAOYSA-N Monolinuron Chemical compound CON(C)C(=O)NC1=CC=C(Cl)C=C1 LKJPSUCKSLORMF-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ベースバンド型の搬送波再生回路に
関するものである。
関するものである。
受信PSK（位相シフトキーイング）変調波を復
調する為の搬送波を再生する搬送波再生回路は、
既に種々の構成のものが知られている。例えば４
相PSK変調波については、４逓倍して無変調信
号とした後４分周することにより受信信号に位相
同期した搬送波を再生する逓倍方式、復調出力で
受信PSK変調波を変調する逆変調方式、コスタ
スループの出力を用いたベースバンド処理方式等
が知られている。
調する為の搬送波を再生する搬送波再生回路は、
既に種々の構成のものが知られている。例えば４
相PSK変調波については、４逓倍して無変調信
号とした後４分周することにより受信信号に位相
同期した搬送波を再生する逓倍方式、復調出力で
受信PSK変調波を変調する逆変調方式、コスタ
スループの出力を用いたベースバンド処理方式等
が知られている。
ベースバンド処理方式に於いては、受信PSK
変調から直接的に搬送波を再生するものではない
ので、通常は電圧制御発振器を用いた位相同期回
路を設けているものである。例えば第１図に示す
ように、位相検波器１、ベースバンド処理回路
２、増幅器３、低域波器４及び電圧制御発振器
５により位相同期回路PLLを構成し、電圧制御
発振器５の出力を再生搬送波として入力信号を位
相検波して復調するものである。
変調から直接的に搬送波を再生するものではない
ので、通常は電圧制御発振器を用いた位相同期回
路を設けているものである。例えば第１図に示す
ように、位相検波器１、ベースバンド処理回路
２、増幅器３、低域波器４及び電圧制御発振器
５により位相同期回路PLLを構成し、電圧制御
発振器５の出力を再生搬送波として入力信号を位
相検波して復調するものである。
しかし、引込範囲を広くすると、擬似引込みの
問題が生じ、この擬似引込みを防止する為に電圧
制御発振器５を高安定度の電圧制御水晶発振器と
すると、高価になると共に引込範囲が狭くなる欠
点があつた。その為、従来は掃引回路を付加して
引込範囲の拡大を図ることが提案されている。
問題が生じ、この擬似引込みを防止する為に電圧
制御発振器５を高安定度の電圧制御水晶発振器と
すると、高価になると共に引込範囲が狭くなる欠
点があつた。その為、従来は掃引回路を付加して
引込範囲の拡大を図ることが提案されている。
例えば第２図に示すように、水晶発振器等の高
安定発振器６を設け、電圧制御発振器５の出力の
再生搬送波と高安定発振器６の出力とを混合回路
７に加えて、それらの周波数差に等しい周波数の
成分を取り出し、この周波数の成分をカウンタ８
でカウントして、周波差が予め定めた周波数より
大きいか、否か判定回路９でカウント内容から判
定し、予め定めた周波数より大きいときに掃引回
路１０を起動し、和回路１１及び低域波器４を
介して電圧制御発振器５の制御電圧を掃引回路１
０の出力で変化させ、電圧制御発振器５の発振周
波数の掃引を行なわせるものである。
安定発振器６を設け、電圧制御発振器５の出力の
再生搬送波と高安定発振器６の出力とを混合回路
７に加えて、それらの周波数差に等しい周波数の
成分を取り出し、この周波数の成分をカウンタ８
でカウントして、周波差が予め定めた周波数より
大きいか、否か判定回路９でカウント内容から判
定し、予め定めた周波数より大きいときに掃引回
路１０を起動し、和回路１１及び低域波器４を
介して電圧制御発振器５の制御電圧を掃引回路１
０の出力で変化させ、電圧制御発振器５の発振周
波数の掃引を行なわせるものである。
しかし、位相検波器１，ベースバンド処理回路
２，増幅器３，低域波器４及び電圧制御発振器
５からなる位相同期回路のループ利得により掃引
用の電圧が圧縮されるので、引込範囲の拡大には
掃引周波数や掃引用の出力電圧等の設定を慎重に
行なわなければならないものであつた。
２，増幅器３，低域波器４及び電圧制御発振器
５からなる位相同期回路のループ利得により掃引
用の電圧が圧縮されるので、引込範囲の拡大には
掃引周波数や掃引用の出力電圧等の設定を慎重に
行なわなければならないものであつた。
本発明は、前述の如きベースバンド処理方式に
於ける再生搬送波と受信変調波との周波数差を簡
単に得ることを目的とし、この周波数差信号によ
り自動周波数制御AFCを可能とし、搬送波再生
回路の引込範囲の拡大を経済的に実現し得るよう
にするものである。以下実施例について詳細に説
明する。
於ける再生搬送波と受信変調波との周波数差を簡
単に得ることを目的とし、この周波数差信号によ
り自動周波数制御AFCを可能とし、搬送波再生
回路の引込範囲の拡大を経済的に実現し得るよう
にするものである。以下実施例について詳細に説
明する。
第３図は本発明の実施例のブロツク線図であ
り、２１はハイブリツド回路、２２，２３は位相
検波器、２４はコスタス型のベースバンド処理回
路、２５は微分回路、２６はミキサ、２７，３０
は第１及び第２の低域波器、２８，２９は増幅
器、３１は電圧制御発振器、３２は90゜移相器で
あつて、４相PSK波の復調用の搬送波再生回路
を構成しているものである。
り、２１はハイブリツド回路、２２，２３は位相
検波器、２４はコスタス型のベースバンド処理回
路、２５は微分回路、２６はミキサ、２７，３０
は第１及び第２の低域波器、２８，２９は増幅
器、３１は電圧制御発振器、３２は90゜移相器で
あつて、４相PSK波の復調用の搬送波再生回路
を構成しているものである。
電圧制御発振器３１の発振周波数と入力４相
PSK変調波の周波数とが等しく、位相検波器２
２，２３の出力をsinθ，cosθとすると、ベースバ
ンド処理回路２４の出力は、sin4θ及びcos4θとな
り、又周波数差ωdを有する場合は、ベースバン
ド処理回路２４の出力は、 sin4（ωd・ｔ＋θ） cos4（ωd・ｔ＋θ） となる。このベースバンド処理回路は、例えば電
子通信学会 通信方式研究会 資料番号CS74−
42に詳細に説明されている。
PSK変調波の周波数とが等しく、位相検波器２
２，２３の出力をsinθ，cosθとすると、ベースバ
ンド処理回路２４の出力は、sin4θ及びcos4θとな
り、又周波数差ωdを有する場合は、ベースバン
ド処理回路２４の出力は、 sin4（ωd・ｔ＋θ） cos4（ωd・ｔ＋θ） となる。このベースバンド処理回路は、例えば電
子通信学会 通信方式研究会 資料番号CS74−
42に詳細に説明されている。
微分回路２５は、ベースバンド処理回路２４の
出力のsin4（ωd・ｔ＋θ）を微分してミキサ２６
に加えるものであり、 sin4（ωd・ｔ＋θ）ｄ／dt ＝4ωd・cos4（ωd・ｔ＋θ） …(1) の微分出力がミキサ２６の一方の入力となり、そ
の他方の入力はベースバンド処理回路２４の他方
の出力のcos4（ωd・ｔ＋θ）であるから、ミキサ
２６の出力Ｖは、 Ｖ＝cos4（ωd・ｔ＋θ）・4ωd・ cos4（ωd・ｔ＋θ） １／２｛4ωd＋4ωd・ sin8（ωd・ｔ＋θ）｝ …(2) となる。この出力Ｖの高周波成分を低域波器２
７により除去すると、増幅器２８には4ωd即ち周
波数差ωdに比例した信号（以下、周波数差信号
と言う）が加えられることになる。従つて増幅器
２８の出力は第４図に示すような周波数差ωdに
対応した電圧が電圧制御発振器３１に加えられ
る。
出力のsin4（ωd・ｔ＋θ）を微分してミキサ２６
に加えるものであり、 sin4（ωd・ｔ＋θ）ｄ／dt ＝4ωd・cos4（ωd・ｔ＋θ） …(1) の微分出力がミキサ２６の一方の入力となり、そ
の他方の入力はベースバンド処理回路２４の他方
の出力のcos4（ωd・ｔ＋θ）であるから、ミキサ
２６の出力Ｖは、 Ｖ＝cos4（ωd・ｔ＋θ）・4ωd・ cos4（ωd・ｔ＋θ） １／２｛4ωd＋4ωd・ sin8（ωd・ｔ＋θ）｝ …(2) となる。この出力Ｖの高周波成分を低域波器２
７により除去すると、増幅器２８には4ωd即ち周
波数差ωdに比例した信号（以下、周波数差信号
と言う）が加えられることになる。従つて増幅器
２８の出力は第４図に示すような周波数差ωdに
対応した電圧が電圧制御発振器３１に加えられ
る。
又ベースバンド処理回路２４の他方の出力の
cos4（ωd・ｔ＋θ）は増幅器２９で増幅され、低
域波器３０で高周波成分が除去されて電圧制御
発振器３１の制御電圧となる。即ち従来の位相同
期回路と同様な動作により電圧制御発振器３１の
位相制御が行なわれ、且つ増幅器２８の出力電圧
が位相制御の制御電圧に重畳されて加えられるも
ので、自動周波数制御ループが形成される。
cos4（ωd・ｔ＋θ）は増幅器２９で増幅され、低
域波器３０で高周波成分が除去されて電圧制御
発振器３１の制御電圧となる。即ち従来の位相同
期回路と同様な動作により電圧制御発振器３１の
位相制御が行なわれ、且つ増幅器２８の出力電圧
が位相制御の制御電圧に重畳されて加えられるも
ので、自動周波数制御ループが形成される。
電圧制御発振器３１は、例えば第５図に示す構
成を有し、可変容量ダイオード３３，コンデンサ
３４，コイル３５によりタンク回路を構成してト
ランジスタ等からなる発振回路部３６に接続さ
れ、低域波器３０の出力電圧に増幅器２８の出
力電圧が重畳されて可変容量ダイオード３３に印
加されるので、発振周波数の制御が行なわれるこ
とになる。
成を有し、可変容量ダイオード３３，コンデンサ
３４，コイル３５によりタンク回路を構成してト
ランジスタ等からなる発振回路部３６に接続さ
れ、低域波器３０の出力電圧に増幅器２８の出
力電圧が重畳されて可変容量ダイオード３３に印
加されるので、発振周波数の制御が行なわれるこ
とになる。
第６図はコスタス型のベースバンド処理回路の
ブロツク線図であり、４１はハイブリツド回路、
４２，４３は位相検波器、４４〜４７，５２〜５
５は絶対値回路、４８，５６は加算器、４９〜５
１，５７〜５９は引算器、６０は低域波器、６
１は電圧制御発振器、６２は90゜移相器であつて、
符号４４〜５９の要素によりベースバンド処理回
路が構成されている。位相検波器４２，４３の出
力を前述の如くcosθ，sinθとすると、引算器５０
の出力はcos2θ，引算器５１の出力はsin2θとな
り、又引算器５８，５９の出力はcos4θ，sin4θと
なる。なお前述の如く周波数差ωdがあれば、引
算器５８，５９の出力はそれぞれcos4（ωd・ｔ＋
θ），sin4（ωd・ｔ＋θ）となる。又第６図に於い
ては、引算器５９の出力のsin4θを低域波器６
０を介して電圧制御発振器６１の制御電圧とする
場合を示す。
ブロツク線図であり、４１はハイブリツド回路、
４２，４３は位相検波器、４４〜４７，５２〜５
５は絶対値回路、４８，５６は加算器、４９〜５
１，５７〜５９は引算器、６０は低域波器、６
１は電圧制御発振器、６２は90゜移相器であつて、
符号４４〜５９の要素によりベースバンド処理回
路が構成されている。位相検波器４２，４３の出
力を前述の如くcosθ，sinθとすると、引算器５０
の出力はcos2θ，引算器５１の出力はsin2θとな
り、又引算器５８，５９の出力はcos4θ，sin4θと
なる。なお前述の如く周波数差ωdがあれば、引
算器５８，５９の出力はそれぞれcos4（ωd・ｔ＋
θ），sin4（ωd・ｔ＋θ）となる。又第６図に於い
ては、引算器５９の出力のsin4θを低域波器６
０を介して電圧制御発振器６１の制御電圧とする
場合を示す。
前述の引算器５８，５９の何れか一方の出力を
微分して他方の出力と混合することにより、入力
信号と電圧制御発振器６１との周波数差ωdを４
逓倍した信号が得られるので、この周波数差の信
号を電圧制御発振器６１に加えることにより
AFCループを構成することができる。又この周
波数差信号が所定の値以上であれば擬似引込みの
状態であるので、擬似引込状態の検出を行なうこ
とができる。例えば擬似引込状態の検出によつて
電圧制御発振器６１の掃引を行なわせて、再位相
同期引込みを行なわせることができる。
微分して他方の出力と混合することにより、入力
信号と電圧制御発振器６１との周波数差ωdを４
逓倍した信号が得られるので、この周波数差の信
号を電圧制御発振器６１に加えることにより
AFCループを構成することができる。又この周
波数差信号が所定の値以上であれば擬似引込みの
状態であるので、擬似引込状態の検出を行なうこ
とができる。例えば擬似引込状態の検出によつて
電圧制御発振器６１の掃引を行なわせて、再位相
同期引込みを行なわせることができる。
前述の実施例は、４相PSK変調波の再生する
場合の周波数差ωdの信号を得るものであるが、
２相の場合はベースバンド処理回路の２逓倍の各
出力信号の何れか一方の出力を微分して他方の出
力と混合し、又８相の場合は８逓倍の各出力信号
の何れか一方の出力を微分して他方の出力と混合
することにより、入力信号周波数と電圧制御発振
器の発振周波数との周波数差信号を得ることがで
きる。
場合の周波数差ωdの信号を得るものであるが、
２相の場合はベースバンド処理回路の２逓倍の各
出力信号の何れか一方の出力を微分して他方の出
力と混合し、又８相の場合は８逓倍の各出力信号
の何れか一方の出力を微分して他方の出力と混合
することにより、入力信号周波数と電圧制御発振
器の発振周波数との周波数差信号を得ることがで
きる。
以上説明したように、本発明は、コスタス型ベ
ースバンド処理回路２４の何れか一方の出力信号
を微分回路２５で微分し、その微分出力信号とベ
ースバンド処理回路２４の他方の出力信号とをミ
キサ２６で混合し、その混合出力信号を第１の低
域波器２７を介して電圧制御発振器３１の制御
電圧とするAFCループと、ベースバンド処理回
路２４の他方の出力信号を第２の低域波器３０
を介して電圧制御発振器３１の制御電圧とする位
相同期ループとを構成したものであり、周波数差
が零になれば位相同期ループのみにより電圧制御
発振器３１は制御されて位相同期化が行われる。
ースバンド処理回路２４の何れか一方の出力信号
を微分回路２５で微分し、その微分出力信号とベ
ースバンド処理回路２４の他方の出力信号とをミ
キサ２６で混合し、その混合出力信号を第１の低
域波器２７を介して電圧制御発振器３１の制御
電圧とするAFCループと、ベースバンド処理回
路２４の他方の出力信号を第２の低域波器３０
を介して電圧制御発振器３１の制御電圧とする位
相同期ループとを構成したものであり、周波数差
が零になれば位相同期ループのみにより電圧制御
発振器３１は制御されて位相同期化が行われる。
又第１及び第２の低域波器２７，３０の帯域
を、周波数制御ループと位相同期ループとの特性
に対応して最適化することができるから、高速引
込動作を可能とし、且つ位相の安定化を図ること
ができる。又周波数差信号により擬似引込状態を
識別して正常引込状態となるように制御すること
ができるから、入力信号位相に対する電圧制御発
振器３１の出力位相の引込範囲を拡大することが
できる利点がある。
を、周波数制御ループと位相同期ループとの特性
に対応して最適化することができるから、高速引
込動作を可能とし、且つ位相の安定化を図ること
ができる。又周波数差信号により擬似引込状態を
識別して正常引込状態となるように制御すること
ができるから、入力信号位相に対する電圧制御発
振器３１の出力位相の引込範囲を拡大することが
できる利点がある。
第１図は従来のベースバンド処理方式の搬送波
再生回路のブロツク線図、第２図は従来の擬似引
込防止手段を付加した搬送波再生回路のブロツク
線図、第３図は本発明の実施例のブロツク線図、
第４図は第３図に於ける周波数差と増幅器の出力
電圧との関係の説明図、第５図は電圧制御発振器
の一例の要部回路図、第６図はコスタス型ベース
バンド処理回路のブロツク線図である。 ２１はハイブリツド回路、２２，２３は位相検
波器、２４はコスタス型ベースバンド処理回路、
２５は微分回路、２６はミキサ、２７，３０は低
域波器、２８，２９は増幅器、３１は電圧制御
発振器、３２は90゜移相器である。
再生回路のブロツク線図、第２図は従来の擬似引
込防止手段を付加した搬送波再生回路のブロツク
線図、第３図は本発明の実施例のブロツク線図、
第４図は第３図に於ける周波数差と増幅器の出力
電圧との関係の説明図、第５図は電圧制御発振器
の一例の要部回路図、第６図はコスタス型ベース
バンド処理回路のブロツク線図である。 ２１はハイブリツド回路、２２，２３は位相検
波器、２４はコスタス型ベースバンド処理回路、
２５は微分回路、２６はミキサ、２７，３０は低
域波器、２８，２９は増幅器、３１は電圧制御
発振器、３２は90゜移相器である。
Claims (1)
- １ 入力信号を再生搬送波で位相検波した信号を
加えるコスタス型ベースバンド処理回路と、該ベ
ースバンド処理回路の２個の出力信号の中の何れ
か一方の出力信号を微分する微分回路と、該微分
回路の出力信号と前記ベースバンド処理回路の他
方の出力信号とを混合するミキサと、該ミキサの
出力信号を加える第１の低域波器と、前記ベー
スバンド処理回路の前記他方の出力信号を加える
第２の低域波器と、前記第１の低域波器と前
記第２の低域波器との出力信号を制御電圧とし
て搬送波を再生出力する電圧制御発振器とを備え
たことを特徴とする搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5760480A JPS56154860A (en) | 1980-04-30 | 1980-04-30 | Detection system for frequency difference signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5760480A JPS56154860A (en) | 1980-04-30 | 1980-04-30 | Detection system for frequency difference signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56154860A JPS56154860A (en) | 1981-11-30 |
| JPH0258826B2 true JPH0258826B2 (ja) | 1990-12-10 |
Family
ID=13060453
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5760480A Granted JPS56154860A (en) | 1980-04-30 | 1980-04-30 | Detection system for frequency difference signal |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56154860A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3037108U (ja) * | 1996-10-22 | 1997-05-06 | カシオ計算機株式会社 | 電子機器におけるロック機構 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63151881A (ja) * | 1986-12-16 | 1988-06-24 | Furuno Electric Co Ltd | 位相復調器 |
| JPH02101846A (ja) * | 1988-10-08 | 1990-04-13 | Nec Corp | ディジタルｐｓｋ復調回路 |
| KR20170077162A (ko) | 2014-10-28 | 2017-07-05 | 쓰리엠 이노베이티브 프로퍼티즈 컴파니 | 반발 표면을 포함하는 스프레이 적용 시스템 구성 요소 및 방법 |
| EP3368618B1 (en) | 2015-10-28 | 2020-11-25 | 3M Innovative Properties Company | Articles subject to ice formation comprising a repellent surface |
| BR112018008646A2 (pt) | 2015-10-28 | 2018-10-30 | 3M Innovative Properties Co | componentes de um sistema de aplicação de aspersões que compreende uma superfície repelente e métodos |
| WO2017189475A1 (en) | 2016-04-26 | 2017-11-02 | 3M Innovative Properties Company | Articles subject to ice formation comprising a repellent surface comprising a siloxane material |
-
1980
- 1980-04-30 JP JP5760480A patent/JPS56154860A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3037108U (ja) * | 1996-10-22 | 1997-05-06 | カシオ計算機株式会社 | 電子機器におけるロック機構 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56154860A (en) | 1981-11-30 |
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