JP2557426B2 - 同期復調装置における搬送波の同期を得るための方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、デジタル信号伝送に関し、更に詳細には、
変調信号を受信する同期（coherent）復調装置における
搬送波の同期を得るための方法及び装置に関する。

従来技術及びその課題 デジタル無線信号受信機は復調装置を含み、そして一
般に位相偏移（PSK）変調法によつて変調された信号を
復調するために、受信信号に含まれた情報に基づいて、
伝送信号において抑圧された信号と同一の局所搬送波を
再構成することが必要であることが知られている。

局所搬送波の再構成のために使用される方法の中で、
最も広く使用される方法は、コスタス・ループ（Costas
Loop）法で導出され、そして該搬送波を生成するため
に、フエイズロツクループ（PLL）に挿入された局所電
圧制御発振器（VCO）の使用を必要とする。VCOは、局所
搬送波と抑圧された搬送波との間の位相ずれのみの関数
である位相エラー信号によって制御される。

コスタス・ループ法および搬送波ロツクに対し位相比
較器を使用する総ての復調システムにおける第１の制限
は、制限されたキヤプチユア・レンジである。

公知のように、フエイズロツクループのキヤプチユア
・レンジは、参照信号のない場合における局所発振器の
出力信号周波数と、参照信号のある場合にループがフエ
イズロツクを達成することを可能にする同一の局所発振
器からの出力信号周波数との間の最大周波数差（△ｆ）
によつて与えられる。

この制限のため、キヤプチユア・レンジを増大させる
ためには、フエイズロツクループに探索装置を備え付け
ることが必要である。

コスタス・ループ法の他の制限は、フエイズロツクル
ープが、入力信号周波数に対応しない局所発振器の特定
の周波数値においても平衡の安定点を見い出し、入力信
号の復調を不可能にすることがあることである。

G.L.ヘディン、J.K.ホルメス、W.C.リンジィーとK.T.
ウーによる「コスタス・ループにおける誤つたロツクの
理論」と題する論文、通信におけるIEEE会報、巻COM−2
6、第１号、1978年１月、において、著者達は、誤つた
ロツクを引き起こす原因のいくつかを調べ、そしてそれ
らが発生する周波数△fiが、次の公式により、変調位相
の数によつて除算された記号（symbol）周波数ｆの倍数
である値を有することを示している。

△fi＝nfs/m ここで ｎ＝1,2,… そして直交位相偏移変調（QPSK）の場合において、ｍ
＝４である。

同じ論文において、ロツク条件においてエラー信号の
スペクトル分布はロツクが真か又は誤りかにより異なる
ことが示されている。特に、記号周波数の倍数の周波数
における成分は、異なる振幅を有する。正しいロツクを
達成するために提案された第１の方法は、まず、前述の
成分の振幅の測定によつて誤つたロツクの存在を検出
し、そして次にフエイズロツクループを正しいロツク条
件に強制することから成る。

提案された方法はかなり複雑で、ハードウエアの実現
は達成が困難であり、そして特に常に正しい動作を保証
するわけではない。

他の論文において、真のロツク条件の下におけるエラ
ー信号の連続成分と誤つたロツクの別の可能な条件の下
におけるエラー信号の連続成分の間の比によつて表され
た「誤つたロツク・マージン」と呼ばれるパラメーター
が導入され、値は伝送チヤンネル帯域に依存する。誤つ
たロツク・マージンは、QPSKシステムにおいて極度に減
少され、この場合第１の誤つたロツクは△fi＝fs/4に対
し発生することが注目され、かつ実験的に確認されてい
る。

このことは、局所発振器の範囲を±fs/8より低い値に
制限することから成る誤つたロツクを避ける第２の方法
を示唆する。この方法によれば全ての誤つたロツクが避
け得るであるう。

しかし、この解決は、特に、fs/8項が公称搬送波周波
数の非常に小さい部分である小容量システムにおいて
は、常に実施可能というわけではない。事実、これらの
システムにおいては、局所発振器、伝送発振器、及びト
ランシーバーに含まれた変換器の局所発振器の不安定性
のために、入力信号周波数の公称値は、fc/8よりも大き
なある不確定性を有する。

このため、中及び大容量システムに対し広く使用され
るこの第２の方法は、精巧かつ高価な非常に高い安定性
を有する発振器が採用されなければ、絶対的に使用でき
ない。

コスタス・ループから導出されたフエイズロックを避
けるPLLのキヤプチユア・レンジを拡張するための付加
的な手段を有するフエイズロックループ回路は、米国特
許第4,338,574号に開示されている。この付加的な手段
は、ループ内で生成された第１のエラー信号を適宜遅延
せしめる遅延ラインと、コスタス・ループの出力におけ
る位相エラーと第１の遅延されたエラー信号とを比較し
て、局所搬送波と抑圧された搬送波との間に存在する周
波数ずれに依存する第３のエラー信号を得る比較器とを
具備する。この第３の周波数のみに依存するエラー信号
は、低域フイルタを通り、VCOのための第２の制御信号
になる。上記米国特許の方法は、従来の復調器における
主たる欠点を克服するのであるが、２つの異なったエラ
ー信号、即ち、位相エラー信号及び周波数エラー信号を
生成するという問題を有する。

QPSKにおけるキヤプチユア・レンジを拡張するために
提案された第３の方法は、F.D.ナタリによる「AFC追跡
アルゴリズム」と題する論文、通信におけるIEEE会報に
おいて出版、巻COM−32、第８号、1984年８月、におい
て記載され、そしてこれは位相周波数比較器を使用する
ことから成る。

提案された解決方法は、低費用と小型化が最も重要で
ある小容量システムにおいての使用が困難な線形乗算器
とアナログデジタル変換器の使用を必要とし、ハードウ
エア実現においてかなり複雑であるように見える。

本発明の目的は、前述の欠点を克服し、そして簡単か
つ低費用のハードウエア実現を使用することにより復調
装置のフエイズロツクループに追加の周波数特性を与る
同期復調装置において、位相及び周波数の双方に同時に
依存する１つのエラー信号を得る搬送波同期を得るため
の方法及び装置を提供することである。この追加の周波
数特性は、誤つたロツクを避けて、局所搬送波と受信信
号の（抑圧）搬送波の間のロツキングを保証し、そして
また、十分大きなキヤプチユア・レンジを保証する。

課題を解決するための手段 本発明に従うと、上記のとおりの課題を解決するため
に、 PSK又はQAM変調された中間周波数受信信号（IF）が、
２つの等しい信号に分割され、 上記信号の一方が、局所搬送波によって周波数乗算さ
れて、第１の復調信号（A1）が生成され、 上記信号の他方が、直角位相局所搬送波によって周波
数乗算され、第２の復調信号（B1）が生成され、 上記第１及び第２の復調信号が加算及び減算されて、
和信号（A1＋B1）及び差信号（A1−B1）が生成され、 上記和信号及び差信号がデイジタル化され（A2＋B2,A
2−B2）、乗算され、第１の乗算された信号が得られ、 上記第１及び第２の復調信号（A1,B1）が、デイジタ
ル化され（A2,B2）、乗算されて、第２の乗算された信
号が得られ、 上記第１の乗算された信号及び第２の乗算された信号
が乗算されて、位相エラー信号（ｅ（θ））が得られ、 位相エラー信号（ｅ（θ））が、低域フイルタを受け
て、上記局所搬送波を制御する 同期復調装置における搬送波の同期を得るための方法に
おいて、 和及び差のデイジタル化された信号（A2＋B2,A2−B
2）が、受信信号（IF）の記号周波数（fs）よりも高い
第１の周波数（2fc）を有する第１のサンプリング信号
によってサンプリングされ、 上記第１及び第２の復調されデイジタル化された信号
（A2,B2）が、上記記号周波数（fs）と等しい又はこれ
よりも高い、上記第１の周波数（2fc）を偶数で割った
第２の周波数（fc）を有する第２のサンプリング信号に
よってサンプリングされ、 上記和及び差、第１及び第２の復調されデイジタル化
された信号のサンプリングによって、上記位相エラー信
号（ｅ（θ））に、上記局所搬送波と上記受信信号（I
F）の抑圧変調搬送波との間に存在する周波数ずれ
（ｆ）の依存性が加えられること を含むことを特徴とする同期復調装置における搬送波の
同期を得るための方法 が提供される。

更に、本発明に従うと、上記のとおりの課題を解決す
るために、 PSK又はQAM変調された中間周波数受信信号（IF）を、
第１のミクサ及び第２のミクサの第１の入力にそれぞれ
至る２つの等しい信号に分割するパワー・スプリッタを
具備し、 該第１のミクサ及び第２のミクサの第２の入力には、
VCOによって生成された局所搬送波と1/4波長偏移装置に
よって、上記局所搬送波を偏移した直角位相搬送波とが
それぞれ送られ、 該第１のミクサ及び第２のミクサの出力信号は、第１
及び第２の復調された信号（A1,B1）であり、 上記第１及び第２の復調された信号（A1,B1）が、加
算器回路（８）及び減算器回路によって、加算及び減算
されて、和信号（A2＋B2）及び差信号（A2−B2）が得ら
れ、 上記和信号（A2＋B2）及び差信号（A2−B2）が再生比
較器及び乗算器によってデイジタル化され第１の乗算さ
れた信号が得られ、 上記第１及び第２の復調された信号（A1,B1）が、デ
イジタル化され（A2,B2）、乗算されて、第２の乗算さ
れた信号が得られ、 上記第１の乗算された信号及び第２の乗算された信号
が、乗算されて、位相エラー信号（ｅ（θ））が得ら
れ、 位相エラー信号（ｅ（θ））が、低域フイルタを受け
た後に、該VCOの制御入力に送られる 同期復調装置における搬送波の同期を得るための装置に
おいて、 受信信号（IF）の記号周波数（fs）よりも高い第１の
周波数（2fc）を有する第１のサンプリング信号を生成
する発振器手段と、 偶数によって上記第１の周波数（2fc）を割って、記
号周波数（fs）と等しい又は高い第２の周波数（fc）を
有する第２のサンプリング信号を得る周波数割算手段
と、 上記第１及び第２の復調されデイジタル化された信号
（A2,B2）をサンプリングするための、上記第２のサン
プリング信号によってクロックされる、第１及び第２の
サンプリング回路と、 和及び差のデイジタル化された信号（A2＋B2,A2−B
2）をサンプリングするための、上記第１のサンプリン
グ信号（2fc）によってクロックされる、第３及び第４
のサンプリング回路とを具備し、 上記和及び差、第１及び第２の復調されデイジタル化
された信号のサンプリングによって、上記位相エラー信
号（ｅ（θ））に、上記局所搬送波と上記受信信号（I
F）の抑圧変調搬送波との間に存在する周波数ずれ
（ｆ）の依存性を加える ことを特徴とする同期復調装置における搬送波の同期を
得るための装置が提供される。

従来の復調装置 第１図は、公知の技術による復調装置のブロツク図で
あり、コスタス・ループ形式の直交位相偏移変調（QPS
K）又はオフセツト直交位相偏移変調（Ｏ−QPSK）復調
装置を表し、１はパワー・スプリッタを示す。パワー・
スプリッタ１の入力部において変調受信信号IFが提出さ
れ、そしてパワー・スプリッタ１の出力は、それぞれ、
ミクサ２の第１入力と、ミクサ３の第１入力とに結合さ
れる。

ミクサ２の第２入力部に電圧制御局所発振器４の出力
信号が送られる。この信号はまた、90度の位相偏移装置
５により、ミクサ３の第２入力部に送られる。

ミクサ２の出力は低域フィルター６の入力に結合され
低域フィルターの出力は加算器８の入力、減算器９の入
力、及び識別器10の入力に結合される。ミクサ３の出力
は低域フイルター７の入力に結合され、低域フィルター
の出力は加算器８の第２入力、減算器９の第２入力、及
び識別器11の入力に結合される。

加算器８の出力は識別器12の入力に結合され、一方減
算器９の出力は識別器13の入力に結合される。識別器10
の出力はミクサ14の入力及びフリツプフロツプ17の入力
Ｄに結合され、一方識別器11の出力はミクサ14の他の入
力及びフリツプフロツプ18の入力Ｄに結合される。

識別器12及び13の出力は、ミクサ15の２つの入力に結
合される。

２つのミクサ14及び15の出力はミクサ16の２つの入力
に結合され、ミクサ16の出力は低域フィルター19の入力
に結合される。フィルター19の出力は増幅器20の入力に
結合され、増幅器の出力は加算器30の第１入力に結合さ
れ、加算器30の第２入力にはブロツク21の出力が結合さ
れる。加算器30の出力は局所発振器４の制御入力に結合
される。

公知のように、中間周波数IF信号が、パワー・スプリ
ッタ１によつて、ミクサ２及び３の各々の第１入力に分
割される。ミクサ２の第２入力には局所発振器４の出力
信号が送られ、一方ミクサ３の第２入力には位相偏移装
置５によつて90度位相偏移された局所発振器４の出力信
号が送られる。

ミクサ２及び３の出力部における復調信号は、主に復
調信号帯域に存在する雑音を減少させるために役立つ低
域フイルター６及び７を通過し、そしてそれぞれの復調
信号はA1及びB1によつて示される。加算器８及び減算器
９を通つて、２つの信号A1及びB1が加算され、かつ互い
に減算され、それぞれ信号A1＋B1及びA1−B1を生成す
る。識別器10、11、12及び13を通る４つの信号A1、B1、
A1＋B1及びA1−B1は、デジタル化され、それぞれA2、B
2、A2＋B2及びA2−B2の４つのデジタル化信号のストリ
ームを生成する。

信号A2及びB2は、それぞれサンプラー17及び18の入力
部Ｄに送られ、サンプラーのクロツク入力CKには、復調
信号A1又はB1から又は受信信号IFから取られたクロツク
信号CPが送られる。サンプラー17及び18は、信号A2及び
B2を再生成し、それぞれA4及びB4によつて示された伝送
されたデータ・ストリームを再構成する。

信号A2及びB2はまた、ミクサ14により、乗算される。
信号A2＋B2及びA2−B2はミクサ15により乗算される。ミ
クサ14及び15からの出力信号は、さらに、ミクサ16によ
つて乗算され、ミクサ16の出力信号はエラー信号ｅ
（θ）で表される。

信号A2、B2、A2＋B2及びA2−B2は、２つのレベルにお
いてデジタルであるために、ミクサ14、15及び16は、排
他的論理和機能を行う論理ゲートである。

第１図の破線によつて囲まれたブロツクは、コスタス
・ループ形式の位相比較器を表し、位相比較器の出力信
号ｅ（θ）は局所発振器４の制御のための位相エラー信
号を表し、そしてこの場合θは局所搬送波及び変調搬送
波の間の位相偏移角度である。変調搬送波位相に関する
情報は信号A1及びB1から得られ、そして関数ｅ（θ）は
局所搬送波位相が変調搬送波の位相と一致する時のみ零
（null）である。

低域フイルター19は、エラー電圧ｅ（θ）に存在する
連続成分を抽出する。該成分は、増幅器20によつて増幅
された後、加算器30の第１入力に入れられ、加算器の第
２入力にはブロツク21の出力信号が送られる。加算器30
の出力信号は、局所発振器の制御入力に入れられ、変調
搬送波との位相ロツクを行うことを可能とし、この条件
を不変に保つ。

ブロツク21は、ロツクを探すための公知の装置であ
り、キヤプチユア・レンジを拡大することを可能にし、
かつフイズロツクループがアンロツクされる時、全走査
範囲に渡つて電圧制御局所発振器４の周波数を変える三
角波形発振器から主に成る。ロツクが行われた時、ルー
プは三角波形発振器の出力電圧と平衡するように反応し
そして効果を無効にする。

実施例 第２図は、本発明による復調装置のブロツク図であ
り、第１図と同じ要素が同じ番号で示されるが、４つの
入力と４つの出力を有するブロツク22の追加と、ブロツ
ク21と加算器30のない点が、第１図とは異なる。

ブロツク22は、識別器10、11、12及び13の出力と、乗
算器14及び15の入力との間に置かれる。

第２図の破線によつて囲まれたブロツクは、位相周波
数比較器を表し、位相周波数比較器の出力信号ｅ（θ,
f）は、局所発振器４の制御のための位相周波数エラー
信号を表す。

第１図の公知の構成と比較して、この構成における回
路によつて生成されたエラー信号ｅ（θ,f）は、局所搬
送波及び変調搬送波の間の位相差及び周波数差の関数で
ある。

ブロツク22の機能は、出力信号A3、B3、A3＋B3及びA3
−B3中に、受信信号の（抑圧された）搬送波周波数の情
報が存在するように、４つの信号A2、B2、A2＋B2及びA2
−B2を処理することである。即ち、上記ブロツク22は、
フイズロツクループに対し、追加の周波数特性を与え、
そしてまたキヤプチユア・レンジの拡張を可能にする。

第３図は、QPSK復調装置用のブロツク22の回路の実施
態様を表す。ブロツク内に、信号を生成する公知の発振
器23があり、その周波数は、2fcによつて示される。こ
の信号は、３つのＤタイプのフリツプフロツプ24、26及
び27の３つのクロツク入力CKに送信される。フリツプフ
ロツプ24の出力は、公知の２分割分割器の構成を達成
するために、上記フリツプフロツプ24の入力Ｄに結合さ
れる。このため、フリツプフロツプ24の出力Ｑにおいて
は、周波数2fcと一緒に、ブロツク22の入力信号のサン
プリングのために役立つ周波数fcのクロツク信号が存在
する。フリツプフロツプ24の出力は、２つのフリツプフ
ロツプ25及び28の２つのクロツク入力CKに結合される。

フリツプフロツプ25の入力Ｄは、識別器10の出力に結
合され、一方上記フリツプフロツプの出力Ｑは、ミクサ
14の第１入力に結合される。

フリツプフロツプ26の入力Ｄは、識別器12の出力に結
合され、一方上記フリツプフロツプの出力Ｑは、ミクサ
15の第１入力に結合される。

フリツプフロツプ27の入力Ｄは、識別器13の出力に結
合され、一方上記フリツプフロツプの出力Ｑは、ミクサ
15の第２入力に結合される。

第４図は、Ｏ−QPSK復調装置用のブロツク22の回路の
実施態様を表し、そして発振器23の出力及びフリツプフ
ロツプ24のクロツク入力CKの間にインバーター29が挿入
され、かつフリツプフロツプ25におけるクロツク信号
が、fcではなくｃである、即ち、fcから1/2周期だけ
位相偏移された信号である、という点において第３図と
は異なる。

動作において、第３図の回路は、周波数fcにて信号A2
及びB2をサンプリングし、そして信号A2＋B2及びA2−B2
のサンプリングは２倍の周波数（即ち2fc）で行われ
る。信号A2＋B2及びA2−B2は、fcの偶数倍の任意の周波
数でサンプリングされる。

第４図の回路の動作は、信号A3が周波数ｃでサンプ
リングされる、即ち、周波数fcの信号と比較して反対の
位相の信号でサンプリングされるという点において第３
図の回路とは異なる。公知のように、Ｏ−QSPKシステム
において、２つの復調信号A1及びB1は、半周期だけ互い
に位相偏移され、その結果それぞれのサンプリング信号
はまた、半周期だけ位相偏移されなければならない。

さらに、両解法に対し、周波数fcは、受信信号の記号
周波数fsと等しいかあるいはfsより大きくすることがで
きる。第１の場合において同期サンプリングが存在し、
そして第２の場合において非同期サンプリングが存在す
る。

同期サンプリングでは、発振器23は、明らかに、もは
や自由な発振器ではなく、fc＝fsのような周波数におい
て発振する、入力信号によつて制御された発振器でなけ
ればならず、さらに、周波数fc又は2fcのサンプリング
信号が、情報のないゾーンである信号A2、B2、A2＋B2及
びA2−B2の遷移ゾーンに入るのを避けるために、サンプ
リング信号の位相の調整を可能にする位相偏移装置が必
要とされる。

非同期サンプリングでは、回路の挙動は、fc及びfsの
間の関係に依存することが分かつている。この挙動は、
第５図及び第６図において説明される。

第５図は、位相周波数比較器のオープン・ループによ
り実験的に得られた電圧対周波数出力特性を表す。

特に、それは、位相周波数比較器の出力における電圧
ｅ（θ,f）の平均値を表し、局所発振器４の周波数及び
入力信号の（抑圧された）搬送波の周波数の間の周波数
差△ｆの値に依存し、記号周波数fsを参照して正規化さ
れる。

第５図は、文字ａ、ｂ及びｃで示された３つの曲線を
示す。曲線ａは、公知技術により達成された位相単独比
較器の出力特性を表す。曲線ｂ及びｃは、fc/fsの異な
る値、特に、fc/fs＝１（同期サンプリング）及びfc/fs
＝３（非同期サンプリング）に対し、本発明の目的であ
る位相周波数比較器から得られた。

曲線ａを観察すると、周波数△ｆが変化する時、公知
の比較器の出力電圧は常にゼロである。即ち、周波数に
おける変動に関し、エラー信号ｅ（θ）の変動がないこ
とが見られる。

曲線ｂ及びｃを観察すると、周波数△ｆが変化する
と、局所搬送波の正確な周波数にて局所搬送波を生成す
るための局所発振器を駆動するエラー信号ｅ（θ,f）は
変化し、誤つたロツクを防ぐことが見られる。曲線ｃは
また、曲線ｂよりも拡張されたキヤプチユア・レンジを
示す。エラー電圧ｅ（θ,f）はその符号を逆転するため
に、キヤプチユア・レンジは、値△ｆによつて表され
る。

キヤプチユア・レンジの増大のために、曲線の傾斜の
対応する減少と、このため位相周波数比較器の利得の減
少がある。このため、サンプリング周波数の選択は復調
装置が要求される特定の特性及び性能に依存する。

第６図は、曲線ｃを示し、これは、fc/fs＝３で、か
つ復調装置の入力において雑音なし（信号／雑音比S/N
＝∞）で得られた第５図の曲線と同一であり、そして曲
線c1は、また、4dBの信号／雑音比S/N、fcofs＝３で得
られる。条件S/N＝4dBは最悪の場合であり、その結果実
際の曲線は、ｃ及びc1の間の領域にとどまり、総ての時
間において優れた動作を保証する。

公知のように、QAM変調法は、付加的振幅変調を有す
るPSK変調から導出される。その結果、QPSK変調装置に
対する総てはQAM復調装置に適用される。特に変調搬送
波の回復のために、本発明の目的である同一の位相周波
数比較器が適用できる。

上記の説明から、本発明の目的である同期復調装置に
対する搬送波の同期を得るためのプロセス及び回路は明
らかである。特に、それらは、提案されたプロセスによ
り生産された復調装置は誤つたロツクがなく、かつ補足
の探索装置の援助なしに獲得された非常に拡張されたキ
ヤプチユア・レンジを有するという事実によつて表され
る。さらに、単にサンプリング周波数fcを変えることに
よって、かなり拡張された制限範囲内でキヤプチユア・
レンジを制御することが可能である。最後に、回路は非
常に簡単かつ経済的であり、そして完全なデジタル化が
集積回路技術によつて容易に達成される。

実施例として記載された同期復調装置に対し搬送波同
期を得るためのプロセス及び回路の多数の変形が、本発
明の思想に固有な新規の原理の精神を逸脱することなし
に、当業者には可能であることは明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、公知の技術による復調装置のブロツク図。 第２図は、本発明による復調装置のブロツク図。 第３図は、第２図のブロツクの第１ハードウェア実現を
示す図。 第４図は、第２図の同一ブロツクの第２ハードウェア実
現を示す図。 第５図は、本発明の目的である復調装置の幾つかの実験
で得られた電圧対周波数出力特性を示す図。 第６図は、熱雑音の存在する場合に、本発明の目的であ
る復調装置の幾つかの実験で得られた電圧対周波数出力
特性を示す図。 １……パワー・スプリッタ 2.3……ミクサ ４……局所発振器 ５……位相偏移装置 ６、７……低域フイルター ８……加算器 ９……減算器 10、11、12、13……識別器 14、15、16……乗算器

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】PSK又はQAM変調された中間周波数受信信号
   （IF）が、２つの等しい信号に分割され、 上記信号の一方が、局所搬送波によって周波数乗算され
   て、第１の復調信号（A1）が生成され、 上記信号の他方が、直角位相局所搬送波によって周波数
   乗算され、第２の復調信号（B1）が生成され、 上記第１及び第２の復調信号が加算及び減算されて、和
   信号（A1＋B1）及び差信号（A1−B1）が生成され、 上記和信号及び差信号がデイジタル化され（A2＋B2,A2
   −B2）、乗算され、第１の乗算された信号が得られ、 上記第１及び第２の復調信号（A1,B1）が、デイジタル
   化され（A2,B2）、乗算されて（14）、第２の乗算され
   た信号が得られ、 上記第１の乗算された信号及び第２の乗算された信号が
   乗算され（16）て、位相エラー信号（ｅ（θ））が得ら
   れ、 位相エラー信号（ｅ（θ））が、低域フイルタ（19,2
   0）を受けて、上記局所搬送波を制御する 同期復調装置における搬送波の同期を得るための方法に
   おいて、 和及び差のデイジタル化された信号（A2＋B2,A2−B2）
   が、受信信号（IF）の記号周波数（fs）よりも高い第１
   の周波数（2fc）を有する第１のサンプリング信号によ
   ってサンプリングされ、 上記第１及び第２の復調されデイジタル化された信号
   （A2,B2）が、上記信号周波数（fs）と等しい又はこれ
   よりも高い、上記第１の周波数（2fc）を偶数で割った
   第２の周波数（fc）を有する第２のサンプリング信号に
   よってサンプリングされ、 上記和及び差、第１及び第２の復調されデイジタル化さ
   れた信号のサンプリングによって、上記位相エラー信号
   （ｅ（θ））に、上記局所搬送波と上記受信信号（IF）
   の抑圧変調搬送波との間に存在する周波数ずれ（ｆ）の
   依存性が加えられること を含むことを特徴とする同期復調装置における搬送波の
   同期を得るための方法。
2. 【請求項２】上記第１及び第２のサンプリング周波数
   （2fc、fc）の双方が、上記搬送波の同期のキヤプチユ
   ア・レンジを増大乃至減少させるように、それぞれ、上
   記記号周波数（fc）に関して増大乃至減少することがで
   きる請求項１の方法。
3. 【請求項３】第２の周波数（fc）＝記号周波数（fs）で
   同期サンプリングするときに、サンプリングが、情報の
   ないサンプリングすべきデジタル化された信号（A2,B2,
   A2＋B2,A2−B2）の遷移領域にならないようにして、抑
   圧変調搬送波との比較の際に、同じ位相量、上記第１及
   び第２のサンプリング信号が偏移せしめられる請求項１
   の方法。
4. 【請求項４】上記第１の復調されたデジタル信号（A2）
   が、QPSK変調された中間周波数の受信信号を正しくサン
   プリングするように、上記第２の復調されデジタル化さ
   れた信号（B2）をサンプリングする上記第２のサンプリ
   ング信号と半周期ずれた上記第２のサンプリング信号に
   よってサンプリングされる請求項１の方法。
5. 【請求項５】PSK又はQAM変調された中間周波数受信信号
   （IF）を、第１のミクサ（２）及び第２のミクサ（３）
   の第１の入力にそれぞれ至る２つの等しい信号に分割す
   るパワー・スプリッタ（１）を具備し、 該第１のミクサ（２）及び第２のミクサ（３）の第２の
   入力には、VCO（４）によって生成された局所搬送波と1
   /4波長偏移装置によって、上記局所搬送波を偏移した直
   角位相搬送波とがそれぞれ送られ、 該第１のミクサ（２）及び第２のミクサ（３）の出力信
   号は、第１及び第２の復調された信号（A1,B1）であ
   り、 上記第１及び第２の復調された信号（A1,B1）が、加算
   器回路（８）及び減算器回路（９）によって、加算及び
   減算されて、和信号（A2＋B2）及び差信号（A2−B2）が
   得られ、 上記和信号（A2＋B2）及び差信号（A2−B2）が再生比較
   器（12,13）及び乗算器（15）によってデイジタル化さ
   れ第１の乗算された信号が得られ、 上記第１及び第２の復調された信号（A1,B1）が、デイ
   ジタル化され（A2,B2）、乗算されて（14）、第２の乗
   算された信号が得られ、 上記第１の乗算された信号及び第２の乗算された信号
   が、乗算され（16）て、位相エラー信号（ｅ（θ））が
   得られ、 位相エラー信号（ｅ（θ））が、低域フイルタ（19,2
   0）を受けた後に、該VCO（４）の制御入力に送られる 同期復調装置における搬送波の同期を得るための装置に
   おいて、 受信信号（IF）の記号周波数（fs）よりも高い第１の周
   波数（2fc）を有する第１のサンプリング信号を生成す
   る発振器手段（23）と、 偶数によって上記第１の周波数（2fc）を割って、記号
   周波数（fs）と等しい又は高い第２の周波数（fc）を有
   する第２のサンプリング信号を得る周波数割算手段（2
   4）と、 上記第１及び第２の復調されデイジタル化された信号
   （A2,B2）をサンプリングするための、上記第２のサン
   プリング信号によってクロックされる、第１及び第２の
   サンプリング回路（25,28）と、 和及び差のデイジタル化された信号（A2＋B2,A2−B2）
   をサンプリングするための、上記第１のサンプリング信
   号（2fc）によってクロックされる、第３及び第４のサ
   ンプリング回路（26,27）とを具備し、 上記和及び差、第１及び第２の復調されデイジタル化さ
   れた信号のサンプリングによって、上記位相エラー信号
   （ｅ（θ））に、上記局所搬送波と上記受信信号（IF）
   の抑圧変調搬送波との間に存在する周波数ずれ（ｆ）の
   依存性を加える ことを特徴とする同期復調装置における搬送波の同期を
   得るための装置。
6. 【請求項６】該発振手段（23）が、上記搬送波の同期の
   キヤプチユア・レンジをそれぞれ増大乃至減少させるよ
   うに、上記記号周波数fsと比較して上記第１のサンプリ
   ング信号の上記第１の周波数（2fc）の値を増大乃至減
   少する手段を含む請求項５の装置。
7. 【請求項７】該第１のサンプリング回路（26）、第２の
   サンプリング回路（27）、第３のサンプリング回路（2
   5）及び第４のサンプリング回路（28）が、それぞれ、
   第１フリップフロップ（26）、第２フリップフロップ
   （27）、第３フリップフロップ（25）及び第４フリップ
   フロップ（28）であり、 該周波数割算手段が、２で上記第１のサンプリング信号
   の上記第１の周波数（2fc）を割る第４のフリップフロ
   ップ（24）であり、 該第１フリップフロップ（26）及び第２フリップフロッ
   プ（27）が、上記第１のサンプリング信号によってクロ
   ックされ、 該第３フリップフロップ（25）及び第４フリップフロッ
   プ（28）が、PSK又はQAM変調された中間周波数受信信号
   （IF）を正しくサンプリングするように、該第４フリッ
   プフロップの出力信号によってクロックされる 請求項５の装置。
8. 【請求項８】該第１のサンプリング回路（26）、第２の
   サンプリング回路（27）、第３のサンプリング回路（2
   5）及び第４のサンプリング回路（28）が、それぞれ、
   第１フリップフロップ（26）、第２フリップフロップ
   （27）、第３フリップフロップ（25）及び第４フリップ
   フロップ（28）であり、 該周波数割算手段が、２で上記第１のサンプリング信号
   の上記第１の周波数（2fc）を割る第４フリップフロッ
   プ（24）であり、 該第４のフリップフロップ（24）が、反転された第１の
   サンプリング信号によってクロックされ、 該第１フリップフロップ（26）及び第２フリップフロッ
   プ（27）の双方が、上記第１のサンプリング信号によっ
   てクロックされ、 該第４フリップフロップ（28）が、該第４のフリップフ
   ロップの非反転出力信号によってクロックされ、 該第３フリップフロップ（25）が、Ｏ−PSK変調された
   中間周波数受信信号（IF）を正しくサンプリングするよ
   うに、該第４フリップフロップの反転出力信号によって
   クロックされる 請求項５の装置。
9. 【請求項９】該発振手段（23）が、第１のサンプリング
   信号を生成する中間周波数受信信号（IF）によって制御
   される発振器を具備し、上記第１のサンプリング信号の
   第１の周波数（2fc）が、上記信号周波数（fs）の正確
   な偶数倍であり、 そして、サンプリングが、情報のないデジタル化された
   信号（A2,B2,A2＋B2,A2−B2）をサンプリングする遷移
   領域において行われないように、上記抑圧復調搬送波と
   比較して、上記第１のサンプリング信号を偏移させる偏
   移手段を備えている請求項５の装置。