JPS63151246A - 同期復調装置における搬送波の同期を得るための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、デジタル信号伝送の分野に関し、そしてさら
に具体的には、２つの直交搬送波によってそれぞれ逓倍
される（ｍ　ｕ　ｌ　ｔ　ｉ　ｐ　Ｉ　ｉ　ｅ　ｄ　）
２つの信号に分割された変調信号を入力において受信し
、結果として生じた信号は複数の信号を獲得するために
加算及び減算される、同期（ｃ　ｏ　ｈｅ　ｒ　ｅ　ｎ
　ｔ）復調装置における搬送波を同期な得るためのプロ
セスに関する。

デジタル無線信号受信機は復調装置を含み、そして一般
に位相偏移変調（ＰＳＫ）法によって変調された該信号
を復調するために、受信信号に含まれた情報に基づいて
、伝送信号において抑制された信号と同一の局所搬送波
を再構成することが必要であることが公知である。

局所搬送波の再構成のために使用される方法の中で、最
も広く使用される方法は、コスタス・ループ（Ｃｏｓｔ
ａｓ　　Ｌｏｏｐ）から導出され、そして該搬送波を生
成するために、７エイズロツクループ（ＰＬＬ）に挿入
された局所電圧制御発振器（■Ｃ○）の使用を必要とす
る。

コスタス・ループ法は、誤ったロックを生じ得るという
重大な欠点を有する。即ち、７エイズロツクループは、
入力信号周波数に対応しない局所発振器の特定周波数値
に対しても安定な平衡点を見つけ、該入力信号の復調を
不可能にすることが生じる。

コスタス・ループ法および搬送波ロックに対し位相比較
器を使用する総ての復調システムにおける別の制限は、
制限されたキャプチュアレンジである。

公知のように、７エイズロツクループのキャプチュアレ
ンジは、参照信号のない場合における局所発振器の出力
信号周波数と、参照信号のある場合にループが７エイズ
ロツクを達成することを可能にする同一の局所発振器か
らの出力信号周波数との開の最大周波数差（Δｆ）によ
って与えられる。

この制限のため、キャプチュアレンジを増大させるため
には、７エイズロツクループに探索装置を備え付けるこ
とが必要である。

Ｇ、Ｌ、ヘディン、Ｊ、に、ホルメス、Ｗ、Ｃ。

リンシイ−とに、Ｔ、ウーによる「コスタス・ループに
おける誤ったロックの理論」と題する論文、通信におけ
るＩ　ＥＥＥ会報、巻Ｃ０Ｍ−２６、第１号、１９７８
年１月、においで、着者達は、誤ったロックを引き起こ
す原因のいくつかを調べ、そしてそれらが発生する周波
数Δｆｉ　　が、次の公式により、変調位相の数によっ
て除算された記号（ｓｙｍｂｏｌ）　　周波数ｆｓの倍
数である値を有することを示している。

Δｆ；　＝ｎ　ｆＳ／ｍ ここで　ｎ＝１．２ｔ・・・ そして直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）の場合において、
ｍ＝４である。

同じ論文において、ロック条件においてエラー信号のス
ペクトル分布はロックが真か又は誤りかにより異なるこ
とが示されている。特に、記号周波数の倍数の周波数に
おける成分は、異なる振幅を有する。正しいロックを達
成するために提案されたプロセスは、まず、前述の成分
の振幅の測定によって誤ったロックの存在を検出し、そ
して次に７エイズロツクループを正しいロック条件に強
制することから成る。

提案されたプロセスはかなり複雑で、ハードウェアの実
現は達成が困難であり、そして特に常に正しい動作を保
証するわけではない。

他の論文において、真のロック条件の下におけるエラー
信号の連続成分と誤ったロックの別の可能な条件の下に
おけるエラー信号の連続成分の間の比によって表された
「誤ったロック・マージン」と呼ばれるパラメーターが
導入され、値は伝送チャンネル帯域に依存する。誤った
ロック・マージンは、ＱＰＳＫシステムにおいて極度に
減少され、この場合路１の誤ったロックはΔｆｉ＝ｆ８
／４に対し発生することが注目され、かつ実験的に確認
されている。

このことは、局所発振器の範囲を±ｆＳ／８より低い値
に制限することから成る誤ったロックを避ける別のプロ
セスを示唆する。この方法によれば全ての誤ったロック
が避は得るであろう。

しかし、この解決は、特に、ｆ８／８項が公称搬送波周
波数の非常に小さい部分である小容量システムにおいて
は、常に実施可能というわけではない。事実、これらの
システムにおいては、局所発振器、伝送発振器、及びト
ランシーバ−に含まれた変換器の局所発振器の不安定性
のために、入力信号周波数の公称値は、ｆｓ　／　８よ
りも大きなある不確定性を有する。

このため、中及び大容量システムに対し広く使用される
このプロセスは、精巧かつ高価な非常に高い安定性を有
する発振器が採用されなければ、絶対的に使用できない
。

コスタス・ループから導出されたＱＰＳＫ復調装置にお
けるキャプチュアレンジを拡張するために提案された別
のプロセスは、Ｆ、Ｄ、ナタリによる［ＡＦＣ追跡アル
ゴリズム］と題する論文、通信におけるＩ　ＥＥＥ会報
において出版、巻Ｃ０Ｍ−３２、第８号、１９８４年８
月、において記載され、そしてこれは位相周波数比較器
を使用することから成る。

提案された解決方法は、低費用と小型化が最も重要であ
る小容量システムにおいての使用が困難な線形逓倍器と
アナログデジタル変換器の使用を必要とし、ハードウェ
ア実現においてかなり複雑であるように見える。

本発明の目的は、前述の欠点を克服し、そして簡単かつ
低費用のハードウェア実現を使用することにより＠ｌ調
装置の７エイズロツクループに追加の周波数特性を与え
る同期復調装置において、搬送波同期を得るためのプロ
セスを示すことである。

この追加の周波数特性は、誤ったロックを避けで、局所
搬送波と受信信号の（抑制）搬送波の間のロッキングを
保証し、そしてまた、十分大きなキャプチュアレンジを
保証する。

この目的を達成するために、本発明の別の目的は、２つ
の直交搬送波によって逓倍される２つの信号に分割され
た変調信号を入力部においで受信し、結果として生じた
信号は複数の信号を獲得するために一緒に加算されかつ
互いに減算される同期復調装置における搬送波の同期を
得るためのプロセスにおいて、該複数の信号の中で少な
くとも第１及び第２信号が第１周波数でサンプルされ、
一方散複数の信号の中で少なくとも第３及び第４信号が
第１周波数の偶数倍の第２周波数でサンプリングされる
ことを特徴とするプロセスである。

本発明の他の目的及び利点は、以下に与えられた詳細な
説明と単に説明及び非制限実施例とじて与えられた添付
図面により明らかになるであろう。

第１図は、公知の技術による復ｖＩ４装置のブロック図
であり、コスタス・ループ形式の直交位相偏移変調（Ｑ
ＰＳＫ）又はオフセット直交位相偏移変調（０−ＱＰＳ
Ｋ）復ｉａ！装置を表し、この場合１はスライサーを示
す。スライサーの入力部において変調受信信号ＩＦが提
出され、そしてスライサーの出力は、それぞれ、逓倍器
（ＩＩｌｕ　Ｉ　ｔ　ｉ　ｐｌｉｅｒ）２の第１人力と
、逓倍器３の第１人力とに結合される。

逓倍器２の第２人力部に電圧制御局所発振器４の出力信
号が到着する。この信号はまた、９０度の位相偏移装置
５により、逓倍器３の第２人力部に到着する。

逓倍器２の出力は低域フィルター６の入力に結合され、
低域フィルターの出力は加算器８の入力、減算器９の入
力、及びスライサー１０の入力に結合される。逓倍器３
の出力は低域フィルター７の入力に結合され、低域フィ
ルターの出力は加算器８の第２人力、減算器９の第２人
力、及びスライサー１１の入力に結合される。

加算器８の出力はスライサー１２の入力に結合され、一
方減算器９の出力はスライサー１３の入力に結合される
。スライサー１０の出力は逓倍器１４の入力とフリップ
フロップ１７の入力りとに結合され、一方スライサー１
１の出力は逓倍器１４の他の入力とフリップフロップ１
８の入力りとに結合される。

スライサー１２と１３の出力は、逓倍器１５の２つの入
力に結合される。

２つの逓倍器１４と１５の出力は逓倍器１６の２つの入
力に結合され、逓倍器１６の出力は低域フィルター１９
の入力に結合される。フィルター１９の出力は増幅器２
０の入力に結合され、増幅器の出力は加算器３０の第１
人力に結合され、加算器３０の第２人力にはブロック２
１の出力が結合される。加算器３０の出力は局所発振器
４の制御入力に結合される。

公知のように、動作において、中間周波数ＩＦ信号が、
スライサー１によって、逓倍器２と３の各々の第１人力
に分割される。逓倍器２の第２人力には局所発振器４の
出力信号が到着し、一方逓倍器３の第２人力には位相偏
移装置５によって９０度位相偏移された局所発振器４の
出力信号が到着する。

逓倍器２と３の出力部における復調信号は、主に復調信
号帯域に存在する雑音を減少させるために役立つ低域フ
ィルター６と７を通過し、そしてそれぞれの復調信号は
Ａ、とＢ、によって示される。

加算器８と減算器９を通って、２つの信号Ａ１とＢ１が
、−緒に加算され、かつ互いに滅ｊ１．され、それぞれ
信号Ａｉ＋８１とＡｌ−Ｂ１を生成する。

スライサー１０．１１．１２と１３を通る４つの信号Ａ
１、Ｂ１、Ａ１＋８１とＡｌ−Ｂ１は、デジタル化され
、それぞれＡ２、Ｂ２、Ａ２＋Ｂ２とＡ２−Ｂ２の４つ
のデジタル化信号のスＭＪ−ムを生成する。

信号Ａ２とＢ２は、それぞれサンプラー１７と１８の入
力部りに到着し、サンプラーのクロック入力ＣＫには、
復調信号Ａ１又はＢ１からか、又は受信信号ＩＦから取
られたクロック信号ＣＰが到着する。サンプラー１７と
１８は、信号Ａ２とＢ２を再生成し、それぞれＡ４とＢ
４によって示された伝送されたデータ・ストリームを再
構成する。

信号Ａ２とＢ２はまた、逓倍器１４により、−緒に逓倍
される。信号Ａ２＋Ｂ２とＡ２−Ｂ２は逓倍器１５によ
り一緒に逓倍される。逓倍器１４と１５からの出力信号
は、さらに、逓倍器１６によって一緒に逓倍され、逓倍
器１６の出力信号はエラー信号ｅ（θ）で表される。

信号Ａ２、Ｂ２、Ａ２＋Ｂ２とＡ２−Ｂ２は、２つのレ
ベルにおいてデジタルであるために、逓倍器１４．１５
と１６は、排他的論理和機能を行う論理デートである。

第１図の破線によって囲まれたブロックは、コスタス・
ループ形式の位相比較器を表し、位相比較器の出力信号
ｅ（θ）は局所発振器４の制御のための位相エラー信号
を表し、そしてこの場合θは局所搬送波と変調搬送波の
間の位相偏移角度である。変調搬送波位相に関する情報
は信号Ａ１とＢ１から得られ、そして関数ｅ（θ）は局
所搬送被位相が変調搬送波の位相と一致する時のみ零（
ｎ　ｕ　ｌ　ｌ　）である。

低域フィルター１９は、エラー電圧ｅ（θ）に存在する
連続成分を抽出する。該成分は、増幅器２０によって増
幅された後、加算器３０の第１人力に入れられ、加算器
の第２人力にはブロック２１の出力信号が到着する。加
算器３０の出力信号は、局所発振器の制御入力に入れら
れ、変調搬送波との位相ロックを行うことを可能とし、
この条件を不変に保つ。

ブロック２１は、ロックを探すための公知の装置であり
、キャプチュアレンジを拡大することを可能にし、かつ
フイズロツクループがアンロックされる時、全走査範囲
に渡って電圧制御局所発振器４の周波数を変える三角波
形発振器から主に成る。ロックが行われた時、ループは
三角波形発振器の出力電圧と平衡するように反応しそし
て効果を無効にする。

第２図は、本発明による復調装置のブロック図であり、
第１図と同じ要素が同じ番号で示されるが、４つの入力
と４つの出力を有するブロック２２の追加と、ブロック
２１と加算器３０のない点が、第１図とは異なる。

ブロック２２は、スライサー１０．１１．１２と１３の
出力と、逓倍器１４と１５の入力との間に置かれる。

第２図の破線によって囲まれたブロックは、位相周波数
比較器を表し、位相周波数比較器の出力信号ｅ（θ、ｆ
）は、局所発振器４の＃御のための位相周波数エラー信
号を表す。

第１図の公知の構成と比較して、この構成における回路
によって生成されたエラー信号ｅ（θ。

ｆ）は、局所生成搬送波と変調搬送波の間の位相差及び
周波数差の関数である。

ブロック２２の機能は、出力信号Ａ３、Ｂ３、Ａ３＋Ｂ
３とＡ３−Ｂ５中に、受信信号の（抑制された）搬送波
周波数において現在情報が存在するような方法により、
４つの信号Ａ２、Ｂ２、Ａ２＋Ｂ２とＡ２−８２を処理
することである。即ち′、該ブロック２２は、フイズロ
ツクルーブに対し、追加の周波数特性を与え、そしてま
たキャブチュアレンジの拡張を可能にする。

第３図は、ＱＰＳＫ復調装置用のブロック２２の回路の
実施態様を表す。ブロック内に、信号を生成する公知の
発振器２３があり、その周波数は、２ｆｃによって示さ
れる。この信号は、３つのＤタイプのフリップフロップ
２４．２６と２７の３つのタロツク入力ＣＫに送信され
る。フリップフロップ２４の出力Ｑは、公知の２分割分
割器の構成を達成するために、該フリップフロップ２４
の入力りに結合される。このため、フリップフロップ２
４の出力Ｑにおいては、周波数２ｆｃと一緒に、ブロッ
ク２２の入力信号のサンプリングのために役立つ周波数
ｆ。のクロック信号が存在する。

フリップフロップ２４の出力は、２つのフリップフロッ
プ２５と２８の２つのクロック入力ＣＫに結合される。

フリップフロップ２５の入力りは、スライサー１０の出
力に結合され、一方散７リップ７０ツブの出力Ｑは、逓
倍器１４の第１人力に結合される。

７リツブ７０ツブ２６の入力りは、スライサー１２の出
力に結合され、一方散７リップ７０ツブの出力Ｑは、逓
倍器１５の第１人力に結合される。

フリップフロップ２７の入力りは、スライサー１３の出
力に結合され、一方散７リップ７０ツブの出力Ｑは、逓
倍器１５の第２人力に結合される。

第４図は、０−ＱＰＺＫ復調装置用のブロック２２の回
路の実施態様を表し、そして発振器２３の出力とフリッ
プフロップ２４のクロック入力ＣＫの間にインバーター
２９が挿入され、かっフリップフロップ２５におけるク
ロック信号が、ｆｃではなくｆｃである、即ち、ｆｏか
ら１／２周期だけ位相偏移された信号である、という点
において第３図とは異なる。

動作において、第３図の回路は、周波数ｆｃにで信号Ａ
２と８２をサンプリングし、そして信号Ａ２＋Ｂ２とＡ
２−８２のサンプリングは２倍の周波数、即ち２ｆ０、
で行われる。信号Ａ２＋Ｂ−１ツー ２とＡ２−８２は、ｆｏの偶数倍の任意の周波数でサン
プリングされる。

第４図の回路の動作は、信号Ａ３が周波数ｆｃでサンプ
リングされる、即ち、周波数ｆ。の信号と比較して反対
の位相の信号でサンプリングされるという点において第
３図の回路とは異なる。公知のように、０−ＱＰＳＫシ
ステムにおいて、２つの復調信号Ａ１とＢ１は、半周期
だけ互いに位相偏移され、その結果それぞれのサンプリ
ング信号はまた、半周期だけ位相偏移されなければなら
ない。

さらに、両解決に対し、周波数ｆ０は、受信信号の記号
周波数ｆ５と等しいかあるいはｆｓより大きくすること
ができる。第１の場合において同期サンプリングが存在
し、そして第２の場合において非同期サンプリングが存
在する。

同期サンプリングでは、発振器２３は、明らかに、もは
や自由な発振器ではなく、ｆ０＝ｆｓのような周波数に
おいて発振する、入力信号によって制御された発振器で
なければならず、さらに、周波数ｆｃ又は２ｆｃのサン
プリング信号が、情報のないゾーンである信号Ａ２、Ｂ
２、Ａ２＋Ｂ２とＡ２−Ｂ２の遷移ゾーンに入るのを避
けるために、サンプリング信号の位相の調整を可能にす
る位相偏移装置が必要とされる。

非同期サンプリングでは、回路の挙動は、ｆｏとｆｓの
開の関係に依存することが分かつている。

この挙動は、第５図と第６図において説明される。

第５図は、本発明の目的である位相周波数比較器の開ル
ープにより実験的に得られた電圧対周波数出力特性を表
す。

特に、それは、位相周波数比較器の出力における電圧ｅ
（θ、ｆ）の平均値を表し、局所発振器４の周波数と入
力信号の（抑制された）搬送波の周波数の開の周波数差
Δｆの値に依存し、記号周波数ｆ８を参照して正規化さ
れる。

第５図は、文字ａ、ｂとＣで示された３つの曲線を示す
。曲線ａは、公知技術により達成された位相単独比較器
の出力特性を表す。曲線すとＣは、ｆｃ／ｆｓの異なる
値、特に、ｆ０／ｆ、　＝　１．　（同期サンプリング
）とｒｅ　／　ｆｓ　”　３　（非同期サンプリング）
に対し、本発明の目的である位相周波数比較器から得ら
れた。

曲線ａを観察すると、周波数Δｆが変化する時、公知の
比較器の出力電圧は常にゼロである。即ち、周波数にお
ける変動に関し、エラー信号ｅ（θ）の変動がないこと
が見られる。

曲線すとＣを観察すると、周波数Δｆが変化すると、局
所搬送波の正確な周波数にて局所搬送波を生成するため
の局所発振器を駆動するエラー信号ｅ（θ、ｆ）は変化
し、誤ったロックを防ぐことが見られる。曲線Ｃはまた
、曲線すよりも拡張されたキャプチュアレンジを示す。

エラー電圧ｅ（θ、ｆ）はその符号を逆転するために、
キャブチュアレンジは、値Δｆによって表される。

キャプチュアレンシの増大のために、曲線の傾斜の対応
する減少と、このため位相周波数比較器の利得の減少が
ある。このため、サンプリング周波数の選択は復調装置
が要求される特定の特性及び性能に依存する。

第６図は、曲線Ｃを示し、これは、ｆ、　／ｆＳ＝３で
、かつ復調装置の入力において雑音なしく信号／雑音比
Ｓ／Ｎ＝ＯＯ）で得られた第５図の曲線と同一であり、
そして曲線ｃ１は、また、４ｄＢの信号／雑音比Ｓ／Ｎ
５ｆｃ／ｆＳ＝３で得られる。

条件Ｓ／Ｎ＝４ｄ　Ｂは最悪の場合であり、その結果実
際の曲線は、Ｃと０１の間の領域にとどまり、総ての時
間において優れた動作を保証する。

公知のように、ＱＡＭ変調法は、付加的振幅変調を有す
るＰＳＫ変調から導出される。その結果、ＱＰＳＫ変調
装置に対する総てはＱＡＭ復調装置に適用される。特に
変調搬送波の回復のために、本発明の目的である同一の
位相周波数比較器が適用でトる。

上記の説明から、本発明の目的である同期復調装置に対
する搬送波の同期を得るためのプロセス及び回路は明ら
かである。特に、それらは、提案されたプロセスにより
生産された復調装置は誤ったロックがなく、かつ補足の
探索装置の援助なしに獲得された非常に拡張されたキャ
プチュアレン−ｔ、５− ジを有するという事実によって表される。さらに、単に
サンプリング周波数ｆ０を変えることによって、かなり
拡張された制限範囲内でキャプチュアレンジを制御する
ことが可能である。最後に、回路は非常に簡単かつ経済
的であり、そして完全なデジタル化が集積回路技術によ
って容易に達成される。

実施例として記載された同期復調装置に対し搬送波同期
を得るためのプロセス及び回路の多数の変形が、本発明
の思想に固有な新規の原理の精神を逸脱することなしに
、当業者には可能であることは明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、公知の技術による復調装置のブロック図。 第２図は、本発明による復調装置のブロック図。 第３図は、第２図のブロックの第１ハードウエア実現を
示す図。 第４図は、第２図の同一ブロックの第２ハードウエア実
現を示す図。 第５図は、本発明の目的である復調装置の幾つかの実験
で得られた電圧対周波数出力特性を示す図。 第６図は、熱雑音の存在する場合に、本発明の目的であ
る復調装置の幾つかの実験で得られた電圧対周波数出力
特性を示す図。 図中、１．１０．１１．１２と１３はスライサー、２．
３．１４．１５と１６は逓倍器、４は電圧制御局所発振
器、５は位相偏移装置、６．７と１９は低域フィルター
、８と３０は加算器、９は減算器、１７．１８．２４．
２５．２６．２７と２８はフリップフロップ、２０は増
幅器、２３は発振器、２９はインバータである。 特許出願人　ジ−ティイー　・テレコムニカツイオ一二
・ソチェタ・ベル・アチオニ ＦＩＧ、３ ＦＩＧ、４

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、それぞれ直交する２つの信号によって逓倍される２
   つの信号に分割された変調信号を入力部において受信し
   、結果として生じた信号が、複数の信号を獲得するため
   に一緒に加算されかつ互いに減算される同期復調装置に
   おける搬送波の同期を得るのためのプロセスにおいて、
   該複数の信号の中で少なくとも第１信号（Ａ２）及び第
   ２信号（Ｂ２）が第１周波数（ｆ＿ｃ）でサンプリング
   され、一方該複数の信号の中で少なくとも第３信号（Ａ
   ２＋Ｂ２）及び第４信号（Ａ２−Ｂ２）が第１周波数（
   ｆ＿ｃ）の偶数倍の第２周波数（２ｆ＿ｃ）でサンプリ
   ングされることを特徴とするプロセス。 ２、該第２サンプリング周波数（２ｆ＿ｃ）が、第１サ
   ンプリング周波数（ｆ＿ｃ）の２倍であることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項に記載の同期復調装置におい
   て搬送波の同期を得るのためのプロセス。 ３、該第１信号（Ａ２）及び第２信号（Ｂ２）が、入力
   信号（ＩＦ）の分割と、直交する２つの搬送波による次
   に起こる逓倍とから得られ、一方該第３信号（Ａ２＋Ｂ
   ２）及び第４信号（Ａ２−Ｂ２）が、それぞれ、該第１
   信号（Ａ２）及び第２信号（Ｂ２）の和及び差から得ら
   れることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の同
   期復調装置において搬送波の同期を得るのためのプロセ
   ス。 ４、該第１サンプリング周波数（ｆ＿ｃ）が、受信信号
   の記号周波数（ｆ＿ｓ）に等しいことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項に記載の同期復調装置において搬送波
   の同期を得るのためのプロセス。 ５、該第１サンプリング周波数（ｆ＿ｃ）の位相が、該
   記号周波数（ｆ＿ｓ）の位相と比較して適切に変化され
   ることを特徴とする特許請求の範囲第４項に記載の同期
   復調装置において搬送波の同期を得るのためのプロセス
   。 ６、該第１サンプリング周波数（ｆ＿ｃ）が、受信信号
   の記号周波数（ｆ＿ｓ）よりも高いことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項に記載の同期復調装置において搬送
   波の同期を得るのためのプロセス。 ７、該入力信号が、位相偏移変調（ＰＳＫ）法によって
   変調されることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記
   載の同期復調装置において搬送波の同期を得るのための
   プロセス。 ８、該入力信号が、直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）法に
   よって変調されることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項に記載の同期復調装置において搬送波の同期を得るの
   ためのプロセス。 ９、該入力信号が、オフセット直交位相偏移変調（Ｏ−
   ＱＰＳＫ）法によって変調されることを特徴とする特許
   請求の範囲第８項に記載の同期復調装置において搬送波
   の同期を得るのためのプロセス。 １０、該入力信号が、直交振幅変調（ＱＡＭ）法によっ
   て変調されることを特徴とする特許請求の範囲第１項に
   記載の同期復調装置において搬送波の同期を得るのため
   のプロセス。 １１、該第１信号（Ａ２）が、該第１サンプリング周波
   数（ｆ＿ｃ）の１／２周期の位相偏移により得られた第
   ３周波数（＠ｆ＠＿ｃ）でサンプリングされることを特
   徴とする特許請求の範囲第９項に記載の同期復調装置に
   おいて搬送波の同期を得るのためのプロセス。 １２、複数のサンプラーから成り、少なくとも第１及び
   第２のサンプラーが該第１サンプリング周波数（ｆ＿ｃ
   ）によって制御され、そして少なくとも第３及び第４の
   サンプラーが、該第２サンプリング周波数（２ｆ＿ｃ）
   によって制御されることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項に記載の同期復調装置において搬送波の同期を得る
   のための回路。 １３、該第１及び第２のサンプラーの入力部において、
   入力信号（ＩＦ）の分割と、直交する２つの搬送波によ
   る次に起こる逓倍とから得られた第１信号（Ａ２）及び
   第２信号（Ｂ２）が到着し、一方該第３サンプラー及び
   第４サンプラーの入力部において、それぞれ、該第１（
   Ａ２）及び第２（Ｂ２）信号の和及び差から得られた第
   ３信号（Ａ２＋Ｂ２）及び第４信号（Ａ２−Ｂ２）が到
   着することを特徴とする特許請求の範囲第１２項に記載
   の同期復調装置において搬送波の同期を得るのための回
   路。 １４、該サンプラーが、フリップフロップにて達成され
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１２項に記載の同
   期復調装置において搬送波の同期を得るのための回路。 １５、該第２サンプリング周波数（２ｆ＿ｃ）が、発振
   器によって生成され、一方該第１サンプリング周波数（
   ｆ＿ｃ）が、周波数分割器を通して該発振器によって得
   られることを特徴とする特許請求の範囲第１２項に記載
   の同期復調装置において搬送波の同期を得るのための回
   路。 １６、該周波数分割器が、２分割周波数分割器であり、
   そしてフリップフロップにて達成されることを特徴とす
   る特許請求の範囲第１５項に記載の同期復調装置におい
   て搬送波の同期を得るのための回路。 １７、該第１のサンプラーが該第３周波数 （＠ｆ＠＿ｃ）によって制御され、そして該第３周波数
   （＠ｆ＠＿ｃ）が該フリップフロップの相補出力（＠Ｑ
   ＠）から取られることを特徴とする特許請求の範囲第１
   １項または第１２項に記載の同期復調装置において搬送
   波の同期を得るのための回路。 １８、１つ以上の集積回路において実現されることを特
   徴とする特許請求の範囲第１２項に記載の同期復調装置
   において搬送波の同期を得るのための回路。