NO170249B - Fremgangsmaate og krets for tilveiebringelse av baereboelgesynkronisme ved koherente demodulatorer - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår digital signal transmisjoner og nærmere bestemt en fremgangsmåte for tilveiebringelse av bærebølge synkronisme ved koherente demodulatorer som mottar ved deres inngang i et modulert signal som deles i to signaler som multipliseres med respektive to kvadratur bærebølger, idet de resulterende signalene adderes og subtraheres for å tilveiebringe et flertall av signaler, samt krets for tilveiebringelse av bærebølgesynkronisme ved koherente demodulatorer.

Det er kjent at mottagerer for digitale radiosignal innbefatter demodulatorer og altfor å demodulere signalene, generell modulerte ved fase - skift - nøkling (PSK) teknikk, er det nødvendig å rekonstruere på basis av informasjonen i de mottatte signalene en lokal bærebølge identisk med den som ble undertrykt ved de sendte signalene.

Blant metodene anvendt for å rekonstruere den lokale bære-bølgen er de oftest brukte utledet fra "Costas sløyfen" og for å generere bærebølgen gjøres det bruk av en lokal spenningsoscillator (VCO) innført i en faselåssløyfe (PLL).

Costassløyfe teknikken har alvorlige ulemper ved at den gjør mulige feillåsinger, dvs. det kan skje at faselåssløyfen finner stabile likevekstpunkter selv for bestemte frekvens-verdier for lokaloscillatoren som ikke korresponderer med inngangssignalfrekvensen, som gjør det umulig å demodulere inngangssignaler.

En annen begrensning ved Costassløyfe teknikken og alle demoduleringssystemene som bruker en fasemoderator for bærebølgelåsing er begrenset innfangningsområdet.

Det er kjent at innfangningsområdet til faselåssløyfen er gitt av det maksimale frekvensforskjellen (Af) mellom utgangssignalfrekvensen til lokaloscillatoren i fravær av et referansesignal og utgangssignalfrekvensen fra samme lokal oscillator som tillater sløyfen å tilveiebringe faselåsing i tilstedeværelsen av et referansesignal.

På grunn av denne begrensningen er det nødvendig å utstyre faselåssløyfen med søkeanordninger for å øke dens innfangningsområde.

I artikkelen av G.L. Hedin, J.K. Holmes, W.C. Lindsey og K.T.Woo med tittelen "Theory of False Lock in Costas Loops" publisert i "IEEE Transactions on Communications", Vol. COM-26, No. 1, January 1978 undersøker forfatteren noen av årsakene som medfører feillåsinger og som viser Af^fre-kvensene ved hvilke de forekommer har verdier som er et multippel av symbolfrekvensene fs delt med antall modula-sjonsfaser i samsvar med formelen: Afj= n*fs/m, hvor n = 1,2,... og i tilfellet av kvadratur-fase-skiftnøkling (QPSK), m = 4.

I samme artikkelen er vist at spektralfordeling av feilsignal i låsetilstanden er forskjellig avhengig av om låsingen er sann eller feilaktig. Komponentene ved multippelfrekvensene til symbolfrekvensene har fortrinnsvis forskjellige ampli-tuder. Ved det den foreslåtte prosessen får tilveiebringe riktig låsing består den først å detektere tilstedeværelsen av feillåsinger ved måling av amplituden til ovenfornevnte komponenter og så å tvinge faselåssløyfen i en riktig låsetilstand.

Den foreslåtte prosessen er heller komplisert og alle utførelsene er vanskelige å tilveiebringe og sikrer nærmere bestemt ikke alltid riktig drift.

I andre artikler er der innført et parameter som er kaldt "Feil-låsemargin" som utgjør forholdet mellom den kontinuerlige komponenten til feilsignalet under samme låsetilstander og den kontinuerlige komponenten til feilsignalet ved forskjellige mulige tilstander for feillåsing avhengig av verdien til transmisjonskanalbåndet. Det skal bemerkes at det eksperimentelt er bekreftet at feillåsmarginen er ekstremt redusert ved QPSK systemet, ved hvilke den første feillås-ingen finner sted forAf^= fs/4.

Dette antyder en annen prosess for å unngå feillåsinger som består i begrensning av området for lokaloscillatoren til en verdi lavere enn ±fs/8. På denne måten vil all feillåsing kunne bli unngått.

Denne løsningen er imidlertid ikke alltid mulig i praksis spesielt ved systemer med liten kapasitet, hvor uttrykket fs/8 kan være en svært liten del av den nominelle bærebølge-frekvensen. Ved disse systemene, på grunn av ustabiliteten til lokaloscillatoren, transmisjonsoscillatoren og lokal-oscillatorene til omformerene i kombinerte sender-mottagere, av den nominelle verdien til inngangssignalfrekvensen eller hvis tvetydighet som kan være større enn fs/8.

Siden denne prosessen i stor grad er anvendt for systemer med mellomstore og store kapasiteter er den absolutt ubrukelig for systemer med liten kapasitet med mindre det er anvendte kompliserte og dyre svært stabile oscillatorer.

En annen prosess foreslått for å utvide innfangningsområdet ved QPSK demodulatorene utlevert fra Costassløyfen er beskrevet i artikkelen av F.D. Natali med tittel "AFC Tracking Algorithms" publisert i "IEEE Transactions on Communications", Vol. COM-32 No. 8, August 1984, og som består i anvendelse av en fase-frekvens komparator.

De foreslåtte løsningene fremstår som heller kompliserte med hensyn til hardware utførelsen og krever bruk av lineære multiplikatorer og analoge/digitale omformere, som er vanskelig å bruke ved systemer med liten kapasitet hvor det er viktig at de er billige og små.

Formålet med foreliggende oppfinnelse er å overvinne ovenfornevnte ulemper og tilveiebringe en prosess for å få frem bærebølgesynkronisme ved koherente demodulatorer ved å gjøre bruk av enkle og billige hardwareutførelser som gir faselås-sløyfen til demodulatoren en ytterligere frekvenskarakteristikk. Slik ytterligere frekvenskarakteristikk sikrer låsing mellom lokalbaerebølgen og bærebølgen (undertrykt) til de mottatte signalene, som unngår feillåsinger, og også sikrer et tilstrekkelig stort innfangningsområde.

Ovenfornevnte formål tilveiebringes ved hjelp av en fremgangsmåte av den innledningsvis nevnte art hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1, samt ved hjelp av en krets hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 12.

Ytterligere trekk ved fremgangsmåten og kretsen fremgår av de øvrige uselvstendige kravene.

Andre formål og fordeler ved oppfinnelsen skal beskrives nærmere med henvisning til et forklarende og ikke begrensende eksempel og med henvisning til tegningene, hvor: Fig. 1 viser et blokkdiagram av en demodulator i

samsvar med kjent teknikk.

Fig. 2 viser et blokkdiagram av en demodulator i

samsvar med foreliggende oppfinnelse.

Fig. 3 viser et første hardware utførelse av en blokk

på fig. 2.

Fig. 4 viser en andre hardwareutførelse av samme blokk

på fig. 2.

Fig. 5 viser en eksperimentell spenning i forhold til frekvensutgangskarakteristikken til demodulatoren, som er formålet med foreliggende oppfinnelse . Fig. 6 viser en eksperimentell spenning i forhold til frekvensutgangskarakteristikken til demodulator en, som er formålet med foreliggende oppfinnelse, i tilstedeværelsen av termisk støy.

Fig. 1 viser kvadratur fase-skiftnøkling (QPSK) eller offset kvadratur fase-skiftnøkling (O-QPSK) demodulator av Costas-sløyfetypen ved hvilke 1 indikert ved en deler av inngangen av hvilke er tilført et modulert mottagersignal IF og hvilke utganger er forbundet med første inngangen til multiplikator 2 og med den første inngangen til multiplikator 3 henholdsvis.

Ved den andre inngangen til multiplikatoren 2 ankommer utgangssignaler til en spenningsstyrt lokaloscillator 4. Signalet når også den andre inngangen til multiplikatoren 3 via en 90° faseforskyver 5.

Utgangen til multiplikatoren 2 er forbundet med inngangen til et lavpassfilter 6, hvilke utgang er forbundet med en inngang til en adderer 8, med inngangen til en subtraherer 9 og med inngangen til en deler 10. Utgangen til multiplikatoren 3 er forbundet med inngangen til et lavpassfilter 7, hvilken utgang er forbundet med den andre inngangen til addereren 8, med den andre inngangen til subtrahereren 9 og med inngangen til en deler 11.

Utgangen til addereren 8 er forbundet med inngangen til en deler 12 mens utgangen til subtrahereren 9 er forbundet med inngangen til en deler 13. Utgangen til deleren 10 er forbundet med en inngang til en multiplikator 14 og med inngangen D til en flip-flop 17 mens utgangen til deleren 11 er forbundet med den andre inngangen til multiplikatoren 14 og med inngangen D til en flip-flop 18.

Utgangene til delerne 12 og 13 er forbundet med to innganger til en multiplikator 15.

Utgangene til de to multiplikatorene 14 og 15 er forbundet med de to inngangene til en multiplikator 16, hvilken utgang er forbundet med inngangen til et lavpassfilter 19. Utgangen til filteret 19 er forbundet med inngangen til en forsterker 20, hvilken utgang er forbundet med den første inngangen til adderer 30, hvilken andre inngang er forbundet med utgangen til en blokk 21. Utgangen til addereren 30 er forbundet med styreinngangen til lokaloscillatoren 4.

Driften av mellomfrekvenssignalet IF er som kjent splittet av deleren 1 til en første inngang til hver av multiplikatorene 2 og 3. Ved den andre inngangen til multiplikatoren 2 ankommer utgangssignalet til lokaloscillatoren 4, mens det ved den andre inngangen til multiplikatoren 3 ankommer utgangssignalet til lokaloscillatoren 4 faseforskjøvet med 90° av faseforskyveren 5.

Det demodulerte signalet ved utgangene til multiplikatorene 2 og 3 passerer gjennom lavpassfiltrene 6 og 7, som tjener primært til å redusere støyen i det demodulerte signalbåndet og er betegnet med henholdsvis Al og Bl. Gjennom addereren 8 og subtrahereren 9 blir de to signalene Al og Bl addert sammen og subtrahert fra hverandre, idet det genererer signalene Al+Bl og Al-Bl henholdsvis. De fire signalene Al,Bl, Al+Bl og Al-Bl blir via delerne 10,11,12 og 13 digitalisert, idet det genereres fire strømmer med digitalisert data henholdsvis A2,B2, A2+B2 og A2-B2.

Signalene A2 og B2 når inngangen D til samplerne 17 og 18 henholdsvis, til hvilke klokkeinngangs CK det ankommer klokkesignal CP tatt fra det demodulerte signalet Al eller Bl eller fra det mottatte signalet IF. Samplerne 17 og 18 regenererer signalene A2 og B2, rekonstruerer datastrømmen sendt og indikert av A4 og B4 henholdsvis.

Signalene A2 og B2 blir også multiplisert sammen ved hjelp av multiplikatoren 14. Signalene A2+B2 og A2-B2 blir multipli sert sammen ved hjelp av multiplikatoren 15. Utgangssignalene for multiplikatorene 14 og 15 blir dessuten multiplisert sammen ved hjelp av multiplikatoren 16, hvilke utgangssignal er feilsignalet e(0).

Signalene A2,B2, A2+B2 og A2-B2 er digitale på to nivåer, idet multiplikatorene 14 og 15 og 16 er logiske porter som utfører en eller-eksklusiv funksjon.

Blokkene omhyllet av den brutte linjen i fig. 1 representerer en fase komparator av Costas sløyfe typen, hvilke utgangssignal e(e) representerer fasefeilsignalet for styring av lokaloscillatoren 4 og hvor 0 er faseforskyvningsvinkelen mellom den lokale bærebølgen og modulasjonsbærebølgen. Informasjonen på modulasjonsbærebølgefasen blir så tatt fra signalene Al og Bl og funksjonen e(G) er null kun når den lokale bærebølgefasen faller sammen ved den til modula-sj onsbærebølgen.

Lavpassfilteret 19 trekker ut den kontinuerlige komponenten tilstede i feilspenningen e(6). Komponenten etter å ha blitt tilført av forsterkeren 20 blir tilført den første inngangen til addereren 30, hvilken andre inngang ankommer utgangssignalet til blokken 21. Utgangssignalet til addereren 30 tilfører styreinngangen til lokaloscillatoren 4 for å tillate den å tilveiebringe faselås med modulasjonsbærebølgen, som holder denne tilstanden stabil.

Blokken 21 er en kjent anordning for å søke låsing som tillater utvidelse av oppfangingsområdet og som består primært av en trekant-bølgeformoscillator som når faselås-sløyfene er ulåst periodisk varierer frekvensen til den spenningstyrte oscillatoren 4 over dens hele avslutnings-område. Når låsing har funnet sted virker sløyfen for å motbalansere utgangsspenningen til trekant-bølgeformoscil-latoren og slutter dens effekt.

Fig. 2, ved hvilke de samme elementene som på fig. 1 er vist med samme nummer adskiller seg fra fig. 1 kun ved tillegg av en blokk 22 som har fire innganger og fire utganger og ved fravær av blokken 21 og addereren 30.

Blokken 22 er anbragt mellom utgangene til delerne 10,11,12 og 13 og inngangene til multiplikatorene 14 og 15.

Blokkene omhyllet av den brutte linjen på fig. 2 representerer en fasefrekvenskomparator, hvilken utgangssignal e(G,f) representerer fasefrekvensfeilsignal for styring av lokaloscillatoren 4.

Feilsignalet i e(G,f) generert av kretsen i denne konfigurasjonen sammenlignet med den kjente konfigurasjonen på fig. 1 er en funksjon av faseforskjellen og frekvensforskjellen mellom den lokalt genererte bærebølgen og den modulerte bærebølgen.

Funksjonen til blokken 22 er å behandle fire signaler A2,B2,

A2+B2 og A2-B2 på en slik måte at ved dens utgangssignaler A3,B3, A3+B3 og A3-B3 er det tilstede informasjon på bære-bølgefrekvensen (undertrykket) av det mottatte signal, dvs. blokken 22 gir til faselåssløyfen en tillagt frekvenskarakteristikk og tillater også utvidelse av oppinnfangings-området.

Fig. 3 representerer en utførelse for kretsen av blokken 22 for en QPSK demodulator. Innenfor blokken er det en kjent oscillator 23 som genererer signal, hvilken frekvens er angitt med 2fc. Signalet er sendt til de tre klokkeinngangene CK til tre flip-floper 24,26 og 27 av typen D. Utgangen Q til flip-flopen 24 er forbundet med inngangen D til flip-flopen 24 for å tilveiebringe den kjente konfigurasjonen av deleren med to. Ved utgangen Q til flip-flopen 24 er det derfor tilstede et klokkesignal ved frekvensen fc som sammen med frekvensen 2fc tjener til sampling av inngangssignalene på blokken 22. Utgangen Q til flip-flopen 24 er forbundet med de to klokkeinngangene CK til flip-flopene 25 og 28.

Inngangen D til flip-flopen 25 er forbundet med utgangen til deleren 10, mens utgangen Q til flip-flopen er forbundet med den første inngangen til multiplikatoren 14.

Inngangen D til flip-flopen 28 er forbundet med utgangen til deleren 11 mens utgangen Q til flip-flopen er forbundet med den andre inngangen til multiplikatoren 14.

Inngangen D til flip-flopen 26 er forbundet med utgangen til deleren 12, mens utgangen Q til flip-flopen er forbundet med den første inngangen til multiplikatoren 14.

Inngangen D til flip-flopen 27 er forbundet med utgangen til deleren 13 mens utgangen til flip-flopen er forbundet med den andre inngangen til multiplikatoren 15.

Fig. 4 utgjør en utførelsesform av kretsen til blokken 22 for en 0-QPZK demodulator og skiller seg fra fig. 3 ved at mellom utgangen til oscillatoren 23 og klokkeinngangen CK til flip-flopen 24 er innsatt en invertor 29 og ved klokkesignalet ved flip-flopen 25 ikke er fc, men fc, dvs. faseforskjøvet signal med en halv periode fra fc.

Ved drift sampler kretsen på fig. 3 signalene A2 og B2 ved frekvensen fc og samplingen av signalene A2+B2 og A2-B2 med dobbel frekvens, dvs. 2fc. Signalene A2+B2 og A2-B2 kan bli samplet under hver frekvens som er et helt multippel av fc.

Driften av kretsen på fig. 4 skiller seg fra den på fig. 3 ved at signalet A3 samples ved frekvensen fc, dvs. med et signal i fasemotsetning sammenlignet med signalet med frekvensen fc. Som kjent er ved et 0-QPSK system de to demodulerte signaler Al og Bl faseforskjøvet i forhold til hverandre med en halv periode slik at respektive samplingssignaler også må være faseforskjøvet en halv periode.

For hegge løsningene kan frekvensen fc være lik eller større enn symbolf rekvensen fc for det mottatte signalet. I det første tilfellet er der en synkronisk sampling og i det andre tilfellet er der en asynkronisk sampling.

Ved synkronisk sampling vil oscillatoren 23 klart ikke lenger være en fri oscillator, men være en oscillator styrt av inngangssignalet slik at den svinger med en frekvens slik som fc = fs. For å unngå at samplingssignaler ved frekvensen fc eller 2fc faller inn i overgangssonen til signalene A2,B2, A2+B2 og A2-B2 som er soner fri for informasjon, er det nødvendig med en faseforskyver som vil tillate regulering av fasen til samplingssignalene.

Ved asynkronisk sampling er det blitt funnet at oppførselen til kretsen avhenger av forholdet mellom fc og f s. Denne oppførselen er forklart med henvisning til fig. 5 og 6.

Fig. 5 utgjør spenningen i forhold til frekvensutgangskarakteristikken eksperimentelt tatt ved en åpen sløyfe til fasefrekvens komparatoren ifølge foreliggende oppfinnelse.

Nærmere bestemt representerer den gjennomsnittsverdien for spenningen e(0,f) ved utgangen til fasefrekvenskomparatoren avhengig i verdi av frekvensforskjellen Af mellom frekvensen til lokaloscillatoren 4 og frekvensen til bærebølgen (undertrykt) til inngangssignalet, normalisert med referanse til symbolfrekvensene fs.

Fig. 5 viser tre kurver a,b og c. Kurven a utgjør utgangs-karakteristikken til en fasekomparator frembragt i samsvar med den kjente teknikk.

Kurvene b og c blir tilveiebragt fra fasefrekvenskomparatoren for forskjellige verdier for fc/fs, nærmere bestemt for fc/fs = 1 (synkronisk sampling) og for fc/fs = 3 (asynkronisk sampling).

Det skal bemerkes at kurven a viser at ved variasjon av frekvensen Af er utgangsspenningen til den kjente komparator alltid null, dvs. det er ingen variasjon i feilsignalet e(G) med variasjoner i frekvensen.

Kurvene b og c viser at når frekvensen Af varierer, varierer feilsignalet e(0,f) som driver lokaloscillatoren for generering av lokalbærebølgen ved nøyaktig frekvens for signalbærebølgen, noe som forhindrer feillåsing. Kurven c viser også et mer utvidet innfangningsområde enn kurven b. Innfangningsområdet er representert ved verdien Af slik at feilspenningen e(G,f) reverserer sitt fortegn.

For en økning i innfangningsområdet er det en korresponder-ende reduksjon i stigningen til kurven og følgelig en reduksjon i forsterkningen til fasefrekvenskomparatoren. Valg av samplingsfrekvensen vil derfor avhenge av de spesifikke karakteristikkene av og ytelsene som er nødvendig for demodulatoren.

Fig. 6 viser kurven c, som er den samme som på fig. 5 tilveiebragt med fc/fs = 3 og ved fravær av støy ved inngangen til demodulatoren (signal/støyforholdet S/N =°°), og kurven cl som også er tilveiebragt med fc/fs 3 med et signal/støyforhold S/N = 4dB. Betingelsen S/N = 4dB er det verste tilfellet slik at de virkelige kurvene vil være i området mellom c og cl for å sikre skikkelig drift hele tiden.

Som kjent er QAM-modulasjonsteknikken utledet fra PSK-modulasjonsteknikken som har en ytterligere amplitudemodulasjon. QPSK modulatoren gjelder følgelig også for QAM demodulatoren. For å gjenvinne modulasjonsbærebølgen er det nærmere bestemt mulig å anvende samme fasefrekvenskomparator.

En fordel med den foreliggende oppfinnelse er det faktum at demodulatorene frembragt i samsvar med den foreslåtte prosessen er fri for feillåsinger og har et svært utvidet innfangningsområde uten hjelp av supplementære søkeanord-ninger. Ved kun å variere samplingsfrekvensen fc er det videre mulig å styre innenfor utstrakte grenser innfangningsområdet. Kretsen er dessuten svært enkel og billig og er fullstendig digitalisert og kan lett bli ført ved hjelp av den integrerte kretsteknologien.

Et utall varianter av prosessen og kretsen for tilveiebringelse av bærebølgesynkronisme for koherente demodulatorer som beskrevet i dette eksempelet er naturligvis mulig for fagmannen på området uten å gå utenfor oppfinnelsens ramme.

Claims (18)

1. Fremgangsmåte for tilveiebringelse av bærebølgesynkronisme ved koherente demodulatorer som mottar ved deres inngang et modulert signal som deles i to signaler som multipliseres med to signaler i respektive kvadraturer, idet de resulterende signaler adderes sammen og subtraheres fra hverandre for å tilveiebringe et flertall av signaler,karakterisert vedat i det minste et første (A2) og et andre (B2) signal blant nevnte signaler samples med en første frekvens fc mens i det minste et tredje (A2+B2) og et fjerde signal (A2-B2) blant nevnte signaler samples med en andre frekvens (2fc) som er et helt multippel av den første frekvensen (fc).

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisertved at det som den andre sampl ingsf rekvensen (2fc) anvendes en som er det dobbelte av den første samplingsfrekvensen (fc).

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisertved at det første (A2) og det andre (B2) signalet frembringes ved divisjon av inngangssignalet IF og fra påfølgende multiplikasjon med to bærebølger i kvadratur mens det tredje (A2+B2) og fjerde (A2-B2) signalet frembringes fra summen og forskjellen av første (A2) og andre (B2) signalene henholdsvis.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisertved at det som første samplingsfrekvens (fc) anvendes en som er lik symbolfrekvensen (fs) til det mottatte signal.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 4,karakterisertved at fasen til den første samplingsfrekvens (fc) varieres i forhold til fasen til symbolfrekvensen (fs).

6. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisertved at det som første samplingsfrekvens (fc) anvendes en som er høyere enn symbolf rekvensen (fs) til det mottatte signal.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisertved at inngangssignalet moduleres ved hjelp av en fase-skif tnøkling (PSK) teknikk.

8. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisertved at inngangssignalet moduleres ved en kvadraturfase-skif tnøkling (QPSK) teknikk.

9. Fremgangsmåte ifølge krav 8,karakterisertved at inngangssignalet moduleres ved en offset kvad-raturfaseskiftnøkling (O-QPSK) teknikk.

10. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisertved at inngangssignalet er modulert ved en kvadratur-amplitudemodulasjon (QAM) teknikk.

11. Fremgangsmåte ifølge krav 9,karakterisertved at det første signal (A2) samples med en tredje frekvens (fc) tilveiebragt av den første samplingsfrekvensen (fc) ved en faseforskyvning med en halv periode.

12. Krets for tilveiebringelse av baerebølgesynkronisme ved koherente demodulatorer i samsvar med fremgangsmåten i krav 1,karakterisert vedat den innbefatter flere samplere (25,26,27,28) for nevnte flertall av signaler, av hvilke i det minste en første (25) og en andre (28) er styrt av en første samplingsfrekvens (fc) og i det minste en tredje (26) og en fjerde (27) er styrt av en andre samplingsfrekvens (2fc).

13. Krets ifølge krav 12,karakterisert vedat ved inngangen til den første (25) og den andre (28) sampler ankommer et første signal (A2) og et andre signal (B2) av nevnte flertall av signaler, som kan frembringes ved divisjon av inngangssignalet (IF) og fra påfølgende multiplikasjon med to bærebølger i kvadratur mens ved inngangen til den tredje sampler (26) og fjerde sampler (27) ankommer et tredje signal (A2+B2) og et fjerde signal (A2-B2) av nevnte flertall av signaler, som er tatt fra summen av og forskjellen mellom første (A2) og andre (B2) signal henholdsvis.

14. Krets ifølge krav 12,karakterisert vedat samplerene (25,26,27,28) er flip-floper (25,26,27,28).

15 . Krets ifølge krav 12,karakterisert vedat den andre samplingsfrekvensen (2fc) genereres av en oscillator (23) mens den første samplingsfrekvensen (fc) tilveiebringes av oscillatoren (23) via en frekvensdeler (24).

16. Krets ifølge krav 15,karakterisert vedat frekvensdeleren (24) deler med to og tilveiebringes med en flip-flop (24).

17. Krets Ifølge 11 og 12,karakterisert vedat den første sampler (25) styres av den tredje frekvensen (fc) og ved at den tredje frekvensen (fc) tas fra komplemen-tærutgangen (Q) til flip-flopen (24).

18. Krets ifølge krav 12,karakterisert vedat den består av en eller flere integrerte kretser.