JPH0656970B2 - 勾配補償回路を制御する装置 - Google Patents
勾配補償回路を制御する装置Info
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- JPH0656970B2 JPH0656970B2 JP58071546A JP7154683A JPH0656970B2 JP H0656970 B2 JPH0656970 B2 JP H0656970B2 JP 58071546 A JP58071546 A JP 58071546A JP 7154683 A JP7154683 A JP 7154683A JP H0656970 B2 JPH0656970 B2 JP H0656970B2
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- signal
- phase
- quadrature
- compensation circuit
- controlling
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、中間周波数（I.F.）勾配補償制御装置に関す
る。
る。
マイクロ波無線送信用ディジタル・システムの受信装置
において、多重伝播経路による周波数の選択的なフェー
ジング効果を低減するためI.F.の振幅勾配等化器を提供
することが公知である。公知の等化器装置においては、
I.F.帯域における振幅の勾配はI.F.帯域の縁部付近にお
ける周波数の振幅を検出することにより、且つこのよう
な振幅の任意の差を使用することにより制御され、この
差を減少するため等化器を制御する。このためには、I.
F.帯域内の中心周波数を有する比較的狭い帯域のフィル
タが必要であり、これらのフィルタはかなりの大きさの
空間を占有する。
において、多重伝播経路による周波数の選択的なフェー
ジング効果を低減するためI.F.の振幅勾配等化器を提供
することが公知である。公知の等化器装置においては、
I.F.帯域における振幅の勾配はI.F.帯域の縁部付近にお
ける周波数の振幅を検出することにより、且つこのよう
な振幅の任意の差を使用することにより制御され、この
差を減少するため等化器を制御する。このためには、I.
F.帯域内の中心周波数を有する比較的狭い帯域のフィル
タが必要であり、これらのフィルタはかなりの大きさの
空間を占有する。
また、このような受信装置においては、I.F.帯域におけ
るI.F.信号のグループ遅延（group delay）の固定され
た非適応等化を提供するためグループ遅延勾配等化器を
提供することも公知である。
るI.F.信号のグループ遅延（group delay）の固定され
た非適応等化を提供するためグループ遅延勾配等化器を
提供することも公知である。
本発明の１つの目的は、I.F.信号の勾配を補償する勾配
補償回路を制御する装置を提供することである。
補償回路を制御する装置を提供することである。
本発明の１つの見地によれば、変調された搬送波が異な
る位相の復調信号を生じるように変調される中間周波数
（I.F.）信号に変換されるI.F.信号勾配補償装置を含む
システムにおいて、前記の異なる位相を有する復調信号
から前記補償装置を制御する制御信号を得る装置が提供
される。
る位相の復調信号を生じるように変調される中間周波数
（I.F.）信号に変換されるI.F.信号勾配補償装置を含む
システムにおいて、前記の異なる位相を有する復調信号
から前記補償装置を制御する制御信号を得る装置が提供
される。
一般に、前記の異なる位相を有する復調信号は、いずれ
の場合も、直角振幅変調（ＱＡＭ）、直角部分応答信号
（ＱＲＰＳ）（quadrature partial response signalli
ng）もしくは移相キーイング（ＰＳＫ）を用いるシステ
ムにおいて生成される２位相の直角信号を含んでいる。
の場合も、直角振幅変調（ＱＡＭ）、直角部分応答信号
（ＱＲＰＳ）（quadrature partial response signalli
ng）もしくは移相キーイング（ＰＳＫ）を用いるシステ
ムにおいて生成される２位相の直角信号を含んでいる。
この補償装置はI.F.信号の振幅勾配の補償を行ない、制
御信号は前記搬送波の見掛け周波数誤差を検出すること
により位相直角信号から得られることが望ましい。この
ように、あるI.F.振幅勾配はI.F.信号が得られる搬送波
の見掛け周波数誤差として現われること（搬送波の実際
の周波数は正確に確定されるが）、またこの見掛け誤差
が好都合にも前記I.F.信号の復調により得られる異なる
位相の復調された（即ち、ベース・バンド）信号から検
出することができることが認められている。
御信号は前記搬送波の見掛け周波数誤差を検出すること
により位相直角信号から得られることが望ましい。この
ように、あるI.F.振幅勾配はI.F.信号が得られる搬送波
の見掛け周波数誤差として現われること（搬送波の実際
の周波数は正確に確定されるが）、またこの見掛け誤差
が好都合にも前記I.F.信号の復調により得られる異なる
位相の復調された（即ち、ベース・バンド）信号から検
出することができることが認められている。
この制御信号は、直角位相の信号の１つと時間微分（ti
me differencial）を有する即ち90゜位相のずれた他の
信号との積から、あるいは前記直角位相信号の各々と時
間微分即ち他の各々の直角位相信号の90゜のずれた信号
との積の間の差分から得られることが望ましい。
me differencial）を有する即ち90゜位相のずれた他の
信号との積から、あるいは前記直角位相信号の各々と時
間微分即ち他の各々の直角位相信号の90゜のずれた信号
との積の間の差分から得られることが望ましい。
以下に述べる本発明の一実施態様においては、前記補償
装置は１つのI.F.振幅等化器を含んでいる。しかし、こ
の補償装置はその代り、1981年４月７日発行のBarnett
等の米国特許第4,261,056 号に開示された如き搬送波か
らI.F.信号を得る際に使用される局部的な発振信号の位
相を変更するため前記制御信号に応答する如き他の装置
を含むこともできる。
装置は１つのI.F.振幅等化器を含んでいる。しかし、こ
の補償装置はその代り、1981年４月７日発行のBarnett
等の米国特許第4,261,056 号に開示された如き搬送波か
らI.F.信号を得る際に使用される局部的な発振信号の位
相を変更するため前記制御信号に応答する如き他の装置
を含むこともできる。
別の見地によれば、本発明は、変調された搬送波から中
間周波数（I.F.）信号を得る装置と、I.F.信号の勾配を
補償するため制御信号に応答する装置と、前記補償され
たI.F.信号を復調して異なる位相の復調信号を生じる装
置と、前記の異なる位相の復調信号に応答して前記制御
信号を生じ、これを前記補償装置に対して与える制御装
置とを含む装置を提供する。前述の如く、前記補償装置
は、I.F.信号の振幅勾配を補償するためのI.F.振幅等化
器の如き装置を含むことが望ましいが、他の形式の補償
装置を使用することもできる。
間周波数（I.F.）信号を得る装置と、I.F.信号の勾配を
補償するため制御信号に応答する装置と、前記補償され
たI.F.信号を復調して異なる位相の復調信号を生じる装
置と、前記の異なる位相の復調信号に応答して前記制御
信号を生じ、これを前記補償装置に対して与える制御装
置とを含む装置を提供する。前述の如く、前記補償装置
は、I.F.信号の振幅勾配を補償するためのI.F.振幅等化
器の如き装置を含むことが望ましいが、他の形式の補償
装置を使用することもできる。
前記制御装置は、前記搬送波の見掛け周波数誤差を検出
しかつ前記制御信号を前記の検出に従って生成する装置
を含むことが望ましい。
しかつ前記制御信号を前記の検出に従って生成する装置
を含むことが望ましい。
前記復調装置は前記の異なる位相の復調信号を構成する
２つの直角位相信号を生じる装置を含むことが望まし
い。
２つの直角位相信号を生じる装置を含むことが望まし
い。
本発明の一実施態様においては、前記制御装置は、直角
位相信号と、位相を９０゜シフトされた前記直角位相信
号とを乗算する装置及びその乗算結果から制御信号を得
る装置を含でいる。別の実施態様においては、前記制御
信号はそれぞれ各直角位相信号（Ｉ、Ｑ）の位相と９０
゜シフトされた各直角位相信号とを乗算する装置、その
乗算結果の差分を求める装置及びその差分結果から制御
信号を得る装置を含んでいる。各々の移相された直角位
相信号は、例えば、各々の直角位相信号の高域フィルタ
操作により形成された時間微分により構成することがで
きる。
位相信号と、位相を９０゜シフトされた前記直角位相信
号とを乗算する装置及びその乗算結果から制御信号を得
る装置を含でいる。別の実施態様においては、前記制御
信号はそれぞれ各直角位相信号（Ｉ、Ｑ）の位相と９０
゜シフトされた各直角位相信号とを乗算する装置、その
乗算結果の差分を求める装置及びその差分結果から制御
信号を得る装置を含んでいる。各々の移相された直角位
相信号は、例えば、各々の直角位相信号の高域フィルタ
操作により形成された時間微分により構成することがで
きる。
本発明の更に別の実施態様においては、前記制御装置
は、直角位相信号の帯域巾の略々縁部における１つの周
波数を有し、かつ90゜の位相差を有する２つの信号を生
成する装置と、この２つの信号の各々を直角位相信号の
各々の１つに乗算して各々の積の信号を生じる装置と、
この積の信号の各々の低域フィルタ操作を行う装置と、
この低域フィルタ操作を行なった積の信号を一緒に乗算
してその結果信号を生じる装置と、この結果として生じ
た信号から制御信号を得るための装置とを含んでいる。
は、直角位相信号の帯域巾の略々縁部における１つの周
波数を有し、かつ90゜の位相差を有する２つの信号を生
成する装置と、この２つの信号の各々を直角位相信号の
各々の１つに乗算して各々の積の信号を生じる装置と、
この積の信号の各々の低域フィルタ操作を行う装置と、
この低域フィルタ操作を行なった積の信号を一緒に乗算
してその結果信号を生じる装置と、この結果として生じ
た信号から制御信号を得るための装置とを含んでいる。
本装置はまた、２つの直角位相信号がそれぞれ制御装置
と接続される２つの帯域フィルタを含むことができ、そ
の２帯域フィルタは直角位相信号の帯域巾の略々縁部に
おいて通過帯域を有している。
と接続される２つの帯域フィルタを含むことができ、そ
の２帯域フィルタは直角位相信号の帯域巾の略々縁部に
おいて通過帯域を有している。
結果として生じた信号から制御信号を得るための装置
は、制御信号として使用するための結果として生じた信
号のＤＣ成分を抽出するため、例えば、100 Hzの遮断周
波数を有する低域フィルタを含むことが望ましい。
は、制御信号として使用するための結果として生じた信
号のＤＣ成分を抽出するため、例えば、100 Hzの遮断周
波数を有する低域フィルタを含むことが望ましい。
本発明については、添付図面に関して以下の記述を読め
ば更に理解されよう。
ば更に理解されよう。
第１図においては、ワイヤ１における中間周波数（I.
F.）入力信号がI.F.勾配振幅等化器２およびI.F.増巾器
３を介して、I.F.信号の復調のための復調器（図示せ
ず）に至るワイヤ４に対して接続されている。等化器２
は差動増巾器５の出力により制御されてI.F.帯域におけ
る入力信号の振幅を等化するが、1981年12月15日発行の
Saenzの米国特許第 4,306,306号に記載された形式のも
のでよく、あるいは他の公知の形式のどんなものでもよ
い。等化器２の制御のため、ワイヤ４におけるI.F.信号
はバッファ増巾器６を介して２つの帯域フィルタ７およ
び８の入力に対して接続されており、このフィルタはI.
F.帯域の上下の周波数限度付近の狭い通過帯域を有す
る。帯域フィルタ７および８の出力はそれぞれ検出器９
および10により検出され、この検出器の出力は増巾器５
の異なる入力側と接続されている。I.F.入力信号の振幅
勾配、従ってワイヤ４上の信号の振幅勾配は検出器９お
よび10により検出される信号の振幅における差となり、
また従って等化器２の制御のため増巾器５により生成さ
れる制御電圧になる。
F.）入力信号がI.F.勾配振幅等化器２およびI.F.増巾器
３を介して、I.F.信号の復調のための復調器（図示せ
ず）に至るワイヤ４に対して接続されている。等化器２
は差動増巾器５の出力により制御されてI.F.帯域におけ
る入力信号の振幅を等化するが、1981年12月15日発行の
Saenzの米国特許第 4,306,306号に記載された形式のも
のでよく、あるいは他の公知の形式のどんなものでもよ
い。等化器２の制御のため、ワイヤ４におけるI.F.信号
はバッファ増巾器６を介して２つの帯域フィルタ７およ
び８の入力に対して接続されており、このフィルタはI.
F.帯域の上下の周波数限度付近の狭い通過帯域を有す
る。帯域フィルタ７および８の出力はそれぞれ検出器９
および10により検出され、この検出器の出力は増巾器５
の異なる入力側と接続されている。I.F.入力信号の振幅
勾配、従ってワイヤ４上の信号の振幅勾配は検出器９お
よび10により検出される信号の振幅における差となり、
また従って等化器２の制御のため増巾器５により生成さ
れる制御電圧になる。
例えば、第１図の構成は、58乃至82 MHzのI.F.通過帯域
を有する 91.04Mb／s 16 QAM（直角振幅変調）無線送信
用ディジタル・システムの受信装置において使用するこ
とができ、帯域フィルタ７および８はそれぞれ４ MHzの
通過帯域を有し、かつそれぞれ60乃至80 MHzの中心周波
数を有する。
を有する 91.04Mb／s 16 QAM（直角振幅変調）無線送信
用ディジタル・システムの受信装置において使用するこ
とができ、帯域フィルタ７および８はそれぞれ４ MHzの
通過帯域を有し、かつそれぞれ60乃至80 MHzの中心周波
数を有する。
このような公知の制御装置の短所は、帯域フィルタ７お
よび８が大きな空間を占めることである。
よび８が大きな空間を占めることである。
第２図は、第１図の構成要素１乃至４、ベース・バンド
同位相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）信号を生じるワイヤ４上
のI.F.信号を復調する復調器の公知の形式の各部分と本
発明のある実施態様によるI.F.振幅勾配等化制御装置と
を示している。
同位相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）信号を生じるワイヤ４上
のI.F.信号を復調する復調器の公知の形式の各部分と本
発明のある実施態様によるI.F.振幅勾配等化制御装置と
を示している。
本復調器は、バッファ増巾器13を介してワイヤ４から得
たI.F.信号を分相器14と、図示しない装置により公知の
方法において周波数が制御される電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）15とから得られる局部発振器信号の直角位相成分と
混合する２つのミキサー11と12を含んでいる。このミキ
サー１１と12の出力はそれぞれ低域フィルタ16と17によ
りフィルタされて、それぞれワイヤ18と19上にＩおよび
Ｑ信号を生じる。ワイヤ18および19は、受取ったデータ
の再生のため公知の形式のクロック再生回路および判断
回路（図示せず）に対して接続されている。
たI.F.信号を分相器14と、図示しない装置により公知の
方法において周波数が制御される電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）15とから得られる局部発振器信号の直角位相成分と
混合する２つのミキサー11と12を含んでいる。このミキ
サー１１と12の出力はそれぞれ低域フィルタ16と17によ
りフィルタされて、それぞれワイヤ18と19上にＩおよび
Ｑ信号を生じる。ワイヤ18および19は、受取ったデータ
の再生のため公知の形式のクロック再生回路および判断
回路（図示せず）に対して接続されている。
第２図の制御装置においては、ベース・バンド信号Ｉお
よびＱはI.F.振幅等化器に対する制御信号を生ずるのに
使用される。この目的のため、信号ＩおよびＱはそれぞ
れ、乗算器22と23に対して与えられるそれぞれ時間微分
信号dI/dt およびdQ/dt を生じるそれぞれ微分器20と21
に対して与えられる。信号ＩおよびＱもまたそれぞれ乗
算器23と22に対して与えられ、その結果これら乗算器は
その出力側においてそれぞれ位相が90゜シフトされた積
の信号I(dQ/dt)およびQ (dI/dt) を生じる。差動増巾器
24はその入力側にこれらの積の信号を与えられ、その出
力側においてこの積の間の差に比較する信号を生じる。
この信号は、低域フィルタ25によってフィルタされ、増
巾器26により増巾されて等化器２に対する制御信号を生
じる。
よびＱはI.F.振幅等化器に対する制御信号を生ずるのに
使用される。この目的のため、信号ＩおよびＱはそれぞ
れ、乗算器22と23に対して与えられるそれぞれ時間微分
信号dI/dt およびdQ/dt を生じるそれぞれ微分器20と21
に対して与えられる。信号ＩおよびＱもまたそれぞれ乗
算器23と22に対して与えられ、その結果これら乗算器は
その出力側においてそれぞれ位相が90゜シフトされた積
の信号I(dQ/dt)およびQ (dI/dt) を生じる。差動増巾器
24はその入力側にこれらの積の信号を与えられ、その出
力側においてこの積の間の差に比較する信号を生じる。
この信号は、低域フィルタ25によってフィルタされ、増
巾器26により増巾されて等化器２に対する制御信号を生
じる。
伝送記号速度が22.76Mシンボル／秒である上に論議した
システムおよび周波数においては、低域フィルタ16およ
び17は、 11.38 MHzの遮断周波数を有することができ、
低域フィルタ25は 100Hzの遮断周波数を有することがで
きる。第２図に示されるように、微分器20と21は各々単
一の高域フィルタにより構成することができ、１つの直
列コンデンサと１つの分路抵抗を有し、記号速度の半分
以上の遮断周波数、即ち本例においては11.38MHz以上を
有する。例えば、微分器20と21は各々、記号速度と対応
する 22.76MHz の遮断周波数を有する高域フィルタによ
り構成することもできる。
システムおよび周波数においては、低域フィルタ16およ
び17は、 11.38 MHzの遮断周波数を有することができ、
低域フィルタ25は 100Hzの遮断周波数を有することがで
きる。第２図に示されるように、微分器20と21は各々単
一の高域フィルタにより構成することができ、１つの直
列コンデンサと１つの分路抵抗を有し、記号速度の半分
以上の遮断周波数、即ち本例においては11.38MHz以上を
有する。例えば、微分器20と21は各々、記号速度と対応
する 22.76MHz の遮断周波数を有する高域フィルタによ
り構成することもできる。
増巾器24と、２つの乗算器22、23と、微分器20、21を設
ける代りに、第２図の構成は１つの微分器と１つの乗算
器のみを提供することにより簡素化され、積Ｉ（ｄＱ／
ｄｔ）または積Ｑ（ｄＩ／ｄｔ）を発生し、この信号は
低域フィルタによって濾波され増幅され、等化器２を制
御する制御信号を生じる。復調器と共に用いられるこの
ような簡素化された回路は、発振器の周波数制御のため
フェーズロックループにおいて使用される公知のいわゆ
る直角相関（quadricorrelator）周波数差検出器と類似
している。等化器２の制御のため他の形式の周波数差検
出器も本発明において使用可能である。このことは、等
化器２により等化されるI.F.振幅勾配がI.F.入力信号を
生成するための変調搬送波中において見掛け上の周波数
誤差を評わすという理解と矛盾しない。
ける代りに、第２図の構成は１つの微分器と１つの乗算
器のみを提供することにより簡素化され、積Ｉ（ｄＱ／
ｄｔ）または積Ｑ（ｄＩ／ｄｔ）を発生し、この信号は
低域フィルタによって濾波され増幅され、等化器２を制
御する制御信号を生じる。復調器と共に用いられるこの
ような簡素化された回路は、発振器の周波数制御のため
フェーズロックループにおいて使用される公知のいわゆ
る直角相関（quadricorrelator）周波数差検出器と類似
している。等化器２の制御のため他の形式の周波数差検
出器も本発明において使用可能である。このことは、等
化器２により等化されるI.F.振幅勾配がI.F.入力信号を
生成するための変調搬送波中において見掛け上の周波数
誤差を評わすという理解と矛盾しない。
前述の微分器２０と２１はそれぞれ、各々の直角位相信
号ＩおよびＱに対するある特定の形式の９０゜の移相器
を構成する。従って、各微分器は他の適当な形式の90゜
移相器によって置換することもできる。
号ＩおよびＱに対するある特定の形式の９０゜の移相器
を構成する。従って、各微分器は他の適当な形式の90゜
移相器によって置換することもできる。
第３図は、第２図における構成要素20乃至24を置換する
ため使用することができる制御装置の別の態様を示して
いる。第３図の制御装置は、３つの乗算器30、31、32
と、分相器33と、２つの低域フィルタ34、35からなる。
ため使用することができる制御装置の別の態様を示して
いる。第３図の制御装置は、３つの乗算器30、31、32
と、分相器33と、２つの低域フィルタ34、35からなる。
復調された直角位相信号ＩおよびＱはそれぞれ周波数ｆ
ｓ／２を有しかつ90゜の位相差を有する信号により乗算
器30と31において乗算される。これらの信号は、ワイヤ
36を介して与えられた周波数ｆｓ／２における信号から
分相器３３により生成される。この周波数は例えば前述
の如く22.76Mシンボル／秒なる伝送記号速度であり、従
って周波数ｆｓ／２は記号速度（22.76ＭＨｚ）の半分
（11.38ＭＨｚ）であり、かつ直角位相信号ＩおよびＱ
の帯域巾の略々縁部にある。ワイヤ36上の信号は、既に
述べた如くクロック再生回路および判断回路から周知の
方法で容易に得られる。
ｓ／２を有しかつ90゜の位相差を有する信号により乗算
器30と31において乗算される。これらの信号は、ワイヤ
36を介して与えられた周波数ｆｓ／２における信号から
分相器３３により生成される。この周波数は例えば前述
の如く22.76Mシンボル／秒なる伝送記号速度であり、従
って周波数ｆｓ／２は記号速度（22.76ＭＨｚ）の半分
（11.38ＭＨｚ）であり、かつ直角位相信号ＩおよびＱ
の帯域巾の略々縁部にある。ワイヤ36上の信号は、既に
述べた如くクロック再生回路および判断回路から周知の
方法で容易に得られる。
乗算器30と31により生成された積の信号の出力はそれぞ
れ高調波成分及び低周波成分を有し、そのうちの低周波
成分は、例えば、500ＫＨｚの遮断周波数を有する低域
フイルタ34、35よって濾波され、その出力は乗算器32で
乗算され、その出力信号が第２図における低域フイルタ
25に供給される。
れ高調波成分及び低周波成分を有し、そのうちの低周波
成分は、例えば、500ＫＨｚの遮断周波数を有する低域
フイルタ34、35よって濾波され、その出力は乗算器32で
乗算され、その出力信号が第２図における低域フイルタ
25に供給される。
第２図および第３図の構成は、第２図の点線により示さ
れるように、それぞれ帯域フィルタ27と28を介して信号
ＩおよびＱを得ることにより変更することができる。帯
域フィルタ27と28はそれぞれ、例えば、帯域が1 MHzで
あり中心周波数が11.38 MHz であり、信号ＩおよびＱの
帯域の略々縁部において通過帯域を有する。
れるように、それぞれ帯域フィルタ27と28を介して信号
ＩおよびＱを得ることにより変更することができる。帯
域フィルタ27と28はそれぞれ、例えば、帯域が1 MHzで
あり中心周波数が11.38 MHz であり、信号ＩおよびＱの
帯域の略々縁部において通過帯域を有する。
I.F.振幅イコライザ２の代りに、制御信号に応答してI.
F.信号の振幅勾配を補償するため他の適当な装置を設け
ることもできる。特に、等化器２は前述の米国特許第
4,261,056号に開示された形式の補償装置により置換す
ることもでき、これにおいては搬送波に対する局部的な
発振信号の移相はI.F.信号の振幅勾配を補償するためあ
る制御信号に応答して行なわれる。本発明の制御装置は
前述の米国特許に示された形式の制御装置を置換するた
め使用することができる。
F.信号の振幅勾配を補償するため他の適当な装置を設け
ることもできる。特に、等化器２は前述の米国特許第
4,261,056号に開示された形式の補償装置により置換す
ることもでき、これにおいては搬送波に対する局部的な
発振信号の移相はI.F.信号の振幅勾配を補償するためあ
る制御信号に応答して行なわれる。本発明の制御装置は
前述の米国特許に示された形式の制御装置を置換するた
め使用することができる。
本発明の特定の実施態様について本文中に詳細に記述し
たが、頭書の特許請求の範囲に記載された本発明の範囲
から逸脱することなく種々の変更、修正および応用が可
能である。
たが、頭書の特許請求の範囲に記載された本発明の範囲
から逸脱することなく種々の変更、修正および応用が可
能である。
第１図は公知の形態のI.F.振幅勾配等化制御装置を示す
概略図、第２図は本発明の一実施例によるI.F.振幅勾配
等化制御装置を示す図、および第３図は本発明による制
御装置の別の態様を示す図である。 １……I.F.入力信号、２……I.F.振幅勾配等化器、３…
…I.F.増巾器、４……ワイヤ、５……差動増巾器、７、
８……帯域フィルタ、９、10……検出器、11、12……ミ
キサー、13……バッファ増巾器、14……分相器、15……
電圧制御発振器（ＶＣＯ）、16、17……低域フィルタ、
18、19……ワイヤ、20、21……微分器、22、23……乗算
器、24……差増増巾器、25……低域フィルタ、26……増
巾器、27、28……帯域フィルタ、30、31、32……乗算
器、33……分相器、34、35……低域フィルタ、36……ワ
イヤ。
概略図、第２図は本発明の一実施例によるI.F.振幅勾配
等化制御装置を示す図、および第３図は本発明による制
御装置の別の態様を示す図である。 １……I.F.入力信号、２……I.F.振幅勾配等化器、３…
…I.F.増巾器、４……ワイヤ、５……差動増巾器、７、
８……帯域フィルタ、９、10……検出器、11、12……ミ
キサー、13……バッファ増巾器、14……分相器、15……
電圧制御発振器（ＶＣＯ）、16、17……低域フィルタ、
18、19……ワイヤ、20、21……微分器、22、23……乗算
器、24……差増増巾器、25……低域フィルタ、26……増
巾器、27、28……帯域フィルタ、30、31、32……乗算
器、33……分相器、34、35……低域フィルタ、36……ワ
イヤ。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭57−3440（ＪＰ，Ａ) 米国特許4306306（ＵＳ，Ａ)
Claims (11)
- 【請求項１】変調された搬送波から中間周波数（I.F.）
信号を得る装置と、制御信号に応答して前記I.F.信号の
勾配を補償する装置と、前記の勾配が補償されたI.F.信
号から異なる位相の復調信号、すなわち、同位相信号
（Ｉ）および直角位相信号（Ｑ）、を発生する装置とを
備えた勾配補償回路を制御する装置において、 前記同位相信号（Ｉ）を９０゜位相シフトし、そのシフ
ト信号を前記直角位相信号（Ｑ）に乗算し、前記直角位
相信号（Ｑ）を９０゜位相シフトし、そのシフト信号を
前記同位相信号（Ｉ）に乗算し、これらの結果得られた
各乗算出力信号を合成することにより、I.F.信号の振幅
情報に対応する制御信号を発生してこれを前記勾配補償
回路に供給する制御手段を有することを特徴とする勾配
補償回路を制御する装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載の装置におい
て、前記制御手段は、前記同位相信号（Ｉ）を位相シフ
トさせる回路と、この回路の出力と直角位相信号（Ｑ）
とを乗算する回路と、前記直角位相信号（Ｑ）を位相シ
フトさせる回路（２１）とこの回路の出力と同位相信号
（Ｉ）とを乗算する回路と、前記の各乗算回路の出力の
差から制御信号を得る装置とを備えたことを特徴とする
勾配補償回路を制御す装置。 - 【請求項３】特許請求の範囲第２項記載の装置におい
て、 前記の位相をシフトさせる回路は、それぞれ前記同位相
信号（Ｉ）、直角位相信号（Ｑ）を９０゜だけ位相をシ
フトすることを特徴とする勾配補償回路を制御する装
置。 - 【請求項４】特許請求の範囲第２項又は第３項に記載の
装置において、 前記位相シフト回路は、それぞれ前記同位相信号（Ｉ）
及び直角位相信号（Ｑ）の位相を時間微分することによ
って位相を９０゜だけシフトすることを特徴とする勾配
補償回路を制御する装置。 - 【請求項５】特許請求の範囲第４項に記載の装置におい
て、 位相を９０゜シフトする前記装置はそれぞれ高域フィル
タを備えたことを特徴とする勾配補償回路を制御する装
置。 - 【請求項６】特許請求の範囲第２〜５項記載のいずれか
に記載の装置において、 さらに、低域フィルタ及び増幅器を含むことを特徴とす
る勾配補償回路を制御する装置。 - 【請求項７】特許請求の範囲第２〜６項のいずれかに記
載の装置において、 ２つの同位相信号（Ｉ）及び直角位相信号（Ｑ）と前記
制御装置間にそれぞれ接続され、同位相信号（Ｉ）及び
直角位相信号（Ｑ）の通過帯域幅のほぼ両縁部にそれぞ
れ通過帯域を有する２つの帯域フィルタを含むことを特
徴とする勾配補償回路を制御する装置。 - 【請求項８】変調された搬送波から中間周波数（I.F.）
信号を得る装置と、制御信号に応答して前記I.F.信号の
勾配を補償する装置と、前記の勾配が補償されたI.F.信
号から異なる位相の復調信号、すなわち、同位相信号
（Ｉ）および直角位相信号（Ｑ）、を発生する装置とを
備えた勾配補償回路を制御する装置において、 前記同位相信号（Ｉ）及び直角位相信号（Ｑ）の一方の
信号に９０゜の位相シフトを与えた後に、他方の信号と
乗算し合うことにより前記I.F.信号の振幅情報に対応す
る制御信号を発生してこれを前記勾配補償回路に供給す
る制御手段を有することを特徴とする勾配補償回路を制
御する装置。 - 【請求項９】特許請求の範囲第８項記載の装置におい
て、 前記制御手段は、前記同位相信号（Ｉ）及び直角位相信
号（Ｑ）の通過帯域幅のほぼ縁部に周波数（fs／２）を
有しかつ９０゜の位相差を有する２つの信号を発生する
装置と、前記の２つの信号をそれぞれ前記同位相信号
（Ｉ）及び直角位相信号（Ｑ）に乗算して各々の積の信
号を発生する装置と、前記各積信号の各々の低域部を濾
波するための低域フィルタ装置と、前記低域フィルタを
通過した各信号を乗算しその乗算結果から制御信号を得
る手段とを有することを特徴とする勾配補償回路を制御
する装置。 - 【請求項１０】特許請求の範囲第９項記載の装置におい
て、 さらに、低域フィルタ及び増幅器を含むことを特徴とす
る勾配補償回路を制御する装置。 - 【請求項１１】特許請求の範囲第９または１０項のいず
れかに記載の装置において、 ２つの同位相信号（Ｉ）及び直角位相信号（Ｑ）と前記
制御装置間にそれぞれ接続され、同位相信号（Ｉ）及び
直角位相信号（Ｑ）の通過帯域幅のほぼ両縁部にそれぞ
れ通過帯域を有する２つの帯域フィルタを含むことを特
徴とする勾配補償回路を制御する装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CA401862 | 1982-04-28 | ||
| CA000401862A CA1181817A (en) | 1982-04-28 | 1982-04-28 | Intermediate frequency slope compensation control arrangements |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58198928A JPS58198928A (ja) | 1983-11-19 |
| JPH0656970B2 true JPH0656970B2 (ja) | 1994-07-27 |
Family
ID=4122675
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58071546A Expired - Lifetime JPH0656970B2 (ja) | 1982-04-28 | 1983-04-25 | 勾配補償回路を制御する装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4466134A (ja) |
| EP (1) | EP0092907B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0656970B2 (ja) |
| CA (1) | CA1181817A (ja) |
| DE (1) | DE3364333D1 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| YU47270B (sh) * | 1986-10-31 | 1995-01-31 | Siemens Aktiengesellschaft Berlin I Minhen | Adaptivni korektor frekvencijskog domena za digitalne radio relejne sisteme |
| JPH05191312A (ja) * | 1992-01-13 | 1993-07-30 | Mitsubishi Electric Corp | 受信機 |
| JP3462937B2 (ja) * | 1994-09-27 | 2003-11-05 | 富士通株式会社 | 自動振幅等化器 |
| GB2330742B (en) * | 1994-09-27 | 1999-06-16 | Fujitsu Ltd | Automatic amplitude equalizer |
| WO1997047084A1 (en) * | 1996-06-07 | 1997-12-11 | Sarnoff Corporation | Method and apparatus for performing bandedge equalization |
| US7113539B1 (en) | 1996-06-07 | 2006-09-26 | Sarnoff Corporation | Method and apparatus for performing bandedge equalization |
| JP3216597B2 (ja) * | 1998-02-09 | 2001-10-09 | 日本電気株式会社 | ダイレクトコンバージョン受信装置 |
| WO2000046803A1 (fr) | 1999-02-05 | 2000-08-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Procede permettant de creer des trains de donnees et procede permettant d'effectuer des suppressions partielles |
| KR100617778B1 (ko) * | 1999-07-07 | 2006-08-28 | 삼성전자주식회사 | 수신신호 열화 보상장치 및 방법 |
| EP1681865A1 (en) * | 2005-01-12 | 2006-07-19 | Thomson Licensing | Method for pre-programmed recording |
| CN111224907A (zh) * | 2019-11-21 | 2020-06-02 | 中电科仪器仪表有限公司 | 一种大带宽宽频带变频链路幅度均衡方法 |
| US11750427B1 (en) * | 2022-05-04 | 2023-09-05 | L3Harris Technologies, Inc. | Low-noise highly-linear wideband vector modulators |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4306306A (en) | 1979-12-21 | 1981-12-15 | Rockwell International Corporation | Amplitude tilt and notch compensation apparatus |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3646448A (en) * | 1970-02-16 | 1972-02-29 | Datamax Corp | Quadrature injection control circuit |
| US3838350A (en) * | 1972-08-04 | 1974-09-24 | Westinghouse Electric Corp | Differential encoded quadriphase demodulator |
| US3879664A (en) * | 1973-05-07 | 1975-04-22 | Signatron | High speed digital communication receiver |
| US4283693A (en) * | 1979-01-17 | 1981-08-11 | Rockwell International Corporation | Amplitude tilt compensating apparatus |
| JPS5927133B2 (ja) * | 1979-02-21 | 1984-07-03 | 日本電気株式会社 | 適応型受信機 |
| US4237554A (en) * | 1979-03-01 | 1980-12-02 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Coefficient tap leakage for fractionally-spaced equalizers |
| US4261056A (en) * | 1979-07-16 | 1981-04-07 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Equalizing signal combiner |
| EP0040217B1 (en) * | 1979-10-15 | 1985-03-13 | Western Electric Company, Incorporated | Apparatus for and method of processing data signals |
| JPS573440A (en) * | 1980-06-09 | 1982-01-08 | Nec Corp | Adaptive equalizer |
| FR2490430A1 (fr) * | 1980-09-12 | 1982-03-19 | Thomson Csf | Dispositif de correction des distorsions d'amplitude des signaux radioelectriques et recepteur comportant un tel dispositif |
-
1982
- 1982-04-28 CA CA000401862A patent/CA1181817A/en not_active Expired
- 1982-04-29 US US06/373,036 patent/US4466134A/en not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-03-23 EP EP83301612A patent/EP0092907B1/en not_active Expired
- 1983-03-23 DE DE8383301612T patent/DE3364333D1/de not_active Expired
- 1983-04-25 JP JP58071546A patent/JPH0656970B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4306306A (en) | 1979-12-21 | 1981-12-15 | Rockwell International Corporation | Amplitude tilt and notch compensation apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4466134A (en) | 1984-08-14 |
| DE3364333D1 (en) | 1986-08-07 |
| EP0092907A1 (en) | 1983-11-02 |
| JPS58198928A (ja) | 1983-11-19 |
| EP0092907B1 (en) | 1986-07-02 |
| CA1181817A (en) | 1985-01-29 |
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