JPH0550182B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0550182B2 JPH0550182B2 JP59109072A JP10907284A JPH0550182B2 JP H0550182 B2 JPH0550182 B2 JP H0550182B2 JP 59109072 A JP59109072 A JP 59109072A JP 10907284 A JP10907284 A JP 10907284A JP H0550182 B2 JPH0550182 B2 JP H0550182B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- phase
- baseband
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 14
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 14
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 239000012050 conventional carrier Substances 0.000 description 3
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/08—Amplitude regulation arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は位相復調器に係り、特に直交検波を用
いてベースバンド処理（コスタスループによる逓
倍処理）を行つて搬送波を再生する搬送波再生回
路に関するものである。
いてベースバンド処理（コスタスループによる逓
倍処理）を行つて搬送波を再生する搬送波再生回
路に関するものである。
位相変調通信方式においては、入力位相変調波
を復調するために入力信号と位相の一致した搬送
波を必要とする。この搬送波は一般に入力信号か
ら搬送波再生を行うことによつて作成されるが、
安定な位相復調を行うためには再生された搬送波
のレベルが安定であることが望ましい。本発明は
このような目的に適した搬送波再生回路を経済的
に構成することができるようにしようとするもの
である。
を復調するために入力信号と位相の一致した搬送
波を必要とする。この搬送波は一般に入力信号か
ら搬送波再生を行うことによつて作成されるが、
安定な位相復調を行うためには再生された搬送波
のレベルが安定であることが望ましい。本発明は
このような目的に適した搬送波再生回路を経済的
に構成することができるようにしようとするもの
である。
位相変調信号の復調方式には中間周波（IF）
逓倍方式や逆変調方式等があるが、これに用いる
搬送波再生回路としてはベースバンド処理形（コ
スタス形）のものが広く利用されている。
逓倍方式や逆変調方式等があるが、これに用いる
搬送波再生回路としてはベースバンド処理形（コ
スタス形）のものが広く利用されている。
第２図はコスタス形搬送波再生回路の基本的構
成例を示したものである。同図において１は
AGC回路、２はハイブリツド、３，４はミキサ、
５は電圧制御発振器（VCO）、６は90°位相器、
７はコスタスループである。
成例を示したものである。同図において１は
AGC回路、２はハイブリツド、３，４はミキサ、
５は電圧制御発振器（VCO）、６は90°位相器、
７はコスタスループである。
第２図において入力IF信号はAGC回路１を経
てそのレベルを安定化されたのち、ハイブリツド
２を経て２分されてそれぞれミキサ３，４に入力
される。ミキサ３には電圧制御発振器５の入力信
号と位相の一致した搬送波が90°位相器６を経て
加えられ、ミキサ４には局部発振器５の搬送波が
直接加えられている。これによつて入力IF信号
がベースバンドに復調されて、ミキサ３の力にベ
ースバンド出力Ｉを得るとともに、ミキサ４の出
力にベースバンド出力Ｑを得る。ベースバンド出
力Ｉ，Ｑはコスタスループ７に加えられる。入力
信号が例えば４相位相変調波の場合は、コスタス
ループ７において両復調信号Ｉ，Ｑを４逓倍して
残留位相成分を抽出してその大きさに応じた直流
信号を発生し、これを電圧制御発振器５に帰還す
る。電圧制御発振器５においては、これによつて
その発生する発送波の周波数を制御されることに
よつて、入力IF信号と位相が一致した搬送波を
再生する。
てそのレベルを安定化されたのち、ハイブリツド
２を経て２分されてそれぞれミキサ３，４に入力
される。ミキサ３には電圧制御発振器５の入力信
号と位相の一致した搬送波が90°位相器６を経て
加えられ、ミキサ４には局部発振器５の搬送波が
直接加えられている。これによつて入力IF信号
がベースバンドに復調されて、ミキサ３の力にベ
ースバンド出力Ｉを得るとともに、ミキサ４の出
力にベースバンド出力Ｑを得る。ベースバンド出
力Ｉ，Ｑはコスタスループ７に加えられる。入力
信号が例えば４相位相変調波の場合は、コスタス
ループ７において両復調信号Ｉ，Ｑを４逓倍して
残留位相成分を抽出してその大きさに応じた直流
信号を発生し、これを電圧制御発振器５に帰還す
る。電圧制御発振器５においては、これによつて
その発生する発送波の周波数を制御されることに
よつて、入力IF信号と位相が一致した搬送波を
再生する。
しかしながら第２図に示された従来の搬送波再
生回路においては、復調されて生じたベースバン
ド出力ＩとＱは、ハイブリツド２やミキサ３，４
等の素子の不平衡やばらつき等によつて、そのレ
ベルを常に等しく保つことは困難である。一方、
入力IF信号のレベルもフエージングや降雨等の
影響で変動する。そこで第２図に示すようにIF
帯でAGCをかけることによつて、搬送波再生回
路の入力レベルを一定にしているが、上述のごと
き原因によつてコスタスループ７の入力レベルが
変動する、そこで復調出力にAGCをかけること
が考えられる。
生回路においては、復調されて生じたベースバン
ド出力ＩとＱは、ハイブリツド２やミキサ３，４
等の素子の不平衡やばらつき等によつて、そのレ
ベルを常に等しく保つことは困難である。一方、
入力IF信号のレベルもフエージングや降雨等の
影響で変動する。そこで第２図に示すようにIF
帯でAGCをかけることによつて、搬送波再生回
路の入力レベルを一定にしているが、上述のごと
き原因によつてコスタスループ７の入力レベルが
変動する、そこで復調出力にAGCをかけること
が考えられる。
第３図は従来の搬送波再生回路の他の例を示し
たものである。同図において第２図におけると同
じ部分は同じ番号で示されており、８，９は
AGC回路である。第３図の回路では第２図の回
路に比べて入力側のAGC回路１が省略されてい
るとともに、ミキサ３，４のそれぞれの出力側に
AGC回路８，９が設けられていて、これによつ
て復調されて生じたベースバンド出力Ｉ，Ｑのレ
ベルを一定にするようになつている。
たものである。同図において第２図におけると同
じ部分は同じ番号で示されており、８，９は
AGC回路である。第３図の回路では第２図の回
路に比べて入力側のAGC回路１が省略されてい
るとともに、ミキサ３，４のそれぞれの出力側に
AGC回路８，９が設けられていて、これによつ
て復調されて生じたベースバンド出力Ｉ，Ｑのレ
ベルを一定にするようになつている。
しかしながら第３図の回路構成によつた場合
は、ベースバンド出力においてAGC制御を行う
ため、Ｉ，Ｑ両チヤネルにAGC回路を設けなけ
ればならないだけでなく、各チヤネルごとに別々
のAGCをかける構成であるため、温度変化や経
年変化等によつて両チヤネルの出力レベルにずれ
を生じることがある。
は、ベースバンド出力においてAGC制御を行う
ため、Ｉ，Ｑ両チヤネルにAGC回路を設けなけ
ればならないだけでなく、各チヤネルごとに別々
のAGCをかける構成であるため、温度変化や経
年変化等によつて両チヤネルの出力レベルにずれ
を生じることがある。
本発明の発送波再生回路は、位相が互いに90°
異なる発振器出力によつて変調波を検波するとと
もに、その検波出力にベースバンド処理を施すこ
とによつて位相成分を検出し、この検出信号によ
つて発振器の出力位相を制御することによつて入
力信号と位相が一致した搬送波出力を得る回路に
おいて、AGC回路を両ベースバンド出力にそれ
ぞれ設ける必要がないとともに、素子の変動等に
基づく両出力のレベル変動が生じる虞れが少ない
搬送波再生回路を提供しようとするものである。
異なる発振器出力によつて変調波を検波するとと
もに、その検波出力にベースバンド処理を施すこ
とによつて位相成分を検出し、この検出信号によ
つて発振器の出力位相を制御することによつて入
力信号と位相が一致した搬送波出力を得る回路に
おいて、AGC回路を両ベースバンド出力にそれ
ぞれ設ける必要がないとともに、素子の変動等に
基づく両出力のレベル変動が生じる虞れが少ない
搬送波再生回路を提供しようとするものである。
本発明の搬送波再生回路においては、復調され
て生じた両チヤネルのベースバンド出力信号をそ
れぞれ２乗した各出力を加算し、加算出力によつ
て入力信号側に挿入されたAGC路の利得を制御
するようにしている。
て生じた両チヤネルのベースバンド出力信号をそ
れぞれ２乗した各出力を加算し、加算出力によつ
て入力信号側に挿入されたAGC路の利得を制御
するようにしている。
本発明の発送波再生回路においては、両チヤネ
ルの復調ベースバンド出力を２乗して加算するこ
とによつて両出力の振幅成分のみを取出して、こ
の出力によつて入力信号に対するAGC制御を行
い、これによつて復調ベースバンド出力のレベル
を安定化する。
ルの復調ベースバンド出力を２乗して加算するこ
とによつて両出力の振幅成分のみを取出して、こ
の出力によつて入力信号に対するAGC制御を行
い、これによつて復調ベースバンド出力のレベル
を安定化する。
第１図は本発明の搬送波再生回路の一実施例の
構成を示したものである。同図において第２図に
おけると同じ部分は同じ番号で示されており、そ
れらの動作もまた第２図の場合と同様である１０
は減衰器、１１，１２は２乗回路、１３は加算器
（＋）、１４はローパスフイルタである。
構成を示したものである。同図において第２図に
おけると同じ部分は同じ番号で示されており、そ
れらの動作もまた第２図の場合と同様である１０
は減衰器、１１，１２は２乗回路、１３は加算器
（＋）、１４はローパスフイルタである。
第１図の回路において、減衰器１０は両ミキサ
３，４のベースバンド出力Ｉ，Ｑのレベルを等し
くするために用いられている。いまこの状態で
Ｉ，Ｑ両チヤネルのベースバンド出力をそれぞれ
Asinθ，Acosθとする。ここでＡは振幅である。
なおこの場合、同期が確立しているので周波数の
変動はない。２乗回路１１，１２によつて両チヤ
ネルのベースバンド出力をそれぞれ２乗して加算
器１３によつて加算すると、加算器１３の出力は
次式のようになる。
３，４のベースバンド出力Ｉ，Ｑのレベルを等し
くするために用いられている。いまこの状態で
Ｉ，Ｑ両チヤネルのベースバンド出力をそれぞれ
Asinθ，Acosθとする。ここでＡは振幅である。
なおこの場合、同期が確立しているので周波数の
変動はない。２乗回路１１，１２によつて両チヤ
ネルのベースバンド出力をそれぞれ２乗して加算
器１３によつて加算すると、加算器１３の出力は
次式のようになる。
A2sin2θ＋A2cos2θ＝A2 ……(1)
すなわち加算器１３の出力には両チヤネルのベ
ースバンド出力の振幅成分だけが取出される。ロ
ーパスフイルタ１４は加算器１３の出力から直流
成分のみを抽出し、この直流成分はAGC回路１
に対して制御信号として帰還され、これによつて
AGC制御が行われてベースバンド出力Ｉ，Ｑの
レベルは安定化される。
ースバンド出力の振幅成分だけが取出される。ロ
ーパスフイルタ１４は加算器１３の出力から直流
成分のみを抽出し、この直流成分はAGC回路１
に対して制御信号として帰還され、これによつて
AGC制御が行われてベースバンド出力Ｉ，Ｑの
レベルは安定化される。
なお第１図の回路において、両ミキサ３，４の
出力レベルが等しい場合にはローパスフイルタ１
４は必要ないが、温度変化や経年変化等によつて
両ミキサの出力レベルが変動した場合には高次成
分が発生するため、これを除去する目的からロー
パスフイルタ１４を挿入している。この場合でも
両チヤネルのレベル変化量に比例した制御信号が
得られ、これによつて所要のAGC制御を行うこ
とができる。
出力レベルが等しい場合にはローパスフイルタ１
４は必要ないが、温度変化や経年変化等によつて
両ミキサの出力レベルが変動した場合には高次成
分が発生するため、これを除去する目的からロー
パスフイルタ１４を挿入している。この場合でも
両チヤネルのレベル変化量に比例した制御信号が
得られ、これによつて所要のAGC制御を行うこ
とができる。
このように本発明の搬送波再生回路では、１個
のAGC回路を用いて両ベースバンド出力レベル
の変化に対してこれを安定化する制御を行うこと
ができる。
のAGC回路を用いて両ベースバンド出力レベル
の変化に対してこれを安定化する制御を行うこと
ができる。
以上説明したように本発明の搬送波再生回路に
よれば、両ベースバンド出力を２乗して加算する
ことによつてベースバンド出力の振幅成分を検出
し、この検出信号によつてIF信号入力段に設け
られたAGC回路における利得制御を行うように
したので、両ベースバンド出力のレベル変化に対
する利得制御をIF信号入力段におけるAGC制御
のみによつて行うことができ、従つて回路構成を
簡単化できるとともに経済的にも有利である。
よれば、両ベースバンド出力を２乗して加算する
ことによつてベースバンド出力の振幅成分を検出
し、この検出信号によつてIF信号入力段に設け
られたAGC回路における利得制御を行うように
したので、両ベースバンド出力のレベル変化に対
する利得制御をIF信号入力段におけるAGC制御
のみによつて行うことができ、従つて回路構成を
簡単化できるとともに経済的にも有利である。
第１図は本発明の搬送波再生回路の一実施例の
構成を示す図、第２図および第３図はそれぞれ従
来の搬送波再生回路の構成を示す図である。 １……AGC回路、２……ハイブリツド、３，
４……ミキサ、５……電圧制御発振器（VCO）、
６……90°位相器、７……コスタスループ、８，
９……AGC回路、１０……減衰器、１１，１２
……２乗回路、１３……加算器（＋）、１４……
ローパスフイルタ。
構成を示す図、第２図および第３図はそれぞれ従
来の搬送波再生回路の構成を示す図である。 １……AGC回路、２……ハイブリツド、３，
４……ミキサ、５……電圧制御発振器（VCO）、
６……90°位相器、７……コスタスループ、８，
９……AGC回路、１０……減衰器、１１，１２
……２乗回路、１３……加算器（＋）、１４……
ローパスフイルタ。
Claims (1)
- １ 電圧制御発振器からの出力を90°位相器を介
して90°位相を異にする出力によつてそれぞれ同
一位相変調波IF入力信号を検波して得られた直
交する両ベースバンド出力Ｉ，Ｑをコスタスルー
プにて逓倍処理してIF入力信号が前記電圧制御
発振器出力に対して有する位相成分を検出し、該
検出信号によつて前記電圧制御発振器の発振周波
数を制御してその出力位相を入力IF信号に一致
させる搬送波再生回路において、前記両ベースバ
ンド出力Ｉ，Ｑをそれぞれ２乗して加算すること
によつてベースバンド出力の変動のない振幅成分
を検出し、該振幅成分をIF信号入力段に設けら
れたAGC回路に帰還して利得制御を行うことを
特徴とする搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59109072A JPS60251747A (ja) | 1984-05-29 | 1984-05-29 | 搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59109072A JPS60251747A (ja) | 1984-05-29 | 1984-05-29 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60251747A JPS60251747A (ja) | 1985-12-12 |
| JPH0550182B2 true JPH0550182B2 (ja) | 1993-07-28 |
Family
ID=14500888
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59109072A Granted JPS60251747A (ja) | 1984-05-29 | 1984-05-29 | 搬送波再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60251747A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2582828Y2 (ja) * | 1992-11-04 | 1998-10-15 | 富士通テン株式会社 | レベルコントロールダイレクト受信機 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57118413A (en) * | 1981-01-14 | 1982-07-23 | Nec Corp | Automatic gain controlling system |
-
1984
- 1984-05-29 JP JP59109072A patent/JPS60251747A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57118413A (en) * | 1981-01-14 | 1982-07-23 | Nec Corp | Automatic gain controlling system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60251747A (ja) | 1985-12-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5400363A (en) | Quadrature compensation for orthogonal signal channels | |
| JP3478508B2 (ja) | 無線通信装置 | |
| US4336500A (en) | MSK Demodulator frequency acquistion apparatus and method | |
| US5237287A (en) | Demodulating method and apparatus particularly for demodulating a differential phase-shift keying signal | |
| US4581586A (en) | Crosstalk reduction in unbalanced QPSK detectors | |
| JPH0656970B2 (ja) | 勾配補償回路を制御する装置 | |
| EP0484914B1 (en) | Demodulator and method for demodulating digital signals modulated by a minimum shift keying | |
| US4757272A (en) | Four phase PSK demodulator | |
| JPH0550182B2 (ja) | ||
| JPS5918900B2 (ja) | 復調装置 | |
| US5365185A (en) | Frequency controlled loop for demodulating OOK and PSK signals | |
| JPH0258826B2 (ja) | ||
| JPS6225543A (ja) | 局部発振器の周波数安定化方式 | |
| JPS63133777A (ja) | ４相ｐｓｋ復調装置のキ−ド自動レベル制御回路 | |
| JPS5835429B2 (ja) | 搬送波再生回路 | |
| JP2696948B2 (ja) | 搬送波再生回路 | |
| JPH0358215B2 (ja) | ||
| JPS60182205A (ja) | 追尾形帯域濾波器 | |
| JPH05167629A (ja) | 疑似ロック検出回路 | |
| JP2874450B2 (ja) | 復調器 | |
| JPS61117957A (ja) | 搬送波再生回路 | |
| JPS6173458A (ja) | Ｄｐｓｋ信号の遅延検波回路装置 | |
| JPH06105898B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| JPS60130246A (ja) | 搬送波再生装置 | |
| JPS639340A (ja) | 直交パ−シヤルレスポンス信号の復調装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |