JP3478508B2 - 無線通信装置 - Google Patents
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J1/00—Frequency-division multiplex systems
- H04J1/02—Details
- H04J1/04—Frequency-transposition arrangements
- H04J1/05—Frequency-transposition arrangements using digital techniques
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，無線通信装置に係り，
特に，パイロット信号を挿入することなくフェージング
による影響を補正することができ，また，信号等の伝送
に使用可能な帯域を拡げることにより受信信号の品質を
向上させ，さらに高速のモデム伝送に対処可能とした無
線通信装置に関する。
特に，パイロット信号を挿入することなくフェージング
による影響を補正することができ，また，信号等の伝送
に使用可能な帯域を拡げることにより受信信号の品質を
向上させ，さらに高速のモデム伝送に対処可能とした無
線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に，信号を無線通信する場合には，
伝搬媒質の変動に起因し，伝搬モードまたは電波通路の
変化を介して受信強度が短時間に変動する，いわゆるフ
ェージングが発生する。
伝搬媒質の変動に起因し，伝搬モードまたは電波通路の
変化を介して受信強度が短時間に変動する，いわゆるフ
ェージングが発生する。
【０００３】従来の無線通信装置においては，例えば，
帯域５ｋＨｚを持つ狭帯域において，ＳＳＢ音声信号と
システムを制御するデータ信号を伝送するとき，パイロ
ット信号を挿入することにより，周波数同期と移動通信
特有のフェージングによる振幅変動を補正していた。
帯域５ｋＨｚを持つ狭帯域において，ＳＳＢ音声信号と
システムを制御するデータ信号を伝送するとき，パイロ
ット信号を挿入することにより，周波数同期と移動通信
特有のフェージングによる振幅変動を補正していた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら，このよ
うな従来の無線通信装置では，パイロット信号を挿入す
るがために，該パイロット信号を保護するための余分な
帯域が必要となり，例えば，狭帯域においてＳＳＢ音声
信号とシステム制御データ信号を伝送する場合には，音
声信号の帯域が制限されて音声品質の向上が望めないと
共に，高速伝送に対処できないという問題点があった。
うな従来の無線通信装置では，パイロット信号を挿入す
るがために，該パイロット信号を保護するための余分な
帯域が必要となり，例えば，狭帯域においてＳＳＢ音声
信号とシステム制御データ信号を伝送する場合には，音
声信号の帯域が制限されて音声品質の向上が望めないと
共に，高速伝送に対処できないという問題点があった。
【０００５】本発明は，上記に鑑みてなされたものであ
って，パイロット信号を挿入することなくフェージング
による影響を補正することができ，また信号等の伝送に
使用可能な帯域を拡げることにより受信信号の品質を向
上させることができ，高速のモデム伝送に対処可能な無
線通信装置を提供することを目的とする。
って，パイロット信号を挿入することなくフェージング
による影響を補正することができ，また信号等の伝送に
使用可能な帯域を拡げることにより受信信号の品質を向
上させることができ，高速のモデム伝送に対処可能な無
線通信装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に，本発明の請求項１に係る無線通信装置は，送信装置
と受信装置とを備えた無線通信装置において，前記送信
装置は，第１周波数で第１信号を変調して第１変調信号
を出力する第１変調手段と，第２周波数で第２信号を変
調して第２変調信号を出力する第２変調手段と，前記第
１変調信号および前記第２変調信号を送信する送信手段
とを具備し，前記受信装置は，前記第１変調信号および
前記第２変調信号を受信する受信手段と，受信した第１
変調信号を検波して，キャリアを再生する第１復調手段
と，前記第１復調手段の検波出力からクロックを再生す
るクロック再生手段と，前記再生クロックのタイミング
で，受信した第１変調信号の振幅をサンプリングする振
幅サンプル手段と，前記第１復調手段の再生キャリアに
基づいて，受信した第２変調信号の周波数制御を行うと
共に復調を行う第２復調手段と，前記振幅サンプル手段
の出力に基づいて前記第２復調手段の出力の利得制御を
行う利得制御手段とを具備するものである。
に，本発明の請求項１に係る無線通信装置は，送信装置
と受信装置とを備えた無線通信装置において，前記送信
装置は，第１周波数で第１信号を変調して第１変調信号
を出力する第１変調手段と，第２周波数で第２信号を変
調して第２変調信号を出力する第２変調手段と，前記第
１変調信号および前記第２変調信号を送信する送信手段
とを具備し，前記受信装置は，前記第１変調信号および
前記第２変調信号を受信する受信手段と，受信した第１
変調信号を検波して，キャリアを再生する第１復調手段
と，前記第１復調手段の検波出力からクロックを再生す
るクロック再生手段と，前記再生クロックのタイミング
で，受信した第１変調信号の振幅をサンプリングする振
幅サンプル手段と，前記第１復調手段の再生キャリアに
基づいて，受信した第２変調信号の周波数制御を行うと
共に復調を行う第２復調手段と，前記振幅サンプル手段
の出力に基づいて前記第２復調手段の出力の利得制御を
行う利得制御手段とを具備するものである。
【０００７】また，請求項２に係る無線通信装置は，請
求項１に記載の無線通信装置において，前記第１変調手
段は位相偏移変調を行い，前記第２変調手段は振幅変調
を行い，前記第１復調手段は同期検波または遅延検波を
行うものである。
求項１に記載の無線通信装置において，前記第１変調手
段は位相偏移変調を行い，前記第２変調手段は振幅変調
を行い，前記第１復調手段は同期検波または遅延検波を
行うものである。
【０００８】また，請求項３に係る無線通信装置は，請
求項１または２に記載の無線通信装置において，前記第
１復調手段におけるキャリアの再生は，逓倍法またはコ
スタス法を用いて行うものである。
求項１または２に記載の無線通信装置において，前記第
１復調手段におけるキャリアの再生は，逓倍法またはコ
スタス法を用いて行うものである。
【０００９】
【００１０】さらに，請求項４に係る無線通信装置は，
請求項１，２または３に記載の無線通信装置において，
前記利得制御手段は，前記振幅サンプル手段の出力の逆
数を出力する逆数演算器と，前記逆数演算器の出力につ
いて，サンプリングレートを前記第２復調手段の出力の
サンプリングレートに合わせる整合手段と，前記第２復
調手段の出力を所定時間遅延させる遅延回路と，前記整
合手段および前記遅延回路の出力を乗算するミクサとを
具備するものである。
請求項１，２または３に記載の無線通信装置において，
前記利得制御手段は，前記振幅サンプル手段の出力の逆
数を出力する逆数演算器と，前記逆数演算器の出力につ
いて，サンプリングレートを前記第２復調手段の出力の
サンプリングレートに合わせる整合手段と，前記第２復
調手段の出力を所定時間遅延させる遅延回路と，前記整
合手段および前記遅延回路の出力を乗算するミクサとを
具備するものである。
【００１１】
【作用】本発明の請求項１に係る無線通信装置では，送
信装置において，第１変調手段により第１周波数で第１
信号を変調して第１変調信号を出力し，第２変調手段に
より第２周波数で第２信号を変調して第２変調信号を出
力し，送信手段により前記第１変調信号および前記第２
変調信号を送信する。一方，受信装置においては，受信
手段により前記第１変調信号および前記第２変調信号を
受信し，第１復調手段により受信した第１変調信号を検
波してキャリアを再生し，クロック再生手段により前記
第１復調手段の検波出力からクロックを再生し，振幅サ
ンプル手段により，前記再生クロックのタイミングで，
受信した第１変調信号の振幅をサンプリングし，第２復
調手段により，前記第１復調手段の再生キャリアに基づ
いて，受信した第２変調信号の周波数制御を行うと共に
復調を行い，利得制御手段により前記振幅サンプル手段
の出力に基づいて前記第２復調手段の出力の利得制御を
行うようにしている。
信装置において，第１変調手段により第１周波数で第１
信号を変調して第１変調信号を出力し，第２変調手段に
より第２周波数で第２信号を変調して第２変調信号を出
力し，送信手段により前記第１変調信号および前記第２
変調信号を送信する。一方，受信装置においては，受信
手段により前記第１変調信号および前記第２変調信号を
受信し，第１復調手段により受信した第１変調信号を検
波してキャリアを再生し，クロック再生手段により前記
第１復調手段の検波出力からクロックを再生し，振幅サ
ンプル手段により，前記再生クロックのタイミングで，
受信した第１変調信号の振幅をサンプリングし，第２復
調手段により，前記第１復調手段の再生キャリアに基づ
いて，受信した第２変調信号の周波数制御を行うと共に
復調を行い，利得制御手段により前記振幅サンプル手段
の出力に基づいて前記第２復調手段の出力の利得制御を
行うようにしている。
【００１２】これにより，パイロット信号を挿入するこ
となくフェージングによる影響を補正することができ，
また信号等の伝送に使用可能な帯域を拡げることにより
受信信号の品質を向上させることができ，高速のモデム
伝送に対処可能な無線通信装置を実現できる。
となくフェージングによる影響を補正することができ，
また信号等の伝送に使用可能な帯域を拡げることにより
受信信号の品質を向上させることができ，高速のモデム
伝送に対処可能な無線通信装置を実現できる。
【００１３】また，請求項２に係る無線通信装置では，
前記第１変調手段では位相偏移変調を行い，前記第２変
調手段では振幅変調を行い，前記第１復調手段では同期
検波または遅延検波を行うようにしている。
前記第１変調手段では位相偏移変調を行い，前記第２変
調手段では振幅変調を行い，前記第１復調手段では同期
検波または遅延検波を行うようにしている。
【００１４】これにより，パイロット信号を挿入するこ
となくフェージングによる影響を補正することができ，
また信号等の伝送に使用可能な帯域を拡げることにより
受信信号の品質を向上させることができ，高速のモデム
伝送に対処可能な無線通信装置を実現できる。
となくフェージングによる影響を補正することができ，
また信号等の伝送に使用可能な帯域を拡げることにより
受信信号の品質を向上させることができ，高速のモデム
伝送に対処可能な無線通信装置を実現できる。
【００１５】また，請求項３に係る無線通信装置では，
前記第１復調手段におけるキャリアの再生は，逓倍法ま
たはコスタス法を用いて行うようにしている。
前記第１復調手段におけるキャリアの再生は，逓倍法ま
たはコスタス法を用いて行うようにしている。
【００１６】
【００１７】さらに，請求項４に係る無線通信装置で
は，前記利得制御手段において，逆数演算器により前記
振幅サンプル手段の出力の逆数を演算し，整合手段によ
り前記逆数演算器の出力について，サンプリングレート
を前記第２復調手段の出力のサンプリングレートに合わ
せ，遅延回路により前記第２復調手段の出力を所定時間
遅延させ，さらにミクサにより前記整合手段および前記
遅延回路の出力を乗算して信号出力するようにしてい
る。これにより自動利得制御を実現できる。
は，前記利得制御手段において，逆数演算器により前記
振幅サンプル手段の出力の逆数を演算し，整合手段によ
り前記逆数演算器の出力について，サンプリングレート
を前記第２復調手段の出力のサンプリングレートに合わ
せ，遅延回路により前記第２復調手段の出力を所定時間
遅延させ，さらにミクサにより前記整合手段および前記
遅延回路の出力を乗算して信号出力するようにしてい
る。これにより自動利得制御を実現できる。
【００１８】
【実施例】以下，本発明の無線通信装置の一実施例につ
いて，図面を参照して詳細に説明する。
いて，図面を参照して詳細に説明する。
【００１９】図１は本発明の一実施例に係る無線通信装
置の構成図である。本実施例の無線通信装置は，第１変
調手段では位相偏移変調（ＰＳＫ；Phase Shift Keyin
g）を行い，前記第２変調手段では単側波帯振幅変調(Ｓ
ＳＢ−ＡＭ；Single-SideBandAmplitude Modulation）
を行い，前記第１復調手段では同期検波を行う構成であ
る。
置の構成図である。本実施例の無線通信装置は，第１変
調手段では位相偏移変調（ＰＳＫ；Phase Shift Keyin
g）を行い，前記第２変調手段では単側波帯振幅変調(Ｓ
ＳＢ−ＡＭ；Single-SideBandAmplitude Modulation）
を行い，前記第１復調手段では同期検波を行う構成であ
る。
【００２０】図１において，本実施例の無線通信装置
は，送信装置と受信装置とを備えた構成となっている。
送信装置は，第１局部発振器１０１，第２局部発振器１
０２，ＰＳＫ変調部（特許請求の範囲にいう第１変調手
段）１０３，ＳＳＢ変調部（第２変調手段）１０４，ミ
クサ１０５，送信機（送信手段）１０６およびアンテナ
１０７を具備して構成されている。
は，送信装置と受信装置とを備えた構成となっている。
送信装置は，第１局部発振器１０１，第２局部発振器１
０２，ＰＳＫ変調部（特許請求の範囲にいう第１変調手
段）１０３，ＳＳＢ変調部（第２変調手段）１０４，ミ
クサ１０５，送信機（送信手段）１０６およびアンテナ
１０７を具備して構成されている。
【００２１】また受信装置は，アンテナ１０８，受信機
（受信手段）１０９，第１バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）１１０，第２バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１
１，同期検波部（第１復調手段）１１２，クロック再生
部（クロック再生手段）１１４，データ判定部１１５，
振幅サンプル部（振幅サンプル手段）１１６，ＳＳＢ復
調部（第２復調手段）１１３および逆数乗算部（利得制
御手段）１１７を具備して構成されている。
（受信手段）１０９，第１バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）１１０，第２バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１
１，同期検波部（第１復調手段）１１２，クロック再生
部（クロック再生手段）１１４，データ判定部１１５，
振幅サンプル部（振幅サンプル手段）１１６，ＳＳＢ復
調部（第２復調手段）１１３および逆数乗算部（利得制
御手段）１１７を具備して構成されている。
【００２２】ＰＳＫ変調部（第１変調手段）１０３で
は，第１局部発振器１０１による第１周波数（ｆt）で
データ（第１信号）１５１を変調してＰＳＫ変調信号
（第１変調信号）を出力する。またＳＳＢ変調部（第２
変調手段）１０４では，第２局部発振器１０２による第
２周波数（ｆv）で音声信号（第２信号）１５２を変調
してＳＳＢ振幅変調信号（第２変調信号）を出力する。
これらＰＳＫ変調信号およびＳＳＢ振幅変調信号はミク
サ１０５で乗算されて，送信機１０６およびアンテナ１
０７を介して送信される。
は，第１局部発振器１０１による第１周波数（ｆt）で
データ（第１信号）１５１を変調してＰＳＫ変調信号
（第１変調信号）を出力する。またＳＳＢ変調部（第２
変調手段）１０４では，第２局部発振器１０２による第
２周波数（ｆv）で音声信号（第２信号）１５２を変調
してＳＳＢ振幅変調信号（第２変調信号）を出力する。
これらＰＳＫ変調信号およびＳＳＢ振幅変調信号はミク
サ１０５で乗算されて，送信機１０６およびアンテナ１
０７を介して送信される。
【００２３】送信装置から送信されたＰＳＫ変調信号お
よびＳＳＢ振幅変調信号は，受信装置のアンテナ１０８
および受信機１０９によって受信される。ＰＳＫ変調信
号は第１バンドパスフィルタ１１０を介して同期検波部
１１２および振幅サンプル部１１６に供給され，また，
ＳＳＢ振幅変調信号は第２バンドパスフィルタ１１１を
介してＳＳＢ復調部１１３に供給される。
よびＳＳＢ振幅変調信号は，受信装置のアンテナ１０８
および受信機１０９によって受信される。ＰＳＫ変調信
号は第１バンドパスフィルタ１１０を介して同期検波部
１１２および振幅サンプル部１１６に供給され，また，
ＳＳＢ振幅変調信号は第２バンドパスフィルタ１１１を
介してＳＳＢ復調部１１３に供給される。
【００２４】同期検波部（第１復調手段）１１２では，
受信したＰＳＫ変調信号を検波して，キャリアを再生す
る。ここでは第１復調手段を同期検波で実現している
が，遅延検波によるものでもよい。同期検波は，受信信
号を搬送波で乗算検波する方法で，復調用周波数の位相
制御を行うための自動位相制御回路が必要である。一方
遅延検波は，受信信号とこれを１タイムスロット遅延さ
せた信号とを乗算して検波する方法である。両者を比較
すると，同期検波は遅延検波に比べて雑音余裕度で優れ
ているが，遅延ジッタに対しては遅延検波の方が耐力が
高い。
受信したＰＳＫ変調信号を検波して，キャリアを再生す
る。ここでは第１復調手段を同期検波で実現している
が，遅延検波によるものでもよい。同期検波は，受信信
号を搬送波で乗算検波する方法で，復調用周波数の位相
制御を行うための自動位相制御回路が必要である。一方
遅延検波は，受信信号とこれを１タイムスロット遅延さ
せた信号とを乗算して検波する方法である。両者を比較
すると，同期検波は遅延検波に比べて雑音余裕度で優れ
ているが，遅延ジッタに対しては遅延検波の方が耐力が
高い。
【００２５】同期検波部１１２におけるキャリアの再生
は，周知の逓倍法またはコスタス法を用いて行われる。
図２はコスタス法により同期検波部１１２を構成した具
体的な構成図であり，４相ＰＳＫの場合を想定したコス
タスループの構成である。
は，周知の逓倍法またはコスタス法を用いて行われる。
図２はコスタス法により同期検波部１１２を構成した具
体的な構成図であり，４相ＰＳＫの場合を想定したコス
タスループの構成である。
【００２６】同図において，同期検波部１１２は，同期
検波回路２０１，加算器２０２，減算器２０３，ミクサ
２０４，２０５および２０６，ロウパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）２０７，ならびに，電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０
８を具備して構成され，再生キャリア１６５および２相
検波出力１６６を出力している。
検波回路２０１，加算器２０２，減算器２０３，ミクサ
２０４，２０５および２０６，ロウパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）２０７，ならびに，電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０
８を具備して構成され，再生キャリア１６５および２相
検波出力１６６を出力している。
【００２７】ＳＳＢ復調部（第２復調手段）１１３は，
同期検波部１１２からの再生キャリア１６５に基づい
て，受信したＳＳＢ振幅変調信号１６４の周波数制御を
行うと共に復調を行う。ここでの復調は一般に同期検波
であり，受信信号にＳＳＢ振幅変調搬送波と同一周波
数，且つ同一位相の正弦波を乗算し，そのベースバンド
成分をロウパスフィルタで取り出す方法で行われる。
同期検波部１１２からの再生キャリア１６５に基づい
て，受信したＳＳＢ振幅変調信号１６４の周波数制御を
行うと共に復調を行う。ここでの復調は一般に同期検波
であり，受信信号にＳＳＢ振幅変調搬送波と同一周波
数，且つ同一位相の正弦波を乗算し，そのベースバンド
成分をロウパスフィルタで取り出す方法で行われる。
【００２８】図３は，ＳＳＢ復調部１１３の具体的な構
成図である。同図において，ＳＳＢ復調部１１３は，請
求項４にいう第２除去手段である遅延回路３０１，ミク
サ３０２および３０３，ならびに，ロウパスフィルタ
（ＬＰＦ）３０４および３０５と，請求項４にいう第１
除去手段であるミクサ３０６および３０７，ならびに，
ロウパスフィルタ（ＬＰＦ）３０８および３０９と，請
求項４にいう第３除去手段であるミクサ３１０および３
１１，ならびに，加算器３１２とを具備して構成されて
いる。
成図である。同図において，ＳＳＢ復調部１１３は，請
求項４にいう第２除去手段である遅延回路３０１，ミク
サ３０２および３０３，ならびに，ロウパスフィルタ
（ＬＰＦ）３０４および３０５と，請求項４にいう第１
除去手段であるミクサ３０６および３０７，ならびに，
ロウパスフィルタ（ＬＰＦ）３０８および３０９と，請
求項４にいう第３除去手段であるミクサ３１０および３
１１，ならびに，加算器３１２とを具備して構成されて
いる。
【００２９】ＳＳＢ復調部１１３では，受信したＳＳＢ
振幅変調信号（音声信号）１６４について遅延回路３０
１で所定時間遅延させた後，ミクサ３０２および３０３
においてそれぞれＳＳＢ振幅変調搬送波と同一角周波数
（ωv），且つ同一位相の余弦波および正弦波を乗算
し，そのベースバンド成分をロウパスフィルタ３０４お
よび３０５で取り出す。
振幅変調信号（音声信号）１６４について遅延回路３０
１で所定時間遅延させた後，ミクサ３０２および３０３
においてそれぞれＳＳＢ振幅変調搬送波と同一角周波数
（ωv），且つ同一位相の余弦波および正弦波を乗算
し，そのベースバンド成分をロウパスフィルタ３０４お
よび３０５で取り出す。
【００３０】一方，再生キャリア１６５については，ミ
クサ３０６および３０７においてそれぞれＰＳＫ変調搬
送波と同一角周波数（ωt），且つ同一位相の余弦波お
よび正弦波を乗算し，そのベースバンド成分をロウパス
フィルタ３０８および３０９で取り出す。また，これら
取り出されたベースバンド成分をミクサ３１０および３
１１を用いて乗算して，さらに加算器３１２により，こ
れらミクサ３１０および３１１の出力を加算して音声信
号１６７として出力する。
クサ３０６および３０７においてそれぞれＰＳＫ変調搬
送波と同一角周波数（ωt），且つ同一位相の余弦波お
よび正弦波を乗算し，そのベースバンド成分をロウパス
フィルタ３０８および３０９で取り出す。また，これら
取り出されたベースバンド成分をミクサ３１０および３
１１を用いて乗算して，さらに加算器３１２により，こ
れらミクサ３１０および３１１の出力を加算して音声信
号１６７として出力する。
【００３１】つまり，オリジナルの音声信号１５２をｓ
（ｔ) ＝ｃｏｓ（ωs ｔ）とすれば，角周波数ωn の成
分を有するフェージングがある場合の音声信号１６４
は， ｓ1(ｔ) ＝ｃｏｓ（ωs ｔ＋ωv ｔ＋ωn ｔ） となる。また，ロウパスフィルタ３０４および３０５の
出力をＡ１およびＢ１とすれば，それぞれ角周波数（ω
v）の成分が除去されて，次式のようになる。 Ａ１＝ｃｏｓ（ωs ｔ＋ωn ｔ） Ｂ１＝ｓｉｎ（ωs ｔ＋ωn ｔ）
（ｔ) ＝ｃｏｓ（ωs ｔ）とすれば，角周波数ωn の成
分を有するフェージングがある場合の音声信号１６４
は， ｓ1(ｔ) ＝ｃｏｓ（ωs ｔ＋ωv ｔ＋ωn ｔ） となる。また，ロウパスフィルタ３０４および３０５の
出力をＡ１およびＢ１とすれば，それぞれ角周波数（ω
v）の成分が除去されて，次式のようになる。 Ａ１＝ｃｏｓ（ωs ｔ＋ωn ｔ） Ｂ１＝ｓｉｎ（ωs ｔ＋ωn ｔ）
【００３２】また，前記フェージングがある場合の再生
キャリア１６５は， ｘ1(ｔ) ＝ｃｏｓ（ωt ｔ＋ωn ｔ） となる。また，ロウパスフィルタ３０８および３０９の
出力をＡ２およびＢ２とすれば，それぞれ角周波数（ω
t）の成分が除去されて，次式のようになる。 Ａ２＝ｃｏｓ（ωn ｔ） Ｂ２＝ｓｉｎ（ωn ｔ）
キャリア１６５は， ｘ1(ｔ) ＝ｃｏｓ（ωt ｔ＋ωn ｔ） となる。また，ロウパスフィルタ３０８および３０９の
出力をＡ２およびＢ２とすれば，それぞれ角周波数（ω
t）の成分が除去されて，次式のようになる。 Ａ２＝ｃｏｓ（ωn ｔ） Ｂ２＝ｓｉｎ（ωn ｔ）
【００３３】従って，音声信号１６７は，次式に示す如
くなる。 ｓ2(ｔ) ＝ｃｏｓ（ωs ｔ＋ωn ｔ）・ｃｏｓ（ωn ｔ） ＋ｓｉｎ（ωs ｔ＋ωn ｔ）・ｓｉｎ（ωn ｔ） ＝ｃｏｓ（ωs ｔ） すなわち，フェージングによる周波数のずれ（角周波数
ωn の成分）が無くなり，これより，音声信号１６４に
ついての自動周波数制御（ＡＦＣ）を行ったこととな
る。
くなる。 ｓ2(ｔ) ＝ｃｏｓ（ωs ｔ＋ωn ｔ）・ｃｏｓ（ωn ｔ） ＋ｓｉｎ（ωs ｔ＋ωn ｔ）・ｓｉｎ（ωn ｔ） ＝ｃｏｓ（ωs ｔ） すなわち，フェージングによる周波数のずれ（角周波数
ωn の成分）が無くなり，これより，音声信号１６４に
ついての自動周波数制御（ＡＦＣ）を行ったこととな
る。
【００３４】またクロック再生部（クロック再生手段）
１１４では，同期検波部１１２の検波出力１６６からク
ロック１６８を再生する。さらにデータ判定部１１５で
は，該再生クロック１６８に基づいて，同期検波部１１
２の検波出力１６６からデータ１５３を判定する。尚，
これらの構成要素については，周知であるのでその詳細
な説明を省略する。
１１４では，同期検波部１１２の検波出力１６６からク
ロック１６８を再生する。さらにデータ判定部１１５で
は，該再生クロック１６８に基づいて，同期検波部１１
２の検波出力１６６からデータ１５３を判定する。尚，
これらの構成要素については，周知であるのでその詳細
な説明を省略する。
【００３５】また振幅サンプル部（振幅サンプル手段）
１１６では，再生クロック１６８のタイミングで，受信
したＰＳＫ変調信号１６３の振幅をサンプリングする。
さらに逆数乗算部（利得制御手段）１１７では，振幅サ
ンプル部１１６の出力１６９に基づいてＳＳＢ復調部１
１３の音声信号出力１６７の利得制御を行う。
１１６では，再生クロック１６８のタイミングで，受信
したＰＳＫ変調信号１６３の振幅をサンプリングする。
さらに逆数乗算部（利得制御手段）１１７では，振幅サ
ンプル部１１６の出力１６９に基づいてＳＳＢ復調部１
１３の音声信号出力１６７の利得制御を行う。
【００３６】図４は，本実施例における振幅サンプル部
１１６および逆数乗算部１１７の具体的な構成図であ
る。同図において，振幅サンプル部１１６はクロック調
整器４０１およびサンプラ４０２を備えた構成であり，
逆数乗算部１１７は遅延回路４０３，逆数演算器４０
４，インターポレーション（請求項５にいう整合手段）
４０５およびミクサ４０６を備えた構成である。尚，逆
数演算器４０４は入力の逆数を出力する演算器であり，
インターポレーション４０５は，サンプリングレートを
音声信号のサンプリングレートに合わせる機能を備え
る。
１１６および逆数乗算部１１７の具体的な構成図であ
る。同図において，振幅サンプル部１１６はクロック調
整器４０１およびサンプラ４０２を備えた構成であり，
逆数乗算部１１７は遅延回路４０３，逆数演算器４０
４，インターポレーション（請求項５にいう整合手段）
４０５およびミクサ４０６を備えた構成である。尚，逆
数演算器４０４は入力の逆数を出力する演算器であり，
インターポレーション４０５は，サンプリングレートを
音声信号のサンプリングレートに合わせる機能を備え
る。
【００３７】つまり，逆数乗算部１１７では，振幅サン
プル部１１６でサンプリングされた振幅（出力１６９）
を基準として，該逆数を逆数演算器４０４により計算
し，該逆数についてインターポレーション４０５を介し
た信号と遅延回路４０３で所定時間遅延した音声信号
（ＳＳＢ復調部１１３の検波出力）１６７とをミクサ４
０６で乗算して，音声信号１５４を出力する。これによ
り，音声信号について振幅制御，即ち自動利得制御（Ａ
ＧＣ）を行ったことになる。
プル部１１６でサンプリングされた振幅（出力１６９）
を基準として，該逆数を逆数演算器４０４により計算
し，該逆数についてインターポレーション４０５を介し
た信号と遅延回路４０３で所定時間遅延した音声信号
（ＳＳＢ復調部１１３の検波出力）１６７とをミクサ４
０６で乗算して，音声信号１５４を出力する。これによ
り，音声信号について振幅制御，即ち自動利得制御（Ａ
ＧＣ）を行ったことになる。
【００３８】次に，本実施例の無線通信装置の帯域およ
び送信電力における有効性について説明する。
び送信電力における有効性について説明する。
【００３９】まず，帯域について図５を参照して説明す
る。従来の無線通信装置においては，図５（ｂ）に示す
ように，パイロット信号を音声信号とデータ信号の間に
挿入して伝送を行っていた。この場合，パイロット信号
自身の帯域は狭いが，フィルタによりパイロット信号を
取り出すときに，急峻なフィルタ特性を生成することが
できないために，音声信号およびデータ信号の影響を受
けないように４５０［Ｈｚ］程度の間隔をあけている。
また，全体の帯域幅について４［ＫＨｚ］以下という制
約がある場合には，音声信号について実際に伝送できる
帯域は３００〜２８５０［Ｈｚ］に限られていた。
る。従来の無線通信装置においては，図５（ｂ）に示す
ように，パイロット信号を音声信号とデータ信号の間に
挿入して伝送を行っていた。この場合，パイロット信号
自身の帯域は狭いが，フィルタによりパイロット信号を
取り出すときに，急峻なフィルタ特性を生成することが
できないために，音声信号およびデータ信号の影響を受
けないように４５０［Ｈｚ］程度の間隔をあけている。
また，全体の帯域幅について４［ＫＨｚ］以下という制
約がある場合には，音声信号について実際に伝送できる
帯域は３００〜２８５０［Ｈｚ］に限られていた。
【００４０】これに対して，本実施例の無線通信装置で
は，図５（ａ）に示すように，音声信号とデータ信号と
の間に僅かに間隔を開ける必要があるが，従来に比較し
て少なくとも２００［Ｈｚ］，多ければ４００［Ｈｚ］
程度まで，従来間隔として必要であった帯域を低減する
ことができる。この間隔のための帯域の低減分だけ音声
信号の帯域を広げることができ，これにより，伝送され
る音声の品質が向上すると共に，高速のモデム伝送にも
対応できるようになる。
は，図５（ａ）に示すように，音声信号とデータ信号と
の間に僅かに間隔を開ける必要があるが，従来に比較し
て少なくとも２００［Ｈｚ］，多ければ４００［Ｈｚ］
程度まで，従来間隔として必要であった帯域を低減する
ことができる。この間隔のための帯域の低減分だけ音声
信号の帯域を広げることができ，これにより，伝送され
る音声の品質が向上すると共に，高速のモデム伝送にも
対応できるようになる。
【００４１】次に，送信電力について説明する。音声信
号のピーク電力に比べて，パイロット信号の電力は−１
０［ｄＢ］低いため，ピーク電力に比べた低減効果は１
割以下である。しかし，音声信号の平均電力は，通常，
ピーク電力−１４［ｄＢ］程度と言われており，該平均
電力について比較すると大きな低減効果を奏することが
想像できる。
号のピーク電力に比べて，パイロット信号の電力は−１
０［ｄＢ］低いため，ピーク電力に比べた低減効果は１
割以下である。しかし，音声信号の平均電力は，通常，
ピーク電力−１４［ｄＢ］程度と言われており，該平均
電力について比較すると大きな低減効果を奏することが
想像できる。
【００４２】つまり，
音声信号の平均電力＝パイロット信号の電力−４［ｄ
Ｂ］ データ信号の電力＝パイロット信号の電力＋３［ｄＢ］ パイロット信号の電力をＰpとすれば， 従来の平均送信電力＝Ｐp×０．４＋Ｐp＋Ｐp×２＝
３．４Ｐp 本実施例の平均送信電力＝Ｐp×０．４＋Ｐp×２＝２．
４Ｐp 従って，本実施例の送信電力／従来の平均送信電力＝
３．４／２．４＝０．７となり，約３０［％］の平均電
力の低減となる。
Ｂ］ データ信号の電力＝パイロット信号の電力＋３［ｄＢ］ パイロット信号の電力をＰpとすれば， 従来の平均送信電力＝Ｐp×０．４＋Ｐp＋Ｐp×２＝
３．４Ｐp 本実施例の平均送信電力＝Ｐp×０．４＋Ｐp×２＝２．
４Ｐp 従って，本実施例の送信電力／従来の平均送信電力＝
３．４／２．４＝０．７となり，約３０［％］の平均電
力の低減となる。
【００４３】
【発明の効果】以上説明したように，本発明の請求項１
に係る無線通信装置によれば，送信装置において，第１
変調手段により第１周波数で第１信号を変調して第１変
調信号を出力し，第２変調手段により第２周波数で第２
信号を変調して第２変調信号を出力し，送信手段により
前記第１変調信号および前記第２変調信号を送信する。
一方，受信装置においては，受信手段により前記第１変
調信号および前記第２変調信号を受信し，第１復調手段
により受信した第１変調信号を検波してキャリアを再生
し，クロック再生手段により前記第１復調手段の検波出
力からクロックを再生し，振幅サンプル手段により，前
記再生クロックのタイミングで，受信した第１変調信号
の振幅をサンプリングし，第２復調手段により，前記第
１復調手段の再生キャリアに基づいて，受信した第２変
調信号の周波数制御を行うと共に復調を行い，利得制御
手段により前記振幅サンプル手段の出力に基づいて前記
第２復調手段の出力の利得制御を行うこととしたので，
パイロット信号を挿入することなくフェージングによる
影響を補正することができ，また信号等の伝送に使用可
能な帯域を拡げることにより受信信号の品質を向上させ
ることができ，高速のモデム伝送に対処可能な無線通信
装置を提供することができる。
に係る無線通信装置によれば，送信装置において，第１
変調手段により第１周波数で第１信号を変調して第１変
調信号を出力し，第２変調手段により第２周波数で第２
信号を変調して第２変調信号を出力し，送信手段により
前記第１変調信号および前記第２変調信号を送信する。
一方，受信装置においては，受信手段により前記第１変
調信号および前記第２変調信号を受信し，第１復調手段
により受信した第１変調信号を検波してキャリアを再生
し，クロック再生手段により前記第１復調手段の検波出
力からクロックを再生し，振幅サンプル手段により，前
記再生クロックのタイミングで，受信した第１変調信号
の振幅をサンプリングし，第２復調手段により，前記第
１復調手段の再生キャリアに基づいて，受信した第２変
調信号の周波数制御を行うと共に復調を行い，利得制御
手段により前記振幅サンプル手段の出力に基づいて前記
第２復調手段の出力の利得制御を行うこととしたので，
パイロット信号を挿入することなくフェージングによる
影響を補正することができ，また信号等の伝送に使用可
能な帯域を拡げることにより受信信号の品質を向上させ
ることができ，高速のモデム伝送に対処可能な無線通信
装置を提供することができる。
【００４４】また，請求項２に係る無線通信装置によれ
ば，前記第１変調手段では位相偏移変調を行い，前記第
２変調手段では振幅変調を行い，前記第１復調手段では
同期検波または遅延検波を行うこととしたので，パイロ
ット信号を挿入することなくフェージングによる影響を
補正することができ，また信号等の伝送に使用可能な帯
域を拡げることにより受信信号の品質を向上させること
ができ，高速のモデム伝送に対処可能な無線通信装置を
実現できる。
ば，前記第１変調手段では位相偏移変調を行い，前記第
２変調手段では振幅変調を行い，前記第１復調手段では
同期検波または遅延検波を行うこととしたので，パイロ
ット信号を挿入することなくフェージングによる影響を
補正することができ，また信号等の伝送に使用可能な帯
域を拡げることにより受信信号の品質を向上させること
ができ，高速のモデム伝送に対処可能な無線通信装置を
実現できる。
【００４５】さらに，請求項３に係る無線通信装置によ
れば，前記第１復調手段におけるキャリアの再生は，逓
倍法またはコスタス法を用いて行うこととしたので，パ
イロット信号を挿入することなくフェージングによる影
響を補正することができ，また信号等の伝送に使用可能
な帯域を拡げることにより受信信号の品質を向上させる
ことができ，高速のモデム伝送に対処可能な無線通信装
置を実現できる。
れば，前記第１復調手段におけるキャリアの再生は，逓
倍法またはコスタス法を用いて行うこととしたので，パ
イロット信号を挿入することなくフェージングによる影
響を補正することができ，また信号等の伝送に使用可能
な帯域を拡げることにより受信信号の品質を向上させる
ことができ，高速のモデム伝送に対処可能な無線通信装
置を実現できる。
【００４６】
【００４７】さらに，請求項４に係る無線通信装置によ
れば，前記利得制御手段において，逆数演算器により前
記振幅サンプル手段の出力の逆数を演算し，整合手段に
より前記逆数演算器の出力について，サンプリングレー
トを前記第２復調手段の出力のサンプリングレートに合
わせ，遅延回路により前記第２復調手段の出力を所定時
間遅延させ，さらにミクサにより前記整合手段および前
記遅延回路の出力を乗算して信号出力することとしたの
で，自動利得制御を実現できる。
れば，前記利得制御手段において，逆数演算器により前
記振幅サンプル手段の出力の逆数を演算し，整合手段に
より前記逆数演算器の出力について，サンプリングレー
トを前記第２復調手段の出力のサンプリングレートに合
わせ，遅延回路により前記第２復調手段の出力を所定時
間遅延させ，さらにミクサにより前記整合手段および前
記遅延回路の出力を乗算して信号出力することとしたの
で，自動利得制御を実現できる。
【図１】本発明の一実施例に係る無線通信装置の構成図
である。
である。
【図２】実施例においてコスタス法により同期検波部を
構成した場合の具体的な構成図である。
構成した場合の具体的な構成図である。
【図３】実施例におけるＳＳＢ復調部の具体的な構成図
である。
である。
【図４】本実施例における振幅サンプル部および逆数乗
算部の具体的な構成図である。
算部の具体的な構成図である。
【図５】図５（ａ）は実施例における音声信号およびデ
ータ信号のスペクトラム特性図，図５（ｂ）は従来にお
ける音声信号，データ信号およびパイロット信号のスペ
クトラム特性図である。
ータ信号のスペクトラム特性図，図５（ｂ）は従来にお
ける音声信号，データ信号およびパイロット信号のスペ
クトラム特性図である。
１０１ 第１局部発振器
１０２ 第２局部発振器
１０３ ＰＳＫ変調部（第１変調手段）
１０４ ＳＳＢ変調部（第２変調手段）
１０５ ミクサ
１０６ 送信機（送信手段）
１０７，１０８ アンテナ
１０９ 受信機（受信手段）
１１０ 第１バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１１１ 第２バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１１２ 同期検波部（第１復調手段）
１１３ ＳＳＢ復調部（第２復調手段）
１１４ クロック再生部（クロック再生手段）
１１５ データ判定部
１１６ 振幅サンプル部（振幅サンプル手段）
１１７ 逆数乗算部（利得制御手段）
１５１ データ信号（第１信号）
１５２ 音声信号（第２信号）
１５３ データ
１６３ 受信したＰＳＫ変調信号
１６４ 受信したＳＳＢ振幅変調信号
１６５ 再生キャリア
１６６ 同期検波部の検波出力（２相検波出力）
１６７ ＳＳＢ復調部の音声信号出力
１６８ 再生クロック
１６９ 振幅サンプル部の出力
ｆt 第１周波数
ｆv 第２周波数
２０１ 同期検波回路
２０２ 加算器
２０３ 減算器
２０４〜２０６ ミクサ
２０７ ロウパスフィルタ（ＬＰＦ）
２０８ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
３０１ 遅延回路
３０２，３０３，３０６，３０７，３１０〜３１１ ミ
クサ ３０４，３０５，３０８，３０９ ロウパスフィルタ
（ＬＰＦ） ３１２ 加算器 ４０１ クロック調整器 ４０２ サンプラ ４０３ 遅延回路 ４０４ 逆数演算器 ４０５ インターポレーション（整合手段） ４０６ ミクサ
クサ ３０４，３０５，３０８，３０９ ロウパスフィルタ
（ＬＰＦ） ３１２ 加算器 ４０１ クロック調整器 ４０２ サンプラ ４０３ 遅延回路 ４０４ 逆数演算器 ４０５ インターポレーション（整合手段） ４０６ ミクサ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−145498（ＪＰ，Ａ)
特開 昭64−30343（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−245748（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−291691（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
H04B 1/16
H04J 1/00
Claims (4)
- 【請求項１】 送信装置と受信装置とを備えた無線通信
装置において， 前記送信装置は， 第１周波数で第１信号を変調して第１変調信号を出力す
る第１変調手段と， 第２周波数で第２信号を変調して第２変調信号を出力す
る第２変調手段と， 前記第１変調信号および前記第２変調信号を送信する送
信手段とを有し， 前記受信装置は， 前記第１変調信号および前記第２変調信号を受信する受
信手段と， 受信した第１変調信号を検波して，キャリアを再生する
第１復調手段と， 前記第１復調手段の検波出力からクロックを再生するク
ロック再生手段と， 前記再生クロックのタイミングで，受信した第１変調信
号の振幅をサンプリングする振幅サンプル手段と， 前記第１復調手段の再生キャリアに基づいて，受信した
第２変調信号の周波数制御を行うと共に復調を行う第２
復調手段と， 前記振幅サンプル手段の出力に基づいて前記第２復調手
段の出力の利得制御を行う利得制御手段とを有すること
を特徴とする無線通信装置。 - 【請求項２】 前記第１変調手段は位相偏移変調を行
い，前記第２変調手段は振幅変調を行い，前記第１復調
手段は同期検波または遅延検波を行うことを特徴とする
請求項１記載の無線通信装置。 - 【請求項３】 前記第１復調手段におけるキャリアの再
生は，逓倍法またはコスタス法を用いて行うことを特徴
とする請求項１または２記載の無線通信装置。 - 【請求項４】 前記利得制御手段は，前記振幅サンプル
手段の出力の逆数を出力する逆数演算器と，前記逆数演
算器の出力について，サンプリングレートを前記第２復
調手段の出力のサンプリングレートに合わせる整合手段
と，前記第２復調手段の出力を所定時間遅延させる遅延
回路と，前記整合手段および前記遅延回路の出力を乗算
するミクサとを有することを特徴とする請求項１，２ま
たは３記載の無線通信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28836894A JP3478508B2 (ja) | 1994-11-22 | 1994-11-22 | 無線通信装置 |
| US08/378,337 US5610946A (en) | 1994-11-22 | 1995-01-26 | Radio communication apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28836894A JP3478508B2 (ja) | 1994-11-22 | 1994-11-22 | 無線通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08149166A JPH08149166A (ja) | 1996-06-07 |
| JP3478508B2 true JP3478508B2 (ja) | 2003-12-15 |
Family
ID=17729301
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28836894A Expired - Fee Related JP3478508B2 (ja) | 1994-11-22 | 1994-11-22 | 無線通信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5610946A (ja) |
| JP (1) | JP3478508B2 (ja) |
Families Citing this family (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5867774A (en) * | 1996-12-27 | 1999-02-02 | Motorola, Inc. | Smart remote control panel for a radio |
| US6456627B1 (en) * | 1997-08-29 | 2002-09-24 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method for communicating information in a communication system that supports multiple modulation schemes |
| JP3979712B2 (ja) * | 1997-10-20 | 2007-09-19 | 富士通株式会社 | 光信号受信装置および方法 |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US6091940A (en) | 1998-10-21 | 2000-07-18 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US6542722B1 (en) * | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US6049706A (en) | 1998-10-21 | 2000-04-11 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
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| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
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| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
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