JP3979712B2 - 光信号受信装置および方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は光信号受信装置および方法に関する。
マルチメディア技術の発展に伴い、光ファイバを用いた光通信が急速に普及しつつある。特にこれまでは幹線系での光通信の普及が主体であったが、これからは、ＦＴＴＨ（Ｆｉｂｅｒ Ｔｏ Ｔｈｅ Ｈｏｍｅ）の実現のために加入者系での光通信の普及が活発化する。ここに言う加入者系とは、個々の加入者（ユーザ）に止まらず、ローカル・エリア・ネットワーク等も含むものである。
【０００２】
上記加入者系は、例えばＰＯＮ（Ｐａｓｓｉｖｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ）伝送システムにおいては、局側装置と１本の共用光ファイバ伝送路を介して接続する光分岐器（スターカプラ）と、この光分岐器に個別光ファイバ伝送路を介してそれぞれ接続する複数の加入者側装置とから構成される。ここに局側装置から各加入者側装置への下り方向光伝送は、連続的にセル信号を送信することにより行い、一方、複数の加入者側装置から局側装置への上り方向光伝送は、各加入者装置毎に予め割り当てたタイムスロットをそれぞれ用い時分割で、固定ビット長のセル単位に、各加入者毎のセル信号をバースト状に送信することにより行う。
【０００３】
上記後者の上り方向光伝送について見ると、局側装置は、各加入者側装置内の光送信装置からセル信号をバースト的に受信することになる。本発明は、局側装置において、上記バースト的なセル信号を受信するための光信号受信装置について述べるものである。この光信号受信装置は、複数の上記個別光ファイバ伝送路の伝送損失がそれぞれ異なることに起因して、タイムスロット毎に受信光レベルが異なるセル信号を受信することになり、そのためのＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が重要な課題となる。
【０００４】
図１９は本発明が適用される伝送システムの一例を概略的に示す図であり、前述したＰＯＮ伝送システムである。
本図において、１は局側装置であり、図中右側に示す他の局側装置１と連携して、幹線系を構成する。一方、図中左側に示す複数の加入者側装置（♯１，♯２…♯ｎ）５と連携して加入者系を構成する。本発明は、後者の加入者系に関連する。
【０００５】
この加入者系では、局側装置１から各加入者側装置５への下り方向光伝送と、その逆の、各加入者側装置５から局側装置１への上り方向光伝送とが行われる。本発明は、後者の上り方向光伝送に関連する。
この上り方向光伝送は、各加入者側装置５内の光送信部（図中、電気／光変換器“Ｅ／Ｏ”にて示す）６および、上記下り方向光伝送との相互干渉を防ぐためのフィルタ機能をも備えた波長分割多重器（ＷＤＭ：Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）７から、セル信号ＣＬを送信することにより行う。セル信号ＣＬは、個別光ファイバ伝送路８と、光分岐器（スターカプラＳＣ：Ｓｔａｒ Ｃｏｕｐｌｅｒ）４と、複数の加入者側装置５に共通の共用光ファイバ伝送路９とを経て、局側装置１に到達する。この共用光ファイバ伝送路９上では、各加入者側装置５からのセル信号ＣＬがバースト状に伝送される。なお、局側装置１から各加入者側装置５への下り方向伝送においては、連続的なセル信号列が伝送路９および８に送出される。
【０００６】
上記上り方向光伝送において、局側装置１に到達したバースト状のセル信号ＣＬは、この局側装置１内の波長分割多重器（ＷＤＭ）３を介して、受信装置（光／電気変換器“Ｏ／Ｅ”にて示す）２にて受信され、各セル信号ＣＬに含まれるデータの論理“１”および“０”が識別される。本発明はこの光受信部２について述べるものであり、これを光信号受信装置と称する。この装置において、光セル信号がバースト的に受信される。
【０００７】
【従来の技術】
図２０は従来の光信号受信装置の構成を示す図である。加入者側からの光のセル信号ＣＬは、まず光信号受信装置１０の入力段にあるフォトダイオード１１に受信され、ここで電気のセル信号に変換されさらに前置増幅回路１２を経た後、中間のＡＧＣ段にて、各セル信号の振幅に自動利得制御が加えられてほぼ一定振幅のセル信号となる。さらにその光信号受信装置１０の出力段にある識別回路１９において、各セル信号をなす論理“１”または“０”が識別され、相補的なディジタル出力（“１”／“０”）となる。なお、このディジタル出力は後段の、例えばビット同期のためのリタイミング回路（図示せず）に供給される。
【０００８】
図２１は、ＡＧＣ段に印加される入力信号Ｓinの波形例を示す図である。図１９に示す各加入者装置５（♯１，♯２…♯ｎ）からのセル信号は、既述のとおりそれぞれ異なる伝送損失を受けるため、各々の振幅の大きさが異なる。このようにそれぞれ異なる振幅を有する各入力信号Ｓinに対し、識別回路１９において識別レベル発生回路１８からの一定の識別レベル（閾値）により、論理“１”および“０”の識別をしたとしても正しい識別はできない。
【０００９】
そこで、図２０において、前置増幅回路１２からの入力信号Ｓinを、いずれの加入者からの入力信号についても、全て同一の振幅にして正しい識別が行えるようにする。これを行うのがＡＧＣ段である。ＡＧＣ段は、図２０に示すごとく、入力信号Ｓinを受信する利得可変増幅回路１４と、この回路１４に対しフィードバックループを形成する、ピーク検出回路１５、利得制御増幅回路１６および利得基準発生回路１７と、から構成される。
【００１０】
ピーク検出回路１５は利得可変増幅回路１４からの増幅信号Ｓａを常時モニタし、そのピーク値を検出する。この検出されたピーク値Ｐを、利得基準発生回路１７から与えられる利得基準Ｒｇに常に収束させるため、利得制御増幅回路１６が設けられる。この回路１６は、上記のピーク値Ｐおよび利得基準Ｒｇをもとに、利得可変増幅回路１４の利得を制御し、ここにＡＧＣフィードバックループが形成される。
【００１１】
図２２は図２０における要部の波形であって、（Ａ）および（Ｂ）はそれぞれ利得可変増幅回路１４の入力波形および出力波形、（Ｃ）は識別回路１９の出力波形を示す図である。なお、図２０における各部〈１〉，〈２〉…〈９〉の波形は、図２２において対応する番号〈１〉，〈２〉…〈９〉を付して示す。
図２２の（Ａ）の波形〈１〉は上記入力信号Ｓinの波形であり、フォトダイオード１１の出力波形を反転した波形になる。この波形〈１〉の“０”レベルにほぼ等しいレベル〈２〉を、利得可変増幅回路に供給するのが、直流レベル発生回路１３である。
【００１２】
上記〈１〉および〈２〉に示す入力を受信した利得可変増幅回路１４は、同図（Ｂ）に示す相補的な増幅信号Ｓａを、波形〈３〉および〈４〉のごとく出力する。この波形〈３〉を有する増幅信号Ｓａは、上記のピーク検出回路１５においてそのピーク値Ｐが検出される。これが波形〈５〉である。このピーク値Ｐは、波形〈６〉で示す、利得基準発生回路１７からの利得基準Ｒｇとの差分Δｐが常に０に収束するように、利得可変制御増幅回路１６を介して、制御される。すなわち、ピーク値Ｐが利得基準Ｒｇに一致するように、ＡＧＣフィードバック制御が行われる。かくして、入力信号Ｓinは、いずれの加入者からの信号かを問わず、全て一定の振幅に抑え込まれた増幅信号Ｓａとなる。
【００１３】
上記増幅信号Ｓａに含まれる論理“１”または“０”の識別は、上記識別回路１９にて行われ、その結果は同図（Ｃ）に示すごとくなる。ただし、“１”および“０”の交番パターンを一例として示す。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
図２３は従来の問題点を説明する図であって（Ａ）はセル信号ＣＬ、（Ｂ）は利得、（Ｃ）は増幅信号Ｓａを表す図である。すなわち、（Ａ）はフォトダイオード１１への入力波形、（Ｂ）は利得可変増幅回路１４の利得、（Ｃ）は該回路１４の出力波形である。なお、（Ａ）は、前述した図２１と等価である。
【００１５】
図２３の（Ａ）に示すごとく、光信号受信装置１０は加入者毎に振幅レベルの異なるセル信号ＣＬをバースト状に受信するから、該装置１０は、到来するセル信号ＣＬの各振幅に最適な受信状態、すなわち最適な利得を瞬時に決定することが要求される。
しかしながら、広いダイナミックレンジを有するバースト状のセル信号に対応するためには、光信号受信装置１０における利得制御の変動幅をかなり大きくしなければならない。この結果、光信号受信装置１０のバースト状セル信号に対する瞬時応答性が低下してしまう。このような瞬時応答性の低下に対処するため、利得が最適値に安定するまでの過渡領域（期間）を確保する必要がある。
【００１６】
図２３の（Ｂ）を参照すると、セル信号ＣＬが到来していない状態では例えば光信号受信装置１０は最大利得で待機する（図中の“最大利得”）。この待機状態でセル信号ＣＬが到来すると、該装置１０はまずその最大利得で入力信号Ｓinを増幅し、増幅信号Ｓａのレベルが最適値よりも大きければ利得を下げる方向に制御を行う。そして利得が安定するのを待つ。通常、利得が安定するまでに少なくとも１０ビット程度は必要である。セル信号のダイナミックレンジがより大きくなれば利得の変動幅は拡大し、そのビット数を一層増大させなければならない。つまり過渡応答の領域が拡大する。なお、図２３の（Ｂ）では、セル信号ＣＬが到来しない状態においては、最大利得で待機する場合を示したが、逆に、最小利得で待機することもできる。いずれにしても、セル信号の受信が完了する毎にその利得は、最大または最小利得に設定し直す（同図中（Ｂ）の“ｒｅｓｅｔ”参照）。
【００１７】
上述したような受信時毎の利得制御を行うために、利得可変増幅回路１４からの増幅信号Ｓａの各立上りには、図２３の（Ｃ）に表すオーバーシュート（ＯＳ）を伴うことがある。このオーバーシュートが生じている間は、本来の増幅信号Ｓａではなく、後段の識別回路１９において、論理“１”および“０”の正確な識別は困難である（同図中の“識別困難”）。
【００１８】
上記の識別困難な領域は、最適利得へ安定させる迄の追従期間すなわちトレーニング期間であり、従来は、各セル信号ＣＬはそのトレーニングのためのデータ領域を、ヘッダとして、その先頭位置に付加している。このようにヘッダとして付加されたデータ領域は、各セル信号ＣＬが本来情報として転送すべき領域には全く寄与しておらず、結局、伝送システム全体の伝送効率を低下させるという問題がある。
【００１９】
したがって本発明は上記問題点に鑑み、各セル信号の受信時において過渡応答（オーバーシュート）を伴うことなしに迅速に最適利得へ安定化させることのできる光信号受信装置および方法を提供することを目的とするものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
図１は本発明の原理構成を示す図である。なお全図を通して同様の構成要素には同一の参照番号または記号を付して示す。したがって本図に示す、本発明に係る光信号受信装置２０により導入された構成要素は、ダミー系利得可変増幅部２１と、記憶部２２と、信号系利得可変増幅部２３である。
【００２１】
この光信号受信装置２０は、全体として次の構成要素からなる。すなわち、
各加入者から送信されるセル信号ＣＬを受信したフォトダイオード１１からの出力を増幅する前置増幅回路１２と、
前置増幅回路１２からの出力を入力信号Ｓinとして、フィードバック制御による利得制御を行い、所定の出力振幅を有するダミー増幅信号が生成された際の利得を利得情報Ｉｇとして出力するダミー系利得可変増幅部２１と、
利得情報Ｉｇを保持する記憶部２２と、
前置増幅回路１２からの出力を入力信号Ｓinとして、記憶部２２からの利得情報Ｉｇにより設定される利得を用いてフィードフォワード制御による利得制御を行い、所定の出力振幅を有する増幅信号Ｓａを出力する信号系利得可変増幅部２３と、
からなる。
【００２２】
図２は本発明の原理を説明するための図であって、（Ａ）はセル信号、（Ｂ）はダミー系の利得、（Ｃ）は信号系の利得、（Ｄ）は増幅信号である。なお、本図の（Ａ），（Ｂ）および（Ｄ）は、前述した図２３の（Ａ），（Ｂ）および（Ｄ）に相当する。
図２の（Ａ）に示すようなセル信号ＣＬが、加入者（♯１，♯２…♯ｎ）から各加入者にそれぞれ割り振られたタイミング（タイムスロット）で送信されたものとする。各セル信号ＣＬの振幅は、各加入者に固有の伝送損失により、まちまちである。
【００２３】
このようなセル信号ＣＬを、一旦前置増幅器１２で増幅して入力信号Ｓinとした後、従来の利得可変増幅回路１４にて所定の出力振幅を有する増幅信号Ｓａとすると、図２３の（Ｃ）に示したように、論理の正しい識別を困難にするオーバーシュートＯＳが発生してしまう。そこで所定の最適な利得に迅速に安定化させることが要求される。
【００２４】
図２の（Ｂ）は、図１に示すダミー系利得可変増幅部２１内で変化する利得Ｇｄの様子を示す。これは図２３の（Ｂ）により説明した従来の光信号受信装置１０内で変化する利得の様子と全く同じである。ここで“ダミー系”と称したのは、この利得可変増幅部２１内で生成された増幅信号（ダミー増幅信号）は、後段の識別回路１９における識別の対象とならず、本来の増幅信号として利用されないからである。
【００２５】
しかしながら、このダミー系利得可変増幅部２１において得た利得Ｇｄに関する利得情報Ｉｇ、特に各セル信号ＣＬの終了近傍で得られる安定した利得Ｇｄは利得情報Ｉｇとして有効に利用される。例えば、図２（Ｂ）の加入者♯１からのセル信号ＣＬについて、その後半で安定した利得Ｇｄは、その（Ｂ）中、点線の丸印で示すようにピックアップされ、利得情報Ｉｇとして記憶部２２内の加入者♯１に対応する領域に格納され、保持される。
【００２６】
ところで既述したＰＯＮ伝送システムでは、局側装置１において、予め定めたシーケンス情報を有している。このシーケンス情報は、どのタイミング（タイムスロット）ではどの加入者（♯１，♯２…♯ｎ）からのセル信号ＣＬを送信させるか、というシーケンスを定めたものである。
そうすると、図２の（Ａ）に示すように、光信号受信装置２０では、例えば加入者♯１からのセル信号ＣＬを、図中の左端に表すタイミングで受信することも、該加入者♯１からの次のセル信号ＣＬを、図中の右端に表すタイミングで受信することも、そのシーケンス情報により既知である。そこで、図中の右端に表すタイミングで加入者♯１からのセル信号ＣＬを受信することが分かっているので、同図（Ｃ）に示すように、そのタイミングの先頭において、直前のセル信号ＣＬの受信時に判明した同図（Ｂ）に示す安定時の利得Ｇｄを、利得情報Ｉｇとして記憶部２２より読み出して、このＧｄを信号系利得可変増幅部２３の利得として設定する（同図（Ｃ）の“ｓｅｔ”参照）。
【００２７】
かくして、図２の（Ｃ）に示すように、光信号受信装置２０において所定の出力振幅を有する増幅信号Ｓａを得るための利得は、各バーストの先頭からほぼ最適利得になっている。これは、同一の加入者について見れば、直前の各バーストタイミングで得た最適利得は、今回のバーストタイミングで得るであろう最適利得と大幅に変わることはない、ということに着目したものである。
【００２８】
この結果得られた増幅信号Ｓａは図２の（Ｄ）に示すごとくなる。ここに見るとおり、図２３の（Ｃ）に示した各バーストの先頭に現れるオーバーシュートＯＳの問題は解消される。
本発明に係る上述の原理は、光信号受信方法としても捉えることができる。
図３は本発明に係る光信号受信方法を表すステップ図である。次の３ステップである。
【００２９】
ステップＳ１：光のセル信号ＣＬをフォトダイオード１１に受けて電気の入力信号Ｓinに変換する。
ステップＳ２：入力信号Ｓinを可変の利得Ｇｄでフィードバック制御により増幅し、所定の出力振幅を有するダミー増幅信号を生成すると共に該利得を示す利得情報Ｉｇを記憶する。
【００３０】
ステップＳ３：引き続き受信される入力信号Ｓinを、利得情報Ｉｇにより示される利得Ｇｄをもってフィードフォワード制御により増幅し、所定の出力振幅を有する増幅信号Ｓａを生成する。
上記光信号受信装置２０は、図１に示すように、信号系利得可変増幅部２３から出力された増幅信号Ｓａを入力とし、この増幅信号Ｓａの論理“１”または“０”を識別してディジタル出力を生成する識別回路１９をさらに有する。
【００３１】
【発明の実施の形態】
図４は図１に示した増幅部２１および２３をより具体的に示す図である。本図において、
ダミー系利得可変増幅部２１は、
入力信号Ｓinを受信して増幅するダミー系利得可変増幅回路３１と、
このダミー系利得可変増幅回路３１に対してフィードバックループＦＢを形成するダミー系利得制御増幅回路４１とを含んでなり、このダミー系利得制御増幅回路４１からダミー系利得可変増幅回路３１に与えられる利得Ｇｄを、利得情報Ｉｇとして記憶部２２にも出力する。
【００３２】
一方、信号系利得可変増幅部２３は、
入力信号Ｓinを受信して増幅する利得可変増幅回路３３と、
この利得可変増幅回路３３に対し、記憶部２２に保持された利得情報Ｉｇを読み出してフィードフォワードＦＦにより、利得Ｇｓを設定する利得設定部４３とを含んでなる。
【００３３】
図５は図４に示す回路構成のさらに具体的な第１実施例を示す図である。
まずダミー系利得可変増幅部２１について見ると、図４のダミー系利得可変増幅回路３１およびダミー系利得制御増幅回路４１は、図５において、参照番号３１および４１にてそれぞれ示す位置に配置される。前述の図２０と見比べて明らかなとおり、ダミー系利得可変増幅部２１は、従来の光信号受信装置１０におけるＡＧＣ段と全く同じ構成である。ただし、本発明に係るダミー系利得可変増幅部２１は、既述の利得情報Ｉｇを、信号系利得可変増幅部２３側に供給する構成となっている。
【００３４】
次に信号系利得可変増幅部２３について見ると、図４の利得可変増幅回路３３および利得設定部４３は、図５において、参照番号３３および４３にてそれぞれ示す位置に配置される。
利得可変増幅回路３３は、図示するように差動増幅回路からなる利得可変増幅回路４４により構成される。また利得設定部４３は、Ａ／Ｄ変換回路４５と、プロセッサ４６と、Ｄ／Ａ変換回路４７とからなる。
【００３５】
さらに詳しくは、信号系利得可変増幅部２３は、記憶部２２を内蔵すると共に、アナログの利得情報Ｉｇをディジタルの利得情報Ｉｇに変換するＡ／Ｄ変換器４５と、このＡ／Ｄ変換器４５からのディジタルの利得情報Ｉｇを記憶部２２に書き込むプロセッサ４６と、このプロセッサ４６を介して記憶部２２から読み出した利得情報をアナログの利得情報に変換するＤ／Ａ変換器４７とを有する。
【００３６】
そしてプロセッサ４６は、各セル信号ＣＬを受信する毎に記憶部２２にアクセスすると共に、自ら保持する既述のシーケンス情報または外部から与えられる既述のシーケンス情報に従って各加入者よりセル信号ＣＬを受信する際に、当該加入者について直前に保持した利得情報Ｉｇを読み出して、信号系利得可変増幅部２３内の回路３３の利得を設定する。
【００３７】
図６は本発明に係る第２実施例を示す図である。前述の第１実施例と異なるのは、識別回路１９に対し、増幅信号Ｓａの論理“１”または“０”を識別するための識別レベルを付与する識別レベル発生手段５１を備え、識別レベル発生手段５１が固定の識別レベルではなく、可変の識別レベルを備えることである。具体的には、図６に示すとおり、信号系利得可変増幅部２３より出力される増幅信号Ｓａの最大レベルおよび最小レベルをそれぞれ捉えるピーク検出回路５２およびボトム検出回路５３と、ピーク検出回路５２およびボトム検出回路５３からの各出力電圧のほぼ中間の電圧を生成して上記の可変の識別レベルとする分圧回路５４とからなる。これらは全体としてＡＴＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路をなし、論理識別動作の一層の高精度化を図る。これを図７を用いて説明する。
【００３８】
図７は識別レベル発生手段５１について説明するための図であって、（Ａ）および（Ｂ）はそれぞれ利得可変増幅回路４４の入力波形および出力波形図である。本図の（Ａ）を参照すると、利得可変増幅回路４４の入力波形（Ｓin）の振幅は、前回のバーストタイミングのときと、今回のバーストタイミングのときとでずれを生ずることがある。これは、例えば伝送路の損失の急変や周囲温度の急変に起因する。
【００３９】
そうすると、本図の（Ｂ）に表すように、前回の利得情報Ｉｇに従って設定された図中の設定出力振幅（増幅信号Ｓａの出力振幅）と、実際の出力振幅（現在の出力振幅）の間にずれが生じる。本図の例では、より高いレベルにシフトしている。振幅が小さいレベルにシフトする場合も同様に動作することは言うまでもない。
【００４０】
このような場合、第１実施例（図５）に示すような固定の識別レベルで論理の識別を行うと、理想的な識別レベルである、振幅（ピークとボトム間）の中央値からずれてしまう（ΔＴＨ）。本図の例であると、理想的な識別レベルはΔＴＨだけ上方にシフトした識別レベルＴＨである。
この理想の識別レベルＴＨを生成するため、上記のピークに相当するピーク検出レベルと上記のボトムに相当するボトム検出レベルとをそれぞれ、図６に示すピーク検出回路５２およびボトム検出回路５３で求め、上記ピーク検出レベルおよびボトム検出レベル間の所定の分圧値を、分圧回路５４で求めて、理想の識別レベルを得る。この分圧値は１／２であることが好ましい。
【００４１】
なお、信号系利得可変増幅回路４４から増幅信号Ｓａを出力する時点では、信号は十分増幅されており、かつ、振幅のダイナミックレンジも小さいので、上記ピーク検出の誤差は小さい。また、このピーク検出は１ビット程度の時間で十分立ち上がることができるので、伝送効率の低下にはほとんど影響しない。
またこの第２実施例では、前置増幅回路１２として、広ダイナミックレンジ（ＤＲ：Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｇｅ）の前置増幅回路を用いているが、第１実施例（図５）のように通常の前置増幅回路を用いても構わない。
【００４２】
さらにまた、各実施例に共通することであるが、ダミー系利得可変増幅回路１４の差動入力の一方に、前置増幅回路１２からの、論理“０”に対応する出力レベルとほぼ等しい直流レベルを印加するための直流レベル発生回路１３を備える。
また利得可変増幅回路４４の差動入力の一方に、前置増幅回路１２からの、論理“０”に対応する出力レベルとほぼ等しい直流レベルを印加するための直流レベル発生回路１３を備える。
【００４３】
上記２つの直流レベル発生回路は共用して１つとするのが好ましい。
図８は本発明に係る第３実施例を示す図（その１）、
図９は同図（その２）である。
本実施例では、上述した直流レベル発生回路（１３）として別の形態を示している。上述の直流レベル発生回路は固定の基準電圧を、利得可変増幅回路１４および４４をなす各差動増幅回路の差動入力の一方に印加している。ところがその基準電圧を固定にしておくと、上記差動増幅回路に固有のオフセットや直流レベル発生回路自身の誤差に起因して不都合が生ずることがある。これを図１０を参照して説明する。
【００４４】
図１０は利得可変増幅回路からの差動出力の直流ずれについて説明するための波形図である。図２２において示した同様の波形図では、利得増幅回路（１４および４４）の差動出力の一方から出力される論理“０”のレベルと、その他方から出力される論理“０”のレベルとは相互に一致している。ところが上述したオフセットや誤差に起因して、上記の２つの論理“０”レベルの間に直流ずれが生ずることがある。これを図中、ΔＤＣで示す。
【００４５】
この直流ずれΔＤＣを零にするために、第３実施例は次の構成を有している。ダミー系利得可変増幅回路１４の差動入力の一方に接続され、このダミー系利得可変増幅回路１４の差動出力の一方からの論理“０”に対応する出力レベルとこのダミー系利得可変増幅回路１４の差動出力の他方からの論理“０”に対応する出力レベルとを一致させるためのダミー系直流フィードバック部６１を備える。
【００４６】
また利得可変増幅回路４４の差動入力の一方に接続され、この利得可変増幅回路４４の差動出力の一方からの論理“０”に対応する出力レベルとこの利得可変増幅回路４４の差動出力の他方からの論理“０”に対応する出力レベルとを一致させるための直流フィードバック部６３を備える。
ダミー系直流フィードバック部６１および直流フィードバック部６３は共に同一の構成を有しており、図では、一例として、ボトム検出回路（６４，６７）と、ピーク検出回路（６５，６８）と、これらの回路からの各出力間の差を零にするように直流フィードバックを行う直流制御増幅回路（６６，６９）とからなる構成を示す。
なお、図８においては、図６で示した前記のＡＴＣ回路用のボトム検出回路５３を、上記ボトム検出回路６７と共用にし、簡素化を図っている。時定数等の設計が異なる場合には、別のボトム検出回路を用いてもよいことは言うまでもない。
【００４７】
前置増幅回路１２について見ると、第３実施例でも広ダイナミックレンジ（ＤＲ）前置増幅回路を採用した例を示す。広ＤＲ前置増幅回路５５は、フォトダイオード１１からの過大な入力電流に対して、その入力に接続したトランジスタ５６がオンし、電流をバイパスすることにより、回路５５の飽和を回避し、広い入力ダイナミックレンジに対して動作することができる。
【００４８】
次に低周波のレベル変動の問題について検討する。
図１１は低周波レベル変動について説明するための波形図である。これまでの説明ではバースト光信号の基底部、すなわち入力信号Ｓinの基底部は一定であることを前提とした。ところがその基底部が一定でなく、図１１のＢに示すように低周波レベル変動を伴うことがある。これは、例えば、局側装置１から、各加入者の状態等を監視しあるいは各加入者までの距離を測定するために、低周波監視信号を流すことがあり、これがバースト光信号と混合して、その基底部のレベルをずらしてしまうからである。
【００４９】
このような低周波のレベル変動に対処すべく第４実施例では図１２，１３に示すような構成を採用する。
図１２は本発明に係る第４実施例を示す図（その１）、
図１３は同図（その２）である。
この第４実施例は、第１実施例の直流レベル発生回路１３に代替するものとして、基底部検出回路を導入することを特徴とするものであり、前置増幅回路１２からの論理“０”に対応する出力レベルを検出して、ダミー系利得可変増幅回路１４の差動入力の一方に与える。そしてまた、その論理“０”に対応する出力レベルを、利得可変増幅回路４４の差動入力の一方に与える。
【００５０】
このため、該基底部検出回路は上述した低周波レベル変動も効果的に検出することができる、という利点をもたらすものである。これについてさらに詳しく説明する。
ダミー系利得可変増幅回路１４は、差動入力の一方に入力信号Ｓinを受信する差動増幅回路からなり、このダミー系利得可変増幅回路１４の入力段には、その差動増幅回路の差動入力の他方に、入力信号Ｓinの基底部に含まれる低周波レベル変動を検出して印加可能な基底部検出回路８１を設ける。
【００５１】
また、利得可変増幅回路４４は、差動入力の一方に入力信号Ｓinを受信する差動増幅回路からなり、この利得可変増幅回路４４の入力段には、その差動増幅回路の差動入力の他方に、入力信号Ｓinの基底部に含まれる低周波レベル変動を検出して印加可能な基底部検出回路８１を設ける。
好ましくは上記２つの基底部検出回路は共用にして、図示のとおり、１つとする。なお、入力信号Ｓinは前置増幅回路１２の出力であるから、図１１に示した波形を上下逆転させた波形となる。したがってその基底部検出回路８１は、例えば入力信号Ｓinに対するピーク検出を行うピーク検出回路として実現される。なお、上述のとおり基底部検出回路は第１実施例の直流レベル発生回路に代わって入力信号Ｓinの“０”レベルを与えるものであるので、低周波監視信号が無い場合も有効に動作する。
【００５２】
かくして基底部検出回路８１からは低周波レベル変動（図１１のＢ）が抽出され、これを利得可変増幅回路１４および４４の各基準電圧とすれば、入力信号Ｓinから低周波レベル変動成分を除去することができる。
上記の低周波レベル変動が、上記の低周波監視信号によるものであって、これを抽出する必要があるときは、図１３に示す、サンプルホールド回路８２およびローパスフィルタ回路８３を通して、その低周波監視信号を出力させる。なお、各セル信号（パケット）の先頭では信号波形が乱れる可能性があるため、なるべく信号波形が安定する各パケットの後半で、サンプルホールド（８２）、ローパスフィルタ回路８３に入力するようにすると良い。先頭での波形の乱れが小さい場合にはサンプルホールドは無くてもよい。
【００５３】
また本実施例ではダミー系オフセットキャンセルフィードバック部７１とオフセットキャンセルフィードバック部７３を備える構成例を示している。ただしこれらのオフセットキャンセルフィードバック部は、第３および第４実施例を除く他の実施例で採用しても構わない。
ダミー系オフセットキャンセルフィードバック部７１は、ダミー系利得可変増幅回路１４のオフセットキャンセル制御入力に接続され、このダミー系利得可変増幅回路１４の差動出力の一方からの論理“０”に対応する出力レベルとこのダミー系利得可変増幅回路１４の差動出力の他方からの論理“０”に対応する出力レベルとを一致させるためのものである。
【００５４】
またオフセットキャンセルフィードバック部７３は、利得可変増幅回路１４の利得制御入力に接続され、この利得可変増幅回路４４の差動出力の一方からの論理“０”に対応する出力レベルとこの利得可変増幅回路４４の差動出力の他方からの論理“０”に対応する出力レベルとを一致させるためのものである。
なお、上記オフセットキャンセル制御入力については、後述する図１８において詳しく示す。
【００５５】
上記の基底部検出回路８１の出力誤差や利得可変増幅回路（１４，４４）に固有のオフセットに起因して、図１０に示したのと同様の直流ずれΔＤＣが生ずる場合があり、これを零にするために上記のオフセットキャンセルフィードバック部（７１，７３）が導入された。
ダミー系オフセットキャンセルフィードバック部７１およびオフセットキャンセルフィードバック部７３は共に同一の構成を有しており、図では、一例として、ボトム検出回路（７４，７７）と、ピーク検出回路（７５，７８）と、これらの回路からの各出力間の差を零にするように直流フィードバックを行う直流制御増幅回路（７６，７９）とからなる構成を示す。
【００５６】
図１４は本発明に係る変形第４実施例を示す図（その１）、
図１５は同図（その２）である。
この変形第４実施例は、図１２に示した直流制御増幅回路７９の出力を、利得可変増幅回路４４をなす差動増幅回路の一方の差動入力に、図１４に示すごとく、第１抵抗Ｒ１および第２抵抗を導入して、フィードバックするようにしたものであり、同様に図１３に示した直流制御増幅回路７６の出力を、利得可変増幅回路１４をなす差動増幅回路の一方の差動入力に、図１５に示すごとく、第３抵抗Ｒ３および第４抵抗Ｒ４を導入して、フィードバックするようにしたものである。
【００５７】
図１６は本発明に係る第５実施例を示す図（その１）、
図１７は同図（その２）である。
第５実施例の特徴は、入力信号Ｓinの基底部に含まれる低周波レベル変動を、ダミー系利得可変増幅部３１および信号系利得可変増幅部３３に入力信号Ｓinが入力される前に吸収するための低周波レベル変動除去手段９１を備えることにある。
【００５８】
この低周波レベル変動除去手段９１は、前置増幅回路１２からの入力信号Ｓinを直接、または図示するように線形増幅を行う差動増幅回路９６を介して受信し、当該低周波レベル変動（Ｂ）を、前置増幅回路１２に対して負帰還する。
この低周波レベル変動除去手段９１は、図示の例によれば、前置増幅回路１２の出力側に設けられる低周波レベル変動検出部９２と、フォトダイオード１１に直列接続する第１の電圧制御電流源９３とからなり、
その低周波レベル変動検出部９２により検出された低周波レベル変動に応じた制御電圧を第１の電圧制御電流源９３に印加して、前置増幅回路１２の入力側より低周波レベル変動に応じた電流を引き抜くようにする。
【００５９】
低周波レベル変動検出部９２は、一例として、ボトム検出回路９７と、ピーク検出回路９８と、これらの回路からの各出力間の差分を零にするようにフィードバックをかける直流制御増幅回路９９とから構成される。
さらに、低周波レベル変動検出部９２により検出された低周波レベル変動に応じた制御電圧により制御される第２の電圧制御電流源９４と、この第２の電圧制御電流源９４による引き抜き電流に比例した電圧を生成する電流／電圧変換回路９５とをさらに設け、この電流／電圧変換回路９５より、ローパスフィルタ回路１００を介して、低周波レベル変動を抽出する。この低周波レベル変動は、すなわち、上記の低周波監視信号である。
【００６０】
図１８は利得可変増幅回路の一例を示す図である。前述した利得可変増幅回路（１４，４４）は、本図に示すように構成することができる。利得可変増幅部１１０を中心として、これに付帯するオフセット調整部１２０およびバイアス部１３０とからなる。ただし、図１４および図１５に示した変形第４実施例については、オフセット調整部１２０は不要である。
【００６１】
図１２に示した利得可変増幅回路１４を代表として参照すると、直流制御増幅回路７９からの出力を受けるオフセットキャンセル制御入力は、図１８においてオフセットキャンセル制御入力（＋，−）１２１として示される。
利得制御増幅回路１６からの本来の利得制御入力は、図１８の利得制御入力１１１および１１２として示す。
【００６２】
利得可変増幅回路１４の差動入力は、信号入力１１３および１１４として示す。
利得可変増幅部１１０の主部は、大利得の差動トランジスタ対１１５および小利得の差動トランジスタ対１１６からなる。
最終的な増幅信号は図１８の中央部分に示すＳａとして取り出される。
【００６３】
結局、上記差動トランジスタ対１１５および１１６のソース側から引き抜く電流量（図中のｉ）を制御し、またそのドレイン側から引き抜く電流量（図中のＩ）を制御することによって、利得を所望の値に設定することができる。
【００６４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、パケット単位で各加入者からバースト状に送信されるセル信号ＣＬを局側装置で受信するとき、いずれのセル信号ＣＬについてもその先頭からほぼ瞬時に安定した論理の識別を行えるので、従来のように各パケットのヘッダに付加していたトレーニング用のビット列は不要となり、伝送システム全体の伝送効率は飛躍的に向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理構成を示す図である。
【図２】本発明の原理を説明するための図である。
【図３】本発明に係る光信号受信方法を表すステップ図である。
【図４】図１に示した増幅部２１および２３をより具体的に示す図である。
【図５】図４に示す回路構成のさらに具体的な第１実施例を示す図である。
【図６】本発明に係る第２実施例を示す図である。
【図７】識別レベル発生手段５１について説明するための図であって、（Ａ）および（Ｂ）はそれぞれ利得可変増幅回路４４の入力波形および出力波形図である。
【図８】本発明に係る第３実施例を示す図（その１）である。
【図９】本発明に係る第３実施例を示す図（その２）である。
【図１０】利得可変増幅回路からの差動出力の直流ずれについて説明するための波形図である。
【図１１】低周波レベル変動について説明するための波形図である。
【図１２】本発明に係る第４実施例を示す図（その１）である。
【図１３】本発明に係る第４実施例を示す図（その２）である。
【図１４】本発明に係る変形第４実施例を示す図（その１）である。
【図１５】本発明に係る変形第４実施例を示す図（その２）である。
【図１６】本発明に係る第５実施例を示す図（その１）である。
【図１７】本発明に係る第５実施例を示す図（その２）である。
【図１８】利得可変増幅回路の一例を示す図である。
【図１９】本発明が適用される伝送システムの一例を概略的に示す図である。
【図２０】従来の光信号受信装置の構成を示す図である。
【図２１】ＡＧＣ段に印加される入力信号Ｓinの波形例を示す図である。
【図２２】図２０における要部の波形であって、（Ａ）および（Ｂ）はそれぞれ利得可変増幅回路１４の入力波形および出力波形、（Ｃ）は識別回路１９の出力波形を示す図である。
【図２３】従来の問題点を説明する図であって、（Ａ）はセル信号ＣＬ、（Ｂ）は利得、（Ｃ）は増幅信号Ｓａを表す図である。
【符号の説明】
１…局側装置
２…光受信部
５…加入者側装置
８…個別光ファイバ伝送路
９…共用光ファイバ伝送路
１０…光信号受信装置
１１…フォトダイオード
１２…前置増幅回路
１３…直流レベル発生回路
１４…利得可変増幅回路
１５…ピーク検出回路
１６…利得制御増幅回路
１７…利得基準発生回路
１８…識別レベル発生回路
１９…識別回路
２０…光信号受信装置
２１…ダミー系利得可変増幅部
２２…記憶部
２３…信号系利得可変増幅部
３１…ダミー系利得可変増幅回路
３３…利得可変増幅回路
４１…ダミー系利得制御増幅回路
４３…利得設定部
４４…利得可変増幅回路
４５…Ａ／Ｄ変換器
４６…プロセッサ
４７…Ｄ／Ａ変換器
５１…識別レベル発生手段
５２…ピーク検出回路
５３…ボトム検出回路
５４…分圧回路
６１…ダミー系直流フィードバック部
６３…直流フィードバック部
７１…ダミー系オフセットキャンセルフィードバック部
７３…オフセットキャンセルフィードバック部
８１…基底部検出回路
９１…低周波レベル変動除去手段
９２…低周波レベル変動検出部
９３…第１の電圧制御電流源
９４…第２の電圧制御電流源
９５…電流／電圧変換回路
【発明の属する技術分野】
本発明は光信号受信装置および方法に関する。
マルチメディア技術の発展に伴い、光ファイバを用いた光通信が急速に普及しつつある。特にこれまでは幹線系での光通信の普及が主体であったが、これからは、ＦＴＴＨ（Ｆｉｂｅｒ Ｔｏ Ｔｈｅ Ｈｏｍｅ）の実現のために加入者系での光通信の普及が活発化する。ここに言う加入者系とは、個々の加入者（ユーザ）に止まらず、ローカル・エリア・ネットワーク等も含むものである。
【０００２】
上記加入者系は、例えばＰＯＮ（Ｐａｓｓｉｖｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ）伝送システムにおいては、局側装置と１本の共用光ファイバ伝送路を介して接続する光分岐器（スターカプラ）と、この光分岐器に個別光ファイバ伝送路を介してそれぞれ接続する複数の加入者側装置とから構成される。ここに局側装置から各加入者側装置への下り方向光伝送は、連続的にセル信号を送信することにより行い、一方、複数の加入者側装置から局側装置への上り方向光伝送は、各加入者装置毎に予め割り当てたタイムスロットをそれぞれ用い時分割で、固定ビット長のセル単位に、各加入者毎のセル信号をバースト状に送信することにより行う。
【０００３】
上記後者の上り方向光伝送について見ると、局側装置は、各加入者側装置内の光送信装置からセル信号をバースト的に受信することになる。本発明は、局側装置において、上記バースト的なセル信号を受信するための光信号受信装置について述べるものである。この光信号受信装置は、複数の上記個別光ファイバ伝送路の伝送損失がそれぞれ異なることに起因して、タイムスロット毎に受信光レベルが異なるセル信号を受信することになり、そのためのＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が重要な課題となる。
【０００４】
図１９は本発明が適用される伝送システムの一例を概略的に示す図であり、前述したＰＯＮ伝送システムである。
本図において、１は局側装置であり、図中右側に示す他の局側装置１と連携して、幹線系を構成する。一方、図中左側に示す複数の加入者側装置（♯１，♯２…♯ｎ）５と連携して加入者系を構成する。本発明は、後者の加入者系に関連する。
【０００５】
この加入者系では、局側装置１から各加入者側装置５への下り方向光伝送と、その逆の、各加入者側装置５から局側装置１への上り方向光伝送とが行われる。本発明は、後者の上り方向光伝送に関連する。
この上り方向光伝送は、各加入者側装置５内の光送信部（図中、電気／光変換器“Ｅ／Ｏ”にて示す）６および、上記下り方向光伝送との相互干渉を防ぐためのフィルタ機能をも備えた波長分割多重器（ＷＤＭ：Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）７から、セル信号ＣＬを送信することにより行う。セル信号ＣＬは、個別光ファイバ伝送路８と、光分岐器（スターカプラＳＣ：Ｓｔａｒ Ｃｏｕｐｌｅｒ）４と、複数の加入者側装置５に共通の共用光ファイバ伝送路９とを経て、局側装置１に到達する。この共用光ファイバ伝送路９上では、各加入者側装置５からのセル信号ＣＬがバースト状に伝送される。なお、局側装置１から各加入者側装置５への下り方向伝送においては、連続的なセル信号列が伝送路９および８に送出される。
【０００６】
上記上り方向光伝送において、局側装置１に到達したバースト状のセル信号ＣＬは、この局側装置１内の波長分割多重器（ＷＤＭ）３を介して、受信装置（光／電気変換器“Ｏ／Ｅ”にて示す）２にて受信され、各セル信号ＣＬに含まれるデータの論理“１”および“０”が識別される。本発明はこの光受信部２について述べるものであり、これを光信号受信装置と称する。この装置において、光セル信号がバースト的に受信される。
【０００７】
【従来の技術】
図２０は従来の光信号受信装置の構成を示す図である。加入者側からの光のセル信号ＣＬは、まず光信号受信装置１０の入力段にあるフォトダイオード１１に受信され、ここで電気のセル信号に変換されさらに前置増幅回路１２を経た後、中間のＡＧＣ段にて、各セル信号の振幅に自動利得制御が加えられてほぼ一定振幅のセル信号となる。さらにその光信号受信装置１０の出力段にある識別回路１９において、各セル信号をなす論理“１”または“０”が識別され、相補的なディジタル出力（“１”／“０”）となる。なお、このディジタル出力は後段の、例えばビット同期のためのリタイミング回路（図示せず）に供給される。
【０００８】
図２１は、ＡＧＣ段に印加される入力信号Ｓinの波形例を示す図である。図１９に示す各加入者装置５（♯１，♯２…♯ｎ）からのセル信号は、既述のとおりそれぞれ異なる伝送損失を受けるため、各々の振幅の大きさが異なる。このようにそれぞれ異なる振幅を有する各入力信号Ｓinに対し、識別回路１９において識別レベル発生回路１８からの一定の識別レベル（閾値）により、論理“１”および“０”の識別をしたとしても正しい識別はできない。
【０００９】
そこで、図２０において、前置増幅回路１２からの入力信号Ｓinを、いずれの加入者からの入力信号についても、全て同一の振幅にして正しい識別が行えるようにする。これを行うのがＡＧＣ段である。ＡＧＣ段は、図２０に示すごとく、入力信号Ｓinを受信する利得可変増幅回路１４と、この回路１４に対しフィードバックループを形成する、ピーク検出回路１５、利得制御増幅回路１６および利得基準発生回路１７と、から構成される。
【００１０】
ピーク検出回路１５は利得可変増幅回路１４からの増幅信号Ｓａを常時モニタし、そのピーク値を検出する。この検出されたピーク値Ｐを、利得基準発生回路１７から与えられる利得基準Ｒｇに常に収束させるため、利得制御増幅回路１６が設けられる。この回路１６は、上記のピーク値Ｐおよび利得基準Ｒｇをもとに、利得可変増幅回路１４の利得を制御し、ここにＡＧＣフィードバックループが形成される。
【００１１】
図２２は図２０における要部の波形であって、（Ａ）および（Ｂ）はそれぞれ利得可変増幅回路１４の入力波形および出力波形、（Ｃ）は識別回路１９の出力波形を示す図である。なお、図２０における各部〈１〉，〈２〉…〈９〉の波形は、図２２において対応する番号〈１〉，〈２〉…〈９〉を付して示す。
図２２の（Ａ）の波形〈１〉は上記入力信号Ｓinの波形であり、フォトダイオード１１の出力波形を反転した波形になる。この波形〈１〉の“０”レベルにほぼ等しいレベル〈２〉を、利得可変増幅回路に供給するのが、直流レベル発生回路１３である。
【００１２】
上記〈１〉および〈２〉に示す入力を受信した利得可変増幅回路１４は、同図（Ｂ）に示す相補的な増幅信号Ｓａを、波形〈３〉および〈４〉のごとく出力する。この波形〈３〉を有する増幅信号Ｓａは、上記のピーク検出回路１５においてそのピーク値Ｐが検出される。これが波形〈５〉である。このピーク値Ｐは、波形〈６〉で示す、利得基準発生回路１７からの利得基準Ｒｇとの差分Δｐが常に０に収束するように、利得可変制御増幅回路１６を介して、制御される。すなわち、ピーク値Ｐが利得基準Ｒｇに一致するように、ＡＧＣフィードバック制御が行われる。かくして、入力信号Ｓinは、いずれの加入者からの信号かを問わず、全て一定の振幅に抑え込まれた増幅信号Ｓａとなる。
【００１３】
上記増幅信号Ｓａに含まれる論理“１”または“０”の識別は、上記識別回路１９にて行われ、その結果は同図（Ｃ）に示すごとくなる。ただし、“１”および“０”の交番パターンを一例として示す。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
図２３は従来の問題点を説明する図であって（Ａ）はセル信号ＣＬ、（Ｂ）は利得、（Ｃ）は増幅信号Ｓａを表す図である。すなわち、（Ａ）はフォトダイオード１１への入力波形、（Ｂ）は利得可変増幅回路１４の利得、（Ｃ）は該回路１４の出力波形である。なお、（Ａ）は、前述した図２１と等価である。
【００１５】
図２３の（Ａ）に示すごとく、光信号受信装置１０は加入者毎に振幅レベルの異なるセル信号ＣＬをバースト状に受信するから、該装置１０は、到来するセル信号ＣＬの各振幅に最適な受信状態、すなわち最適な利得を瞬時に決定することが要求される。
しかしながら、広いダイナミックレンジを有するバースト状のセル信号に対応するためには、光信号受信装置１０における利得制御の変動幅をかなり大きくしなければならない。この結果、光信号受信装置１０のバースト状セル信号に対する瞬時応答性が低下してしまう。このような瞬時応答性の低下に対処するため、利得が最適値に安定するまでの過渡領域（期間）を確保する必要がある。
【００１６】
図２３の（Ｂ）を参照すると、セル信号ＣＬが到来していない状態では例えば光信号受信装置１０は最大利得で待機する（図中の“最大利得”）。この待機状態でセル信号ＣＬが到来すると、該装置１０はまずその最大利得で入力信号Ｓinを増幅し、増幅信号Ｓａのレベルが最適値よりも大きければ利得を下げる方向に制御を行う。そして利得が安定するのを待つ。通常、利得が安定するまでに少なくとも１０ビット程度は必要である。セル信号のダイナミックレンジがより大きくなれば利得の変動幅は拡大し、そのビット数を一層増大させなければならない。つまり過渡応答の領域が拡大する。なお、図２３の（Ｂ）では、セル信号ＣＬが到来しない状態においては、最大利得で待機する場合を示したが、逆に、最小利得で待機することもできる。いずれにしても、セル信号の受信が完了する毎にその利得は、最大または最小利得に設定し直す（同図中（Ｂ）の“ｒｅｓｅｔ”参照）。
【００１７】
上述したような受信時毎の利得制御を行うために、利得可変増幅回路１４からの増幅信号Ｓａの各立上りには、図２３の（Ｃ）に表すオーバーシュート（ＯＳ）を伴うことがある。このオーバーシュートが生じている間は、本来の増幅信号Ｓａではなく、後段の識別回路１９において、論理“１”および“０”の正確な識別は困難である（同図中の“識別困難”）。
【００１８】
上記の識別困難な領域は、最適利得へ安定させる迄の追従期間すなわちトレーニング期間であり、従来は、各セル信号ＣＬはそのトレーニングのためのデータ領域を、ヘッダとして、その先頭位置に付加している。このようにヘッダとして付加されたデータ領域は、各セル信号ＣＬが本来情報として転送すべき領域には全く寄与しておらず、結局、伝送システム全体の伝送効率を低下させるという問題がある。
【００１９】
したがって本発明は上記問題点に鑑み、各セル信号の受信時において過渡応答（オーバーシュート）を伴うことなしに迅速に最適利得へ安定化させることのできる光信号受信装置および方法を提供することを目的とするものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
図１は本発明の原理構成を示す図である。なお全図を通して同様の構成要素には同一の参照番号または記号を付して示す。したがって本図に示す、本発明に係る光信号受信装置２０により導入された構成要素は、ダミー系利得可変増幅部２１と、記憶部２２と、信号系利得可変増幅部２３である。
【００２１】
この光信号受信装置２０は、全体として次の構成要素からなる。すなわち、
各加入者から送信されるセル信号ＣＬを受信したフォトダイオード１１からの出力を増幅する前置増幅回路１２と、
前置増幅回路１２からの出力を入力信号Ｓinとして、フィードバック制御による利得制御を行い、所定の出力振幅を有するダミー増幅信号が生成された際の利得を利得情報Ｉｇとして出力するダミー系利得可変増幅部２１と、
利得情報Ｉｇを保持する記憶部２２と、
前置増幅回路１２からの出力を入力信号Ｓinとして、記憶部２２からの利得情報Ｉｇにより設定される利得を用いてフィードフォワード制御による利得制御を行い、所定の出力振幅を有する増幅信号Ｓａを出力する信号系利得可変増幅部２３と、
からなる。
【００２２】
図２は本発明の原理を説明するための図であって、（Ａ）はセル信号、（Ｂ）はダミー系の利得、（Ｃ）は信号系の利得、（Ｄ）は増幅信号である。なお、本図の（Ａ），（Ｂ）および（Ｄ）は、前述した図２３の（Ａ），（Ｂ）および（Ｄ）に相当する。
図２の（Ａ）に示すようなセル信号ＣＬが、加入者（♯１，♯２…♯ｎ）から各加入者にそれぞれ割り振られたタイミング（タイムスロット）で送信されたものとする。各セル信号ＣＬの振幅は、各加入者に固有の伝送損失により、まちまちである。
【００２３】
このようなセル信号ＣＬを、一旦前置増幅器１２で増幅して入力信号Ｓinとした後、従来の利得可変増幅回路１４にて所定の出力振幅を有する増幅信号Ｓａとすると、図２３の（Ｃ）に示したように、論理の正しい識別を困難にするオーバーシュートＯＳが発生してしまう。そこで所定の最適な利得に迅速に安定化させることが要求される。
【００２４】
図２の（Ｂ）は、図１に示すダミー系利得可変増幅部２１内で変化する利得Ｇｄの様子を示す。これは図２３の（Ｂ）により説明した従来の光信号受信装置１０内で変化する利得の様子と全く同じである。ここで“ダミー系”と称したのは、この利得可変増幅部２１内で生成された増幅信号（ダミー増幅信号）は、後段の識別回路１９における識別の対象とならず、本来の増幅信号として利用されないからである。
【００２５】
しかしながら、このダミー系利得可変増幅部２１において得た利得Ｇｄに関する利得情報Ｉｇ、特に各セル信号ＣＬの終了近傍で得られる安定した利得Ｇｄは利得情報Ｉｇとして有効に利用される。例えば、図２（Ｂ）の加入者♯１からのセル信号ＣＬについて、その後半で安定した利得Ｇｄは、その（Ｂ）中、点線の丸印で示すようにピックアップされ、利得情報Ｉｇとして記憶部２２内の加入者♯１に対応する領域に格納され、保持される。
【００２６】
ところで既述したＰＯＮ伝送システムでは、局側装置１において、予め定めたシーケンス情報を有している。このシーケンス情報は、どのタイミング（タイムスロット）ではどの加入者（♯１，♯２…♯ｎ）からのセル信号ＣＬを送信させるか、というシーケンスを定めたものである。
そうすると、図２の（Ａ）に示すように、光信号受信装置２０では、例えば加入者♯１からのセル信号ＣＬを、図中の左端に表すタイミングで受信することも、該加入者♯１からの次のセル信号ＣＬを、図中の右端に表すタイミングで受信することも、そのシーケンス情報により既知である。そこで、図中の右端に表すタイミングで加入者♯１からのセル信号ＣＬを受信することが分かっているので、同図（Ｃ）に示すように、そのタイミングの先頭において、直前のセル信号ＣＬの受信時に判明した同図（Ｂ）に示す安定時の利得Ｇｄを、利得情報Ｉｇとして記憶部２２より読み出して、このＧｄを信号系利得可変増幅部２３の利得として設定する（同図（Ｃ）の“ｓｅｔ”参照）。
【００２７】
かくして、図２の（Ｃ）に示すように、光信号受信装置２０において所定の出力振幅を有する増幅信号Ｓａを得るための利得は、各バーストの先頭からほぼ最適利得になっている。これは、同一の加入者について見れば、直前の各バーストタイミングで得た最適利得は、今回のバーストタイミングで得るであろう最適利得と大幅に変わることはない、ということに着目したものである。
【００２８】
この結果得られた増幅信号Ｓａは図２の（Ｄ）に示すごとくなる。ここに見るとおり、図２３の（Ｃ）に示した各バーストの先頭に現れるオーバーシュートＯＳの問題は解消される。
本発明に係る上述の原理は、光信号受信方法としても捉えることができる。
図３は本発明に係る光信号受信方法を表すステップ図である。次の３ステップである。
【００２９】
ステップＳ１：光のセル信号ＣＬをフォトダイオード１１に受けて電気の入力信号Ｓinに変換する。
ステップＳ２：入力信号Ｓinを可変の利得Ｇｄでフィードバック制御により増幅し、所定の出力振幅を有するダミー増幅信号を生成すると共に該利得を示す利得情報Ｉｇを記憶する。
【００３０】
ステップＳ３：引き続き受信される入力信号Ｓinを、利得情報Ｉｇにより示される利得Ｇｄをもってフィードフォワード制御により増幅し、所定の出力振幅を有する増幅信号Ｓａを生成する。
上記光信号受信装置２０は、図１に示すように、信号系利得可変増幅部２３から出力された増幅信号Ｓａを入力とし、この増幅信号Ｓａの論理“１”または“０”を識別してディジタル出力を生成する識別回路１９をさらに有する。
【００３１】
【発明の実施の形態】
図４は図１に示した増幅部２１および２３をより具体的に示す図である。本図において、
ダミー系利得可変増幅部２１は、
入力信号Ｓinを受信して増幅するダミー系利得可変増幅回路３１と、
このダミー系利得可変増幅回路３１に対してフィードバックループＦＢを形成するダミー系利得制御増幅回路４１とを含んでなり、このダミー系利得制御増幅回路４１からダミー系利得可変増幅回路３１に与えられる利得Ｇｄを、利得情報Ｉｇとして記憶部２２にも出力する。
【００３２】
一方、信号系利得可変増幅部２３は、
入力信号Ｓinを受信して増幅する利得可変増幅回路３３と、
この利得可変増幅回路３３に対し、記憶部２２に保持された利得情報Ｉｇを読み出してフィードフォワードＦＦにより、利得Ｇｓを設定する利得設定部４３とを含んでなる。
【００３３】
図５は図４に示す回路構成のさらに具体的な第１実施例を示す図である。
まずダミー系利得可変増幅部２１について見ると、図４のダミー系利得可変増幅回路３１およびダミー系利得制御増幅回路４１は、図５において、参照番号３１および４１にてそれぞれ示す位置に配置される。前述の図２０と見比べて明らかなとおり、ダミー系利得可変増幅部２１は、従来の光信号受信装置１０におけるＡＧＣ段と全く同じ構成である。ただし、本発明に係るダミー系利得可変増幅部２１は、既述の利得情報Ｉｇを、信号系利得可変増幅部２３側に供給する構成となっている。
【００３４】
次に信号系利得可変増幅部２３について見ると、図４の利得可変増幅回路３３および利得設定部４３は、図５において、参照番号３３および４３にてそれぞれ示す位置に配置される。
利得可変増幅回路３３は、図示するように差動増幅回路からなる利得可変増幅回路４４により構成される。また利得設定部４３は、Ａ／Ｄ変換回路４５と、プロセッサ４６と、Ｄ／Ａ変換回路４７とからなる。
【００３５】
さらに詳しくは、信号系利得可変増幅部２３は、記憶部２２を内蔵すると共に、アナログの利得情報Ｉｇをディジタルの利得情報Ｉｇに変換するＡ／Ｄ変換器４５と、このＡ／Ｄ変換器４５からのディジタルの利得情報Ｉｇを記憶部２２に書き込むプロセッサ４６と、このプロセッサ４６を介して記憶部２２から読み出した利得情報をアナログの利得情報に変換するＤ／Ａ変換器４７とを有する。
【００３６】
そしてプロセッサ４６は、各セル信号ＣＬを受信する毎に記憶部２２にアクセスすると共に、自ら保持する既述のシーケンス情報または外部から与えられる既述のシーケンス情報に従って各加入者よりセル信号ＣＬを受信する際に、当該加入者について直前に保持した利得情報Ｉｇを読み出して、信号系利得可変増幅部２３内の回路３３の利得を設定する。
【００３７】
図６は本発明に係る第２実施例を示す図である。前述の第１実施例と異なるのは、識別回路１９に対し、増幅信号Ｓａの論理“１”または“０”を識別するための識別レベルを付与する識別レベル発生手段５１を備え、識別レベル発生手段５１が固定の識別レベルではなく、可変の識別レベルを備えることである。具体的には、図６に示すとおり、信号系利得可変増幅部２３より出力される増幅信号Ｓａの最大レベルおよび最小レベルをそれぞれ捉えるピーク検出回路５２およびボトム検出回路５３と、ピーク検出回路５２およびボトム検出回路５３からの各出力電圧のほぼ中間の電圧を生成して上記の可変の識別レベルとする分圧回路５４とからなる。これらは全体としてＡＴＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路をなし、論理識別動作の一層の高精度化を図る。これを図７を用いて説明する。
【００３８】
図７は識別レベル発生手段５１について説明するための図であって、（Ａ）および（Ｂ）はそれぞれ利得可変増幅回路４４の入力波形および出力波形図である。本図の（Ａ）を参照すると、利得可変増幅回路４４の入力波形（Ｓin）の振幅は、前回のバーストタイミングのときと、今回のバーストタイミングのときとでずれを生ずることがある。これは、例えば伝送路の損失の急変や周囲温度の急変に起因する。
【００３９】
そうすると、本図の（Ｂ）に表すように、前回の利得情報Ｉｇに従って設定された図中の設定出力振幅（増幅信号Ｓａの出力振幅）と、実際の出力振幅（現在の出力振幅）の間にずれが生じる。本図の例では、より高いレベルにシフトしている。振幅が小さいレベルにシフトする場合も同様に動作することは言うまでもない。
【００４０】
このような場合、第１実施例（図５）に示すような固定の識別レベルで論理の識別を行うと、理想的な識別レベルである、振幅（ピークとボトム間）の中央値からずれてしまう（ΔＴＨ）。本図の例であると、理想的な識別レベルはΔＴＨだけ上方にシフトした識別レベルＴＨである。
この理想の識別レベルＴＨを生成するため、上記のピークに相当するピーク検出レベルと上記のボトムに相当するボトム検出レベルとをそれぞれ、図６に示すピーク検出回路５２およびボトム検出回路５３で求め、上記ピーク検出レベルおよびボトム検出レベル間の所定の分圧値を、分圧回路５４で求めて、理想の識別レベルを得る。この分圧値は１／２であることが好ましい。
【００４１】
なお、信号系利得可変増幅回路４４から増幅信号Ｓａを出力する時点では、信号は十分増幅されており、かつ、振幅のダイナミックレンジも小さいので、上記ピーク検出の誤差は小さい。また、このピーク検出は１ビット程度の時間で十分立ち上がることができるので、伝送効率の低下にはほとんど影響しない。
またこの第２実施例では、前置増幅回路１２として、広ダイナミックレンジ（ＤＲ：Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｇｅ）の前置増幅回路を用いているが、第１実施例（図５）のように通常の前置増幅回路を用いても構わない。
【００４２】
さらにまた、各実施例に共通することであるが、ダミー系利得可変増幅回路１４の差動入力の一方に、前置増幅回路１２からの、論理“０”に対応する出力レベルとほぼ等しい直流レベルを印加するための直流レベル発生回路１３を備える。
また利得可変増幅回路４４の差動入力の一方に、前置増幅回路１２からの、論理“０”に対応する出力レベルとほぼ等しい直流レベルを印加するための直流レベル発生回路１３を備える。
【００４３】
上記２つの直流レベル発生回路は共用して１つとするのが好ましい。
図８は本発明に係る第３実施例を示す図（その１）、
図９は同図（その２）である。
本実施例では、上述した直流レベル発生回路（１３）として別の形態を示している。上述の直流レベル発生回路は固定の基準電圧を、利得可変増幅回路１４および４４をなす各差動増幅回路の差動入力の一方に印加している。ところがその基準電圧を固定にしておくと、上記差動増幅回路に固有のオフセットや直流レベル発生回路自身の誤差に起因して不都合が生ずることがある。これを図１０を参照して説明する。
【００４４】
図１０は利得可変増幅回路からの差動出力の直流ずれについて説明するための波形図である。図２２において示した同様の波形図では、利得増幅回路（１４および４４）の差動出力の一方から出力される論理“０”のレベルと、その他方から出力される論理“０”のレベルとは相互に一致している。ところが上述したオフセットや誤差に起因して、上記の２つの論理“０”レベルの間に直流ずれが生ずることがある。これを図中、ΔＤＣで示す。
【００４５】
この直流ずれΔＤＣを零にするために、第３実施例は次の構成を有している。ダミー系利得可変増幅回路１４の差動入力の一方に接続され、このダミー系利得可変増幅回路１４の差動出力の一方からの論理“０”に対応する出力レベルとこのダミー系利得可変増幅回路１４の差動出力の他方からの論理“０”に対応する出力レベルとを一致させるためのダミー系直流フィードバック部６１を備える。
【００４６】
また利得可変増幅回路４４の差動入力の一方に接続され、この利得可変増幅回路４４の差動出力の一方からの論理“０”に対応する出力レベルとこの利得可変増幅回路４４の差動出力の他方からの論理“０”に対応する出力レベルとを一致させるための直流フィードバック部６３を備える。
ダミー系直流フィードバック部６１および直流フィードバック部６３は共に同一の構成を有しており、図では、一例として、ボトム検出回路（６４，６７）と、ピーク検出回路（６５，６８）と、これらの回路からの各出力間の差を零にするように直流フィードバックを行う直流制御増幅回路（６６，６９）とからなる構成を示す。
なお、図８においては、図６で示した前記のＡＴＣ回路用のボトム検出回路５３を、上記ボトム検出回路６７と共用にし、簡素化を図っている。時定数等の設計が異なる場合には、別のボトム検出回路を用いてもよいことは言うまでもない。
【００４７】
前置増幅回路１２について見ると、第３実施例でも広ダイナミックレンジ（ＤＲ）前置増幅回路を採用した例を示す。広ＤＲ前置増幅回路５５は、フォトダイオード１１からの過大な入力電流に対して、その入力に接続したトランジスタ５６がオンし、電流をバイパスすることにより、回路５５の飽和を回避し、広い入力ダイナミックレンジに対して動作することができる。
【００４８】
次に低周波のレベル変動の問題について検討する。
図１１は低周波レベル変動について説明するための波形図である。これまでの説明ではバースト光信号の基底部、すなわち入力信号Ｓinの基底部は一定であることを前提とした。ところがその基底部が一定でなく、図１１のＢに示すように低周波レベル変動を伴うことがある。これは、例えば、局側装置１から、各加入者の状態等を監視しあるいは各加入者までの距離を測定するために、低周波監視信号を流すことがあり、これがバースト光信号と混合して、その基底部のレベルをずらしてしまうからである。
【００４９】
このような低周波のレベル変動に対処すべく第４実施例では図１２，１３に示すような構成を採用する。
図１２は本発明に係る第４実施例を示す図（その１）、
図１３は同図（その２）である。
この第４実施例は、第１実施例の直流レベル発生回路１３に代替するものとして、基底部検出回路を導入することを特徴とするものであり、前置増幅回路１２からの論理“０”に対応する出力レベルを検出して、ダミー系利得可変増幅回路１４の差動入力の一方に与える。そしてまた、その論理“０”に対応する出力レベルを、利得可変増幅回路４４の差動入力の一方に与える。
【００５０】
このため、該基底部検出回路は上述した低周波レベル変動も効果的に検出することができる、という利点をもたらすものである。これについてさらに詳しく説明する。
ダミー系利得可変増幅回路１４は、差動入力の一方に入力信号Ｓinを受信する差動増幅回路からなり、このダミー系利得可変増幅回路１４の入力段には、その差動増幅回路の差動入力の他方に、入力信号Ｓinの基底部に含まれる低周波レベル変動を検出して印加可能な基底部検出回路８１を設ける。
【００５１】
また、利得可変増幅回路４４は、差動入力の一方に入力信号Ｓinを受信する差動増幅回路からなり、この利得可変増幅回路４４の入力段には、その差動増幅回路の差動入力の他方に、入力信号Ｓinの基底部に含まれる低周波レベル変動を検出して印加可能な基底部検出回路８１を設ける。
好ましくは上記２つの基底部検出回路は共用にして、図示のとおり、１つとする。なお、入力信号Ｓinは前置増幅回路１２の出力であるから、図１１に示した波形を上下逆転させた波形となる。したがってその基底部検出回路８１は、例えば入力信号Ｓinに対するピーク検出を行うピーク検出回路として実現される。なお、上述のとおり基底部検出回路は第１実施例の直流レベル発生回路に代わって入力信号Ｓinの“０”レベルを与えるものであるので、低周波監視信号が無い場合も有効に動作する。
【００５２】
かくして基底部検出回路８１からは低周波レベル変動（図１１のＢ）が抽出され、これを利得可変増幅回路１４および４４の各基準電圧とすれば、入力信号Ｓinから低周波レベル変動成分を除去することができる。
上記の低周波レベル変動が、上記の低周波監視信号によるものであって、これを抽出する必要があるときは、図１３に示す、サンプルホールド回路８２およびローパスフィルタ回路８３を通して、その低周波監視信号を出力させる。なお、各セル信号（パケット）の先頭では信号波形が乱れる可能性があるため、なるべく信号波形が安定する各パケットの後半で、サンプルホールド（８２）、ローパスフィルタ回路８３に入力するようにすると良い。先頭での波形の乱れが小さい場合にはサンプルホールドは無くてもよい。
【００５３】
また本実施例ではダミー系オフセットキャンセルフィードバック部７１とオフセットキャンセルフィードバック部７３を備える構成例を示している。ただしこれらのオフセットキャンセルフィードバック部は、第３および第４実施例を除く他の実施例で採用しても構わない。
ダミー系オフセットキャンセルフィードバック部７１は、ダミー系利得可変増幅回路１４のオフセットキャンセル制御入力に接続され、このダミー系利得可変増幅回路１４の差動出力の一方からの論理“０”に対応する出力レベルとこのダミー系利得可変増幅回路１４の差動出力の他方からの論理“０”に対応する出力レベルとを一致させるためのものである。
【００５４】
またオフセットキャンセルフィードバック部７３は、利得可変増幅回路１４の利得制御入力に接続され、この利得可変増幅回路４４の差動出力の一方からの論理“０”に対応する出力レベルとこの利得可変増幅回路４４の差動出力の他方からの論理“０”に対応する出力レベルとを一致させるためのものである。
なお、上記オフセットキャンセル制御入力については、後述する図１８において詳しく示す。
【００５５】
上記の基底部検出回路８１の出力誤差や利得可変増幅回路（１４，４４）に固有のオフセットに起因して、図１０に示したのと同様の直流ずれΔＤＣが生ずる場合があり、これを零にするために上記のオフセットキャンセルフィードバック部（７１，７３）が導入された。
ダミー系オフセットキャンセルフィードバック部７１およびオフセットキャンセルフィードバック部７３は共に同一の構成を有しており、図では、一例として、ボトム検出回路（７４，７７）と、ピーク検出回路（７５，７８）と、これらの回路からの各出力間の差を零にするように直流フィードバックを行う直流制御増幅回路（７６，７９）とからなる構成を示す。
【００５６】
図１４は本発明に係る変形第４実施例を示す図（その１）、
図１５は同図（その２）である。
この変形第４実施例は、図１２に示した直流制御増幅回路７９の出力を、利得可変増幅回路４４をなす差動増幅回路の一方の差動入力に、図１４に示すごとく、第１抵抗Ｒ１および第２抵抗を導入して、フィードバックするようにしたものであり、同様に図１３に示した直流制御増幅回路７６の出力を、利得可変増幅回路１４をなす差動増幅回路の一方の差動入力に、図１５に示すごとく、第３抵抗Ｒ３および第４抵抗Ｒ４を導入して、フィードバックするようにしたものである。
【００５７】
図１６は本発明に係る第５実施例を示す図（その１）、
図１７は同図（その２）である。
第５実施例の特徴は、入力信号Ｓinの基底部に含まれる低周波レベル変動を、ダミー系利得可変増幅部３１および信号系利得可変増幅部３３に入力信号Ｓinが入力される前に吸収するための低周波レベル変動除去手段９１を備えることにある。
【００５８】
この低周波レベル変動除去手段９１は、前置増幅回路１２からの入力信号Ｓinを直接、または図示するように線形増幅を行う差動増幅回路９６を介して受信し、当該低周波レベル変動（Ｂ）を、前置増幅回路１２に対して負帰還する。
この低周波レベル変動除去手段９１は、図示の例によれば、前置増幅回路１２の出力側に設けられる低周波レベル変動検出部９２と、フォトダイオード１１に直列接続する第１の電圧制御電流源９３とからなり、
その低周波レベル変動検出部９２により検出された低周波レベル変動に応じた制御電圧を第１の電圧制御電流源９３に印加して、前置増幅回路１２の入力側より低周波レベル変動に応じた電流を引き抜くようにする。
【００５９】
低周波レベル変動検出部９２は、一例として、ボトム検出回路９７と、ピーク検出回路９８と、これらの回路からの各出力間の差分を零にするようにフィードバックをかける直流制御増幅回路９９とから構成される。
さらに、低周波レベル変動検出部９２により検出された低周波レベル変動に応じた制御電圧により制御される第２の電圧制御電流源９４と、この第２の電圧制御電流源９４による引き抜き電流に比例した電圧を生成する電流／電圧変換回路９５とをさらに設け、この電流／電圧変換回路９５より、ローパスフィルタ回路１００を介して、低周波レベル変動を抽出する。この低周波レベル変動は、すなわち、上記の低周波監視信号である。
【００６０】
図１８は利得可変増幅回路の一例を示す図である。前述した利得可変増幅回路（１４，４４）は、本図に示すように構成することができる。利得可変増幅部１１０を中心として、これに付帯するオフセット調整部１２０およびバイアス部１３０とからなる。ただし、図１４および図１５に示した変形第４実施例については、オフセット調整部１２０は不要である。
【００６１】
図１２に示した利得可変増幅回路１４を代表として参照すると、直流制御増幅回路７９からの出力を受けるオフセットキャンセル制御入力は、図１８においてオフセットキャンセル制御入力（＋，−）１２１として示される。
利得制御増幅回路１６からの本来の利得制御入力は、図１８の利得制御入力１１１および１１２として示す。
【００６２】
利得可変増幅回路１４の差動入力は、信号入力１１３および１１４として示す。
利得可変増幅部１１０の主部は、大利得の差動トランジスタ対１１５および小利得の差動トランジスタ対１１６からなる。
最終的な増幅信号は図１８の中央部分に示すＳａとして取り出される。
【００６３】
結局、上記差動トランジスタ対１１５および１１６のソース側から引き抜く電流量（図中のｉ）を制御し、またそのドレイン側から引き抜く電流量（図中のＩ）を制御することによって、利得を所望の値に設定することができる。
【００６４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、パケット単位で各加入者からバースト状に送信されるセル信号ＣＬを局側装置で受信するとき、いずれのセル信号ＣＬについてもその先頭からほぼ瞬時に安定した論理の識別を行えるので、従来のように各パケットのヘッダに付加していたトレーニング用のビット列は不要となり、伝送システム全体の伝送効率は飛躍的に向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理構成を示す図である。
【図２】本発明の原理を説明するための図である。
【図３】本発明に係る光信号受信方法を表すステップ図である。
【図４】図１に示した増幅部２１および２３をより具体的に示す図である。
【図５】図４に示す回路構成のさらに具体的な第１実施例を示す図である。
【図６】本発明に係る第２実施例を示す図である。
【図７】識別レベル発生手段５１について説明するための図であって、（Ａ）および（Ｂ）はそれぞれ利得可変増幅回路４４の入力波形および出力波形図である。
【図８】本発明に係る第３実施例を示す図（その１）である。
【図９】本発明に係る第３実施例を示す図（その２）である。
【図１０】利得可変増幅回路からの差動出力の直流ずれについて説明するための波形図である。
【図１１】低周波レベル変動について説明するための波形図である。
【図１２】本発明に係る第４実施例を示す図（その１）である。
【図１３】本発明に係る第４実施例を示す図（その２）である。
【図１４】本発明に係る変形第４実施例を示す図（その１）である。
【図１５】本発明に係る変形第４実施例を示す図（その２）である。
【図１６】本発明に係る第５実施例を示す図（その１）である。
【図１７】本発明に係る第５実施例を示す図（その２）である。
【図１８】利得可変増幅回路の一例を示す図である。
【図１９】本発明が適用される伝送システムの一例を概略的に示す図である。
【図２０】従来の光信号受信装置の構成を示す図である。
【図２１】ＡＧＣ段に印加される入力信号Ｓinの波形例を示す図である。
【図２２】図２０における要部の波形であって、（Ａ）および（Ｂ）はそれぞれ利得可変増幅回路１４の入力波形および出力波形、（Ｃ）は識別回路１９の出力波形を示す図である。
【図２３】従来の問題点を説明する図であって、（Ａ）はセル信号ＣＬ、（Ｂ）は利得、（Ｃ）は増幅信号Ｓａを表す図である。
【符号の説明】
１…局側装置
２…光受信部
５…加入者側装置
８…個別光ファイバ伝送路
９…共用光ファイバ伝送路
１０…光信号受信装置
１１…フォトダイオード
１２…前置増幅回路
１３…直流レベル発生回路
１４…利得可変増幅回路
１５…ピーク検出回路
１６…利得制御増幅回路
１７…利得基準発生回路
１８…識別レベル発生回路
１９…識別回路
２０…光信号受信装置
２１…ダミー系利得可変増幅部
２２…記憶部
２３…信号系利得可変増幅部
３１…ダミー系利得可変増幅回路
３３…利得可変増幅回路
４１…ダミー系利得制御増幅回路
４３…利得設定部
４４…利得可変増幅回路
４５…Ａ／Ｄ変換器
４６…プロセッサ
４７…Ｄ／Ａ変換器
５１…識別レベル発生手段
５２…ピーク検出回路
５３…ボトム検出回路
５４…分圧回路
６１…ダミー系直流フィードバック部
６３…直流フィードバック部
７１…ダミー系オフセットキャンセルフィードバック部
７３…オフセットキャンセルフィードバック部
８１…基底部検出回路
９１…低周波レベル変動除去手段
９２…低周波レベル変動検出部
９３…第１の電圧制御電流源
９４…第２の電圧制御電流源
９５…電流／電圧変換回路
Claims (21)
- 各加入者から送信されるセル信号を受信したフォトダイオードからの出力を増幅する前置増幅回路と、
前記前置増幅回路からの出力を入力信号として、フィードバック制御による利得制御を行い、所定の出力振幅を有するダミー増幅信号が生成された際の利得を利得情報として出力するダミー系利得可変増幅部と、
前記利得情報を保持する記憶部と、
前記前置増幅回路からの出力を入力信号として、前記記憶部からの前記利得情報により設定される利得を用いてフィードフォワード制御による利得制御を行い、所定の出力振幅を有する増幅信号を出力する信号系利得可変増幅部と、
からなることを特徴とする光信号受信装置。 - 前記信号系利得可変増幅部から出力された前記増幅信号を入力とし、該増幅信号の論理“１”または“０”を識別してディジタル出力を生成する識別回路をさらに有する請求項１に記載の光信号受信装置。
- 前記ダミー系利得可変増幅部は、
前記入力信号を受信して増幅するダミー系利得可変増幅回路と、
前記ダミー系利得可変増幅回路に対してフィードバックループを形成するダミー系利得制御増幅回路とを含んでなり、該ダミー系利得制御増幅回路から該ダミー系利得可変増幅回路に与えられる利得を、前記利得情報として前記記憶部にも出力する請求項１に記載の光信号受信装置。 - 前記信号系利得可変増幅部は、
前記入力信号を受信して増幅する利得可変増幅回路と、
前記利得可変増幅回路に対し、前記記憶部に保持された前記利得情報を読み出してフィードフォワードにより、利得を設定する利得設定部とを含んでなる請求項１に記載の光信号受信装置。 - 前記識別回路に対し、前記増幅信号の論理“１”または“０”を識別するための識別レベルを付与する識別レベル発生手段を備え、
前記識別レベル発生手段は、
前記信号系利得可変増幅部より出力される前記増幅信号の最大レベルおよび最小レベルをそれぞれ捉えるピーク検出回路およびボトム検出回路と、
前記ピーク検出回路およびボトム検出回路からの各出力電圧の所定の分圧電圧を生成して前記識別レベルとする分圧回路とからなる請求項２に記載の光信号受信装置。 - 前記ダミー系利得可変増幅回路の差動入力の一方に、前記前置増幅回路からの、論理“０”に対応する出力レベルとほぼ等しい直流レベルを印加するための直流レベル発生回路を備える請求項３に記載の光信号受信装置。
- 前記利得可変増幅回路の差動入力の一方に、前記前置増幅回路からの、論理“０”に対応する出力レベルとほぼ等しい直流レベルを印加するための直流レベル発生回路を備える請求項４に記載の光信号受信装置。
- 前記ダミー系利得可変増幅回路の差動入力の一方に、前記前置増幅回路からの論理“０”に対応する出力レベルを検出する基底部検出回路を備える請求項３に記載の光信号受信装置。
- 前記利得可変増幅回路の差動入力の一方に、前記前置増幅回路からの論理“０”に対応する出力レベルを検出する基底部検出回路を備える請求項４に記載の光信号受信装置。
- 前記ダミー系利得可変増幅回路の差動入力の一方に接続され、該ダミー系利得可変増幅回路の差動出力の一方からの論理“０”に対応する出力レベルと該ダミー系利得可変増幅回路の差動出力の他方からの論理“０”に対応する出力レベルとを一致させるためのダミー系直流フィードバック部を備える請求項３に記載の光信号受信装置。
- 前記利得可変増幅回路の差動入力の一方に接続され、該利得可変増幅回路の差動出力の一方からの論理“０”に対応する出力レベルと該利得可変増幅回路の差動出力の他方からの論理“０”に対応する出力レベルとを一致させるための直流フィードバック部を備える請求項４に記載の光信号受信装置。
- 前記ダミー系利得可変増幅回路の差動出力の一方からの論理“０”に対応する出力レベルと該ダミー系利得可変増幅回路の差動出力の他方からの論理“０”に対応する出力レベルとを一致させるためのダミー系オフセットキャンセルフィードバック部を備える請求項３に記載の光信号受信装置。
- 前記利得可変増幅回路の差動出力の一方からの論理“０”に対応する出力レベルと該利得可変増幅回路の差動出力の他方からの論理“０”に対応する出力レベルとを一致させるためのオフセットキャンセルフィードバック部を備える請求項４に記載の光信号受信装置。
- 前記信号系利得可変増幅部は、前記記憶部を内蔵すると共に、アナログの前記利得情報をディジタルの利得情報に変換するＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換器からの該ディジタルの利得情報を前記記憶部に書き込むプロセッサと、該プロセッサを介して該記憶部から読み出した該利得情報を前記アナログの利得情報に変換するＤ／Ａ変換器とを有する請求項１に記載の光信号受信装置。
- 前記プロセッサは、前記セル信号を受信する毎に前記記憶部にアクセスすると共に、自ら保持するシーケンス情報または外部から与えられるシーケンス情報に従って各加入者より前記セル信号を受信する際に、当該加入者について直前に保持した前記利得情報を読み出して、前記信号系可変利得増幅部の利得を設定する請求項１４に記載の光信号受信装置。
- 前記基底部検出回路は、前記入力信号の基底部に含まれる低周波レベル変動を検出するための回路として機能する請求項８に記載の光信号受信装置。
- 前記基底部検出回路は、前記入力信号の基底部に含まれる低周波レベル変動を検出するための回路として機能する請求項９に記載の光信号受信装置。
- 前記入力信号の基底部に含まれる低周波レベル変動を、前記ダミー系利得可変増幅部および前記信号系利得可変増幅部に該入力信号が入力される前に吸収するための低周波レベル変動除去手段を備える請求項８又は９に記載の光信号受信装置。
- 前記低周波レベル変動除去手段は、
前記前置増幅回路の出力側に設けられる低周波レベル変動検出部と、
前記フォトダイオードに直列接続する第１の電圧制御電流源とからなり、
前記低周波レベル変動検出部により検出された低周波レベル変動に応じた制御電圧を前記第１の電圧制御電流源に印加して、前記前置増幅回路の入力側より該低周波レベル変動に応じた電流を引き抜く請求項１８に記載の光信号受信装置。 - 前記低周波レベル変動検出部により検出された低周波レベル変動に応じた制御電圧により制御される第２の電圧制御電流源と、
前記第２の電圧制御電流源による引き抜き電流に比例した電圧を生成する電流／電圧変換回路とをさらに設け、該電流／電圧変換回路より前記低周波レベル変動を抽出する請求項１９に記載の光信号受信装置。 - 光のセル信号をフォトダイオードに受けて電気の入力信号に変換する第１ステップと、
前記入力信号を可変の利得でフィードバック制御により増幅し、所定の出力振幅を有するダミー増幅信号を生成すると共に該利得を示す利得情報を記憶する第２ステップと、
引き続き受信される前記入力信号を、前記利得情報により示される前記利得をもってフィードフォワード制御により増幅し、所定の出力振幅を有する増幅信号を生成する第３ステップとを有することを特徴とする光信号受信方法。
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