JP2545882B2

JP2545882B2 - データ再生装置

Info

Publication number: JP2545882B2
Application number: JP62253303A
Authority: JP
Inventors: ▲やす▼玄吉田
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1987-10-07
Filing date: 1987-10-07
Publication date: 1996-10-23
Anticipated expiration: 2011-10-23
Also published as: JPH0195641A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明はデータ再生装置に係り、特に他変調方式に基
づく伝送信号が干渉波として共存する直交振幅変調信号
からその干渉波を除去してデータ再生をなし得るデータ
再生装置に関する。

（従来の技術）周知のように、ディジタル無線通信では、高能率伝送
の目的から16QAM（Quadrature Ampl−itude Modulatio
n）,64QAM,256QAM等の多値直交振幅変調方式の開発実用
化が進められているが、このような多値直交振幅変調方
式に基づく伝送信号は併存する他の変調方式に基づく伝
送信号の影響を受け易く、その干渉の除去方式が問題と
なっている。

従来の干渉除去方式としては、例えば特開昭58−1318
53号公報記載のものが知られている。この従来の干渉波
除去装置は、干渉波の共存する入力信号から狭帯域ろ波
器によって干渉波信号を取り出し、その取り出した干渉
波信号の振幅および位相を制御し、斯く制御した干渉波
信号を入力信号から減算し、その減算した信号と先に取
り出した干渉波信号とを直交乗算して得た同相成分およ
び直交成分を前記振幅制御および位相制御の信号に用い
ることによって、前記減算出力が入力信号から干渉波の
除去された信号となるようにしたものである。

（発明が解決しようとする問題点）ところで、従来の干渉波除去方式にあっては、干渉波
は入力信号の帯域中に埋もれているという観点から狭帯
域ろ波器を用いるが、取り出した干渉波信号のC/N（搬
送波対雑音電力比）を改善するためには狭帯域ろ波器の
通過帯域幅を十分に狭くする必要がある。そうすると、
干渉波信号はその周波数成分のうち狭帯域ろ波器を通過
する成分のみしか除去し得ないということになる。故
に、従来の干渉波除去装置を付加した受信装置では、例
えば狭帯域FM（周波数変調）波のように搬送波成分が支
配的である干渉波の影響を十分に除去して信号再生をな
し得るが、例えば側帯波を有するFM波、FSK（周波数シ
フトキーイング）波やPSK（位相シフトキーイング）波
のように広い帯域幅に渡って無視し得ない周波数成分を
有する干渉波はその影響を除去できず信号再生に支障を
来たす。また、FDM（周波数分割多重）通信方式では、
隣接チャネル間で帯域幅が一部重なる隣接干渉の問題が
あるが、これに対しては全く対応できない、等の本質的
な問題点がある。

また、従来の干渉波除去装置は干渉波除去のみを目的
とし、信号再生機能を有さないので、この干渉波除去装
置を付加することによって従来の受信装置は装置規模が
増大するという問題点もある。

本発明は、このような問題点に鑑みなされたもので、
その目的は、広い帯域幅に渡って無視し得ない周波数成
分を有する干渉波あるいは隣接干渉の除去が行え、かつ
データ再生をなし得、以て受信装置の装置規模を増大さ
せず受信装置の一部として用いることができるデータ再
生装置を提供することにある。

（問題点を解決するための手段）前記目的を達成するために、本発明のデータ再生装置
は次の如き構成を有する。

即ち、本発明のデータ再生装置は、他変調方式に基づ
く伝送信号が干渉波信号として共存する2ⁿ値（ｎ＝1,2,
3,…）ベースバンド信号を多値識別して（ｎ＋ｍ）例
（ｍ≧３）の２値信号を得るA/D変換器と；前記A/D変換
器出力のうち少なくとも（ｎ＋１）列目の信号を受けて
それをろ波処理して前記干渉波信号を抽出し、その抽出
した干渉波信号をｌ列（ｌ≧ｍ）の２値信号へ変換して
出力する干渉波抽出回路と；前記干渉波抽出回路出力と
制御信号とをディジタル乗算するディジタル乗算器と；
前記干渉波抽出回路から前記ディジタル乗算器を経由す
る信号路の時間遅延を補償するために前記A/D変換器出
力について遅延処理を施すディジタル遅延回路と；前記
ディジタル遅延回路出力と前記ディジタル乗算器出力と
を加算してディジタル遅延回路出力に含まれる干渉波信
号成分を除去したｎ列の主データ信号およびｍ列の補助
データ信号を出力する加算器と；前記ｍ列の補助データ
信号のうちの少なくとも１列目の補助データ信号と前記
干渉波抽出回路出力とについてディジタル相関処理をし
前記ディジタル乗算器出力レベルを干渉波信号の大きさ
に対応させるための前記制御信号を形成するディジタル
相関器と；を備えたことを特徴とするものである。

（作用）次に、前記の如く構成される本発明のデータ再生装置
の作用を説明する。

入力信号は2ⁿ値（ｎ＝1,2,3,…）ベースバンド信号で
あって、これにはFM波等の干渉波信号が含まれている。
A/D変換器ではこの入力信号を多値識別して（ｎ＋ｍ）
例（ｍ≧３）の２値信号を形成する。ここで、ｎ列の２
値信号は主データ信号に相当し、ｍ列の２値信号は2ⁿ値
の入力信号が本来あるべきレベルからどの程度ずれてい
るかを示す補助データ信号で、この中に干渉波信号が含
まれている。そこで、干渉波抽出回路では、前記A/D変
換器出力のうち少なくとも（ｎ＋１）列目の信号を受け
てそれをろ波処理して前記干渉波信号を抽出し、その抽
出した干渉波信号をｌ列（ｌ≧ｍ）の２値信号へ変換
し、それをディジタル乗算器とディジタル相関器へ出力
する。

ここで、ろ波器の帯域幅は干渉波信号の有する周波数
成分の帯域幅に応じて設定される。

一方、ディジタル遅延回路では、前記干渉波抽出回路
から前記ディジタル乗算器を経由する信号路の時間遅延
を補償するために前記A/D変換器出力について遅延処理
を施し、それを加算器へ与える。ここで、干渉波信号が
比較的広い帯域を有している場合を考慮すれば、補償す
べき時間遅延は相当に大きくする必要がある。このと
き、遅延回路をアナログ回路で構成すると主データ信号
の特性を劣化させる場合があるが、本発明ではシフトレ
ジスタ等のディジタル回路で構成でき主データ信号の特
性劣化は生じないということができる。

また、ディジタル相関器では、加算器が出力するｍ列
の補助データ信号のうちの少なくとも１列目の補助デー
タ信号と前記干渉波抽出回路出力とについてディジタル
相関処理をし前記ディジタル乗算器出力レベルを干渉波
信号の大きさに対応させるための制御信号を形成する。

その結果、加算器では、前記ディジタル遅延回路出力
と、前記干渉波抽出回路出力と前記制御信号とをディジ
タル乗算するディジタル乗算器出力とを加算してディジ
タル遅延回路出力に含まれる干渉波信号成分を除去した
ｎ列の主データ信号およびｍ列の補助データ信号を出力
することになる。

即ち、干渉波信号の除去とデータ再生をなし得るので
ある。

以上説明したように、本発明のデータ再生装置によれ
ば、干渉波信号の共存する2ⁿ値ベースバンド信号を（ｎ
＋ｍ）列の２値信号へ変換し、その（ｎ＋ｍ）列の２値
信号の少なくとも（ｎ＋１）列目の信号からろ波処理に
よって干渉波信号を抽出するとともに、それをｌ列の２
値信号へ変換する一方、前記（ｎ＋ｍ）列の２値信号に
時間遅延を与え、その遅延させられた（ｎ＋ｍ）列の２
値信号のｍ列の補助データ信号のうちの少なくとも１列
目の補助データ信号と前記ｌ列の２値信号との相関処理
によって制御信号を形成し、斯く形成した制御信号と前
記ｌ列の２値信号とを乗算処理して干渉波信号の大きさ
に応じた乗算信号を形成し、この乗算信号と前記遅延さ
せられた（ｎ＋ｍ）列の２値信号とを加算するように
し、ろ波器の帯域幅や遅延回路による遅延時間は干渉波
信号が有する周波数成分の帯域幅に応じて設定できるよ
うにしたので、干渉波信号の帯域幅が広い場合でもこれ
を精度良く除去したｎ列の主データ信号を加算器の出力
に得ることができる。そして、以上の処理はディジタル
処理によって行われるので、広い帯域幅を有する干渉波
信号が存在する場合でもその干渉波除去処理の過程で主
データ信号に特性劣化を生じさせることはない。さら
に、本発明のデータ再生装置は干渉波除去とデータ再生
をなし得るから、これは受信装置の一部として使用で
き、従来装置の如く受信装置の規模を増大させることが
ない、等の種々の効果がある。

（実施例）以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例に係るデータ再生装置を示
す。第１図において、１はA/D変換器、２は干渉波抽出
回路、６は遅延回路、７は加算器、８はディジタル乗算
を行う乗算器、９はディジタル相関処理を行う相関器で
ある。

本実施例では、入力信号は４値（即ち、ｎ＝２の場
合）のベースバンド信号であって、これにはFM波等他の
変調方式に基づく信号波からなる干渉波信号が含まれて
いる。この入力信号はA/D変換器１で６ビット（６列）
の２値データ信号へ変換される。即ち、本実施例では、
ｍ＝４の場合を扱う。今、この６ビットの２値データ信
号を最上位ビット（MSB）から２ビット目までのデータ
信号ａ（D₁,D₂）と、３ビット目から６ビット目までの
データ信号ｆ（D₃〜D₆）とに分けて考えると、データ信
号ａ（D₁,D₂）は主データ信号に相当し、データ信号ｆ
（D₃〜D₆）は補助データ信号に相当する。このデータ信
号ｆ（D₃〜D₆）は、４値入力信号が本来あるべきレベル
からどの程度ずれているかを示すもので、この中に前記
干渉波信号が含まれている。それ故、A/D変換器１の出
力は遅延回路６へ与えられるとともに、その一部である
データ信号ｆ（D₃〜D₆）は本発明の干渉波抽出回路２へ
与えられている。

なお、A/D変換器１の変換ビット数は、後述する加算
器７での干渉波除去精度と関係し、多くすればする程精
度が良くなるが、４値入力信号について実用上支障ない
程度の精度を得るには最低５ビット必要である。即ち、
ｍは３以上の数であれば良いことになる。

干渉波抽出回路２は、本実施例では、D/A変換器３
と、帯域ろ波器４と、A/D変換器５とで構成してある。D
/A変換器３はデータ信号ｆ（D₃〜D₆）をアナログ信号へ
変換し、それを帯域ろ波器４へ与える。帯域ろ波器４は
D/A変換器３の出力に含まれる各種雑音を抑圧し干渉波
信号成分を取り出し、それをA/D変換器５へ与える。な
お、帯域ろ波器４は、その通過中心周波数および通過帯
域は干渉波信号によって種々に設定されるが、干渉波信
号の帯域が狭い場合には位相同期回路を用いたトラッキ
ングフィルタを用いることができる。最後に、A/D変換
器５は、前記取り出された干渉波信号を２値信号へ変換
する。

この２値信号の必要ビット数は最低３ビット、即ちｌ
＝３であって、本実施例では３ビットのデータ信号ｄ
（D₁′〜D₃′）を形成し、それを乗算器８と相関器９へ
与える。

ここで、干渉波抽出回路２の構成方式であるが、基本
的にはD/A変換器３は省略でき、この場合にはデータ信
号ｆ（D₃〜D₆）のうちの第１列目の信号D₃を帯域ろ波器
４へ直接入力すれば良い。この方式は抽出干渉波信号の
S/N値は若干劣化するが、適用システムによっては十分
に実用となるものである。

遅延回路６は、例えばシフトレジスタからなり、デー
タ信号ａ（D₁,D₂）と同ｆ（D₃〜D₆）について、干渉波
抽出回路２から乗算器８を経由する信号路の時間遅延
（ビットずれ）を補償するための遅延処理を施し、その
遅延した信号ｂを加算器７へ与える。

加算器７は、この遅延信号ｂと乗算器８が後述する如
くして出力する信号ｃとを加算し、主データ信号（D₁,D
₂）を再生データとして図外へ送出する一方、補助デー
タ信号ｅ（D₃〜D₆）を相関器９へ与える。

相関器９は、データ信号ｄ（D₁′〜D₃′）と補助デー
タ信号ｅ（D₃〜D₆）についてディジタル相関処理をして
多ビットの制御信号を形成し、それを乗算器８へ与え
る。

乗算器８は、その多ビットの制御信号に応答してデー
タ信号ｄ（D₁′〜D₃′）に重み付けを行い、それを乗算
器出力ｃとして加算器７へ与える。

即ち、乗算器出力ｃは、遅延信号ｂに含まれる干渉波
信号と同一振幅レベルで、かつ逆極性の信号となるよう
に制御信号によって制御されるのである。

その結果、加算器７では、遅延信号ｂに含まれる干渉
波信号を除去した主データ信号（D₁,D₂）および補助デ
ータ信号ｅ（D₃〜D₆）を出力することとなる。

なお、相関器９では、補助データ信号ｅ中の誤差信号
と呼ばれているデータ信号D₃のみを用いても良い。

次に、遅延回路６に関しては、干渉波信号が比較的広
い帯域を有している場合に、特に顕著な効果を発揮す
る。例えば、１タイムスロットが40ns、ビットずれが２
タイムスロット、干渉波信号の帯域が±1MH_Zだとする
と、干渉波抽出回路２、乗算器８を経由して加算器７へ
入力する干渉波信号は、その帯域端（即ち帯域中心から
1MH_Z離隔した端部）における位相ずれが 360゜×40×10^-9×２×１×10⁶＝28.8゜となる。従って、遅延回路６が存在しない場合には、乗
算器出力ｃが干渉波信号と同一レベルで、かつ逆極性で
加算されても、干渉波信号の帯域端では28.8度の位相ず
れが生じているので完全な逆極性にはならない。つま
り、干渉波信号の完全除去ができず、干渉波信号が残留
することになる。

そして、遅延補償すべき時間は相当に大きくなること
があり、これをアナログ的に補償すると主データ信号の
特性を劣化させるのであるが、本発明ではシフトレジス
タ等のディジタル回路を用いるので、主データ信号の特
性を劣化させることがないばかりか、任意の遅延時間を
簡単に設定できる。

次いで、第２図は以上説明したデータ再生装置を用い
た受信装置の構成例を示す。第２図において、10はトラ
ンスバーサル等化器、11は交差偏波間補償器、12は可変
減衰器、13,14は位相検波器、15は（π/2）移相器、16,
17は減算器、18は電圧制御発振器（VCO）、19は制御回
路、20a,20bは前述したデータ再生装置である。

図示例では、入力信号は16QAM変調波に基づいたベー
スバンド信号であって、これには他変調方式に係る前述
した干渉波信号の他に、自偏波の符号間干渉および異偏
波信号からの干渉等の不要信号が含まれる。そこで、入
力信号は、まずトランスバーサル等化器10で符号間干渉
が補償され、次いで交差偏波間補償器11で異偏波信号か
らの干渉信号が補償される。これらの前処理はS/N値の
大きい干渉波信号を本発明に係るデータ再生装置20a,同
20bにおいて抽出するのを助けるものである。なお、ト
ランスバーサル等化器10や交換偏波間補償器11に関して
は、例えば「長スパンディジタルマイクロ波方式（LS−
200M）用変復調装置」（昭和61年度電子通信学会通信部
門全国大会No.408に詳述されているので、その説明を省
略する。

次段の可変減衰器12は制御回路19の制御下にあってそ
の減衰量が自動的に設定されるAGC回路を構成し、交差
偏波間補償器11の出力はこの可変減衰器12で適宜な減衰
処理を受けて位相検波器13と同14へ分配される。また、
制御回路19はVCO18とともに位相同期回路を構成し、VCO
18の出力である基準搬送波は位相検波器14へ直接的に供
給されるとともに、移相器15でπ/2宛移相されて位相検
波器14へ供給される。その結果、位相検波器13と同14は
直交位相検波回路を構成し、直交関係にある４値復調信
号Ｐおよび同Ｑが得られる。これら４値復調信号Ｐおよ
び同Ｑは減算器16,同17を介してデータ再生装置20a,同2
0bへそれぞれ入力される。斯くして、データ再生装置20
a,同20bは前述した如き動作によって４値復調信号Ｐお
よび同Ｑから干渉波信号を除去した主データ信号（D_1P,
D_2P）および同（D_1Q,D_2Q）をそれぞれ出力することとな
る。

このように、本発明のデータ再生装置20a,同20bは、
受信装置において、従来の干渉波除去装置の如く別体の
別機能の装置としてではなく、受信装置の一部として用
いることができるのである。

なお、減算器16,同17はA/D変換器１への入力信号のDC
オフセット量を最適値へ自動的に設定するもので、その
制御信号（D_3P,D_3Q）はデータ再生装置20a,同20bから与
えられるが、この制御信号（D_3P,D_3Q）は前記補助デー
タ信号ｅ中の第３ビット目のデータ信号D₃が用いられ
る。この動作の詳細は特開昭58−101449号公報（「復調
装置」）に記載されているので、再述を省略する。

また、制御回路19には、データ信号D_1P,同D_1Q,同D_3P,
同D3_Qが入力信号として与えられるが、前記位相同期回
路としての動作は特開昭57−131151号公報（「搬送波再
生回路」）に詳述されている通りである。そして、前記
AGC回路の具体例としては、例えば特開昭57−131152号
公報記載の（「自動利得制御回路」）を用いることがで
きる。

最後に、第３図は隣接干渉除去の原理説明図である。
例えばFDM通信では、第３図に示す如く、通話チャネルC
H1（搬送波周波数f₁）、同CH2（搬送波周波数f₂）、同C
H3（搬送波周波数f₃）等を周波数間隔Δｆでもって周波
数軸上に配置するが、クロックレートの関係では通話チ
ャネルの両端側が相互に重なり合う場合、即ち隣接干渉
の生ずる場合がある。

今、通話チャネルCH2が目的とする受信信号だとする
と、この受信信号は自己の信号帯域内に通話チャネルCH
1,同CH3からの干渉信号X,同Ｙを受けていることにな
る。この受信信号が復調されてベースバンド信号に変換
されると、第３図（ｂ）に破線で示す如く折り返された
信号スペクトルとなる。これが第２図に示した受信装置
の入力信号である。干渉波抽出回路２の帯域ろ波器４の
帯域幅を第３図（ｂ）の実線で示す干渉波信号（Ｘまた
はＹ）の帯域幅に適合するように設定することによっ
て、干渉波信号（ＸまたはＹ）を抽出できるのである。

（発明の効果）以上説明したように、本発明のデータ再生装置によれ
ば、干渉波信号の共存する2ⁿ値ベースバンド信号を（ｎ
＋ｍ）列の２値信号へ変換し、その（ｎ＋ｍ）列の２値
信号の少なくとも（ｎ＋１）列目の信号からろ波処理に
よって干渉波信号を抽出するとともに、それをｌ列の２
値信号へ変換する一方、前記（ｎ＋ｍ）列の２値信号に
時間遅延を与え、その遅延させられた（ｎ＋ｍ）列の２
値信号のｍ列の補助データ信号のうちの少なくとも１列
目の補助データ信号と前記ｌ列の２値信号との相関処理
によって制御信号を形成し、斯く形成した制御信号と前
記ｌ列の２値信号とを乗算処理して干渉波信号の大きさ
に応じた乗算信号を形成し、この乗算信号と前記遅延さ
せられた（ｎ＋ｍ）列の２値信号とを加算するように
し、ろ波器の帯域幅や遅延回路による遅延時間は干渉波
信号が有する周波数成分の帯域幅に応じて設定できるよ
うにしたので、干渉波信号の帯域幅が広い場合でもこれ
を精度良く除去したｎ列の主データ信号を加算器の出力
に得ることができる。そして、以上の処理はディジタル
処理によって行われるので、広い帯域幅を有する干渉波
信号が存在する場合でもその干渉波除去処理の過程で主
データ信号に特性劣化を生じさせることはない。さら
に、本発明のデータ再生装置は干渉波除去とデータ再生
をなし得るから、これは受信装置の一部として使用で
き、従来装置の如く受信装置の規模を増大させることが
ない、等の種々の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るデータ再生装置の構成
ブロック図、第２図は本発明のデータ再生装置を用いた
受信装置の構成ブロック図、第３図は干渉波除去の一態
様である隣接干渉除去の原理説明図である。１……A/D変換器、２……干渉波抽出回路、３……D/A変換器、４……帯域ろ波器、５……A/D変換器、６……遅延回路、７……加算器、８……乗算器、９……相関器、 20a,20b……データ再生装置。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】他変調方式に基づく伝送信号が干渉波信号
として共存する2ⁿ値（ｎ＝1,2,3,…）ベースバンド信号
を多値識別して（ｎ＋ｍ）例（ｍ≧３）の２値信号を得
るA/D変換器と；前記A/D変換器出力のうち少なくとも
（ｎ＋１）列目の信号を受けてそれをろ波処理して前記
干渉波信号を抽出し、その抽出した干渉波信号をｌ列
（ｌ≧ｍ）の２値信号へ変換して出力する干渉波抽出回
路と；前記干渉波抽出回路出力と制御信号とをディジタ
ル乗算するディジタル乗算器と；前記干渉波抽出回路か
ら前記ディジタル乗算器を経由する信号路の時間遅延を
補償するために前記A/D変換器出力について遅延処理を
施すディジタル遅延回路と；前記ディジタル遅延回路出
力と前記ディジタル乗算器出力とを加算してディジタル
遅延回路出力に含まれる干渉波信号成分を除去したｎ列
の主データ信号およびｍ列の補助データ信号を出力する
加算器と；前記ｍ列の補助データ信号のうち少なくとも
１列目の補助データ信号と前記干渉波抽出回路出力とに
ついてディジタル相関処理をし前記ディジタル乗算器出
力レベルを干渉波信号の大きさに対応させるための前記
制御信号を形成するディジタル相関器と；を備えたこと
を特徴とするデータ再生装置。