JPH09214387A - 直接変換ｆｍ受信機 - Google Patents
直接変換ｆｍ受信機Info
- Publication number
- JPH09214387A JPH09214387A JP3744296A JP3744296A JPH09214387A JP H09214387 A JPH09214387 A JP H09214387A JP 3744296 A JP3744296 A JP 3744296A JP 3744296 A JP3744296 A JP 3744296A JP H09214387 A JPH09214387 A JP H09214387A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- amplifier
- output
- phase
- receiver
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Ceased
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 直接変換によってベースバンドに落とされた
同相、直交の二成分用の増幅器は、入力信号レベルの高
低に係わらず、一定レベルの無歪信号を出力し、増幅器
間に位相誤差が無く、かつ直流成分まで増幅せねばなら
ない問題を解決する。 【解決手段】 ベースバンド信号へ直接変換するための
変換（乗算、ろ波）器５，６、直流域から増幅可能な利
得可変増幅器７を設け、変換器入力の二相（同相、直
交）搬送波を切換える切換器４と、増幅器出力を二つの
出力に切換える分配器１１を同期して動作させ、その出
力をろ波することによって、同相、直交の両ベースバン
ド信号を得、この両信号とその微分信号とを二つの乗算
器１７，１８により襷がけに乗算して、出力の差をとる
ことによりＦＭ信号の復調を行なうとともに、利得可変
増幅器の出力信号を２乗し、このレベルが一定になるよ
うに利得を負帰還制御して、増幅器出力の信号レベルの
安定化を図るように構成されている。
同相、直交の二成分用の増幅器は、入力信号レベルの高
低に係わらず、一定レベルの無歪信号を出力し、増幅器
間に位相誤差が無く、かつ直流成分まで増幅せねばなら
ない問題を解決する。 【解決手段】 ベースバンド信号へ直接変換するための
変換（乗算、ろ波）器５，６、直流域から増幅可能な利
得可変増幅器７を設け、変換器入力の二相（同相、直
交）搬送波を切換える切換器４と、増幅器出力を二つの
出力に切換える分配器１１を同期して動作させ、その出
力をろ波することによって、同相、直交の両ベースバン
ド信号を得、この両信号とその微分信号とを二つの乗算
器１７，１８により襷がけに乗算して、出力の差をとる
ことによりＦＭ信号の復調を行なうとともに、利得可変
増幅器の出力信号を２乗し、このレベルが一定になるよ
うに利得を負帰還制御して、増幅器出力の信号レベルの
安定化を図るように構成されている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＦＭ（周波数変
調）信号用受信機における直接変換受信のための回路構
成技術に関するものである。
調）信号用受信機における直接変換受信のための回路構
成技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭ信号受信機では、通常、受信高周波
信号をスーパーテロダイン方式によりＩＦ（中間周波）
信号に変換し、これを周波数弁別器により周波数検波す
る。この方法では、ＩＦ増幅器を必要とする上、イメー
ジ妨害が生じるため、高周波増幅器の選択度がある程度
必要となるから、構成が複雑になる上、受信可能帯域を
広帯域にするほど各増幅器の同調周波数トラッキングが
困難になってくる、という問題が生じる。
信号をスーパーテロダイン方式によりＩＦ（中間周波）
信号に変換し、これを周波数弁別器により周波数検波す
る。この方法では、ＩＦ増幅器を必要とする上、イメー
ジ妨害が生じるため、高周波増幅器の選択度がある程度
必要となるから、構成が複雑になる上、受信可能帯域を
広帯域にするほど各増幅器の同調周波数トラッキングが
困難になってくる、という問題が生じる。
【０００３】これに対し、直接変換受信法はＦＳＫ信号
の受信に適しており、受信機を簡単に構成することがで
きるので、最近実用されているが、ＦＭ信号に対して
は、以下のような問題が解決されていないので、まだ実
現されていない。それは、直接変換では、受信信号を直
接周波数変換してベースバンド（ここでは変調信号とし
てのベースバンドではなく、単に中心周波数を０までビ
ートダウンした信号の意味）に落とし、同相、直交の２
軸成分の信号を作成して、これらを夫々増幅するが、こ
の両者の信号間の位相差は、入力信号の中心周波数に対
する高低により＋π／２または−π／２であって、位相
値としては２値である。ＦＳＫ信号の場合には信号の持
つ情報自体が２値であるから、その復調にはベースバン
ド信号位相が持っている上の２値が直接利用できる。し
かも、ベースバンド信号両成分用増幅器間の位相誤差は
それほど厳密性を必要としない上、リミッターを用いる
ことができ、また、その出力の波形波を直接論理判定し
て復調することができるから、極めて簡単に受信機を構
成できる、という利点が生じる。これに対し、ＦＭ信号
の場合には、次のような問題点がある。
の受信に適しており、受信機を簡単に構成することがで
きるので、最近実用されているが、ＦＭ信号に対して
は、以下のような問題が解決されていないので、まだ実
現されていない。それは、直接変換では、受信信号を直
接周波数変換してベースバンド（ここでは変調信号とし
てのベースバンドではなく、単に中心周波数を０までビ
ートダウンした信号の意味）に落とし、同相、直交の２
軸成分の信号を作成して、これらを夫々増幅するが、こ
の両者の信号間の位相差は、入力信号の中心周波数に対
する高低により＋π／２または−π／２であって、位相
値としては２値である。ＦＳＫ信号の場合には信号の持
つ情報自体が２値であるから、その復調にはベースバン
ド信号位相が持っている上の２値が直接利用できる。し
かも、ベースバンド信号両成分用増幅器間の位相誤差は
それほど厳密性を必要としない上、リミッターを用いる
ことができ、また、その出力の波形波を直接論理判定し
て復調することができるから、極めて簡単に受信機を構
成できる、という利点が生じる。これに対し、ＦＭ信号
の場合には、次のような問題点がある。
【０００４】すなわち、ＦＭ信号の場合には、ベースバ
ンドの２軸成分の信号間に位相誤差があれば、回転ベク
トルが楕円に変形してしまうので、角速度が不等速とな
るためＦＭ信号の場合には復調出力信号に歪みが生じ
る、というＦＳＫの場合にはあまり考慮の必要がなかっ
た問題が生じる。したがってこの両成分に対する増幅器
間の位相誤差は極力小さくする必要がある。しかも、復
調器入力信号振幅を一定値に抑えるためにリミッターを
用いるとすると、後述から明らかなように、その出力は
正弦波である必要があるが、しかし、このベースバンド
信号は直流からシフト周波数までの全ての周波数成分を
含んでいるから、これを極めて少ない位相誤差で正弦波
に整形することは困難である、という問題がある。
ンドの２軸成分の信号間に位相誤差があれば、回転ベク
トルが楕円に変形してしまうので、角速度が不等速とな
るためＦＭ信号の場合には復調出力信号に歪みが生じ
る、というＦＳＫの場合にはあまり考慮の必要がなかっ
た問題が生じる。したがってこの両成分に対する増幅器
間の位相誤差は極力小さくする必要がある。しかも、復
調器入力信号振幅を一定値に抑えるためにリミッターを
用いるとすると、後述から明らかなように、その出力は
正弦波である必要があるが、しかし、このベースバンド
信号は直流からシフト周波数までの全ての周波数成分を
含んでいるから、これを極めて少ない位相誤差で正弦波
に整形することは困難である、という問題がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上述
のような問題点、すなわち、位相誤差を有しない２軸成
分の増幅と、復調器入力信号振幅の一定化を図るという
課題を解決するための手段を提供することによって、Ｆ
Ｍ信号の直接変換受信を可能とし、これによってＦＭ信
号受信機の構成の簡易化を図ろうとするものである。
のような問題点、すなわち、位相誤差を有しない２軸成
分の増幅と、復調器入力信号振幅の一定化を図るという
課題を解決するための手段を提供することによって、Ｆ
Ｍ信号の直接変換受信を可能とし、これによってＦＭ信
号受信機の構成の簡易化を図ろうとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の課題の解決を図る
ため、本発明では、２軸成分作用の乗算器およびその増
幅にそれぞれ専用の回路を用いるのではなく、一系統の
みの乗算器および増幅器を時分割で共用することによっ
て、位相誤差が生じないようにすると共に、増幅出力か
ら導出した信号振幅成分（正確には、ディメンションと
しては電力）を用いてこの増幅器出力振幅の一定化を図
った上、この増幅器出力を演算してＦＭ信号の復調を行
なうという手段を用いる。これによって、ＦＭ信号の復
調においても、直接変換受信が可能となるから、イメー
ジ妨害の無いＦＭ受信機を簡単な構成で実現することが
できる。
ため、本発明では、２軸成分作用の乗算器およびその増
幅にそれぞれ専用の回路を用いるのではなく、一系統の
みの乗算器および増幅器を時分割で共用することによっ
て、位相誤差が生じないようにすると共に、増幅出力か
ら導出した信号振幅成分（正確には、ディメンションと
しては電力）を用いてこの増幅器出力振幅の一定化を図
った上、この増幅器出力を演算してＦＭ信号の復調を行
なうという手段を用いる。これによって、ＦＭ信号の復
調においても、直接変換受信が可能となるから、イメー
ジ妨害の無いＦＭ受信機を簡単な構成で実現することが
できる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の原理
および実施の形態について詳細に説明する。図１は本発
明の一実施形態を示す回路構成図である。図１におい
て、１はＦＭ信号の入力端子、２は入力信号の中心周波
数と等しい周波数の搬送波を発生する局部発振器、３は
π／２位相の移相器、４は切換器、５は乗算器、６はロ
ーパスフィルタ、７は利得可変増幅器、８は２乗器、９
はループフィルタ、１０はＡＧＣ増幅器、１１は分配
器、１２は制御パルス発生器、１３，１４はローパスフ
ィルタ、１５，１６は微分器、１７，１８は乗算器、１
９は減算器、２０は信号出力端子である。
および実施の形態について詳細に説明する。図１は本発
明の一実施形態を示す回路構成図である。図１におい
て、１はＦＭ信号の入力端子、２は入力信号の中心周波
数と等しい周波数の搬送波を発生する局部発振器、３は
π／２位相の移相器、４は切換器、５は乗算器、６はロ
ーパスフィルタ、７は利得可変増幅器、８は２乗器、９
はループフィルタ、１０はＡＧＣ増幅器、１１は分配
器、１２は制御パルス発生器、１３，１４はローパスフ
ィルタ、１５，１６は微分器、１７，１８は乗算器、１
９は減算器、２０は信号出力端子である。
【０００８】入力端子１に加えられたＦＭ信号は、乗算
器５において切換器４の出力信号と乗算される。切換器
４は、制御パルス発生器１２の出力パルスにより、ベー
スバンド信号より充分早い周波数で、局部発振器２の出
力と移相器３の出力が交互に切換られて取り出され、乗
算器５に加えられる。乗算器５の出力には、入力信号周
波数と切換器４の出力信号周波数の和と差の両成分の信
号が生じるから、ローパスフィルタ６によって差の成分
のみが取り出され、ベースバンド信号となる。
器５において切換器４の出力信号と乗算される。切換器
４は、制御パルス発生器１２の出力パルスにより、ベー
スバンド信号より充分早い周波数で、局部発振器２の出
力と移相器３の出力が交互に切換られて取り出され、乗
算器５に加えられる。乗算器５の出力には、入力信号周
波数と切換器４の出力信号周波数の和と差の両成分の信
号が生じるから、ローパスフィルタ６によって差の成分
のみが取り出され、ベースバンド信号となる。
【０００９】局部発振器２の出力をcos（ω0ｔ）、移相
器３の出力をcos（ω0ｔ＋π／２）とし、入力ＦＭ信号
の周波数が正にシフトした場合の信号をＡcos（ω0ｔ＋
△ωｔ＋θ）とし、また、切換器の局発側導通関数をＲ
（ｔ）、移相器側導通関数はＲ（ｔ）の論理反転でバー
Ｒ（ｔ）とした時、乗算器５で乗算（その出力をＭ
5（ｔ））し、ローパスフィルタ６で差の成分ＰH（ｔ）
のみを取り出せば、
器３の出力をcos（ω0ｔ＋π／２）とし、入力ＦＭ信号
の周波数が正にシフトした場合の信号をＡcos（ω0ｔ＋
△ωｔ＋θ）とし、また、切換器の局発側導通関数をＲ
（ｔ）、移相器側導通関数はＲ（ｔ）の論理反転でバー
Ｒ（ｔ）とした時、乗算器５で乗算（その出力をＭ
5（ｔ））し、ローパスフィルタ６で差の成分ＰH（ｔ）
のみを取り出せば、
【００１０】
【数１】
【００１１】であるから、
【００１２】
【数２】
【００１３】となり、入力ＦＭ信号周波数が負にシフト
してＡcos（ω0ｔ＋△ωｔ＋θ）になった時のローパス
フィルタ６の出力ＰL（ｔ）は、
してＡcos（ω0ｔ＋△ωｔ＋θ）になった時のローパス
フィルタ６の出力ＰL（ｔ）は、
【００１４】
【数３】
【００１５】のようになる。ＦＳＫの場合には、この両
者の第１項と第２項の差である−π／２か＋π／２かを
検出すればよく、これは論理判定回路で行なえるので、
簡単な回路で復調できる。しかし、ＦＭ信号の復調に対
しては、周波数シフトの＋△ωあるいは−△ωに比例し
電圧出力を生ぜしめる必要がある。
者の第１項と第２項の差である−π／２か＋π／２かを
検出すればよく、これは論理判定回路で行なえるので、
簡単な回路で復調できる。しかし、ＦＭ信号の復調に対
しては、周波数シフトの＋△ωあるいは−△ωに比例し
電圧出力を生ぜしめる必要がある。
【００１６】式（２）および式（３）の第２項は、それ
ぞれ、sin（△ωｔ＋θ）および−sin（△ωｔ−θ）で
あり、分配器１１により第１項の成分はローパスフィル
タ１３に加えられてＲ（ｔ）が除かれ、第２項の成分は
ローパスフィルタ１４に加えられてバーＲ（ｔ）が除か
れる。乗算器１７はローパスフィルタ１３の出力信号
と、ローパスフィルタ１４の出力を微分した信号を乗算
する。したがって、周波数が＋△ωにシフトした時の乗
算器１７の出力はＡ／２・△ω・cos2（△ωｔ＋θ）と
なり、乗算器１８の出力は−Ａ／２・△ω・sin2（△ω
ｔ＋θ）となるが、cos2ｘ＋sin2ｘ＝１であるから、減
算器１９の出力にはＡ・△ωが得られる。同様にして、
周波数が−△ωにシフトした時は、減算器１９の出力に
は−Ａ・△ωが得られる。このようにして減算器出力に
は、信号振幅と周波数シフトに比例した復調出力が得ら
れる。
ぞれ、sin（△ωｔ＋θ）および−sin（△ωｔ−θ）で
あり、分配器１１により第１項の成分はローパスフィル
タ１３に加えられてＲ（ｔ）が除かれ、第２項の成分は
ローパスフィルタ１４に加えられてバーＲ（ｔ）が除か
れる。乗算器１７はローパスフィルタ１３の出力信号
と、ローパスフィルタ１４の出力を微分した信号を乗算
する。したがって、周波数が＋△ωにシフトした時の乗
算器１７の出力はＡ／２・△ω・cos2（△ωｔ＋θ）と
なり、乗算器１８の出力は−Ａ／２・△ω・sin2（△ω
ｔ＋θ）となるが、cos2ｘ＋sin2ｘ＝１であるから、減
算器１９の出力にはＡ・△ωが得られる。同様にして、
周波数が−△ωにシフトした時は、減算器１９の出力に
は−Ａ・△ωが得られる。このようにして減算器出力に
は、信号振幅と周波数シフトに比例した復調出力が得ら
れる。
【００１７】上の説明より明らかなうに、信号振幅Ａは
一定に保つ必要がある。ＦＳＫ信号に対しては、前述の
ように、２値情報の信号であるからリミッタが使用可能
であるが、ＦＭ信号に対してリミッタが使えないのは、
上で説明したように復調過程で微分操作が必要なためで
ある。このため、本発明ではＡＧＣ（自動利得制御）を
利用する。ＡＧＣをかけるためには、通常、信号の振幅
を検出する必要があるから、２軸検波の場合には、同相
軸成分の大きさをＸ、直交軸成分の大きさをＹとすれ
ば、振幅Ａを検出するためにはＡ＝√Ｘ2＋Ｙ2の演算を
行なう必要がある。しかし、ＡＧＣをかけるためには、
平方根は求めないでもＡ2が所定値になればよいから、
２乗のままでよく、図１の２乗器８はこのための回路で
ある。
一定に保つ必要がある。ＦＳＫ信号に対しては、前述の
ように、２値情報の信号であるからリミッタが使用可能
であるが、ＦＭ信号に対してリミッタが使えないのは、
上で説明したように復調過程で微分操作が必要なためで
ある。このため、本発明ではＡＧＣ（自動利得制御）を
利用する。ＡＧＣをかけるためには、通常、信号の振幅
を検出する必要があるから、２軸検波の場合には、同相
軸成分の大きさをＸ、直交軸成分の大きさをＹとすれ
ば、振幅Ａを検出するためにはＡ＝√Ｘ2＋Ｙ2の演算を
行なう必要がある。しかし、ＡＧＣをかけるためには、
平方根は求めないでもＡ2が所定値になればよいから、
２乗のままでよく、図１の２乗器８はこのための回路で
ある。
【００１８】２乗器８の出力には、実際には、上述の説
明より分かるように、Ｘ2Ｒ（ｔ）＋Ｙ2バーＲ（ｔ）が
あらわれている。Ｘ2およびＹ2は式（２）より、それぞ
れＡ2cos2（△ωｔ＋θ）およびＡ2sin2（△ωｔ＋θ）
であり、Ｒ（ｔ）およびバーＲ（ｔ）はループフィルタ
９で平滑されるのと同時に、cos2（ｘ）＋sin2（ｘ）＝
１の演算が行なわれるので、ループフィルタ９の出力に
は、Ａ2／２の大きさの電圧が得られる。この電圧は信
号振幅に比例した電圧ではなく、信号電力に比例した電
圧であるが、信号電力が一定であればよいので、この電
圧を直接利用することができるので、ＡＧＣ増幅器１０
を通じて利得可変増幅器７の利得を制御すればよい。
明より分かるように、Ｘ2Ｒ（ｔ）＋Ｙ2バーＲ（ｔ）が
あらわれている。Ｘ2およびＹ2は式（２）より、それぞ
れＡ2cos2（△ωｔ＋θ）およびＡ2sin2（△ωｔ＋θ）
であり、Ｒ（ｔ）およびバーＲ（ｔ）はループフィルタ
９で平滑されるのと同時に、cos2（ｘ）＋sin2（ｘ）＝
１の演算が行なわれるので、ループフィルタ９の出力に
は、Ａ2／２の大きさの電圧が得られる。この電圧は信
号振幅に比例した電圧ではなく、信号電力に比例した電
圧であるが、信号電力が一定であればよいので、この電
圧を直接利用することができるので、ＡＧＣ増幅器１０
を通じて利得可変増幅器７の利得を制御すればよい。
【００１９】直接変換受信機では、増幅利得の大部分は
ベースバンド増幅部に置かれる。図１では、利得可変増
幅器７がこの部分である。ＦＭ信号のベースバンド信号
には直流成分も含まれているから、この増幅器は直流増
幅器である必要がある。直流増幅器では、通常、直流オ
フセットを伴うが、ＡＧＣはこのオフセットを含めた電
圧が動作するから、信号振幅には若干その影響がある。
しかし、この直流成分は、微分器１５および１６の出力
には現われないので、乗算器１７，１８の出力にも現わ
れず、したがって、復調動作そのものに対しては全く影
響を与えない。
ベースバンド増幅部に置かれる。図１では、利得可変増
幅器７がこの部分である。ＦＭ信号のベースバンド信号
には直流成分も含まれているから、この増幅器は直流増
幅器である必要がある。直流増幅器では、通常、直流オ
フセットを伴うが、ＡＧＣはこのオフセットを含めた電
圧が動作するから、信号振幅には若干その影響がある。
しかし、この直流成分は、微分器１５および１６の出力
には現われないので、乗算器１７，１８の出力にも現わ
れず、したがって、復調動作そのものに対しては全く影
響を与えない。
【００２０】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、ＦＭ信号の同相、直交の両成分に対して、共通
の乗算器および増幅器を時分割的に用いることによっ
て、一つの変換器、増幅器で処理することができ、その
結果、同相、直交の両成分の作成、増幅に位相誤差を与
えないで変換、増幅でき、この増幅器を利得可変増幅器
としてその利得を自動制御することによって信号振幅を
一定化できるから、両成分の分離後と、これらとそれぞ
れの微分出力とを襷がけ乗算し、その差を求めることに
よって、ＦＭ信号を復調することができる。したがっ
て、この方法によって、ＦＭ信号の直接変換受信機が構
成できるから、ＦＳＫ信号の場合と同様、ＦＭ信号受信
機を簡単に構成することができる。
よれば、ＦＭ信号の同相、直交の両成分に対して、共通
の乗算器および増幅器を時分割的に用いることによっ
て、一つの変換器、増幅器で処理することができ、その
結果、同相、直交の両成分の作成、増幅に位相誤差を与
えないで変換、増幅でき、この増幅器を利得可変増幅器
としてその利得を自動制御することによって信号振幅を
一定化できるから、両成分の分離後と、これらとそれぞ
れの微分出力とを襷がけ乗算し、その差を求めることに
よって、ＦＭ信号を復調することができる。したがっ
て、この方法によって、ＦＭ信号の直接変換受信機が構
成できるから、ＦＳＫ信号の場合と同様、ＦＭ信号受信
機を簡単に構成することができる。
【図１】本発明の一実施形態を示す回路構成図である。
１ 信号入力端子 ２ 局部発振器 ３ 移相器 ４ 切換器 ５ 乗算器 ６ ローパスフィルタ ７ 利得可変増幅器 ８ ２乗器 ９ ループフィルタ １０ のＡＧＣ増幅器 １１ 分配器 １２ 制御パルス発生器 １３ ローパスフィルタ １４ ローパスフィルタ １５ 微分器 １６ 微分器 １７ 乗算器 １８ 乗算器 １９ 減算器 ２０ 信号出力端子
Claims (1)
- 【請求項１】 変換器（乗算器とローパスフィルタ）と
利得可変増幅器を設け、変換器入力の同相、直交の二つ
の搬送波を切換える切換器と利得可変増幅器の出力を二
つに切換える切換器を高速で同期的に切換えてそれぞれ
ろ波することによって、同相、直交の両ベースバンド信
号を得、この両信号とそれらの微分信号を二つの乗算器
により襷がけに乗算し、これら乗算器出力の差を求める
ことによってＦＭ信号の復調出力を得るとともに、可変
利得増幅器出力信号を２乗してこのレベルが一定になる
ように、可変利得増幅器の出力レベルを負帰還制御する
よう構成されていることを特徴とする直接変換ＦＭ受信
機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3744296A JPH09214387A (ja) | 1996-01-31 | 1996-01-31 | 直接変換ｆｍ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3744296A JPH09214387A (ja) | 1996-01-31 | 1996-01-31 | 直接変換ｆｍ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09214387A true JPH09214387A (ja) | 1997-08-15 |
Family
ID=12497634
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3744296A Ceased JPH09214387A (ja) | 1996-01-31 | 1996-01-31 | 直接変換ｆｍ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09214387A (ja) |
-
1996
- 1996-01-31 JP JP3744296A patent/JPH09214387A/ja not_active Ceased
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2603699B2 (ja) | デュアル枝路受信機 | |
| US6038268A (en) | Direct conversion FSK signal radio receiver | |
| US4750214A (en) | Digital FM demodulator using delayed signal product with arctangent | |
| US6940923B2 (en) | Demodulating device, broadcasting system, and semiconductor device | |
| JP3574679B2 (ja) | 放送受信機における無線データ信号の復調器用の回路装置 | |
| US4571550A (en) | QAM Demodulator carrier recovery loop using n-m LSB's | |
| JPH0656970B2 (ja) | 勾配補償回路を制御する装置 | |
| US4614910A (en) | Quarternary differential PSK demodulator | |
| JPH09261101A (ja) | 受信機 | |
| JP3029394B2 (ja) | Ｆｓｋ復調装置 | |
| JPH09214387A (ja) | 直接変換ｆｍ受信機 | |
| US6608869B1 (en) | Dual-carrier heterodyne for separating orthogonal components of complex amplitude-modulation signals | |
| JP3596973B2 (ja) | 直接変換ａｍ受信機 | |
| JP2765601B2 (ja) | 復調回路 | |
| JPH04207802A (ja) | デジタル型ｆｍ信号復調装置 | |
| JP3793641B2 (ja) | ダイレクト・コンバージョン方式受信機 | |
| JP3335411B2 (ja) | 周波数変換による被振幅変調隣接妨害検出装置 | |
| JP3088291B2 (ja) | Ａｍデータ多重被変調波信号復調装置 | |
| JP3410841B2 (ja) | 位相変調波キャリア再生回路 | |
| JPH06105898B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| JP2890104B2 (ja) | Ｑａｍ復調装置 | |
| EP0160484A2 (en) | FM receiver including a baseband PLL circuit | |
| JPH066397A (ja) | 遅延検波器 | |
| JP2948648B2 (ja) | 復調回路 | |
| JP2002164741A (ja) | 角度復調装置、角度復調方法及び記録媒体 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD13 | Notification of appointment of power of sub attorney |
Effective date: 20040511 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7433 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20040802 |
|
| A072 | Dismissal of procedure |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A073 Effective date: 20040831 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050311 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Effective date: 20050712 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A045 | Written measure of dismissal of application |
Effective date: 20051122 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A045 |