JP3410841B2 - 位相変調波キャリア再生回路 - Google Patents
位相変調波キャリア再生回路Info
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- JP3410841B2 JP3410841B2 JP31810094A JP31810094A JP3410841B2 JP 3410841 B2 JP3410841 B2 JP 3410841B2 JP 31810094 A JP31810094 A JP 31810094A JP 31810094 A JP31810094 A JP 31810094A JP 3410841 B2 JP3410841 B2 JP 3410841B2
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、衛星放送、衛星通信
等に利用されるデジタル通信技術に係り、特に位相変調
方式のシステムにおける受信・復調部の位相変調波キャ
リア再生回路に関する。
等に利用されるデジタル通信技術に係り、特に位相変調
方式のシステムにおける受信・復調部の位相変調波キャ
リア再生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、デジタル通信システムにあって
は、ＰＳＫ（フェーズ・シフト・キーイング）変調方式
が使用されているが、この場合、受信・復調部では、周
波数は勿論のこと、位相まで同期が合ったキャリアを再
生する必要がある。図２に従来のＰＳＫ変調方式の受信
・復調部の構成を示す。
は、ＰＳＫ（フェーズ・シフト・キーイング）変調方式
が使用されているが、この場合、受信・復調部では、周
波数は勿論のこと、位相まで同期が合ったキャリアを再
生する必要がある。図２に従来のＰＳＫ変調方式の受信
・復調部の構成を示す。
【０００３】図２において、１はＲＦ信号入力端子であ
り、入力ＲＦ信号は乗算器２，３に供給される。これら
の乗算器２，３は、それぞれＶＣＯ（電圧制御発振器）
９及び９０°移相器１０により生成される互いに９０°
位相のずれたキャリア再生信号と乗算して直交検波する
もので、各直交検波出力はＡ／Ｄ（アナログ／デジタ
ル）変換回路４，５で例えば８ビットのデジタル信号に
変換され、これによってＩデータ、Ｑデータが受信・復
調される。
り、入力ＲＦ信号は乗算器２，３に供給される。これら
の乗算器２，３は、それぞれＶＣＯ（電圧制御発振器）
９及び９０°移相器１０により生成される互いに９０°
位相のずれたキャリア再生信号と乗算して直交検波する
もので、各直交検波出力はＡ／Ｄ（アナログ／デジタ
ル）変換回路４，５で例えば８ビットのデジタル信号に
変換され、これによってＩデータ、Ｑデータが受信・復
調される。
【０００４】一方、上記Ａ／Ｄ変換回路４，５の出力デ
ータは位相誤差検出回路６に送られ、ここで両データの
位相誤差成分が検出される。この検出信号はＤ／Ａ（ア
ナログ／デジタル）変換回路７にてアナログ信号に変換
され、ループフィルタ８で整流平滑され、加算器１１を
介して、電圧制御信号としてＶＣＯ９に供給される。こ
のようにしてキャリア再生用ＰＬＬ（フェーズド・ロッ
ク・ループ）回路が構成される。
ータは位相誤差検出回路６に送られ、ここで両データの
位相誤差成分が検出される。この検出信号はＤ／Ａ（ア
ナログ／デジタル）変換回路７にてアナログ信号に変換
され、ループフィルタ８で整流平滑され、加算器１１を
介して、電圧制御信号としてＶＣＯ９に供給される。こ
のようにしてキャリア再生用ＰＬＬ（フェーズド・ロッ
ク・ループ）回路が構成される。
【０００５】ここで、キャリア再生用ＰＬＬ回路は、ロ
ック可能な周波数の幅が衛星通信、ＬＮＢ通信等で生じ
る周波数ずれより狭い。このため、掃引信号発生回路１
２を設けて、三角波または鋸歯状波等の掃引信号を発生
し、これを加算器１１を介してＶＣＯ９に与えること
で、ＶＣＯ９の発振周波数をＰＬＬ許容範囲に掃引す
る。掃引のオン・オフはループフィルタ８の出力を第
１、第２のレベル比較器１３，１４に入力し、それぞれ
の基準レベルと比較することで、ＰＬＬ許容範囲の上限
（Ｈ）及び下限（Ｌ）の判定を行い、その判定結果によ
って制御している。
ック可能な周波数の幅が衛星通信、ＬＮＢ通信等で生じ
る周波数ずれより狭い。このため、掃引信号発生回路１
２を設けて、三角波または鋸歯状波等の掃引信号を発生
し、これを加算器１１を介してＶＣＯ９に与えること
で、ＶＣＯ９の発振周波数をＰＬＬ許容範囲に掃引す
る。掃引のオン・オフはループフィルタ８の出力を第
１、第２のレベル比較器１３，１４に入力し、それぞれ
の基準レベルと比較することで、ＰＬＬ許容範囲の上限
（Ｈ）及び下限（Ｌ）の判定を行い、その判定結果によ
って制御している。
【０００６】しかしながら、上記のような従来のキャリ
ア再生回路では、ＰＬＬの引き込みに掃引信号を用いて
いるため、ロックまでにかかる時間が長く、データの消
失時間が長いという問題があった。また、最良点の判定
は位相誤差検出回路の出力電圧によるため、ノイズ、周
波数特性がフラットな場合、サーチが不安定になること
があった。
ア再生回路では、ＰＬＬの引き込みに掃引信号を用いて
いるため、ロックまでにかかる時間が長く、データの消
失時間が長いという問題があった。また、最良点の判定
は位相誤差検出回路の出力電圧によるため、ノイズ、周
波数特性がフラットな場合、サーチが不安定になること
があった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、従
来の位相変調波キャリア再生回路では、ＰＬＬの引き込
みに掃引信号を用いているため、ロックまでにかかる時
間が長く、データの消失時間が長いという問題があっ
た。また、最良点の判定は位相誤差検出回路の出力電圧
によるため、ノイズ、周波数特性がフラットな場合、サ
ーチが不安定になることがあった。
来の位相変調波キャリア再生回路では、ＰＬＬの引き込
みに掃引信号を用いているため、ロックまでにかかる時
間が長く、データの消失時間が長いという問題があっ
た。また、最良点の判定は位相誤差検出回路の出力電圧
によるため、ノイズ、周波数特性がフラットな場合、サ
ーチが不安定になることがあった。
【０００８】この発明は上記の課題を解決するためにな
されたもので、キャリア再生のための引き込み時間が短
く、安定した動作が可能な位相変調波キャリア再生回路
を提供することを目的とする。
されたもので、キャリア再生のための引き込み時間が短
く、安定した動作が可能な位相変調波キャリア再生回路
を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
にこの発明は、一対の直交検波データから位相誤差デー
タを検出し、このデータに基づいてキャリア再生信号を
発生する発振器の発振周波数を制御することで、キャリ
ア再生信号の周波数及び位相を制御する位相変調波キャ
リア再生回路において、前記位相誤差データについて高
速フーリエ演算を行って周波数成分を解析する周波数成
分解析手段と、この手段の解析結果から周波数ずれを判
定する判定手段と、この手段の判定結果から前記発振器
の発振周波数を制御する周波数制御手段とを具備して構
成される。
にこの発明は、一対の直交検波データから位相誤差デー
タを検出し、このデータに基づいてキャリア再生信号を
発生する発振器の発振周波数を制御することで、キャリ
ア再生信号の周波数及び位相を制御する位相変調波キャ
リア再生回路において、前記位相誤差データについて高
速フーリエ演算を行って周波数成分を解析する周波数成
分解析手段と、この手段の解析結果から周波数ずれを判
定する判定手段と、この手段の判定結果から前記発振器
の発振周波数を制御する周波数制御手段とを具備して構
成される。
【００１０】
【作用】上記のように構成された位相変調波キャリア再
生回路では、位相誤差検出データが周波数スペクトラム
成分として再生キャリア周波数と受信位相シフト波の周
波数差に対応した周波数成分を含んでいることに着目
し、位相誤差検出データについてＦＦＴ演算を行うこと
で周波数解析し、判定手段で周波数のずれを判定し、そ
の周波数ずれをなくすように、発振器の発振周波数を制
御することで、キャリア再生信号を瞬時に目的の周波数
の近傍に合わせる。
生回路では、位相誤差検出データが周波数スペクトラム
成分として再生キャリア周波数と受信位相シフト波の周
波数差に対応した周波数成分を含んでいることに着目
し、位相誤差検出データについてＦＦＴ演算を行うこと
で周波数解析し、判定手段で周波数のずれを判定し、そ
の周波数ずれをなくすように、発振器の発振周波数を制
御することで、キャリア再生信号を瞬時に目的の周波数
の近傍に合わせる。
【００１１】
【実施例】以下、図１を参照してこの発明の一実施例を
詳細に説明する。但し、図１において、図２と同一部分
には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分を中心
に述べる。
詳細に説明する。但し、図１において、図２と同一部分
には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分を中心
に述べる。
【００１２】図１はこの発明に係る位相変調波キャリア
再生回路の一実施例の構成を示すもので、Ｉ，Ｑデータ
の受信・復調部、キャリア再生用ＰＬＬ回路の構成につ
いては図２に示したものと同じである。
再生回路の一実施例の構成を示すもので、Ｉ，Ｑデータ
の受信・復調部、キャリア再生用ＰＬＬ回路の構成につ
いては図２に示したものと同じである。
【００１３】異なる点は、前述の掃引信号発生回路１
２、レベル比較器１３，１４に代わって、位相誤差検出
データをＦＦＴ演算処理するＦＦＴ演算回路２１と、そ
のＦＦＴ演算結果から周波数ずれを判定してそのずれに
相当するデジタル信号（データ）を出力する判定制御回
路２２と、その出力をアナログ信号に変換して加算器１
１を介してＶＣＯに送出するＤ／Ａ変換回路２３を設け
た点にある。
２、レベル比較器１３，１４に代わって、位相誤差検出
データをＦＦＴ演算処理するＦＦＴ演算回路２１と、そ
のＦＦＴ演算結果から周波数ずれを判定してそのずれに
相当するデジタル信号（データ）を出力する判定制御回
路２２と、その出力をアナログ信号に変換して加算器１
１を介してＶＣＯに送出するＤ／Ａ変換回路２３を設け
た点にある。
【００１４】すなわち、位相誤差検出回路６の出力デー
タはスペクトラム成分として再生キャリア周波数と受信
ＰＳＫ波の周波数差に対応した周波数成分を含んでい
る。そこで、位相誤差検出回路６から出力される位相誤
差検出データについてＦＦＴ演算回路２１により周波数
解析し、判定制御回路２２で周波数のずれを判定する。
上記周波数ずれに対応したデータをＤ／Ａ変換回路２３
でアナログ化してＶＣＯ９に出力する。
タはスペクトラム成分として再生キャリア周波数と受信
ＰＳＫ波の周波数差に対応した周波数成分を含んでい
る。そこで、位相誤差検出回路６から出力される位相誤
差検出データについてＦＦＴ演算回路２１により周波数
解析し、判定制御回路２２で周波数のずれを判定する。
上記周波数ずれに対応したデータをＤ／Ａ変換回路２３
でアナログ化してＶＣＯ９に出力する。
【００１５】これにより、ＶＣＯ９の出力は瞬時に目的
の周波数の近傍に合わせられる。最終的な位相引き込み
はアナログ系のＰＬＬによるが、掃引にかかる時間を短
縮することができる。また、デジタル処理により、ＤＣ
電圧成分に影響されないため、極めて安定した動作を実
現することができる。
の周波数の近傍に合わせられる。最終的な位相引き込み
はアナログ系のＰＬＬによるが、掃引にかかる時間を短
縮することができる。また、デジタル処理により、ＤＣ
電圧成分に影響されないため、極めて安定した動作を実
現することができる。
【００１６】したがって、上記構成による位相変調波キ
ャリア再生回路は、引き込み時間の短縮を図り、引き込
み動作の安定度を高め、しかも引き込み範囲を広くとる
ことができるので、掃引によるＡＦＣ回路が不要とな
る。また、判定制御回路の変更により、Ｃ／Ｎの判定も
できるようになる。尚、この発明は上記実施例に限定さ
れるものではなく、この発明の要旨を変更しない範囲で
種々変形しても実施可能である。
ャリア再生回路は、引き込み時間の短縮を図り、引き込
み動作の安定度を高め、しかも引き込み範囲を広くとる
ことができるので、掃引によるＡＦＣ回路が不要とな
る。また、判定制御回路の変更により、Ｃ／Ｎの判定も
できるようになる。尚、この発明は上記実施例に限定さ
れるものではなく、この発明の要旨を変更しない範囲で
種々変形しても実施可能である。
【００１７】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、キ
ャリア再生のための引き込み時間が短く、安定した動作
が可能な位相変調波キャリア再生回路を提供することが
できる。
ャリア再生のための引き込み時間が短く、安定した動作
が可能な位相変調波キャリア再生回路を提供することが
できる。
【図１】この発明に係る位相変調波キャリア再生回路の
一実施例の構成を示すブロック回路図である。
一実施例の構成を示すブロック回路図である。
【図２】従来の位相変調波キャリア再生回路の構成を示
すブロック回路図である。
すブロック回路図である。
１…ＲＦ信号入力端子、２，３…乗算器、４，５…Ａ／
Ｄ変換回路、６…位相誤差検出回路、７…Ｄ／Ａ変換回
路、８…ループフィルタ、９…ＶＣＯ、１０…９０°移
相器、１１…加算器、１２…掃引信号発生回路、１３，
１４…レベル比較器、２１…ＦＦＴ演算回路、２２…判
定制御回路、２３…Ｄ／Ａ変換回路。
Ｄ変換回路、６…位相誤差検出回路、７…Ｄ／Ａ変換回
路、８…ループフィルタ、９…ＶＣＯ、１０…９０°移
相器、１１…加算器、１２…掃引信号発生回路、１３，
１４…レベル比較器、２１…ＦＦＴ演算回路、２２…判
定制御回路、２３…Ｄ／Ａ変換回路。
Claims (3)
- 【請求項１】 一対の直交検波データから位相誤差デー
タを検出し、このデータに基づいてキャリア再生信号を
発生する発振器の発振周波数を制御することで、キャリ
ア再生信号の周波数及び位相を制御する位相変調波キャ
リア再生回路において、 前記位相誤差データについて高速フーリエ演算を行って
周波数成分を解析する周波数成分解析手段と、 この手段の解析結果から周波数ずれを判定する判定手段
と、 この手段の判定結果から前記発振器の発振周波数を制御
する周波数制御手段とを具備する位相変調波キャリア再
生回路。 - 【請求項２】 前記判定手段は、前記周波数ずれ相当分
をデータとして出力し、前記周波数制御手段は、前記判
定手段の出力データをアナログ信号に変換して、周波数
制御信号として前記発振器に供給するようにしたことを
特徴とする請求項１記載の位相変調波キャリア再生回
路。 - 【請求項３】 前記周波数成分解析手段の解析結果を、
前記キャリア再生信号が同期状態のとき、Ｃ／Ｎ判定結
果として出力するようにしたことを特徴とする請求項１
記載の位相変調波キャリア再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31810094A JP3410841B2 (ja) | 1994-12-21 | 1994-12-21 | 位相変調波キャリア再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31810094A JP3410841B2 (ja) | 1994-12-21 | 1994-12-21 | 位相変調波キャリア再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08181731A JPH08181731A (ja) | 1996-07-12 |
| JP3410841B2 true JP3410841B2 (ja) | 2003-05-26 |
Family
ID=18095494
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31810094A Expired - Fee Related JP3410841B2 (ja) | 1994-12-21 | 1994-12-21 | 位相変調波キャリア再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3410841B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100660056B1 (ko) * | 2005-11-07 | 2006-12-20 | 한국전자통신연구원 | 계층적 변조 신호의 독립적 스트림 추출 및 연판정 장치 및그 방법 |
-
1994
- 1994-12-21 JP JP31810094A patent/JP3410841B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08181731A (ja) | 1996-07-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080320 Year of fee payment: 5 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090320 Year of fee payment: 6 |
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| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |