DE4216027C2 - Demodulierschaltkreis - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Demodulierschaltkreis zur Verwendung für einen MSK-(Minimum Shift Keying)-Empfänger oder QPSK-(Quadrature Phase Shift Keying)-Empfänger und insbesondere auf einen Demodulierschaltkreis, der arbeitet, um ein digitales "winkelmodu­ liertes" Signal unter der Driftbedingung einer sich von der Drift eines lokalen Oszillators ergebenden Zwischenfrequenz stabil zu demodulieren und ein Zwischenfrequenzsignal bereitstellt, welches zum Demodulieren eines Doppelseitenbandsignals mit unterdrücktem Träger benötigt wird, wobei der Demodulierschaltkreis zu einem heterodynen Empfänger gehört zum Empfangen eines Signals von einem Rundfunksatelliten oder einem Kommunikationssatelliten.

Ein CS-(Communication Satellite)-Audio-Rundfunksystem, welches in der Lage ist, PCM-Rundfunk auf eine Mehrkanalweise durchzuführen, ver­ wendet ein Direktfrequenzmodulationssystem zum direkten Modulieren eines Trägers unter der überlappten Bedingung von Mehrkanalsignalen. Das CS-Audio-Rundfunksystem verwendet eine MSK-modulierte elek­ tromagnetische Welle bei einer Übertragungsrate von 24 576 Mbps. Um die feststehende Verschlechterung zu verringern, hat der Demodulier­ schaltkreis vom Typ der kohärenten Erfassung für eine digitale winkelmo­ dulierte Welle, wie z. B. einer MSK-modulierten Welle oder einer QPSK-modulierten Welle, normalerweise einen Trägerrückgewinnungs­ schaltkreis, dessen Einfangsbereich so entworfen ist, daß er nur einige hundert kHz schmal ist. Andererseits befindet sich im allgemeinen ein Frequenzkonverter unmittelbar hinter einer Antenne zu dem Zweck, einen Kabelverlust nach Empfangen einer Welle von dem Satelliten zu verringern. Da der Frequenzkonverter einen lokalen Oszillator hat, ist es notwendig, eine in dem lokalen Oszillator auftretende Frequenzschwan­ kung von ca. ± 1,5 MHz in Betracht zu ziehen. Um die Frequenz­ schwankung auszugleichen, wird ein Mitnahmeschaltkreis benötigt, der zum Synchronisieren des empfangenen Signals installiert werden muß. Zusätzlich hängt die Demodulierleistung stark von der Frequenzschwan­ kung ab.

Ein Beispiel eines Demodulierschaltkreises zum stabilen Demodulieren des MSK-modulierten Signals wurde in JP-A-63-30 009 offenbart. Dieser Schaltkreis ist so angeordnet, daß ein weiterer Konverter zusätzlich zu einem Antennenkonverter und einem Auswahlkonverter bereitgestellt ist, und ein Phasenfehlersignal des MSK-Demodulierschaltkreises zu dem zusätzlichen Konverter rückgekoppelt wird. D.h., der Schaltkreis hat eine dreistufige heterodyne Anordnung. Fig. 1 zeigt diesen Schaltkreis. Der Antennenkonverter ist in Fig. 1 nicht gezeigt. Wie gezeigt, ist 1 ein Eingabeanschluß. 2 ist ein erster lokaler Oszillator. 3 ist ein erster Mischer, 4 ist ein zweiter lokaler Oszillator. 5 ist ein zweiter Mischer. 6 ist ein Bandpaßfilter (BPF). 7 ist einer erster Multiplizierer. 8 ist ein zweiter Multiplizierer. 9 ist ein Bezugsoszillator. 10 ist ein π/2-Phasenschieber. 11 ist ein erstes Tiefpaßfilter (LPF). 12 ist ein zweites LPF. 13 ist ein erster Diskriminierschaltkreis. 14 ist ein zweiter Dis­ kriminierschaltkreis. 15 ist ein Inverter. 16 ist ein digitaler Signalver­ arbeitungsschaltkreis. 17 ist ein Ausgabeanschluß für ein reproduziertes Signal. 18 ist ein dritter Multiplizierer. 19 ist ein vierter Multiplizierer. 20 ist ein Schleifenfilter. 21 ist ein Taktrückgewinnungsschaltkreis. 22 ist ein MSK-Demodulierschaltkreis. Der in Fig. 1 gezeigte Demodulier­ schaltkreis ist so angeordnet, daß er einen ersten und einen zweiten Frequenzkonverterschaltkreis hat. Der erste Frequenzkonverterschaltkreis besteht aus dem ersten lokalen Oszillator 2 und dem ersten Mischer 3. Der zweite Frequenzkonverterschaltkreis besteht aus dem zweiten lokalen Oszillator 4 und dem zweiten Mischer 5. Der erste und der zweite Frequenzkonverterschaltkreis dienen zur Senkung einer Trägerfrequenz auf duale heterodyne Art, bei der zwei Frequenzen für eine Zwischenfre­ quenz vorbereitet werden. Obwohl der Betrieb des Demodulierschalt­ kreises nicht im Detail beschreibend ist, wird das Eingabe-modulierte Signal in eine erste und eine zweite Zwischenfrequenz umgewandelt. Der erste Multiplizierer 7 dient zum Multiplizieren des in die zweite Zwischenfrequenz umgewandelten Signals mit einem phasengleichen Träger der in dem Bezugsoszillator 9 erzeugt wird. Der zweite Multipli­ zierer 8 dient zum Multiplizieren des in die zweite Zwischenfrequenz umgewandelten Signals mit einem Quadraturträger, der in dem π/2-Phasenschieber 10 erzeugt wird. D.h., der erste und der zweite Multipli­ zierer 7 und 8 führen die synchrone Wellenerfassung durch und produ­ zieren eine phasengleiche Komponente bzw. eine Quadraturkomponente. Dann dient der dritte Multiplizierer 18 zum Multiplizieren der phasen­ gleichen Komponente mit der Qadraturkomponente. Das multiplizierte Ergebnis des dritten Multiplizierers 18 wird zu dem vierten Multiplizierer 19 gesendet, in welchem es mit einem aus dem Taktrückgewinnungs­ schaltkreis 21 zurückgewonnenen Signal weiter multipliziert wird. Diese Multiplizierer 7, 8, 18, 19 bilden eine negative Rückkopplungsschleife zum Aufrechterhalten einer konstanten Phasendifferenz zwischen der zweiten Mittelfrequenz und der Ausgabe des Bezugsoszillators 9. Dieser Stand der Technik kann einen hochstabilen Kristalloszillator als Bezugs­ oszillator 9 verwenden. Wenn daher die Frequenz des ersten lokalen Oszillators 2 driftet aufgrund von Umgebungstemperaturschwankung oder der sich aus der elektronischen Leitung ergebenden Temperaturschwan­ kung, stabilisiert die negative Rückkopplungsschleife die zweite Zwischen­ frequenz. Dieser Stand der Technik ist in der Lage, den Träger rück­ zugewinnen und eine modulierte Welle zu demodulieren, falls die Zwi­ schenfrequenz als ein Ergebnis des Driftens des ersten lokalen Oszillators des heterodynen Empfängers gedriftet ist. Dennoch kann dieser Stand der Technik die Drift des Antennenkonverters nicht ausreichend kom­ pensieren. Wenn daher die Drift in dem Bereich von einigen Megahertz auftreten kann, ist die Demodulierleistung verschlechtert. Fig. 2 zeigt eine Beziehung zwischen einer Bitfehlerrate (BER) und einer Verstim­ mungsfrequenz, was eine Demodulierleistung zeigt. Wie in einer Kurve (a) von Fig. 2 gezeigt, verschlechtert sich die BER-Charakteristik, wenn die Frequenz weiter von dem Zentrum weggeht. Wie in einer Kurve (b) von Fig. 2 gezeigt, kann der Verschlechterungsbetrag verringert werden, wenn man die Schleifenverstärkung größer macht. Wenn die Schleifenverstärkung jedoch um zuviel vergrößert wird, kann oft ein durch Rauschen verursachter Fehlbetrieb in diesem Modulierschaltkreis auf­ treten, falls ein C/N (Träger/Rausch-Verhältnis) kleiner gemacht wird. Daher hat der Modulierschaltkreis Schwierigkeiten, die Signale zu syn­ chronisieren, wenn das C/N verringert wird.

Ein Beispiel eines Mitnahmeschaltkreises zum Kompensieren des sich aus der Frequenzdrift ergebenden Verstimmungsphänomens wurde in JPA-62-1 36 152 offenbart. Wie in Fig. 3 gezeigt, ist dieser Mitnahmeschaltkreis in dem Modulierschaltkreis für das QPSK-modulierte Signal bereitgestellt und ist so angeordnet, daß, wenn ein synchroner Zustand in einer digita­ len Signalverarbeitungseinheit nicht erfaßt wird, wird ein niederfrequentes Ablenkungs- bzw. Durchlaufsignal in den Modulierschaltkreis gezogen, und zwar auf eine Art und Weise, daß es mit einer Steuerspannung eines spannungsgesteuerten Oszillators überlappt wird, welcher in dem QPSK-Trägerrückgewinnungsschaltkreis enthalten ist. Falls der synchrone Zu­ stand erfaßt wird, wird die Zufuhr des Ablenkungssignals gestoppt. In Fig. 3 ist 101 eine Antenne, durch die eine elektromagnetische Welle auf dem Band von 12 GHz empfangen wird. 102 und 103 sind Antennen­ konverter. Konkret korrespondiert 102 mit einem Mischer, und 103 korrespondiert mit einem lokalen Oszillator. Der Mischer 102 dient dazu, die empfangene Welle in ein Signal auf dem Band von 1 GHz umzuwandeln. 105 ist ein Band-auswählender lokaler Oszillator. 104 ist ein weiterer Mischer. Der Mischer 104 dient dazu, das Signal in das Signal auf dem Band von 400 MHz umzuwandeln. 106 ist ein Bandpaß­ filter zum Einschränken eines Bandes. 107 ist ein QPSK-Demodulier­ schaltkreis. 113 ist ein Schleifenfilter. 114 ist ein spannungsgesteuerter Oszillator zum Rückgewinnen eines Trägers. 108 ist eine digitale Signal­ verarbeitungseinheit. 109 ist ein synchroner Musterdetektor, der in der Signalverarbeitungseinheit 108 enthalten ist. Wenn der QPSK-Demodulie­ rerschaltkreis 107 in einen synchronen Zustand tritt, wird das synchrone Muster erfaßt, und der Synchronmusterdetektor 109 gibt ein Erfassungs­ signal aus. Dieser QPSK-Demodulierschaltkreis 107 hat einen Einfangs­ bereich von ungefähr ± 500 kHz und einen verriegelten Bereich von ungefähr ± einigen Megahertz (MHz). Wenn der lokale Oszillator 103 in dem Bereich von einigen Megahertz driftet, kann der Demodulier­ schaltkreis 107 den synchronen Mitnahmebetrieb nicht ausführen. Um diesen nachteiligen Zustand zu überwinden, werden ein Niederfrequen­ zoszillator 110, ein Schalter 111 und ein Addierer 112 bereitgestellt. Falls kein synchrones Muster erfaßt wird, wird der Schalter 111 einge­ schaltet zum Addieren eines Niederfrequenzsignals in ein Trägerphasen­ fehlersignal und Durchfahren bzw. Durchlaufen der Spannung des span­ nungsgesteuerten Oszillators 114.

Dieser Stand der Technik verwendet die Charakteristiken, die auftreten, wenn der Einfangsbereich schmal und der verriegelte Bereich breit ist. Der Einfangsbereich kann offensichtlich breiter gemacht werden. Diese Anordnung macht es möglich, das Niederfrequenzdurchfahrsignal mit­ zunehmen, falls die Trägerfrequenz von dem Zentrum verschoben ist. Dennoch ist die Demodulierleistung gegenüber der Frequenzverschiebung verschlechtert, wie in Fig. 2 gezeigt. Weiterhin hat diese Schaltkreis­ anordnung einen Nachteil, indem ein Signalspektrum herausgeschnitten wird und die Demodulierleistung entsprechend stärker verschlechtert wird, falls die Eingabeträgerfrequenz verschoben ist, da das Bandpaßfilter 106 zum Beschränken des Bandes, welches sich bei der vorhergehenden Stufe des QPSK-Demodulierschaltkreises befindet, eine feste Frequenz hat.

Das MSK-modulierte Signal ist ein Phasen-serielles FSK-Signal. Daher kann es als eine Art FM-Welle betrachtet werden. Ein AFC-Schaltkreis ist im Lichte dieses Merkmals angeordnet. D.h., der AFC-Schaltkreis arbeitet zum FM-Erfassen des Eingabesignals und Rückkoppeln des Fehlersignals, das man durch Vergleichen des erfaßten Signals mit der Bezugsfrequenz zu einem Band-auswählenden lokalen Oszillator erhält. Fig. 4 zeigt den in ITEJ Technical Report Band 11, No. 31, Seiten 7 bis 12, TEBS′87-24. November 1987 offenbarten Stand der Technik. In Fig. 4 ist 101 eine Antenne, durch welche eine elektromagnetische Welle auf dem Band von 12 GHz empfangen wird. Dieses Signal wird zu einem Abwärtskonverter geschickt, indem das Signal in ein Signal auf dem Band von 1 GHz umgewandelt wird. Das sich ergebende Signal wird zu einem Mischer 104 geschickt. 105 ist lokaler Oszillator vom Typ eines PLL-Synthesierers, der dazu dient, das Band von dem Signal auszuwählen und das Signal in das Signal auf dem Band von 140 MHz umzuwandeln. Dann wird das 140-MHz-Signal zu einem MSK-Demodulierschaltkreis 15 durch ein Bandpaßfilter 106 zum Einschränken des Bandes eingegeben.

Wenn die Eingabefrequenz verschoben wird, wird kein synchroner Mit­ nahmebetrieb durchgeführt. Daher wird der in Fig. 4 gezeigte AFC- Schaltkreis verwendet. Da das MSK-Signal eine Art FM-Welle ist, wird das bandeingeschränkte Signal durch den FM-Detektor 116 dividiert, und die dividierte Frequenz wird mit einer Bezugsfrequenz 117 verglichen, um genau die Richtung und den Betrag der Frequenzverschiebung zu kennen. Hierbei wird das Eingabesignal durch 64 geteilt und weiterhin durch 256. Dann wird das durch 256 geteilte Signal mit der Bezugsfrequenz von 8,545 kHz verglichen. Der Mikrocomputer 118 dient dazu, um den Band-auswählenden lokalen Oszillator eines PLL-Synthesierertyps zu steuern mit dem Zweck, die Frequenzverschiebung zu absorbieren.

Das Merkmal dieses Standes der Technik besteht darin, daß ein un­ abhängig von dem MSK-Demodulierschaltkreis bereitgestellter digitaler Hochpräzisions-FM-Detektor den AFC-Betrieb möglich macht, selbst wenn der MSK-Demodulierschaltkreis nicht in dem leitenden Zustand ist. Dieser Typ von System hat jedoch einen Nachteil, daß, falls das Ein­ gabesignal einen niedrigen C/N-Wert hat, das Eingabesignal nicht genau dividiert werden kann, d. h., der AFC-Betrieb wird unmöglich gemacht, falls das Eingabesignal einen tiefen C/N-Wert hat, obwohl die FM-Erfassung vom digitalen Typ eine genauere Erfassung erzielen kann. Ein anderer Nachteil ist, daß eine Schaltkreisanordnung kompliziert wird, weil es notwendig ist, einen Hochpräzisions-FM-Erfassungsschaltkreis bereitzu­ stellen, der dem AFC-Betrieb überlassen wird. Als ein weiterer Nachteil bereitet diese Anordnung keinen FM-erfassenden Betrieb für das QPSK-Signal vor. Daher arbeitet er nicht für das QPSK-Signal.

Wie oben erwähnt, hat der Stand der Technik einen Nachteil, daß die Demodulierleistung verschlechtert ist, falls die Trägerfrequenz des digita­ len Winkel-modulierten Signals von der Zentrumsfrequenz verschoben ist, wie es durch die Frequenzdrift des Antennenkonverters (Freilandeinheit) verursacht wird. Da die Schleifenverstärkung viel höher gemacht wird, wird der Betrieb instabil, falls das C/N-Verhältnis niedrig ist. Weiterhin ist es für das MSK-modulierte Signal möglich, einen Hochpräzisions-FM-De­ tektor bereitzustellen, der dem AFC-Betrieb überlassen ist, damit die Demodulierleistung stabil gehalten werden kann, falls die Trägerfrequenz verschoben wird. Die Bereitstellung des Hochpräzisions-FM-Detektors arbeitet jedoch auch instabil, falls das C/N-Verhältnis niedrig ist, und vergrößert den Schaltkreismaßstab.

Insbesondere ist der in Fig. 1 gezeigte Stand der Technik in der Lage, einen Träger zu reproduzieren und eine modulierte Welle zu demodulie­ ren, falls die Zwischenfrequenz driftet, wenn der erste lokale Oszillator des heterodynen Empfängers driftet. Der heterodyne Empfänger zum Empfang eines Signals von dem Rundfunksatelliten oder dem Kommuni­ kationssatelliten beinhaltet jedoch den dritten Mischer und den lokalen Oszillator als Freilandeinheiten und den ersten und den zweiten Mischer und den lokalen Oszillator als Zimmereinheiten. Die große Drift kann in dem im Freiland angeordneten dritten lokalen Oszillator stattfinden. Darüber hinaus, um die Interferenzcharakteristik gegenüber der neuerli­ chen Zunahme von Empfangskanälen zu verbessern, ist das BPF zwischen dem ersten und dem zweiten Mischer angeordnet. Falls die Drift in dem zweiten oder dem dritten lokalen Oszillator stattfinden sollte, führt die Abschwächung der Seitenbandwelle in dem BPF zu einer nachteiligen Zunahme des Fehlerverhältnisses des reproduzierten Signals.

Es ist ein Hauptziel der vorliegenden Erfindung, einen einfach angeord­ neten Demodulierschaltkreis für ein digitales Winkel-moduliertes Signal bereitzustellen, der in der Lage ist, ein digitales winkelmoduliertes Signal einschließlich eines MSK-modulierten Signals und eines QPSK-Signals zu behandeln, gute Demodulierleistung aufrecht zu erhalten, auch wenn die Trägerfrequenz sich verschiebt und das Signal präzise zu demodulie­ ren, falls das Eingabesignal ein niedriges C/N-Verhältnis hat.

Es ist ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung, einen MSK-Empfän­ ger vom heterodynen Typ bereitzustellen, der in der Lage ist, das von dem Rundfunksatelliten oder dem Kommunikationssatelliten gesendete MSK-Signal stabil zu demodulieren.

Bei der Durchführung der Ziele sind gemäß den selbständigen Patentansprüchen Einrichtungen zum Erfassen eines synchronen Zustandes und Einrichtungen zum Durchlaufen der Spannung eines spannungsgesteuerten Oszillators bereitgestellt, so daß die Ausgabe des spannungsgesteuerten Oszillators durchlaufen wird, um einen syn­ chronen Zustand zu verursachen, falls der asynchrone Zustand vorliegen könnte. Dann wird der Durchlaufbetrieb gestoppt und die Steuerungs­ spannung des spannungsgesteuerten Oszillators wird so gesteuert, daß die niederfrequente Komponente vollständig von einem Phasenfehlersignal in der Demodulierschaltung entfernt wird.

Wenn sich die Trägerfrequenz des digitalen winkelmodulierten Signals um einige MHz von dem Zentrum verschiebt, hat der Demodulierschalt­ kreis einen so schmalen Einfangsbereich, daß der Schaltkreis in dem asynchronen Zustand verbleiben kann, und daher kann es sein, daß das Phasenfehlersignal keine Information enthält. Indem man die Spannung des spannungsgesteuerten Oszillators durchläuft, gestattet man es dem Demodulierschaltkreis, in einen synchronen Zustand einzutreten. In diesem Fall hat der Demodulierschaltkreis einen so breiten verriegelten Bereich, daß das Phasenfehlersignal eine Phasenfehlerspannung übertragen kann zum Durchführen der kohärenten Erfassung auf einem Arbeitspunkt der von der zentralen Frequenz verschobenen Frequenz. Die nieder­ frequente Komponente des Phasenfehlersignals entspricht der Spannung zum Korrigieren der Verschiebung der zentralen Frequenz. Durch Steuern einer Steuerspannung des spannungsgesteuerten Oszillators, damit die niederfrequente Komponentenspannung gesenkt werden kann, wird es gestattet, daß der Arbeitspunkt der in dem Demodulierschaltkreis durch­ zuführenden kohärenten Erfassung in die Nähe des Zentrums bewegt wird. Falls die Trägerfrequenz sich um mehrere MHz verschiebt, da die Drift in dem Antennenkonverter stattfinden kann, ist der Demodulier­ schaltkreis in der Lage, das digitale Winkel-modulierte Signal stabil zu demodulieren, und zwar ohne daß man die Demodulierleistung ver­ schlechtern mußte.

Weiterhin können die vorhergehenden Ziele erreicht werden, indem man die Schwankung der Schwingungsfrequenz, welche von dem zweiten lokalen Oszillator ausgesendet wird, oder die Eingabefrequenz des zwei­ ten in dem Stand der Technik bereitgestellten Mischers erfaßt, man den Oszillator des ersten Ortes auf der Basis der erfaßten Schwankung steuert und man die Schwingungsfrequenz des zweiten lokalen Oszillators oder die Eingabefrequenz des zweiten Mischers konstant hält. Um die Schwankung der oszillierenden Frequenz des zweiten lokalen Oszillators zu erfassen, ist es möglich, das Verfahren zu nehmen, bei dem die Schwingungsfrequenz des zweiten lokalen Oszillators dividiert wird und die dividierte Frequenz mit der Bezugsfrequenz des Bezugsoszillators verglichen wird, die oszillierende Frequenz des zweiten lokalen Oszillators unter Verwendung eines Binärzählers gemessen wird oder die Gleich­ spannungskomponente der Trägerphasenfehlerinformation, d. h., die Steuer­ spannung des zweiten lokalen Oszillators mit der Bezugsspannung ver­ glichen wird. Um die Schwankung der Eingabefrequenz des zweiten Mischers zu erfassen, ist die FM-Erfassung des Eingabesignals des zwei­ ten Mischers und der Vergleich der Gleichspannungskomponente des erfaßten Ausgabesignals mit der Bezugsspannung möglich.

Mit der vorhergehenden Anordnung kann das MSK-modulierte Signal mit einer Frequenzschwankungskomponente, die sich aus der Temperatur­ änderung der Freilandeinheit ergibt, eine stabile Mittelfrequenz ohne Frequenzschwankung durch den Effekt des ersten Frequenzkonverter­ schaltkreises haben. Falls ein BPF zwischen dem ersten und dem zweiten Mischer angeordnet ist, verursacht das BPF keine Abschwächung des Seitenbandes, wenn die Drift in dem zweiten oder dem dritten lokalen Oszillator stattfinden kann. Somit arbeitet der MSK-Demodulier­ schaltkreis im besten Zustand, was dazu führt, daß er in der Lage ist, es zu vermeiden, daß sich das Fehlerverhältnis des reproduzier­ ten Signals verschlechtert.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nun in Zusammenhang mit der begleitenden Zeichnung beschrieben:

Fig. 1 ist ein den Stand der Technik zeigendes Blockdiagramm;

Fig. 2 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Bitfehlerrate (BPR) und einer Verstimmungsfrequenz in dem in Fig. 1 ge­ zeigten Stand der Technik zeigt;

Fig. 3 ist ein Blockdiagramm, welches einen anderen Stand der Tech­ nik zeigt;

Fig. 4 ist ein Blockdiagramm, welches einen anderen Stand der Technik zeigt;

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfin­ dung zeigt;

Fig. 6 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Phasenfehler­ spannung und einer Verstimmungsfrequenz in dem ersten Aus­ führungsbeispiel zeigt;

Fig. 7 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Bitfehlerrate (BER) und einer Verstimmungsfrequenz in dem ersten Aus­ führungsbeispiel zeigt;

Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 9 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfin­ dung zeigt;

Fig. 10 ist eine Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfin­ dung zeigt;

Fig. 11 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 12 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 13 ist ein Blockdiagramm, welches eine Transformation des in Fig. 12 gezeigten Ausführungsbeispiels zeigt;

Fig. 14 ist ein Blockdiagramm, welches eine Transformation des in Fig. 12 gezeigten Ausführungsbeispiels zeigt;

Fig. 15 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 16 ist ein Blockdiagramm, das eine Transformation des in Fig. 15 gezeigten Ausführungsbeispiels zeigt;

Fig. 17 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfin­ dung zeigt;

Fig. 18 ist eine erklärende Ansicht, welche einen Betrieb von in Fig. 17 gezeigten Steuerungsbeschränkungseinrichtungen zum Verhindern der exzessiven Steuerung des lokalen Oszillators 2 nahe der zentralen Frequenz und einen Steuerbereich des lokalen Oszilla­ tors 2 zeigt;

Fig. 19 ist eine erklärende Ansicht, welche einen Betrieb von in Fig. 17 gezeigten Steuerungsbeschränkungseinrichtungen zum Verhindern exzessiver Steuerung des lokalen Oszillators 2 nahe der zen­ tralen Frequenz und ein Steuerungsflußdiagramm eines Mikro­ computers 30 zeigt;

Fig. 20 ist ein Blockdiagramm, welches eine Transformation des in Fig. 17 gezeigten Ausführungsbeispiels zeigt;

Fig. 21 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt; und

Fig. 22 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem zehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Eine aus einer Antenne, einem lokalen Oszillator und einem Mischer beste­ hende Freilandeinheit ist in der Figur herausgestellt. Die gezeigte Zimmer-Einheit nimmt eine erste mittlere Frequenz (1-GHz-Band) auf, die von einem Signal umgewandelt ist, welches von einem Rundfunksatel­ liten oder einem Kommunikationssatelliten übertragen wird. Die gleichen Symbole werden den gleichen Funktionsblöcken wie den in Fig. 1 gezeig­ ten (Stand der Technik) gegeben. In Fig. 5 ist 1 ein Eingabeanschluß. 2 ist ein erster lokaler Oszillator. 3 ist ein erster Mischer. 4 ist ein zweiter lokaler Oszillator. 5 ist ein zweiter Mischer. 6 ist ein Bandpaß­ filter (BPF). 7 ist ein erster Multiplizierer. 8 ist ein zweiter Multipli­ zierer. 9 ist ein Bezugsoszillator. 10 ist ein π/2-Phasenschieber. 11 ist ein erstes Tiefpaßfilter (LPF). 12 ist ein zweites LPF. 13 ist ein erster Diskriminierungsschaltkreis. 14 ist ein zweiter Diskriminierungsschaltkreis. 15 ist ein Inverter. 16 ist ein digitaler Signalverarbeitungsschaltkreis. 17 ist ein Ausgabeanschluß für ein reproduziertes Signal. 18 ist ein dritter Multiplizierer. 19 ist ein vierter Multiplizierer. 20 ist ein Schleifenfilter. 21 ist ein Taktrückgewinnungsschaltkreis. 22 ist ein MSK-Demodulier­ schaltkreis. Die in Fig. 5 gezeigte Schaltungsanordnung beinhaltet einen ersten und einen zweiten Frequenzumwandlungsschaltkreis. Der erste Frequenzumwandlungsschaltkreis besteht aus dem ersten lokalen Oszillator 2 und dem erster Mischer 3. Der zweite Frequenzumwandlungsschalt­ kreis besteht aus dem zweiten lokalen Oszillator 4 und dem zweiten Mischer 5. Der in Fig. 5 gezeigte Schaltkreis arbeitet, um eine Träger­ frequenz auf duale heterodyne Art mit zwei mittleren Frequenzen zu senken, die gesenkten Frequenzen dem MSK-Demodulierschaltkreis 22 einzugeben und ein MSK-Signal zu demodulieren. Hierbei ist ein Signal bei dem Eingabeanschluß ein Signal auf dem Band von 1 GHz. Das Signal wird in dem Mischer 3 so ausgewählt, daß das Signal auf dem 1- GHz-Band in das Signal auf dem 400-MHz-Band umgewandelt. Dann dient der Mischer 6 dazu, das 400-MHz-Band in ein Signal auf dem Band von 140 MHz umzuwandeln.

Der Unterschied hinsichtlich der Anordnung in Fig. 5 von der in Fig. 1 besteht darin, daß ein Synchronzustandsdetektor 24, ein Schalter 25, ein Tiefpaßfilter 26, ein Verstärker 27 und ein Addierer 23 bereitgestellt sind. Der Synchronzustandsdetektor 24 stellt sicher, daß der MSK-Demo­ dulierschaltkreis 22 einen synchronen Zustand beibehält und er hält die Information über die verschobene Eingabefrequenz. Dann wird der Schalter 25 eingeschaltet. Wenn der Schalter 25 abgeschaltet wird, gibt das Schleifenfilter 20 ein Phasenfehlersignal aus zum Rückgewinnen eines Trägers, wobei das Signal eine Versatzspannung entsprechend der Ver­ schiebung der Eingabefrequenz enthält. Der MSK-Demodulierschaltkreis 22 dient dazu, um die kohärente Erfassung auf einem Arbeitspunkt als einen Punkt verschobener Frequenz durchzuführen.

Fig. 6 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Phasenfehler­ spannung und einer Verstimmungsfrequenz in dem Demodulierschaltkreis dieses Ausführungsbeispieles zeigt. Fig. 6 ist ein Zustand des Verschie­ bens der Niederfrequenzkomponentenspannung des Phasenfehlersignals, welches eine Ausgabe des Schleifenfilters 20 ist, und zwar von dem Zentrum der Trägerfrequenz. Wenn sie um -2 MHz von dem Zentrum der Trägerfrequenz verschoben ist, ist der Arbeitspunkt der in Fig. 6 gezeigte Punkt (A).

Fig. 7 ist ein Graph, der eine Beziehung zwischen einer Bitfehlerrate (BER) und einer Verstimmungsfrequenz in dem Demodulierschaltkreis dieses Ausführungsbeispiels zeigt. Aus diesem Graph versteht man, daß die die Demodulierleistung anzeigende BER zu dem Punkt (A) der Frequenz ohne Verschiebung schlechter wird. Wenn der Schalter einge­ schaltet ist, wird die Niederfrequenzkomponente des Phasenfehlersignals dem Verstärker 27 eingegeben durch ein Tiefpaßfilter 26 mit einer tieferen Eckfrequenz als einigen Hz. D. h., wenn eine Verstärkung zunimmt, funktioniert der Demodulierschaltkreis schlecht, falls das Ein­ gabesignal zuviel Rauschen enthält. Daher steigt die Verstärkung nur bezüglich der supertiefen Frequenz. Als ein Ergebnis erhöht sich die Verstärkung, um dem Gleichspannungskomponentenfehler vorzubeugen. Der Fehler gegenüber dem Hochfrequenzrauschen wird abgeschnitten durch die Wirkung des Tiefpaßfilters 26.

Angenommen, die Verstärkung des Verstärkers wird auf das zwanzigfache vergrößert, so wird die Niederfrequenzkomponente des Phasenfehlersignals auf das zwanzigfache verstärkt. Das verstärkte Signal wird dem Addierer 23 eingegeben, von dem das Signal als eine Steuerspannung dem span­ nungsgesteuerten Oszillator 4 zugeführt wird zusammen mit dem Phasen­ fehlersignal. 28 bezeichnet eine Spannungsquelle, durch welche der spannungsgesteuerte Oszillator eine zentrale Frequenz ausgibt. Daher enthält das Phasenfehlersignal zum Steuern des spannungsgesteuerten Oszillators 4 nur die verstärkte Niederfrequenzkomponente. Die Nieder­ frequenzkomponente des Phasenfehlersignals des Schleifenfilters 20 wird zu 1/20 verringert. Das bedeutet, daß der Arbeitspunkt (A) von Fig. 6 zu dem Punkt (B) bewegt wird, bei dem die Phasenfehlerspannung auf 1/20 verringert wird. Das bedeutet, daß die Verschiebung von 2 MHz der Verschiebung von 100 kHz entspricht. Die BER-Leistung wird zu dem Punkt (B) von Fig. 7 bewegt, bei dem die Charakteristik ohne Ver­ schlechterung ordentlich bleibt.

Wie oben hervorgehoben, ist dieses Ausführungsbeispiel der Erfindung in der Lage, vollständig zu verhindern, daß sich die Demodulierleistung über der Frequenzverschiebung verschlechtert und daß die Verstärkung des Phasenfehlersignals außer der Niederfrequenzkomponente aufrechterhalten bleibt. Somit ermöglicht dieses Ausführungsbeispiel, den stabilen Betrieb aufrechtzuerhalten, wenn das Eingabesignal ein niedriges C/N-Verhältnis hat.

Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Dieses Ausführungsbeispiel arbeitet nach demselben Prinzip als das erste in Fig. 5 gezeigte Ausführungsbeispiel. Der Unterschied hinsichtlich der in Fig. 8 gezeigten Anordnung von der in Fig. 5 gezeigten Anordnung besteht darin, daß die Schleife aus dem Schalter 25, dem Tiefpaßfilter 26 besteht und der Verstärker 27 (siehe Fig. 5) ersetzt ist durch die Schlei­ fe, die aus einem Tiefpaßfilter 26, einem A/D-Wandler 31, einem arith­ metischen- und Verarbeitungsschaltkreis 32 und einem D/A-Wandler 33 besteht. Die Ausgabe des Tiefpaßfilters 26 wird A/D-gewandelt in das digitale Signal durch den A/D-Wandler 31. Das digitale Signal wird dem arithmetischen und Verarbeitungsschaltkreis 32 zugeführt. Der Schaltkreis 32 dient dazu, das Signal zu verstärken, das verstärkte Signal zu den Daten entsprechend einer Bezugsspannung zu addieren, und das addierte Ergebnis an den D/A-Wandler 33 auszugeben unter der Steue­ rung der erfaßten Ausgabe des Synchronzustandsdetektors 24. Dann dient der D/A-Wandler 33 dazu, die addierten Ergebnisse zu einem analogen Signal umzuwandeln und das analoge Signal an den Addierer 23 auszugeben.

Wenn die kohärente Erfassung durchgeführt wird, entspricht der Betrieb des arithmetischen und Verarbeitungsschaltkreises 32 dem Betrieb, der durchgeführt wird, wenn der Schalter 25 in dem ersten Ausführungsbei­ spiel eingeschaltet ist (siehe Fig. 5). Wenn die kohärente Erfassung nicht durchgeführt wird, entspricht der Betrieb des arithmetischen und Verarbeitungsschaltkreises 32 dem Betrieb, der durchgeführt wird, wenn der Schalter 25 in dem ersten Ausführungsbeispiel ausgeschaltet ist (siehe Fig. 5). Daher bietet das zweite, in Fig. 8 gezeigte Ausführungsbeispiel die gleiche Wirkung wie das erste in Fig. 5 gezeigte Ausführungsbeispiel.

Fig. 9 zeigt einen Demodulierschaltkreis gemäß einem dritten Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Demodulierschaltkreis beinhaltet einen Mitnahmeschaltkreis, der dem in Fig. 5 gezeigten Aus­ führungsbeispiel hinzugefügt ist. Der in Fig. 5 gezeigte Schaltkreis gestattet es dem Schleifenfilter 20, die Information über die Frequenzver­ schiebung nur auszugeben, wenn der MSK-(Minimum Shift Keying)-Demo­ dulierschaltkreis in einen synchronen Zustand eintritt. Es bedeutet, daß der MSK-Demodulierschaltkreis notwendigerweise in den synchronen Zustand eintritt.

Für das Erfordernis sind ein Niederfrequenzoszillator 29 und ein Schalter 30, wie in Fig. 9 gezeigt, bereitgestellt. Wenn die Ausgabe des Syn­ chronzustandsdetektors 24 nicht in dem synchronen Zustand ist, wird der Schalter 25 abgeschaltet, und der Schalter 30 wird angeschaltet, so daß eine Sinuswelle oder eine Dreieckswelle von einigen Hz in den Addierer 23 eintreten kann. Da die Bezugsspannung von dem Verstärker 27 ausgegeben wird, dient der spannungsgesteuerte Oszillator 4 dazu, um die Frequenz bis in das Zentrum der zentralen Frequenz durchlaufen zu lassen. Falls das Eingabesignal in dem Bereich der durchgelaufenen Frequenz bleibt, tritt der MSK-Demodulierschaltkreis in einen synchronen Zustand ein. Dann, wenn der Schalter 30 abgeschaltet ist, und der Schalter 25 angeschaltet ist, arbeitet das in Fig. 9 gezeigte Ausführungs­ beispiel im wesentlichen auf die gleiche Art wie das erste in Fig. 5 gezeigte Ausführungsbeispiel.

Fig. 10 zeigt einen Demodulierschaltkreis gemäß einem vierten Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In diesem Ausführungsbeispiel ist der Mitnahmeschaltkreis dem in Fig. 8 gezeigten Schaltkreis hinzuge­ fügt. Dieses vierte Ausführungsbeispiel arbeitet auf die gleiche Art wie das dritte in Fig. 9 gezeigte Ausführungsbeispiel. Ein ROM 34 zum Speichern der durchgelaufenen Daten ist in dem in Fig. 8 gezeigten Schaltkreis bereitgestellt. In dem asynchronen Zustand dient der arith­ metische und Verarbeitungsschaltkreis 32 dazu, die Daten für die Be­ zugsspannung zu den von dem ROM 34 gelesenen Daten zu addieren und das addierte Ergebnis an den spannungsgesteuerten Oszillator auszu­ geben, so daß die Spannung des spannungsgesteuerten Oszillators 4 auf der Basis des Signals von dem Schaltkreis 32 durchlaufen wird, wobei es dem Oszillator 4 gestattet wird, in den synchronen Zustand einzutreten.

Fig. 11 zeigt einen Demodulierschaltkreis gemäß einem fünften Aus­ führungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Unterschied des fünften Ausführungsbeispiels hinsichtlich dem in Fig. 5 gezeigten ersten Ausführungsbeispiel besteht darin, daß der zweite lokale Oszillator 4 und der zweite Mischer 5 (siehe Fig. 5) nicht vorbereitet sind und der Bezugsoszillator 9 durch einen spannungsgesteuerten Oszillator 35 ersetzt ist. D. h., das fünfte Ausführungsbeispiel ist eine Anwendung dieser Erfindung in einem allgemeinen MSK-Empfänger. Dies führt zu einer Unterdrückung der Verschlechterung der Demodulierleistung gegenüber der verschobenen Frequenz. Dennoch kann, da sich das Bandpaßfilter 6 von der zentralen Frequenz verschieben kann, das Spektrum des Eingabesignals herausgeschnitten werden. Falls daher die Frequenz stark verschoben wird, kann die Demodulierleistung verschlechtert werden. Zum Überwinden der Verschlechterung ist es nur notwendig, die Band­ breite des Bandpaßfilters 6 so zu entwerfen, daß sie breiter ist. Das breitere Band des Filters 6 setzt die vorliegende Erfindung effektiv in Kraft.

Fig. 12 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Eine Freilandeinheit ist in der Figur herausgestellt. Die Freiland­ einheit ist so angeordnet, daß sie eine Antenne, einen lokalen Oszillator und einen Mischer hat. Fig. 6 zeigt eine Zimmereinheit, die eine erste Zwischenfrequenz abnimmt, die von einem von einem Rundfunksatelliten oder einem Kommunikationssatelliten übertragenen Signal umgewandelt ist. Die in Fig. 12 gezeigte Zimmereinheit hat die gleichen funktionalen Blöcke wie die in Fig. 1 gezeigten, die die gleichen Bezugsziffern haben.

In Fig. 12 ist 1 ein Eingabeanschluß, bei dem die mittlere Frequenz eingegeben wird. 2 ist ein erster lokaler Oszillator. 3 ist ein erster Mischer. 4 ist ein zweiter lokaler Oszillator. 5 ist ein zweiter Mischer. 6 ist ein zweites Bandpaßfilter (BPF). 17 ist ein Ausgabeanschluß für ein reproduziertes Signal. 22 ist ein MSK-Demodulierschaltkreis. 123 ist ein erstes Bandpaßfilter. 126 ist ein Frequenzschwankungsdetektor. 127 ist ein Addierer. 128 ist ein Band-auswählender Schaltkreis. 100 ist ein Trägerphasenfehlersignal. Das erste an den Eingabenanschluß 1 angeleg­ te Mittelfrequenzsignal und eine gewünschte Frequenz wird in den Mischer 3 eingegeben. Die gewünschte Frequenz wird durch einen lokalen Oszillator 2 unter der Steuerung des Band-auswählenden Schalt­ kreises 128 erzeugt. Der Mischer dient dazu, ein zweites Zwischen­ frequenzsignal zu erzeugen und es an das BPF 123 auszugeben. Das BPF 123 weist unnötiges Rauschen und außerhalb des Bandes gelegene Störsignale zurück. Die sich ergebende zweite Zwischenfrequenz wird in ein drittes Zwischenfrequenzsignal durch den Mischer 5 und den lokalen Oszillator 4 umgewandelt. Dann dient das BPF 6 dazu, das dritte Zwischenfrequenzsignal so zu formen, daß die Charakteristiken eines Übertragungspfades optimiert werden. Das geformte Signal wird dem MSK-Demodulierschaltkreis 22 eingegeben. Das reproduzierte Signal wird von dem Anschluß 17 ausgegeben. Der MSK-Demodulierschaltkreis 22 koppelt das Trägerphasenfehlersignal 100 an den lokalen Oszillator 4 zurück, so daß der lokale Oszillator 4 gestoppt werden kann in Ab­ hängigkeit von dem Trägerphasenfehlersignal 100. Die Ausgabe des lokalen Oszillators 4 wird in den Mischer 5 und den Frequenzschwan­ kungsdetektor 126 verzweigt. Der Detektor 126 dient dazu, die Schwan­ kung durch Bezugnahme auf die Bezugsfrequenz des lokalen Oszillators 4 zu erfassen. Dann gibt der Detektor 126 an den Addierer 127 die der Schwankung entsprechende Fehlerinformation aus. Der Addierer 127 dient dazu, das Fehlerinformationssignal der von dem Band-auswählenden Schaltkreis 128 zwecks Korrektur der Schwankung ausgesendeten Band- auswählenden Information zu addieren. Dies führt zum Aufbau einer negativen Rückkopplungsschleife zum Korrigieren der Schwankung. Beim Betrieb des sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung wie bezüglich des Standes der Technik gesagt, wird der lokale Oszillator 4 ständig durch das Trägerphasenfehlersignal 100 korrigiert, um die Schwankung der sich aus der Schwankung der zweiten Zwischenfrequenz ergebenden dritten Zwischenfrequenz zu verhindern. Daher folgt die Schwingungs­ frequenz des lokalen Oszillators 4 der Schwankung der zweiten Zwischen­ frequenz. Der Frequenzschwankungsdetektor 126 dient dazu, die Diffe­ renz zwischen der durch den lokalen Oszillator 4 erzeugten Schwingungs­ frequenz und der vorbestimmten Bezugsfrequenz zu erfassen. Der Addierer 127 dient dazu, die Band-auswählende Information zu der von dem Frequenzschwankungsdetektor 126 erhaltenen Korrektur für den lokalen Oszillator 2 zu addieren, so daß die Schwingungsfrequenz des lokalen Oszillators 2 korrigiert wird. Als ein Ergebnis wird es der zweiten Zwischenfrequenz, d. h., einer Ausgabe des Mischers 3, gestattet, fortlaufend als eine normale zentrale Frequenz gehalten zu werden, und zwar unabhängig von der Schwankung der ersten Zwischenfrequenz. Der lokale Oszillator 4 ermöglicht die Bereitstellung einer Schwingungsausgabe mit einem exzellenten S/N-(Signal/Rausch)-Verhältnis, weil das Träger­ phasenfehlersignal für die negative Rückkopplungssteuerung verwendet wird. Weiterhin, falls das Eingabesignal ein niedriges C/N-(Trä­ ger/Rausch)-Verhältnis hat, arbeitet der Frequenzschwankungsdetektor 126 kaum fehlerhaft.

Fig. 13 ist ein Blockdiagramm, welches eine Transformation des in Fig. 12 gezeigten sechsten Ausführungsbeispiels zeigt. Die gleichen in Fig. 13 gezeigten funktionalen Blöcke wie die in Fig. 12 gezeigten haben die gleichen Bezugsziffern. 129 ist ein Band-auswählender PLL-Schaltkreis. 130 ist ein Mikrocomputer. 131 ist ein Frequenzteiler. 132 ist ein Phasenkomparator. 133 ist ein Bezugsoszillator. 134 ist ein A/D-Wand­ ler. In Fig. 13 sind der in Fig. 12 gezeigte Addierer 127 und der Band- auswählende Schaltkreis 128 durch den Band-auswählenden PLL-Schalt­ kreis 129 und den Mikrocomputer 130 ersetzt. Der Frequenzschwan­ kungsdetektor 126 ist so angeordnet, daß er den Frequenzteiler 131, den Phasenkomparator 132, den Bezugsoszillator 133 und den A/D-Wandler 134 hat. Der Grundbetrieb des Band-auswählenden Systems, das aus dem Band-auswählenden PLL-Schaltkreis 129 und dem Mikrocomputer 130 besteht, wird unten grob beschrieben. Es wird nicht im Detail beschrieben, da es dem Fachmann wohlbekannt ist. Der Band-auswäh­ lende PLL-Schaltkreis 129 und der lokale Oszillator 2 setzt sich zu einer phasensynchronisierten Schleife (PLL) zusammen. Die PLL-Schleife dient dazu, die Schwingungsfrequenz des lokalen Oszillators 2 hochstabil zu halten. Der Mikrocomputer steuert einen programmierbaren Teiler bzw. Dividierer zum Schalten eines Frequenzteilungsverhältnisses. Auf der Basis des Verhältnisses wird die Schwingungsfrequenz des lokalen Oszilla­ tors geteilt. Der programmierbare Teiler ist innerhalb des Band-aus­ wählenden PLL-Schaltkreises 129 enthalten. Wie gezeigt, wird die Ausgabe des lokalen Oszillators 4 in den Mischer und den Frequenzteiler 131 verzweigt. Die Ausgabe wird zu 1/N in dem Frequenzteiler 131 geteilt. Die geteilte Frequenz wird zu dem Phasenkomparator 132 gesendet, in welchem sie in der Phase mit der in dem Bezugsoszillator 133 erzeugten Bezugsfrequenz verglichen wird. Die Ausgabe des Phasen­ komparators 132 entspricht der Schwankung der Schwingungsfrequenz. Die Ausgabe des Phasenkomparators 132 wird in ein digitales Signal in dem A/D-Wandler 134 umgewandelt. Als Antwort auf das von dem A/D-Wandler 134 ausgesendete Signal dient der Mikrocomputer 130 dazu, das Frequenzteilungsverhältnis des programmierbaren Teilers zu schalten. Auf dem geschalteten Verhältnis wird die Schwingungsfrequenz des lokalen Oszillators 2 gesteuert, so daß die zweite Zwischenfrequenz als eine normale zentrale Frequenz gehalten werden kann.

Fig. 14 ist ein Blockdiagramm, welches eine andere Transformation des sechsten in Fig. 12 gezeigten Ausführungsbeispiels zeigt. Die gleichen in Fig. 14 gezeigten funktionalen Blöcke wie die in Fig. 12 gezeigten haben die gleichen Bezugsziffern. Der in Fig. 12 gezeigte Addierer 127 und der Band-auswählende Schaltkreis 128 werden durch den Band-auswählen­ den PLL-Schaltkreis 129 und den Mikrocomputer 130 ersetzt, und zwar wie die in Fig. 13 gezeigte Anordnung. Der Frequenzschwankungsdetek­ tor 126 setzt sich aus einem Binärzähler 135 zusammen. Der Binärzäh­ ler 135 dient dazu, das Schwingungssignal des lokalen Oszillators 4 zu formen und das Signal während einer vorbestimmten Periode zu zählen. Dann dient der Mikrocomputer 130 dazu, die Zählwerte des Schwin­ gungssignals des lokalen Oszillators 4 und die Schwankung der zweiten Zwischenfrequenz im Vergleich zu der normalen zentralen Frequenz zu erfassen, das Frequenzteilungsverhältnis des programmierbaren Teilers zu schalten, die Schwingungsfrequenz des lokalen Oszillators 2 auf der Basis des geschalteten Verhältnisses zu steuern zum Halten der zweiten Zwi­ schenfrequenz als eine normale zentrale Frequenz. Der programmierbare Teiler ist in dem Band-auswählenden PLL-Schaltkreis 129 enthalten.

Fig. 15 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Die gleichen in Fig. 15 gezeigten funktionalen Blöcke und diejeni­ gen in den anderen Zeichnungen haben die gleichen Bezugsziffern. In Fig. 15 wird das Trägerphasenfehlersignal 100 dem Frequenzschwankungs­ detektor 126 eingeben, weil das Signal 100, welches ein Steuersignal des lokalen Oszillators 4 ist, der Schwankung der zweiten Zwischenfrequenz folgt. Durch Vergleichen der Bezugsspannung mit dem Trägerphasen­ fehlersignal 100 ist es daher möglich, die Schwankung der zweiten Zwi­ schenfrequenz zu erfassen, den lokalen Oszillator 2 zu steuern, wie das in Fig. 12 gezeigte Ausführungsbeispiel, und die zweite Zwischenfrequenz zu stabilisieren.

Fig. 16 ist ein Blockdiagramm, welches eine Transformation des siebten in Fig. 15 gezeigten Ausführungsbeispiels zeigt. Die gleichen in Fig. 16 gezeigten funktionalen Blöcke wie die in den anderen Zeichnungen haben die gleichen Bezugsziffern. In Fig. 16 ist der Frequenzschwan­ kungsdetektor 126 so angeordnet, daß er einen A/D-Wandler 136, einen aus einem Operationsverstärker bestehenden Komparator 137 und einen Bezugsspannungsgenerator 138 hat. Der Komparator 137 dient dazu, die Bezugsspannung des Generators 138 mit dem Trägerphasenfehlersignal 100 zu vergleichen. Die Ausgabe des Komparators 137 folgt der Schwankung der Schwingungsfrequenz des lokalen Oszillators. Die Ausgabe des Komparators 137 wird in ein digitales Signal in dem A/D-Wandler 136 umgewandelt. Als Antwort auf ein von dem A/D-Wandler 136 ausgesendetes Signal arbeitet der Mikrocomputer 130 so, daß er den programmierbaren Teiler zum Schalten des Frequenzteilungsverhältnisses steuert, daß er die Schwingungsfrequenz des lokalen Oszillators 2 auf der Basis des geschalteten Verhältnisses steuert und die zweite Zwischen­ frequenz als eine normale Zentralfrequenz behält. Der programmierbare Teiler ist in dem Band-auswählenden PLL-Schaltkreis 129 enthalten.

Fig. 17 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Die gleichen in Fig. 17 gezeigten funktionalen Blöcke wie die in den anderen Zeichnungen gezeigten haben die gleichen Bezugsziffern. Der Unterschied bezüglich des in Fig. 17 gezeigten Ausführungsbeispiels von dem in Fig. 12 gezeigten besteht darin, daß eine Steuerungsbeschrän­ kungseinheit 142 sich an einer Ausgabe des Frequenzschwankungsdetek­ tors 126 befindet. Die Steuerungsbeschränkungseinheit 142 arbeitet, um eine exzessive Steuerung des lokalen Oszillators 2 aufgrund des Trägerp­ hasenfehlersignals 100 nahe der zentralen Frequenz zu verhindern, und zwar im Vergleich zu dem Steuerungsbetrieb des lokalen Oszillators 4. Die Einheit 142 stoppt weiterhin die Steuerung des lokalen Oszillators 2, falls der lokale Oszillator in einem pseudo-verriegelten Zustand ist. D. h., wenn der lokale Oszillator 4 fälschlicherweise durch das Trägerpha­ senfehlersignal 100 gesteuert wird. Dieser Zustand wird oft herbeige­ bracht, wenn die Frequenz des lokalen Oszillators 4 nicht stabil ist, wie z. B. wenn die Stromversorgung angeschaltet wird und wenn das Band gerade ausgewählt wird.

Die Fig. 18 und 19 sind erklärende Ansichten, die einen Betrieb der Steuerungsbeschränkungseinheit 142 zeigen, wenn die Einheit 142 die exzessive Steuerung des lokalen Oszillators 2 aufgrund des Trägerphasen­ fehlersignals verhindert. Fig. 18 zeigt einen Steuerungsbereich des lokalen Oszillators 2. Wie gezeigt, dient die Steuerungsbeschränkungs­ einheit 142 dazu, die Steuerung des lokalen Oszillators 2 nahe der zen­ tralen Frequenz zu stoppen, nur den lokalen Oszillator 4 als Antwort auf das Trägerphasenfehlersignal 100 zu steuern und den lokalen Oszillator 2 in dem anderen Gebiet außerhalb dem der zentralen Frequenz zu steuern. Fig. 19 ist ein Flußdiagramm, welches einen Betrieb des Mikro­ computers 130 zeigt. Der Mikrocomputer 130 und der Band-auswählende PLL-Schaltkreis 129 (siehe das in Fig. 13 gezeigte Ausführungsbeispiel) setzen sich zu einem Band-auswählenden System zusammen.

Fig. 20 ist ein Blockdiagramm, welches eine Transformation des achten, in Fig. 17 gezeigten Ausführungsbeispiels zeigt. Die gleichen in Fig. 17 gezeigten funktionalen Blöcke wie die in den anderen Zeichnungen gezeigten haben die gleichen Bezugsziffern. Der Unterschied hinsichtlich der in Fig. 17 gezeigten Anordnung von dem Ausführungsbeispiel in Fig. 13 besteht darin, daß ein Pseudo-Verriegelungssignal 201 von dem MSK-Demodulierschaltkreis 22 erhalten wird und verwendet wird zum Steuern des Mikrocomputers 130. Gemäß dieser Anordnung, wenn der MSK-Demodulierschaltkreis 22 das Pseudo-Verriegelungssignal 201 ausgibt, dient der Mikrocomputer 130 dazu, die Steuerung des lokalen Oszillators 2 auf der Basis der Schwingungsausgabe des lokalen Oszillators 4 zu verbieten. Hierbei wird der Betrieb der Steuerungsbeschränkungseinheit 142 in dem Mikrocomputer 130 ausgeführt.

Fig. 21 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Die gleichen in Fig. 21 gezeigten funktionalen Blöcke wie die in den anderen Zeichnungen gezeigten haben die gleichen Bezugsziffern. In Fig. 21 sind 143, 153 und 154 Verstärker, 144, 145, 146, 147, 148 und 149 sind Transistoren, 150 ist eine Stromquelle, 151 und 152 sind Wider­ stände, 155 ist ein Schwingkreis, 156 ist ein Kondensator, 157 ist ein Monitoranschluß für ein lokales Schwingungssignal, 158 ist ein Ausgabe­ anschluß für ein Pseudo-Verriegelungssignal, und 159 ist ein integrierter Schaltkreis. Ein Mischer 5 ist ein Doppelausgleichsmischer (DBM) der so angeordnet ist, daß er die Transistoren 144, 145, 146, 147, 148, 149, die Stromquelle 150 und die Widerstände 151, 152 hat. Dieses neunte Ausführungsbeispiel ist nur ein einziges MSK-Demodulier-IC 159. D. h., der DBM 5, der MSK-Demodulierschaltkreis 22 und die anderen periphe­ ren Schaltkreise sind auf einem Halbleitersubstrat, wie z. B. einem Si-Substrat, integriert. Dieses Ausführungsbeispiel läßt den Schwingkreis des lokalen Oszillators 4 außerhalb des integrierten Schaltkreises angeordnet sein. Das resonante System kann in dem integrierten Schaltkreis 159 gebaut sein. Die Ausgabe des lokalen Oszillators 4 wird an dem Monitoranschluß 157 aufgegriffen. Das durch eine Kettenlinie bzw. gestrichelte Linie umschlos­ sene Gebiet kann integriert werden und dadurch kleiner gemacht werden als die in den Fig. 12 bis 14 gezeigten Ausführungsbeispiele.

Fig. 22 ist ein Blockdiagramm, welches einen Demodulierschaltkreis gemäß einem zehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Die gleichen in Fig. 22 gezeigten funktionalen Blöcke wie die in den anderen Zeichnungen gezeigten haben die gleichen Bezugsziffern. In Fig. 22 sind 141a und 141b Bestimmungsschaltkreise. 160 ist ein BPF. 161 ist ein RF-Verstärker. 162 ist ein variables BPF. 163 ist ein RFAGC-Verstärker. 164 ist ein IF-Verstärker. 165 ist ein Schalter. 166 ist ein BPF. 167 ist ein IFAGC-Verstärker. 168 ist ein Phasen­ komparator. 169 ist ein Schleifenfilter. 170 und 171 sind Pufferver­ stärker. 172 ist ein spannungsgesteuerter Oszillator. 173 ist ein Schwingkreis. 174 ist ein Schleifenverstärker. 175 ist ein Basisband­ ausgabeanschluß. 176 ist ein integrierter GaAs-Schaltkreis. 177 ist ein FM-Demodulier-IC. Dieses zehnte Ausführungsbeispiel ist angeordnet, um einen FM-Detektor 116 vom Stand der Technik (siehe Fig. 4) und ein FM-Demodulier-IC 177 zu haben zum Demodulieren eines FM-TV-Signals auf dem Bezugsfrequenzsignal 117 und erfaßt die Frequenz­ schwankung. Dieses Ausführungsbeispiel stellt gleichzeitig einen Empfän­ ger für ein FM-TV-Signal und ein MSK-Signal bereit. Der Mischer 3, der RFAGC-Verstärker 163 und der IF-Verstärker 164 sind auf einem GaAs-Substrat integriert. Das FM-Demodulier-IC 177 ist so angeordnet, daß es den IFAGC-Verstärker 167, den Phasenkomparator 168, das Schleifenfilter 169, die Pufferverstärker 170, 171, den spannungsgesteuer­ ten Oszillator 172, den Schwingkreis 173 und den Bestinimungsschaltkreis 141 hat. Zum Empfangen des FM-TV-Signals wird das BPF 166 ausge­ wählt und zum Empfangen eines MSK-Signals wird das BPF 6 ausge­ wählt. Gemäß dem zehnten Ausführungsbeispiel, wenn das FM-TV-Signal empfangen wird, wird das BPF 166 so ausgewählt, daß die Demo­ dulierausgabe an dem Basisbandausgabeanschluß 175 erhalten werden kann. Die von dem Pufferverstärker 170 abgezweigte demodulierte Ausgabe wird in den Bestimmungsschaltkreisen 141a und 141b bestimmt. Die Schaltkreise 141a und 141b liefern jeweils die Signale an den Mikro­ computer 130. Auf der Basis der Signale wird der lokale Oszillator 2 so gesteuert, daß der AFC-Betrieb durchgeführt werden kann. Wenn das MSK-Signal empfangen wird, wird das BPF 6 ausgewählt. Das MSK-Demodulier-IC 159 dient dazu, die MSK-Demodulation durchzuführen. Das FM-Demodulier-IC 177 arbeitet als der in Fig. 13 gezeigte Fre­ quenzschwankungsdetektor 126.

Wie oben aufgezeigt, kann die vorliegenden Erfindung die folgenden exzellenten Effekte bieten.

• 1) Die Erfindung kann einen einfach angeordneten Demodulierschalt­ kreis implementieren, der in der Lage ist, die Demodulierleistung stabil zu halten, falls die Trägerfrequenz eines digitalen Winkel­ modulierten Signals, wie z. B. einem MSK-modulierten Signal oder einem QPSK-modulierten Signal von der zentralen Frequenz ver­ schoben wird, und stabil zu arbeiten, falls das Eingabesignal ein niedriges C/N-(Träger/Rausch)Verhältnis hat.
• 2) Die Erfindung kann einen stabilen und Hochleistungsempfänger für ein CS-Audio-Rundfunksystem unter Verwendung eines Kommunika­ tionssatelliten implementieren.
• 3) Der Mitnahmebetrieb ist nicht auf das MSK-demodulierte Signal beschränkt. Er kann auf das QPSK-demodulierte Signal angewendet werden.
• 4) Das MSK-Signal mit einer frequenzvariablen sich aus der Tempera­ turänderung einer Freilandeinheit ergebenden Komponente kann in eine stabile Zwischenfrequenz umgewandelt werden ohne jegliche Frequenzschwankung durch den ersten Frequenzumwandler. Falls daher das BPF zwischen dem ersten und dem zweiten Mischer angeordnet ist, schwächt das BPF die Seitenbandwelle nicht ab als ein Ergebnis der Drift, die in dem zweiten und dem dritten lokalen Oszillator erscheint. Dies führt dazu, das man in der Lage ist, es dem MSK-Demodulierschaltkreis zu gestatten, in dem exzellentesten Zustand zu arbeiten und daß man verhindert, daß sich das Fehler­ verhältnis des reproduzierten Signals verschlechtert.

Claims (16)

1. Demodulierschaltkreis zum Empfangen eines unterdrückten Träger­ eingabesignals mit
kohärenten Erfassungseinrichtungen (7, 8, 11, 12) für eine kohärente Erfassung,
einer spannungsgesteuerten Schwingungseinrichtung (35) zum Schwin­ gen an den kohärenten Erfassungseinrichtungen (7, 8, 11, 12) als ein rückgewonnener Träger, und
Phasenfehlererfassungseinrichtungen (18, 19, 20) zum Erfassen eines Phasenfehlersignals zwischen dem unterdrückten Trägereingabesignal und dem rückgewonnenen Träger, wobei die spannungsgesteuerte Schwingungseinrichtung (35) durch das Phasenfehlersignal gesteuert wird,
gekennzeichnet durch
eine Synchronzustandserfassungseinrichtung (24) zum Erfassen eines Synchronzustandes eines Trägerrückgewinnungs-phasensynchronisierten Schleifenschaltkreises, der aus den kohärenten Erfassungseinrichtungen (7, 8, 11, 12), der spannungsgesteuerten Schwingungseinrichtung (35) und den Phasenfehlererfassungseinrichtungen (18, 19, 20) besteht, und wobei die Synchronzustandserfassungseinrichtung (24) eine Steuer­ spannung der spannungsgesteuerten Schwingungseinrichtung (35) steuert in Abhängigkeit von dem Niederfrequenzkomponentenpegel des Phasenfehlersignals und einen Arbeitspunkt des Trägerrückgewin­ nungs-phasensynchronisierten Schleifenschaltkreises zu dem Zentrum hinbewegt in Abhängigkeit von der gesteuerten Spannung.

2. Demodulierschaltkreis zum Empfangen eines in einem heterodynen Empfänger verwendeten unterdrückten Trägereingabesignals mit
einer spannungsgesteuerten Schwingungseinrichtung (4) für eine lokale Schwingung,
einer Mischeinrichtung (5) zum Abwärtskonvertieren des unterdrück­ ten Trägereingabesignals in ein Zwischenfrequenzband,
kohärenten Erfassungseinrichtungen (7, 8, 11, 12) für eine kohärente Erfassung,
einer Bezugsschwingungseinrichtung (9) zum Schwingen der Zwischen­ frequenz an den kohärenten Erfassungseinrichtungen (7, 8, 11, 12) als einem rückgewonnenen Träger, und
Phasenfehlererfassungseinrichtungen (18, 19, 20) zum Erfassen eines Phasenfehlersignals zwischen dem abwärtskonvertierten unterdrückten Trägereingabesignal und dem rückgewonnenen Träger, wobei die spannungsgesteuerte Schwingungseinrichtung (4) durch das Phasen­ fehlersignal gesteuert wird, gekennzeichnet durch
eine Synchronzustandserfassungseinrichtung (24) zum Erfassen eines Synchronzustands eines Trägerrückgewinnungs-phasensynchronisierten Schleifenschaltkreises, der aus der spannungsgesteuerten Schwingungs­ einrichtung (4), der Mischeinrichtung (5), den kohärenten Erfassungs­ einrichtungen (7, 8, 11, 12), der Bezugsschwingungseinrichtung (9) und den Phasenfehlererfassungseinrichtungen (18, 19, 20) besteht, und
wobei die Synchronzustandserfassungseinrichtung (24) eine Steuer­ spannung der spannungsgesteuerten Schwingungseinrichtung (4) steuert in Abhängigkeit von dem Niederfrequenzkomponentenpegel des Phasenfehlersignals und einen Arbeitspunkt des Trägerrückgewin­ nungs-phasensynchronisierten Schleifenschaltkreises auf das Zentrum hin bewegt in Abhängigkeit von der gesteuerten Spannung.

3. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Steuerspannung der spannungsgesteuerten Schwin­ gungseinrichtung (4 oder 35) durch einen Steuerungsschaltkreis gesteuert wird, der so angeordnet ist, daß er die folgenden Elemente hat:
einen Schalter (25) zum intermittierenden Unterbrechen des Phasen­ fehlersignals,
ein Tiefpaßfilter (26), durch welches eine niederfrequente Komponen­ te des Phasenfehlersignals hindurchgeht,
einen Verstärker (27) zum Verstärken des hindurchgegangenen Niederfrequenzkomponentensignals, und
einen Addierer (23) zum Addieren des verstärkten Signals zu dem Phasenfehlersignal zum Steuern der spannungsgesteuerten Schwin­ gungseinrichtung (4 oder 35).

4. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Steuerspannung der spannungsgesteuerten Schwin­ gungseinrichtung (4 oder 35) gesteuert wird durch einen Steuerungs­ schaltkreis der so angeordnet ist, daß er die folgenden Elemente hat:
ein Tiefpaßfilter (26), durch welches eine Niederfrequenzkomponente des Phasenfehlersignals hindurchgeht,
einen A/D-Wandler (31) zum Umwandeln des Signals der hindurch­ gegangenen Niederfrequenzkomponente in ein digitales Datensignal,
eine arithmetische Verarbeitungseinrichtung (32) zum arithmetischen Verarbeiten des A/D-gewandelten digitalen Datensignals,
einen D/A-Wandler (33) zum Umwandeln des verarbeiteten digitalen Datensignals in ein Analogsignal, und
einen Addierer (23) zum Addieren des D/A-gewandelten Analogsig­ nals zu dem Phasenfehlersignal zum Steuern der spannungsgesteuer­ ten Spannungseinrichtung (4 oder 35).

5. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch: Durchlaufeinrichtungen (29, 30) zum Durchlaufen der Frequenz des Schwingungssignals von der spannungsgesteuerten Schwingungsein­ richtung (4 oder 35) und
wobei die Durchlaufeinrichtung (29, 30) betrieben wird zum Durch­ führen eines synchronen Mitnahmebetriebs, wenn die Ausgabe der Synchronzustandserfassungseinrichtung (24) einen asynchronen Zustand anzeigt, und den Durchlaufbetrieb stoppt, wenn die Synchronzustands­ erfassungseinrichtung (24) den Synchronzustand erfaßt.

6. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch:
Durchlaufeinrichtungen (32, 34) zum Durchlaufen der Frequenz des Schwingungssignals der spannungsgesteuerten Schwingungseinrichtung (4 oder 35), und
wobei die Durchlaufeinrichtung (32, 34) betrieben wird zum Durch­ führen eines synchronen Mitnahmebetriebs, wenn die Ausgabe der Synchronzustandserfassungseinrichtung (24) einen asynchronen Zustand anzeigt, und den Durchlaufbetrieb stoppt, wenn die Synchronzustands­ erfassungseinrichtung (24) den Synchronzustand erfaßt.

7. Demodulierschaltkreis für einen MSK-Empfänger einschließlich eines heterodynen Empfangsschaltkreises und eines MSK-Demodulierschalt­ kreises (22), wobei der heterodyne Empfangsschaltkreis einen ersten Frequenzumwandler hat, der aus zumindest einem ersten Mischer (3) und einem ersten lokalen Oszillator (2) besteht, und einen zweiten Frequenzumwandler, der aus zumindest einem zweiten Mischer (5) und einem zweiten lokalen Oszillator (4) besteht, wobei der zweite lokale Oszillator (4) durch ein Phasenfehlersignal (100) zum Rückge­ winnen eines Trägers gesteuert wird, welcher von dem MSK-Demo­ dulierschaltkreis (22) ausgesendet wird, wobei der Demodulierschalt­ kreis dadurch gekennzeichnet ist, daß der erste Oszillator (2) gesteu­ ert wird, um die Schwingungsfrequenz des zweiten lokalen Oszillators (4) konstant zu halten.

8. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß er weiterhin eine Einrichtung (126) aufweist zum Vergleichen einer Schwingungsfrequenz des zweiten lokalen Oszillators (4) mit einer Bezugsschwingungsfrequenz und eine Einrichtung (127) zum Steuern des ersten lokalen Oszillators (2) auf der Basis der verglichenen Information der Vergleichseinrichtung (127) (Fig. 12).

9. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß er weiterhin eine Einrichtung (126) bereitstellt zum Vergleichen einer Steuerspannung des zweiten lokalen Oszillators (4) mit einer Bezugsspannung und eine Einrichtung (127) zum Steuern des ersten lokalen Oszillators (2) auf der Basis der vergleichenden Information, die von der Vergleichseinrichtung (126) (Fig. 13) ausgesendet wird.

10. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß er weiterhin eine Einrichtung (142) bereitstellt zum Beschränken eines Steuerungsbereichs des ersten lokalen Oszillators (2) (Fig. 19).

11. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß er weiterhin eine Einrichtung (142) bereitstellt zum Beschränken der Steuerung des ersten lokalen Oszillators (2), wenn die Schwin­ gungsfrequenz des zweiten lokalen Oszillators (4) sich in der Nähe des Zentrums einer gewünschten Frequenz befindet (Fig. 17).

12. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß er weiterhin eine Einrichtung (126) bereitstellt zum Erfassen eines Pseudo-Verriegelungszustands des MSK-Demodulierschaltkreises und eine Einrichtung (142) zum Beschränken der Steuerung des ersten lokalen Oszillators während dem Pseudo-Verriegelungszustand (Fig. 17).

13. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 7 mit einem integrierten Halb­ leiterschaltkreis, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest der zweite Mischer (5), der zweite lokale Oszillator (4) und der MSK-Demodu­ lierschaltkreis (22) auf einem Si-Halbleitersubstrat (159) ausgebildet sind und daß ein Schwingungssignalausgabeanschluß (157) des zwei­ ten lokalen Oszillators (4) bereitgestellt ist (Fig. 21).

14. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Mischer (3) ein integrierter Halbleiterschaltkreis ist, der auf einem halbisolierten GaAs-Substrat (176) ausgebildet ist (Fig. 22).

15. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Mischer (3) sich zusammensetzt aus einem integrierten Halbleiterschaltkreis, der auf einem halbisolierten GaAs-Substrat (176) ausgebildet ist, und einem Halbleitersubstrat (159) (Fig. 22).

16. Demodulierschaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulierschaltkreis für ein FM-TV-Signal verwendet wird zum Erfassen der Frequenzschwankung der Ausgabe des ersten Mischers (3) und selektivem Demodulieren sowohl des FM-TV-Signals als auch des MSK-Signals (Fig. 22).