JPS62136152A - 同期検波回路 - Google Patents
同期検波回路Info
- Publication number
- JPS62136152A JPS62136152A JP60276298A JP27629885A JPS62136152A JP S62136152 A JPS62136152 A JP S62136152A JP 60276298 A JP60276298 A JP 60276298A JP 27629885 A JP27629885 A JP 27629885A JP S62136152 A JPS62136152 A JP S62136152A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- vco
- circuit
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は例えば４相ＰＳＫ信号のようなデジタル角度
変調信号を復調するための同期検波回路に関する。
変調信号を復調するための同期検波回路に関する。
この発明は同期検波回路の゛キャリア再生回路の可変周
波数発振回路（以下ＶＣＯと称す）に、入力デジタル角
度変調信号とＶＣＯ出力との位相差に応じた制御信号だ
けでなく、低周波の外乱を与え、デジタル変調信号の復
調が正しくできるようになったら、この外乱を遮断する
ようにすることによって、ｖＣＯのキャプチャレンジを
実質的に広くできるようにしたものである。
波数発振回路（以下ＶＣＯと称す）に、入力デジタル角
度変調信号とＶＣＯ出力との位相差に応じた制御信号だ
けでなく、低周波の外乱を与え、デジタル変調信号の復
調が正しくできるようになったら、この外乱を遮断する
ようにすることによって、ｖＣＯのキャプチャレンジを
実質的に広くできるようにしたものである。
ＳＨＦ帯を使用した衛星による直接ＴＶ放送（ＤＢＳ）
の音声伝送方式としてデジタル副搬送波方式が採用され
、これに準拠して４相ＰＳＫにより音声は伝送される。
の音声伝送方式としてデジタル副搬送波方式が採用され
、これに準拠して４相ＰＳＫにより音声は伝送される。
この４相ＰＳＫ信号等のデジタル角度変調信号をｆｉ
ｔＮする方式の１つとして同期検波方式がある。
ｔＮする方式の１つとして同期検波方式がある。
この方式は入力デジタル角度変調信号のキャリアにｖＣ
Ｏの出力を位相同期させてキャリアに同期した信号を前
記ｖＣＯから得るキャリア再生回路を有し、このｖＣＯ
の出力信号によって入力デジタル角度変調信号を位相検
波するものである（例えば特開昭５０−９４８６２号公
報、特開昭４９−１１４３４１号公報参照）。
Ｏの出力を位相同期させてキャリアに同期した信号を前
記ｖＣＯから得るキャリア再生回路を有し、このｖＣＯ
の出力信号によって入力デジタル角度変調信号を位相検
波するものである（例えば特開昭５０−９４８６２号公
報、特開昭４９−１１４３４１号公報参照）。
ところで、ＤＢＳ放送の受信システムにおいては、アン
テナ出力を同軸ケーブルを通じて屋内ユニットに導く場
合に、ＳＨＦ帯の信号のままでは同軸ケーブルでの減衰
が激しく実用にならないため、屋外ユニットとして周波
数変換装置が設けられ、ＳＨＦ信号をＵＨＦ信号に周波
数変換して同軸ケーブルにて屋内ユニットに導くように
する。
テナ出力を同軸ケーブルを通じて屋内ユニットに導く場
合に、ＳＨＦ帯の信号のままでは同軸ケーブルでの減衰
が激しく実用にならないため、屋外ユニットとして周波
数変換装置が設けられ、ＳＨＦ信号をＵＨＦ信号に周波
数変換して同軸ケーブルにて屋内ユニットに導くように
する。
そして、屋内ユニットのチューナにおいて選局操作し、
希望の局の放送信号を中間周波信号として得、これを検
波してテレビジョン信号を復調するようにする。
希望の局の放送信号を中間周波信号として得、これを検
波してテレビジョン信号を復調するようにする。
このようなりＢＳ放送の受信システムを安価に製作する
場合に、屋外ユニットの周波数変換装置の局部発振回路
は安定性が悪く、例えば誘電体共振器を用いたものでは
±Ｉ ＭＨｚの精度しか得られない。このため、屋内ユ
ニットのチューナ出力に得られる中間周波信号に周波数
偏差が生じる。そして、この周波数偏差がキャリア再住
回路のＶＣＯの引き込み範囲（キャプチャレンジ）外に
なって受信ができなくなることがある。
場合に、屋外ユニットの周波数変換装置の局部発振回路
は安定性が悪く、例えば誘電体共振器を用いたものでは
±Ｉ ＭＨｚの精度しか得られない。このため、屋内ユ
ニットのチューナ出力に得られる中間周波信号に周波数
偏差が生じる。そして、この周波数偏差がキャリア再住
回路のＶＣＯの引き込み範囲（キャプチャレンジ）外に
なって受信ができなくなることがある。
この発明は可変周波数発振回路（１３）の出力信号が入
力デジタル角度変調信号のキャリアに同期するように制
御される制御ループを有し、可変周波数発振回路（１３
）の出力信号により入力デジタル角度変調信号を同期検
波するようにするものにおいて、可変周波数発振回路（
１３）に、制御信号に加えて低周波の外乱を与え、上記
入力デジタル角度変開信号の復調が正しくできる状態の
とき上記外乱を遮断する。
力デジタル角度変調信号のキャリアに同期するように制
御される制御ループを有し、可変周波数発振回路（１３
）の出力信号により入力デジタル角度変調信号を同期検
波するようにするものにおいて、可変周波数発振回路（
１３）に、制御信号に加えて低周波の外乱を与え、上記
入力デジタル角度変開信号の復調が正しくできる状態の
とき上記外乱を遮断する。
外乱が制御信号に加えられることにより、キャプチャレ
ンジの大きさは変わらないが、キャプチャレンジの帯域
が変わる。したがって、ｖＣＯ制御ループの本来のキャ
プチャレンジが実質上広がったのと等価になり、前記の
ような中間周波数偏差が■ＣＯ制御ループの本来のキャ
プチャレンジの帯域外で、これをカバーできないような
場合にも、ＶＣＯ制御ループは入力信号に同期するよう
に引き込む。引き込んだら外乱を遮断する。−担、引き
込まれると、ロックレンジはキャプチャレンジより一般
に広いから、ロック状態を保持する。
ンジの大きさは変わらないが、キャプチャレンジの帯域
が変わる。したがって、ｖＣＯ制御ループの本来のキャ
プチャレンジが実質上広がったのと等価になり、前記の
ような中間周波数偏差が■ＣＯ制御ループの本来のキャ
プチャレンジの帯域外で、これをカバーできないような
場合にも、ＶＣＯ制御ループは入力信号に同期するよう
に引き込む。引き込んだら外乱を遮断する。−担、引き
込まれると、ロックレンジはキャプチャレンジより一般
に広いから、ロック状態を保持する。
以上により、確実な同期ネ★波が行なえ、受信を行なう
ことができる。
ことができる。
第１図はこの発明の一実施例で、これはＤＢＳ放送波の
デジタル音声を復調する場合に適用した例である。
デジタル音声を復調する場合に適用した例である。
（１）はＳＨＦ放送波受信用のパラボラアンテナ、（２
）及び（３）は屋外ユニットであるＳ−Ｕコンバータを
構成する周波数変換器及び局部発振器で、アンテナ（１
１にて受信された１２ＧＨｚのＳＨＦ帯の信号は周波数
変換器（２）により局部発振器（３）よりの信号と掛算
されてＩＧＨｚ程度のＵＨＦ帯の信号に変換される。こ
のＵＨＦ信号は同軸ケーブルを介して屋内ユニットに導
かれ、チューナを構成するミキサ（４）に供給され、選
局操作により周波数が変えられる局部発振器（５）より
の局部発振信号と混合され、これより選局されたチャン
ネルの放送波が、中間周波数４００ＭＨｚの中間周波信
号として取り出される。
）及び（３）は屋外ユニットであるＳ−Ｕコンバータを
構成する周波数変換器及び局部発振器で、アンテナ（１
１にて受信された１２ＧＨｚのＳＨＦ帯の信号は周波数
変換器（２）により局部発振器（３）よりの信号と掛算
されてＩＧＨｚ程度のＵＨＦ帯の信号に変換される。こ
のＵＨＦ信号は同軸ケーブルを介して屋内ユニットに導
かれ、チューナを構成するミキサ（４）に供給され、選
局操作により周波数が変えられる局部発振器（５）より
の局部発振信号と混合され、これより選局されたチャン
ネルの放送波が、中間周波数４００ＭＨｚの中間周波信
号として取り出される。
この中間周波信号はＣ０５ＴＡＳループとして知られる
位相同期ループを含む同期検波回路（１０）に供給され
る。
位相同期ループを含む同期検波回路（１０）に供給され
る。
すなわち、中間周波信号は４相ＰＳＫ信号であるデジタ
ル音声信号を含み、これが位相検波回路（１１）及び（
１２）に供給される。一方、（１３）はＶＣＯでこれよ
りは後述のようにして中間周波信号のキャリアに位相同
期したキャリア周波数信号が得られ、これが一方の位相
検波回路（１１）に供給されるとともに、９０°移相回
路（１４）を介して他方の位相検波回路（１２）に供給
される。この場合、ＶＣＯ（１３）よりの基準位相搬送
波ｃｏｓ２πｆｃｔ及びその９０” シフトした基準位
相搬送波５ｉｎ２πｆｃｔ（ｆｃはキャリア周波数）に
対し、第２図Ａ及びＢに示すようにπ／４だけ位相がず
れた関係で入力受信信号の中間周波信号が２個の位相検
波回路（１１）及び（１２）に供給される。
ル音声信号を含み、これが位相検波回路（１１）及び（
１２）に供給される。一方、（１３）はＶＣＯでこれよ
りは後述のようにして中間周波信号のキャリアに位相同
期したキャリア周波数信号が得られ、これが一方の位相
検波回路（１１）に供給されるとともに、９０°移相回
路（１４）を介して他方の位相検波回路（１２）に供給
される。この場合、ＶＣＯ（１３）よりの基準位相搬送
波ｃｏｓ２πｆｃｔ及びその９０” シフトした基準位
相搬送波５ｉｎ２πｆｃｔ（ｆｃはキャリア周波数）に
対し、第２図Ａ及びＢに示すようにπ／４だけ位相がず
れた関係で入力受信信号の中間周波信号が２個の位相検
波回路（１１）及び（１２）に供給される。
そして、位相検波回路（１１）からは基準位相搬送波ｃ
ｏｓ２πｆｃｔにより４相ＰＳＫ信号が検波された２値
出力Ｉが得られ、一方、位相検波回路（１２）からは基
準位相搬送波ｇｉｎ２πｆｃｔにより４相ＰＳＫ信号が
検波された２値出力Ｑが得られる。
ｏｓ２πｆｃｔにより４相ＰＳＫ信号が検波された２値
出力Ｉが得られ、一方、位相検波回路（１２）からは基
準位相搬送波ｇｉｎ２πｆｃｔにより４相ＰＳＫ信号が
検波された２値出力Ｑが得られる。
この場合、入力中間周波信号の位相θ１とＶＣＯ（１３
）の出力信号の位相θ２との位相差をΔθとし、これを
横軸にとり、縦軸に検波出力レベルをとると、出力■は
第３図Ａに示すように表わされ、出力Ｑはこの出力Ｉと
は９０°ずれた第３図Ｂに示すように表わされる。
）の出力信号の位相θ２との位相差をΔθとし、これを
横軸にとり、縦軸に検波出力レベルをとると、出力■は
第３図Ａに示すように表わされ、出力Ｑはこの出力Ｉと
は９０°ずれた第３図Ｂに示すように表わされる。
こうして、得られた出力Ｉ及びＱは波形整形回路（１５
）及び（１６）に供給されて矩形波ＩＤ、ＱＤ（第３図
Ｃ，Ｄ）に波形整形され、それぞれデジタル処理部（３
０）に供給される。このデジタル処理部（３０）ではブ
ロック同期パターン検出回路（３１）で、ブロック毎の
同期信号が検出されてブロック単位でメモリにストアさ
れ、エラー訂正やインターリーブ処理等がなされ、これ
が図示しないがＤ／Ａコンバータによってアナログ信号
に戻され、音声信号が再生される。
）及び（１６）に供給されて矩形波ＩＤ、ＱＤ（第３図
Ｃ，Ｄ）に波形整形され、それぞれデジタル処理部（３
０）に供給される。このデジタル処理部（３０）ではブ
ロック同期パターン検出回路（３１）で、ブロック毎の
同期信号が検出されてブロック単位でメモリにストアさ
れ、エラー訂正やインターリーブ処理等がなされ、これ
が図示しないがＤ／Ａコンバータによってアナログ信号
に戻され、音声信号が再生される。
一方、次のようにして、ＶＣＯ（１３）の出力信号が入
力中間周波信号のキャリアに位相同期させられる。
力中間周波信号のキャリアに位相同期させられる。
すなわち、位相検波回路（１１）の出力Ｉが掛算回路（
１７）に、位相検波回路（１２）の出力Ｑは掛算回路（
１８）に、それぞれ供給される。また、波形整形回路（
１５）の出力信号１ｏは掛算回路（１８）に、波形整形
回路（１６）の出力信号ＱＤが掛算回路（１７）に、そ
れぞれ供給される。したがって、掛算回路（１７）より
は第３図Ｅに示すような位相差Δθ−レベル特性を有す
る掛算出力！−ＱＤが得られ、掛算回路（１８）よりは
第３図Ｆに示すような位相差Δθ−レベル特性を有する
掛算出力Ｑ・Ｉｏが得られる。
１７）に、位相検波回路（１２）の出力Ｑは掛算回路（
１８）に、それぞれ供給される。また、波形整形回路（
１５）の出力信号１ｏは掛算回路（１８）に、波形整形
回路（１６）の出力信号ＱＤが掛算回路（１７）に、そ
れぞれ供給される。したがって、掛算回路（１７）より
は第３図Ｅに示すような位相差Δθ−レベル特性を有す
る掛算出力！−ＱＤが得られ、掛算回路（１８）よりは
第３図Ｆに示すような位相差Δθ−レベル特性を有する
掛算出力Ｑ・Ｉｏが得られる。
そして、減算回路（１９）において掛算回路（Ｉ７）の
出力■・ＱＤより掛算回路（１８）の出力Ｑ−ＩＤが減
算されて、これより第３図Ｇに示すような位相差Δθ−
レベル特性を有する信号ＶＣが得られる。
出力■・ＱＤより掛算回路（１８）の出力Ｑ−ＩＤが減
算されて、これより第３図Ｇに示すような位相差Δθ−
レベル特性を有する信号ＶＣが得られる。
この信号ＶＣは、第３図Ｇから明らかなように位相差Δ
θに対し、π／２ラジアンの周期関係であり、４逓倍し
たのと等価である。したがって、入力の４相ＰＳＫ波の
４相のうちのいずれの位相によっても同じ状態を示すこ
とになり、その結果、４相の位相情報が除去された位相
誤差信号が得られることになる。
θに対し、π／２ラジアンの周期関係であり、４逓倍し
たのと等価である。したがって、入力の４相ＰＳＫ波の
４相のうちのいずれの位相によっても同じ状態を示すこ
とになり、その結果、４相の位相情報が除去された位相
誤差信号が得られることになる。
この位相誤差信号は加算回路（２０）及びローパスフィ
ルタ（２１）を通じてＶＣＯ（１３）に供給されて、そ
の発振周波数が制御され、第２図に示したような、入力
中間周波信号の基準位相搬送波となるようにされる。
ルタ（２１）を通じてＶＣＯ（１３）に供給されて、そ
の発振周波数が制御され、第２図に示したような、入力
中間周波信号の基準位相搬送波となるようにされる。
この場合、ＶＣＯが上記のＣ０５ＴＡＳ制御ループによ
ってロックされるまではスイッチ回路（２２）はオンと
される。（２３）は例えば１ＯＨｚ程度の低周波信号Ｌ
Ｓの発振器で、この発振器（２３）よりの信号ＬＳは、
スイッチ回路（２２）を通じて加算回路（２０）に供給
される。
ってロックされるまではスイッチ回路（２２）はオンと
される。（２３）は例えば１ＯＨｚ程度の低周波信号Ｌ
Ｓの発振器で、この発振器（２３）よりの信号ＬＳは、
スイッチ回路（２２）を通じて加算回路（２０）に供給
される。
減算回路（１９）よりの位相誤差信号ＶＣはθ〜数ＭＩ
Ｘの信号であるが、低周波の信号ＬＳはこの位相誤差信
号ＶＣＯ外乱となる。
Ｘの信号であるが、低周波の信号ＬＳはこの位相誤差信
号ＶＣＯ外乱となる。
Ｃ０５ＴＡＳループのＶＣＯ（１３）の発振周波数が４
００ＭＨｚのとき、そのキャプチャレンジは±５００ｋ
Ｈｚ程度とされており、局部発振器（３）の精度は前述
したように士ＬＭＨｚであるため、中間周波信号の偏差
が、キャプチャレンジ外となってＶＣＯ（１３）はロッ
クできなくなるおそれがあるが、信号ＬＳが加えられる
と、キャプチャレンジ自体は±５ＱＯｋ）ｆｚで殆んど
変わらないが、ＶＣＯ（１３）の発振中心周波数がその
信号ＬＳＯ分だけ４００ＭＨｚに対してシフトされ、そ
のシフトされた周波数に対して前記キャプチャレンジを
持つことになる。したがって、Ｃ０５ＴＡＳループのキ
ャプチャレンジより入力の周波数偏差が大きくなっても
、低周波の外乱信号ＬＳによってキャプチャレンジの帯
域がシフトされ、その偏差を有する入力中間周波信号に
対しても位相同期ロックするようになる。
００ＭＨｚのとき、そのキャプチャレンジは±５００ｋ
Ｈｚ程度とされており、局部発振器（３）の精度は前述
したように士ＬＭＨｚであるため、中間周波信号の偏差
が、キャプチャレンジ外となってＶＣＯ（１３）はロッ
クできなくなるおそれがあるが、信号ＬＳが加えられる
と、キャプチャレンジ自体は±５ＱＯｋ）ｆｚで殆んど
変わらないが、ＶＣＯ（１３）の発振中心周波数がその
信号ＬＳＯ分だけ４００ＭＨｚに対してシフトされ、そ
のシフトされた周波数に対して前記キャプチャレンジを
持つことになる。したがって、Ｃ０５ＴＡＳループのキ
ャプチャレンジより入力の周波数偏差が大きくなっても
、低周波の外乱信号ＬＳによってキャプチャレンジの帯
域がシフトされ、その偏差を有する入力中間周波信号に
対しても位相同期ロックするようになる。
ロックすると、デジタル処理回路（３０）では同期パタ
ーン検出回路（３１）において正しくブロック同期信号
を検出できるようになり、その検出出力によりスイッチ
回路（２２）はオフとされて不必要な撮動は除かれ、そ
の後は減算器（１９）よりの位相誤差信号ＶＣのみによ
ってｖＣＯは制御される。しかし、一般の口・７クレン
ジはキャプチャレンジより広いため十分にＶＣＯはロッ
クしたままとなる。
ーン検出回路（３１）において正しくブロック同期信号
を検出できるようになり、その検出出力によりスイッチ
回路（２２）はオフとされて不必要な撮動は除かれ、そ
の後は減算器（１９）よりの位相誤差信号ＶＣのみによ
ってｖＣＯは制御される。しかし、一般の口・７クレン
ジはキャプチャレンジより広いため十分にＶＣＯはロッ
クしたままとなる。
なお、スイッチ回路（２２）を設けずに、発振器（２３
）のスタート、ストップを同期パターン検出回路（３１
）の出力で制御してもよい。
）のスタート、ストップを同期パターン検出回路（３１
）の出力で制御してもよい。
また、同期パターン検出回路（３１）の出力を発振器（
２３）の発振信号の供給制御に用いる代わりに、例えば
、デジタル処理部のエラー訂正系におけるエラー数の量
に応じて発振信号の供給制御を行なうようにしてもよく
、その他種々の方法が採り得る。
２３）の発振信号の供給制御に用いる代わりに、例えば
、デジタル処理部のエラー訂正系におけるエラー数の量
に応じて発振信号の供給制御を行なうようにしてもよく
、その他種々の方法が採り得る。
なお、以上は４相ＰＳＫ信号の復調の場合について説明
したが２相ＰＳＫ信号の復調にも、さらにはＦＳＫ信号
の復調にもこの発明が適用できることは言うまでもない
。
したが２相ＰＳＫ信号の復調にも、さらにはＦＳＫ信号
の復調にもこの発明が適用できることは言うまでもない
。
この発明によれば、入力デジタル角度変調信号のキャリ
ア周波数にＶＣＯ制御ループのキャプチャレンジを越え
る大きな偏差があっても、これをキャプチャレンジ内に
引き込むようにすることができる。したがって、実質的
にキャプチャレンジが広がったような効果を生じる。
ア周波数にＶＣＯ制御ループのキャプチャレンジを越え
る大きな偏差があっても、これをキャプチャレンジ内に
引き込むようにすることができる。したがって、実質的
にキャプチャレンジが広がったような効果を生じる。
したがって、ＤＢＳ放送波の受信機のように、同期検波
回路の前段に、周波数変換回路が在るような場合に、こ
の周波数変換回路として周波数偏差の比較的大きい安価
なものを使用することが可能になるというメリットがあ
る。
回路の前段に、周波数変換回路が在るような場合に、こ
の周波数変換回路として周波数偏差の比較的大きい安価
なものを使用することが可能になるというメリットがあ
る。
第１図はこの発明を適用したＤＢＳ放送波のデジタル音
声のｔｌ Ｋｍ回路の一例を示すブロック図、第２図は
４相位相検波の説明図、第３図は第１図例の説明のため
の図である。 （１０）は同期検波回路、（１１） （１２）は位相
検波回路、（１３）はＶＣＯｌ（２３）ハ外乱発生用ノ
発振器、（２２）はスイッチである。
声のｔｌ Ｋｍ回路の一例を示すブロック図、第２図は
４相位相検波の説明図、第３図は第１図例の説明のため
の図である。 （１０）は同期検波回路、（１１） （１２）は位相
検波回路、（１３）はＶＣＯｌ（２３）ハ外乱発生用ノ
発振器、（２２）はスイッチである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 可変周波数発振回路の出力信号が入力デジタル角度変調
信号のキャリアに同期するように制御される制御ループ
を有し、上記可変周波数発振回路の出力信号により上記
入力デジタル角度変調信号を同期検波するようにするも
のにおいて、 上記可変周波数発振回路への制御信号に低周波の外乱が
与えられるとともに上記入力デジタル角度変調信号の復
調信号の復調が正しくできる状態のとき上記外乱が遮断
されるようになされた同期検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60276298A JPS62136152A (ja) | 1985-12-09 | 1985-12-09 | 同期検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60276298A JPS62136152A (ja) | 1985-12-09 | 1985-12-09 | 同期検波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62136152A true JPS62136152A (ja) | 1987-06-19 |
Family
ID=17567497
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60276298A Pending JPS62136152A (ja) | 1985-12-09 | 1985-12-09 | 同期検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62136152A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4216027A1 (de) * | 1991-05-17 | 1992-11-19 | Hitachi Ltd | Demodulierschaltkreis |
| US6389082B1 (en) | 1999-07-09 | 2002-05-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Receiver |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58221548A (ja) * | 1982-06-18 | 1983-12-23 | Fujitsu Ltd | 位相同期回路 |
-
1985
- 1985-12-09 JP JP60276298A patent/JPS62136152A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58221548A (ja) * | 1982-06-18 | 1983-12-23 | Fujitsu Ltd | 位相同期回路 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4216027A1 (de) * | 1991-05-17 | 1992-11-19 | Hitachi Ltd | Demodulierschaltkreis |
| US5260671A (en) * | 1991-05-17 | 1993-11-09 | Hitachi, Ltd. | Receiving circuit for demodulating an angle modulated signal |
| US6389082B1 (en) | 1999-07-09 | 2002-05-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Receiver |
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