JPS6178250A - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
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- JPS6178250A JPS6178250A JP59199652A JP19965284A JPS6178250A JP S6178250 A JPS6178250 A JP S6178250A JP 59199652 A JP59199652 A JP 59199652A JP 19965284 A JP19965284 A JP 19965284A JP S6178250 A JPS6178250 A JP S6178250A
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- output
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2272—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals using phase locked loops
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は周波数変換回路に係り、特に周波数変動の少
ない周波数変換回路に関する。
ない周波数変換回路に関する。
この発明では、例えば第１図に示すようＫ、入力端子Ｉ
Ｎに印加された信号周波数ｆＩＦ＝ ｆｉｎ −ｆｏｓ
ｃｘに変換する。また第２周波数理合器２００では上記
中間周波数信号ｆＩＦを発振２００を用いて所定周波数
ｆｏ Ｋ変換して出力端子に等用する。この出力端子Ｏ
ＵＴ側の出力周波数と、上記第１，２の発振器の出力周
波数の差を減算器３００で演算した周波数との比較を比
較器４００で行なう。そしてこの比較器４００の出力を
低域フィルタ５００を介して上記発振器１１０の発振制
御電圧とする。
Ｎに印加された信号周波数ｆＩＦ＝ ｆｉｎ −ｆｏｓ
ｃｘに変換する。また第２周波数理合器２００では上記
中間周波数信号ｆＩＦを発振２００を用いて所定周波数
ｆｏ Ｋ変換して出力端子に等用する。この出力端子Ｏ
ＵＴ側の出力周波数と、上記第１，２の発振器の出力周
波数の差を減算器３００で演算した周波数との比較を比
較器４００で行なう。そしてこの比較器４００の出力を
低域フィルタ５００を介して上記発振器１１０の発振制
御電圧とする。
これＫより出力端ＯＵＴでの周波数ジッタを軽減する。
近年、放送メディアの発達につれ、ＣＡＴｖにみられる
ディジタルによる多チャンネルの音声放送や、テレテキ
スト、静止画放送、衛星放送などが行なわれつつある。
ディジタルによる多チャンネルの音声放送や、テレテキ
スト、静止画放送、衛星放送などが行なわれつつある。
これらの放送形態では多チャンネル伝送でディジタル符
号伝送が行なわれることが多い。この場合、受信側では
搬送キャリアを再生して信号処理を行ないデータの復調
を行なう所謂ＰＳＫ伝送が例えば用いられる。この例と
して音声信号データの変化に応じて搬送波の位相を変え
るＰＳＫ変調で伝送する形態の放送があげられる。
号伝送が行なわれることが多い。この場合、受信側では
搬送キャリアを再生して信号処理を行ないデータの復調
を行なう所謂ＰＳＫ伝送が例えば用いられる。この例と
して音声信号データの変化に応じて搬送波の位相を変え
るＰＳＫ変調で伝送する形態の放送があげられる。
このＰＳＫ変調方式のうちには、ある信号を表わす搬送
波の位相を基準とし、それから定められた量だけ位相素
化させる４相ＰＳＫが一般に用いられる。４相ＰＳＫで
は、データに対応して搬送波の位相な０°、９０°、１
８０°、２７０°の４相に変化させてデータを伝送する
。このとき４位相に対する２進符号の割当で方として自
然２進符号と対応せる場合とブレ符号を対応させる場合
の２種がある。グレイ符号は平均誤まり率が自然２進符
号の場合に比べ平均誤まり率が２／３となるため一般的
にはグレイ符号が用いられる。
波の位相を基準とし、それから定められた量だけ位相素
化させる４相ＰＳＫが一般に用いられる。４相ＰＳＫで
は、データに対応して搬送波の位相な０°、９０°、１
８０°、２７０°の４相に変化させてデータを伝送する
。このとき４位相に対する２進符号の割当で方として自
然２進符号と対応せる場合とブレ符号を対応させる場合
の２種がある。グレイ符号は平均誤まり率が自然２進符
号の場合に比べ平均誤まり率が２／３となるため一般的
にはグレイ符号が用いられる。
伝送されたＰＣＫ変調信号に対し、受信側では搬送波の
切換を伝送データに対応してＰＬＬ回路で行なう。この
とき受信号のデータの識別結果はグレイ符号であるから
、先ずこれを自然２進符号に変換し、１ビット分の遅延
された信号とｍｏｄ ４の差分なとり、再びグレイ符号
に変換すると４相差動位相復調（ＱＤＰＳＫ）されたグ
レイ符号が得られる。
切換を伝送データに対応してＰＬＬ回路で行なう。この
とき受信号のデータの識別結果はグレイ符号であるから
、先ずこれを自然２進符号に変換し、１ビット分の遅延
された信号とｍｏｄ ４の差分なとり、再びグレイ符号
に変換すると４相差動位相復調（ＱＤＰＳＫ）されたグ
レイ符号が得られる。
このよりなＱＤＰＳＫでは搬送波再生回路で正しい位相
の搬送波を再生して復調を行なう訳であるが、再しい位
相で搬送波の再生が行なわれないと、ＱＤＰＳＫ波のベ
クトルが変動し復調位相の判定基準位相面を越え隣接位
相復調軸に対する搬送波を誤まって再生することになる
。この誤まった搬送波の再生の原因としてはＱＤＰＳＫ
波に重量される雑音以外に、搬送波再生に用いられる周
波数変換回路での位相変動が大きな問題となる。
の搬送波を再生して復調を行なう訳であるが、再しい位
相で搬送波の再生が行なわれないと、ＱＤＰＳＫ波のベ
クトルが変動し復調位相の判定基準位相面を越え隣接位
相復調軸に対する搬送波を誤まって再生することになる
。この誤まった搬送波の再生の原因としてはＱＤＰＳＫ
波に重量される雑音以外に、搬送波再生に用いられる周
波数変換回路での位相変動が大きな問題となる。
第２図は、従来の周波数変換回路を示す回路図であり、
ＱＤＰＳＫ波によって伝送された信号に対して位相同期
検波を行ないデータを復調するためベースバンド切換方
式によりグレイ変換、差動演算、パー）Ｖル／シリアル
変換等のデジタル処理を行なう。この場合に、伝送され
た信号から復調すべきＱＰ ＳＫ波を得るために、２回
にわたる周波数変換を行なう。
ＱＤＰＳＫ波によって伝送された信号に対して位相同期
検波を行ないデータを復調するためベースバンド切換方
式によりグレイ変換、差動演算、パー）Ｖル／シリアル
変換等のデジタル処理を行なう。この場合に、伝送され
た信号から復調すべきＱＰ ＳＫ波を得るために、２回
にわたる周波数変換を行なう。
即ち、第２図において、チューナ１に入力された周波数
ｆｌの信号は、第１の周波数変換回路で第１の局部発振
周波数発生回路３の出力信号周波数ｆ２との差の周波数
ｆａ −□ （ｆ２−ｆｌ）に周波数変換される。
ｆｌの信号は、第１の周波数変換回路で第１の局部発振
周波数発生回路３の出力信号周波数ｆ２との差の周波数
ｆａ −□ （ｆ２−ｆｌ）に周波数変換される。
上記チューナ１には、マイクロプロセッサ等で構成され
る制御ユニット４で選局された局に対応した分周比がＰ
ＬＬ回路に与えられて、２のＰＬＬ回路５において検出
した位相誤差情報をローパスフィルタ６で直流化した電
圧がチーーニング電圧として与えられる。
る制御ユニット４で選局された局に対応した分周比がＰ
ＬＬ回路に与えられて、２のＰＬＬ回路５において検出
した位相誤差情報をローパスフィルタ６で直流化した電
圧がチーーニング電圧として与えられる。
ここで上記ＰＬＬ ５は、クリスタルの固定振動による
発振器を有しており、この発振出力周波数ｆＸを上記制
御ユニット４により定まる分局比Ｎで分周した信号と上
記第１の局部発振局発生回路３の出力信号ｆ２を所定の
数で分局、した信号との位相比較を行なう。
発振器を有しており、この発振出力周波数ｆＸを上記制
御ユニット４により定まる分局比Ｎで分周した信号と上
記第１の局部発振局発生回路３の出力信号ｆ２を所定の
数で分局、した信号との位相比較を行なう。
上記周波数変換された上記第１の周波数変換回路２の出
力ｆ３は、更に第２の周波数変換回路７によって、第２
の局部発振周波数発生回路８の出力周波数ｆ４と上記第
１の周波数変換回路２の出力周波数ｆ３との差の周波数
ｆ５ ： ｆ４− ｆ３に変換される。
力ｆ３は、更に第２の周波数変換回路７によって、第２
の局部発振周波数発生回路８の出力周波数ｆ４と上記第
１の周波数変換回路２の出力周波数ｆ３との差の周波数
ｆ５ ： ｆ４− ｆ３に変換される。
この結果、ＱＤＰＳＫ波で伝送されたデータを復調する
に必要なベースバンド信号が得られる。
に必要なベースバンド信号が得られる。
しかし、上記第１の局部発振周波数発生回路３の発振周
波数ｆ２は、ＰＬＬ回路５を構成するクリスタル発振器
の発振周波数ｆｘの周波数変動に依存する。このため上
記第１の局部発振周波数発生回路３の出力周波数の変動
Δｆ２によって、上記第１の周波数変換回路２の出力周
波数がΔｆ３だけ変動する。また、第２の局部発振周波
数発生回路８０周波数ｆ４にΔｆ４だけの周波数変動が
あるとすると、上記第２の周波数変換回路７の出力周波
数ｆ５は、結果的に（Δｆ３＋Δｆｓ）の周波数変動を
起すことになる。
波数ｆ２は、ＰＬＬ回路５を構成するクリスタル発振器
の発振周波数ｆｘの周波数変動に依存する。このため上
記第１の局部発振周波数発生回路３の出力周波数の変動
Δｆ２によって、上記第１の周波数変換回路２の出力周
波数がΔｆ３だけ変動する。また、第２の局部発振周波
数発生回路８０周波数ｆ４にΔｆ４だけの周波数変動が
あるとすると、上記第２の周波数変換回路７の出力周波
数ｆ５は、結果的に（Δｆ３＋Δｆｓ）の周波数変動を
起すことになる。
このようＫして発生する周波数変動、及び位相変動は伝
送されたＱＤＰ８Ｋによるデータを復調するに際しての
ビット誤まりに大きく影響する。
送されたＱＤＰ８Ｋによるデータを復調するに際しての
ビット誤まりに大きく影響する。
入力信号を周波数変換して得たベースバンド信号は、Ｑ
ＤＰＳＫ復調器９において同期検波によってデータ復調
を行なう。
ＤＰＳＫ復調器９において同期検波によってデータ復調
を行なう。
同期検波は、被変調波とこれに同期した再生搬送波との
両波を掛算回路にで、掛算を行ないその出力をローパス
フィルタを通すことによりベースバンドの位相情報を得
る位相検波方法である。
両波を掛算回路にで、掛算を行ないその出力をローパス
フィルタを通すことによりベースバンドの位相情報を得
る位相検波方法である。
そして、４相のＤＰＳＫ信号であるＱＤＰＳＫ信号とし
て伝送されるデータを復調するには２軸回期検波を行な
いグレイ変換すべきデータの検出を行なう。このデータ
検出に際し、ビット誤まりを防ぐには、上述した入力周
波数をベースバンド周波数に変換する際の周波数変動を
極力抑えることが要求される。
て伝送されるデータを復調するには２軸回期検波を行な
いグレイ変換すべきデータの検出を行なう。このデータ
検出に際し、ビット誤まりを防ぐには、上述した入力周
波数をベースバンド周波数に変換する際の周波数変動を
極力抑えることが要求される。
上記Ｍ２図に示した従来の周波数変換回路では、ＱＤＰ
ＳＫ復調器９の入力周波数ｆ５は、ＰＬＬ回路５を構成
するクリスタル発振器の安定度、第２の局部発振周波数
発生回路８等の安定度に依存する。
ＳＫ復調器９の入力周波数ｆ５は、ＰＬＬ回路５を構成
するクリスタル発振器の安定度、第２の局部発振周波数
発生回路８等の安定度に依存する。
第２図において、第２の周波数変換回路７の出力周波数
ｆ５は上記ＰＬＬ回路５に含まれる分局器（図示せず。
ｆ５は上記ＰＬＬ回路５に含まれる分局器（図示せず。
）の分周比をＮとすると、ｆ５ ＝ ｆ４−Ｎ −ｆＸ
＋ｆ、 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・ （１）で示される。
＋ｆ、 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・ （１）で示される。
この場合においてｆｘは第１の局部発振周波数発振回路
の発振周波数を示す。ここで、上記クリスタル発振器の
周波数変動が５０ＰＰＭであるとするとし、上記第１の
局部発振周波数発生回路３の出力周波数ｆ２が３００
ＭＨｚとすると、その周波数のずれは１５ｋＨｚにも及
ぶ。これに対して伝送データは数１００Ｈｚの精度で伝
送されるので従来の周波数変換回路では、復調データの
誤まりが発生する。
の発振周波数を示す。ここで、上記クリスタル発振器の
周波数変動が５０ＰＰＭであるとするとし、上記第１の
局部発振周波数発生回路３の出力周波数ｆ２が３００
ＭＨｚとすると、その周波数のずれは１５ｋＨｚにも及
ぶ。これに対して伝送データは数１００Ｈｚの精度で伝
送されるので従来の周波数変換回路では、復調データの
誤まりが発生する。
また、従来の周波数変換回路なＱＰＳＫ復調器のキャリ
ア再生手段に用いた場合にあっては、周波数引込範囲が
狭く、引込み臨界領域において周波数引込みがなされた
としても、 ＱＤＰＳＫ復調器でデータの復調を行なう
に際しその復調出力が低く復調すべき以外の位相で復調
してデータのビット誤まりが発生するという問題が発生
する。
ア再生手段に用いた場合にあっては、周波数引込範囲が
狭く、引込み臨界領域において周波数引込みがなされた
としても、 ＱＤＰＳＫ復調器でデータの復調を行なう
に際しその復調出力が低く復調すべき以外の位相で復調
してデータのビット誤まりが発生するという問題が発生
する。
即ち、同期検波出力信号の振幅を±Ｖとし、これに分散
α２のガラス雑音が重畳した場合を想定し、正規誤差積
分関数Φ（Ｚ）を用いるとビット誤まり率Ｐｅは ｐｅ＝ ２ ［１−Φ（Ｃハ））Ｃ／Ｎ：副搬送波電力
対雑音比で表わされるが、上記引込み範囲が狭いとＣ／
Ｎが劣化して上式で示される誤まり率は劣化する。
α２のガラス雑音が重畳した場合を想定し、正規誤差積
分関数Φ（Ｚ）を用いるとビット誤まり率Ｐｅは ｐｅ＝ ２ ［１−Φ（Ｃハ））Ｃ／Ｎ：副搬送波電力
対雑音比で表わされるが、上記引込み範囲が狭いとＣ／
Ｎが劣化して上式で示される誤まり率は劣化する。
このことは、引込み範囲が狭いと、引込み自体はなされ
ても、アイ開口率が劣化して復調した際にビット誤まり
が発生することを意味する。
ても、アイ開口率が劣化して復調した際にビット誤まり
が発生することを意味する。
上述した第（１）式で判るように第２の周波数変換変換
器７の出力は第２の局部発振周波数発生回路８及び第１
の局部発振周波数発生回路３の出力周波数に全ったく依
存し両回路を構成する発振器の発振周波数にドリフトが
あるとその影響により変換周波数はドリフトし復調デー
タに誤まりを発生する。
器７の出力は第２の局部発振周波数発生回路８及び第１
の局部発振周波数発生回路３の出力周波数に全ったく依
存し両回路を構成する発振器の発振周波数にドリフトが
あるとその影響により変換周波数はドリフトし復調デー
タに誤まりを発生する。
この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、周波
数変換に供する局部発掘回路に周波数変動があっても変
換周波数のドリフトを軽減し、安定した変換周波数出力
を得る周波数変換回路を提供することを目的とする。
数変換に供する局部発掘回路に周波数変動があっても変
換周波数のドリフトを軽減し、安定した変換周波数出力
を得る周波数変換回路を提供することを目的とする。
〔発明の実施例）
以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。
上述のように、ＰＳＫ変調は伝送データの誤まり率が低
いことから衛星放送等に用いられるがその誤まり率が低
いという特質は、伝送周波数をイー１スパント周波数に
安定に周波数変換するということが前提となる。
いことから衛星放送等に用いられるがその誤まり率が低
いという特質は、伝送周波数をイー１スパント周波数に
安定に周波数変換するということが前提となる。
第３図は、この発明の一実施例を示す回路図であり、Ｓ
ＨＦ放送で音声信号を４相１）Ｐ８にのＰＣＭ波で送受
信する場合の受信回路を例にこの発明に係る周波数変換
器の一施例について説明する。
ＨＦ放送で音声信号を４相１）Ｐ８にのＰＣＭ波で送受
信する場合の受信回路を例にこの発明に係る周波数変換
器の一施例について説明する。
ＳＨＦ放送の場合、ＤＱＰＳｆ（信号の帯域は±５１２
ｋｌ（ｚ必要で、チャンネル信号をＭｌ−Ｉｚ間隔で伝
送している。
ｋｌ（ｚ必要で、チャンネル信号をＭｌ−Ｉｚ間隔で伝
送している。
第３図にしたＲＦ−ＰＣＭ音声信号を受信回路に適用す
るこの発明の実施例であるＤＱＰ ＳＫ波で伝送される
ＲＦ−ＰＣＭ信号は、入力端子ＩＮに加えられる。
るこの発明の実施例であるＤＱＰ ＳＫ波で伝送される
ＲＦ−ＰＣＭ信号は、入力端子ＩＮに加えられる。
このＲＦ入力信号は第１周波変換器５（１で、中間周波
数ｆＩＦ１に周波数変換される。中間周波数ｆＴＦに周
波数変換された信号は、更に第２周波数変換器６０でＩ
）ＱＰＳＫ信号のベースバンド周波数であるｆｏＫ周波
数変換される。この後に、ベースノくンド周波数に周波
数変換された信号はＤＱ、ＰＳに信号処理回路７０で４
訓処理され復調データを出力端子ＯＵＴに得る。
数ｆＩＦ１に周波数変換される。中間周波数ｆＴＦに周
波数変換された信号は、更に第２周波数変換器６０でＩ
）ＱＰＳＫ信号のベースバンド周波数であるｆｏＫ周波
数変換される。この後に、ベースノくンド周波数に周波
数変換された信号はＤＱ、ＰＳに信号処理回路７０で４
訓処理され復調データを出力端子ＯＵＴに得る。
Ｊ）ＱＰＳＫ信号処理回路７０では、上記ベースバンド
周波数に周波数変換された信号ｆＯをもとにＤＱＰＳＫ
復調器７１でデータ復調を行ない復調データを出力端子
ＯＵＴに導出するが、この復調データは誤まり検出器７
２にも加えられる。誤まり検出器７２は復調データに対
して誤まり検出を行ない、この検出器まり結果に応じて
、データ復訓時に同期検波を行なうための再生搬送波を
出力する発振器を制御する。そして、この発振器７３の
出力を用いて上記ＤＱＰＳＫ復調器７１でデータ復調が
行なわれる。
周波数に周波数変換された信号ｆＯをもとにＤＱＰＳＫ
復調器７１でデータ復調を行ない復調データを出力端子
ＯＵＴに導出するが、この復調データは誤まり検出器７
２にも加えられる。誤まり検出器７２は復調データに対
して誤まり検出を行ない、この検出器まり結果に応じて
、データ復訓時に同期検波を行なうための再生搬送波を
出力する発振器を制御する。そして、この発振器７３の
出力を用いて上記ＤＱＰＳＫ復調器７１でデータ復調が
行なわれる。
上記ｒ）ＱＰＳＫ信号処理回路７０を構成する再生搬送
波を発生する発、振器７３の出力周波数ｆは選局回路８
０に加えられる。
波を発生する発、振器７３の出力周波数ｆは選局回路８
０に加えられる。
また、この選局回路８０にはチャンネルデータ処理回路
９０で受信チャンネルに応じて規定される分周比データ
が第１の分周器８１に与えら扛、第１の分周器８１の分
周比１．７Ｍが定められる。一方、上記搬送波再生に供
する発振器７３の出力は第２の分局器８２に加えられ、
ここで１／Ｎ分周の分周が行なわれる。そして上記選局
回路８０の比較器８３で上記第１の分周器８Ｊの出力と
第２の分周器８２の出力との位イ［４比較が行なわれろ
。この位相比較結果に応じたべ圧は低域フィルタ８４で
平滑され、低減フィルタ８４の出力電圧■Ｔは第１周波
数変換器５０を構成するＰＬＩ・構成の発振器５１に対
する制御゛電圧して用いられる。この発振器５】の出力
周波数ｆ０８ｃ１は第１周波数理合器５２で入力端子Ｉ
Ｎに入ったＲ、Ｆ信号周波数ｆＲＦに対して減算され、
上記ＲＦ倍信号中間周波信号ｆＩＦ Ｋ周波数変換する
。
９０で受信チャンネルに応じて規定される分周比データ
が第１の分周器８１に与えら扛、第１の分周器８１の分
周比１．７Ｍが定められる。一方、上記搬送波再生に供
する発振器７３の出力は第２の分局器８２に加えられ、
ここで１／Ｎ分周の分周が行なわれる。そして上記選局
回路８０の比較器８３で上記第１の分周器８Ｊの出力と
第２の分周器８２の出力との位イ［４比較が行なわれろ
。この位相比較結果に応じたべ圧は低域フィルタ８４で
平滑され、低減フィルタ８４の出力電圧■Ｔは第１周波
数変換器５０を構成するＰＬＩ・構成の発振器５１に対
する制御゛電圧して用いられる。この発振器５】の出力
周波数ｆ０８ｃ１は第１周波数理合器５２で入力端子Ｉ
Ｎに入ったＲ、Ｆ信号周波数ｆＲＦに対して減算され、
上記ＲＦ倍信号中間周波信号ｆＩＦ Ｋ周波数変換する
。
ｆＩｌｉ’ ” ｆＯ８ＣＩ−ｆＲＦ ・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・ ｆ２）まだ、
上記第２周波数変換回路６０では上記の中周波信号ｆＩ
Ｆと発振器６１の出力ｆ０８ｃ２との減算が第２混合器
６２で行なわれ次式の関係の信号ｆＯを出力に得る。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・ ｆ２）まだ、
上記第２周波数変換回路６０では上記の中周波信号ｆＩ
Ｆと発振器６１の出力ｆ０８ｃ２との減算が第２混合器
６２で行なわれ次式の関係の信号ｆＯを出力に得る。
ｆｏ ”” ｆＯ８ｃ２− ｆＩＦ ”””’ “＝゛
゛°−°＝−−−（３）更に、上記第１周波数変換回路
５０を構成する発振器５１の発振出力ｆＯ８１と第２周
波数変換回路６０を構成する発振器６１の発振出力ｆ０
８ｃ２との減算が減算器５３で行なわれ、この減算信号
ｆＱｓｃ１− ｆＯ８ｃ２が上記分周器８１に加えられ
る。
゛°−°＝−−−（３）更に、上記第１周波数変換回路
５０を構成する発振器５１の発振出力ｆＯ８１と第２周
波数変換回路６０を構成する発振器６１の発振出力ｆ０
８ｃ２との減算が減算器５３で行なわれ、この減算信号
ｆＱｓｃ１− ｆＯ８ｃ２が上記分周器８１に加えられ
る。
この後比較回路８３で、上記減算信号を１７／Ｍ分周し
た信号と上記発振器７３の出力信号ｆを１／Ｎ分周した
信号とを比較してこの比較結果によってループ系を構成
する発振器５１の発根周波数を制御する。この場合にお
いて、発振器７３の出力ｆが上記比較器の一方入力とな
り、他方入力として上記減算器５３からの出力が加えら
れるので、次式を得る。
た信号と上記発振器７３の出力信号ｆを１／Ｎ分周した
信号とを比較してこの比較結果によってループ系を構成
する発振器５１の発根周波数を制御する。この場合にお
いて、発振器７３の出力ｆが上記比較器の一方入力とな
り、他方入力として上記減算器５３からの出力が加えら
れるので、次式を得る。
上記の系は、上記発振器７３の出力ｆと上記第２混合器
６２の出力周波数ｆｏとが等しくなるように制御される
ので、系が安定した状態ではｆ＝ｆｏ ・・・・・・
・・・・・・・・・・ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・ （５）が成立する。
６２の出力周波数ｆｏとが等しくなるように制御される
ので、系が安定した状態ではｆ＝ｆｏ ・・・・・・
・・・・・・・・・・ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・ （５）が成立する。
このため系の安定時には、上記ベースバンド周波数を出
力する第２混合器の出力には なる周波数の信号を得る。
力する第２混合器の出力には なる周波数の信号を得る。
このよう圧して得られた上記第（６）式に示すベースバ
ンド周波数の信号は、上記第１混合器５０の発振器５１
．第２混合器を構成する発振器６１自体による周波数変
動による影響は受けない。
ンド周波数の信号は、上記第１混合器５０の発振器５１
．第２混合器を構成する発振器６１自体による周波数変
動による影響は受けない。
即ち、第２図に示した従来の周波数変換回路では上述し
た第（１）式に示されるように、ベースバンド周波数に
周波数変換した際、第１及び第２の周波数変換回路の局
部発振回路の周波数変動に呼応して再生ベースバンド周
波数が周波数変動する。
た第（１）式に示されるように、ベースバンド周波数に
周波数変換した際、第１及び第２の周波数変換回路の局
部発振回路の周波数変動に呼応して再生ベースバンド周
波数が周波数変動する。
これに対して、この発明に係る周波数変換回路にあって
は、上述した第（６）式から判るようにベースバンド周
波数ｆｏＫ変換した信号を表わす式に周波数混合に供す
る発振器の発振出力の項は入らず、周波数ジッターは従
来の周波数変換回路に比して軽減される。
は、上述した第（６）式から判るようにベースバンド周
波数ｆｏＫ変換した信号を表わす式に周波数混合に供す
る発振器の発振出力の項は入らず、周波数ジッターは従
来の周波数変換回路に比して軽減される。
この結果、上記実施例をＤＱＰＳＫ復調に適用した場合
にあっては、安定したベースバンド周波数信号を得るこ
とができるのでデータを復調した場合にそのデータ誤ま
り率は極めて低いものとなる。
にあっては、安定したベースバンド周波数信号を得るこ
とができるのでデータを復調した場合にそのデータ誤ま
り率は極めて低いものとなる。
なお、上述した実施例は、ＤＱＰＳＫ復調回路にこの発
明に係る周波数変換回路を適用した例を示したが、この
発明は上記実施例に限られるものではなく、ＡＭ復調等
他の周波数変換を必要とする回路に広く適用できるもの
である。
明に係る周波数変換回路を適用した例を示したが、この
発明は上記実施例に限られるものではなく、ＡＭ復調等
他の周波数変換を必要とする回路に広く適用できるもの
である。
即ち、第３図において第２周波数変換器６０の出力信号
ｆｏを直接選局回路８０の分局器８２の入力とした場合
にはＡＭ復調のだめの周波数変換に適用できる。
ｆｏを直接選局回路８０の分局器８２の入力とした場合
にはＡＭ復調のだめの周波数変換に適用できる。
上述したように、この発明によれば周波数ジッターの極
めて少ない周波数変換回路を提供し得るものである。
めて少ない周波数変換回路を提供し得るものである。
即ち、この発明によれば周波数ジッターの発生が抑止さ
れ、周波数ジッターにより引込み範囲から外れるのを防
止し得るとともに、引込み範囲内にあっても誤まった周
波数に引込むことの防止でき、周波数変換を要する回路
に広く適用し得る周波数変換回路が提供される。
れ、周波数ジッターにより引込み範囲から外れるのを防
止し得るとともに、引込み範囲内にあっても誤まった周
波数に引込むことの防止でき、周波数変換を要する回路
に広く適用し得る周波数変換回路が提供される。
第１図はこの発明に係る周波数変換回路の概念を示す回
路図、第２図は従来の周波数変換回路を示す回路図、第
３図はこの発明に係る周波数変換回路の一実施例を示す
回路図である。 ５０・・・第１の周波数混合器、 ６０・・第２の周波数混合器、 ５１・・・第１の発振器、６１・・・第２の発振器、５
３・・減算器、８３・・比較器。
路図、第２図は従来の周波数変換回路を示す回路図、第
３図はこの発明に係る周波数変換回路の一実施例を示す
回路図である。 ５０・・・第１の周波数混合器、 ６０・・第２の周波数混合器、 ５１・・・第１の発振器、６１・・・第２の発振器、５
３・・減算器、８３・・比較器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 周波数変換されるべき第１の周波数の信号が印加され、
電圧制御形で第１の発振器出力である第２の周波数信号
を用いて中間周波である第３の中間周波数信号に周波数
変換する第１の周波数混合器と、 この第３の周波数信号を入力とし、前記第２の発振器の
出力周波数である第４の周波数信号を用いて前記第３の
周波数信号を第５の周波数信号に周波数変換して出力す
る第２の周波数混合器と、前記第１の発振器の出力周波
数と前記第２の発振器の差周波数を出力する減算器と、 この減算器の出力側信号と前記第２の周波数混合器の出
力信号側との比較を行ない、この比較出力によつて前記
第２の発振器の発振周波数を制御する制御電圧を発生す
る比較器とを少なくとも具備し、前記第２の周波数混合
器に安定した周波数変換された信号を得ることを特徴と
する周波数変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59199652A JPS6178250A (ja) | 1984-09-26 | 1984-09-26 | 周波数変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59199652A JPS6178250A (ja) | 1984-09-26 | 1984-09-26 | 周波数変換回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6178250A true JPS6178250A (ja) | 1986-04-21 |
Family
ID=16411395
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59199652A Pending JPS6178250A (ja) | 1984-09-26 | 1984-09-26 | 周波数変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6178250A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4918748A (en) * | 1987-11-09 | 1990-04-17 | Hughes Aircraft Company | Apparatus and method for phase noise and post tuning drift cancellation |
| US4932368A (en) * | 1988-01-28 | 1990-06-12 | Mazda Motor Corporation | Suction arrangement for internal combustion engine |
| US5022375A (en) * | 1988-03-31 | 1991-06-11 | Mazda Motor Corporation | Supercharging device of an engine |
-
1984
- 1984-09-26 JP JP59199652A patent/JPS6178250A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4918748A (en) * | 1987-11-09 | 1990-04-17 | Hughes Aircraft Company | Apparatus and method for phase noise and post tuning drift cancellation |
| US4932368A (en) * | 1988-01-28 | 1990-06-12 | Mazda Motor Corporation | Suction arrangement for internal combustion engine |
| US5022375A (en) * | 1988-03-31 | 1991-06-11 | Mazda Motor Corporation | Supercharging device of an engine |
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