JPS62222745A - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
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- JPS62222745A JPS62222745A JP61033965A JP3396586A JPS62222745A JP S62222745 A JPS62222745 A JP S62222745A JP 61033965 A JP61033965 A JP 61033965A JP 3396586 A JP3396586 A JP 3396586A JP S62222745 A JPS62222745 A JP S62222745A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2272—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals using phase locked loops
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
位相変調された受信信号を復調する為の搬送波を、受信
信号に位相同期引き込みを行わせる掃引を行い、位相同
期状態になった時には、受信信号周波数の変動に追尾さ
せて復調する復調装置に於いて、復調信号の誤り訂正回
路等に於ける誤り検出機能を利用し、その誤り検出機能
によって得られる誤り訂正頻度情報、誤り訂正同期状態
情報。
信号に位相同期引き込みを行わせる掃引を行い、位相同
期状態になった時には、受信信号周波数の変動に追尾さ
せて復調する復調装置に於いて、復調信号の誤り訂正回
路等に於ける誤り検出機能を利用し、その誤り検出機能
によって得られる誤り訂正頻度情報、誤り訂正同期状態
情報。
位相不確定除去情報等の情報を基に、再生搬送波の掃引
開始、停止を判断して制御し、最適位相への引き込みを
迅速化し、安定な復調を行わせるものである。
開始、停止を判断して制御し、最適位相への引き込みを
迅速化し、安定な復調を行わせるものである。
本発明は、位相変調された受信信号を安定に復調する復
調装置に関するものである。
調装置に関するものである。
衛星通信に於いては、伝送能率の点からＰＳＫ（位相シ
フトキーイング）変調方式が比較′的多く採用されてい
る。この変調方式による変調信号を復調する場合に、搬
送波を再生して位相検波することになり、変調相数をｎ
とすると、３６０度の位相範囲内でｎ個の安定点を有す
る位相検波特性となる。従って、最適位相へ再生搬送波
を引き込むように制御する必要があり、信号対雑音比が
悪い回線状態でも安定に最適位相へ引き込むことができ
る構成が要望されている。
フトキーイング）変調方式が比較′的多く採用されてい
る。この変調方式による変調信号を復調する場合に、搬
送波を再生して位相検波することになり、変調相数をｎ
とすると、３６０度の位相範囲内でｎ個の安定点を有す
る位相検波特性となる。従って、最適位相へ再生搬送波
を引き込むように制御する必要があり、信号対雑音比が
悪い回線状態でも安定に最適位相へ引き込むことができ
る構成が要望されている。
ＰＳＫ変調方式やＣＡＭ （直交振幅変１）１）方式に
於いては、搬送波を再生して受信信号を位相検波するこ
とになり、受信信号の位相に同期化した搬送波を再生す
る為に、受信信号を逓倍して分周する逓倍分周方式、復
調信号により受信信号を変調する逆変調方式、ベースバ
ンド帯で位相誤差を算出するコスタスループ方式等があ
り、コスタスループ方式が比較的多く採用されている。
於いては、搬送波を再生して受信信号を位相検波するこ
とになり、受信信号の位相に同期化した搬送波を再生す
る為に、受信信号を逓倍して分周する逓倍分周方式、復
調信号により受信信号を変調する逆変調方式、ベースバ
ンド帯で位相誤差を算出するコスタスループ方式等があ
り、コスタスループ方式が比較的多く採用されている。
これらの各方式に於いても、変調相数をｎとすると、ｎ
個の引き込み位相の安定点があるから、最適位相へ引き
込む為の制御が必要となる。又一旦最適位相に引き込ん
でも、信号対雑音比が悪い場合には、雑音成分によって
引き込み安定点の遷移が生じる。これは、サイクルスキ
ップと称されるものであり、このサイクルスキップが発
生すると、符号誤り特性が著しく劣化することになる。
個の引き込み位相の安定点があるから、最適位相へ引き
込む為の制御が必要となる。又一旦最適位相に引き込ん
でも、信号対雑音比が悪い場合には、雑音成分によって
引き込み安定点の遷移が生じる。これは、サイクルスキ
ップと称されるものであり、このサイクルスキップが発
生すると、符号誤り特性が著しく劣化することになる。
このサイクルスキップを抑制する為に、搬送波を再生す
る為の位相同期回路の帯域幅を狭くする必要がある。
る為の位相同期回路の帯域幅を狭くする必要がある。
又衛星通信に於いては、送受信装置或いは衛星トランス
ポンダの局部発振器の周波数変動等により、受信装置の
復調回路入力周波数が大幅に変動するものである。この
ような入力周波数変動に追尾して位相同期状態を維持す
る為には、搬送波を再生する為の位相同期回路の帯域幅
は広くする必要がある。
ポンダの局部発振器の周波数変動等により、受信装置の
復調回路入力周波数が大幅に変動するものである。この
ような入力周波数変動に追尾して位相同期状態を維持す
る為には、搬送波を再生する為の位相同期回路の帯域幅
は広くする必要がある。
このように、搬送波を再生用の位相同期回路に於いては
、相反する要求に対して、ＡＦＣ（自動周波数制御）回
路とを併用した構成或いはスィーブトラック型の位相同
期回路が用いられていた。
、相反する要求に対して、ＡＦＣ（自動周波数制御）回
路とを併用した構成或いはスィーブトラック型の位相同
期回路が用いられていた。
第７図は従来のＡＦＣ回路を併用した構成のブロック図
である。周波数変換器７１と、電圧制御発振器７２と、
ループフィルタ７３と、周波数弁別器７４とにより、Ａ
ＦＣ回路が構成され、受信信号の周波数が変動しても復
調装置７５に入力される周波数を一定に維持するもので
ある。このＡＦＣ回路に於ける周波数弁別器７４は広帯
域特性を有するものであるから、ＰＳＫ変調信号に線ス
ペクトラムが存在しなくても、平均周波数を弁別出力す
ることが可能となり、受信信号の周波数変動を抑圧して
復調装置７５に入力させることができる。
である。周波数変換器７１と、電圧制御発振器７２と、
ループフィルタ７３と、周波数弁別器７４とにより、Ａ
ＦＣ回路が構成され、受信信号の周波数が変動しても復
調装置７５に入力される周波数を一定に維持するもので
ある。このＡＦＣ回路に於ける周波数弁別器７４は広帯
域特性を有するものであるから、ＰＳＫ変調信号に線ス
ペクトラムが存在しなくても、平均周波数を弁別出力す
ることが可能となり、受信信号の周波数変動を抑圧して
復調装置７５に入力させることができる。
又受信信号中のパイロット信号を抽出し、このパイロッ
ト信号を用いて電圧制御発振器７２を制御することによ
り、復調装置７５への入力周波数を安定化させる構成も
知られている。
ト信号を用いて電圧制御発振器７２を制御することによ
り、復調装置７５への入力周波数を安定化させる構成も
知られている。
又復調装置７５に直接的に受信信号を入力する場合に、
位相誤差信号が闇値以上の時に、位相同期外れと判断し
、位相同期引き込みの為に、搬送波再生用の位相同期回
路の電圧制御発振器の制御電圧として掃引信号を加え、
再生搬送波周波数を掃引して等測的に引き込み範囲を拡
大し、位相同期状態では、掃引を停止させるスイープト
ラック型の位相同期回路も知られている。
位相誤差信号が闇値以上の時に、位相同期外れと判断し
、位相同期引き込みの為に、搬送波再生用の位相同期回
路の電圧制御発振器の制御電圧として掃引信号を加え、
再生搬送波周波数を掃引して等測的に引き込み範囲を拡
大し、位相同期状態では、掃引を停止させるスイープト
ラック型の位相同期回路も知られている。
ＡＦＣ回路を併用した従来例に於いては、衛星通信のよ
うに、信号対雑音比が悪い回線の場合、受信信号の周波
数変動に充分に追尾することが困難となる欠点があり、
且つ回路規模が大きくなる欠点がある。
うに、信号対雑音比が悪い回線の場合、受信信号の周波
数変動に充分に追尾することが困難となる欠点があり、
且つ回路規模が大きくなる欠点がある。
又スイープトラック型の位相同期回路を用いた従来の復
調装置に於いては、再生搬送波を最適位相に同期化させ
た状態で、入力信号に大きい雑音成分が含まれていると
、位相同期外れと判断されて掃引が開始される。このよ
うに位相同期状態で掃引が開始されると、符号誤り特性
がむしろ劣化することになる。このように、従来例の位
相同期回路に於いては、掃引の開始と停止とを最適に判
断することが困難である欠点がある。
調装置に於いては、再生搬送波を最適位相に同期化させ
た状態で、入力信号に大きい雑音成分が含まれていると
、位相同期外れと判断されて掃引が開始される。このよ
うに位相同期状態で掃引が開始されると、符号誤り特性
がむしろ劣化することになる。このように、従来例の位
相同期回路に於いては、掃引の開始と停止とを最適に判
断することが困難である欠点がある。
最近の衛星通信に於いては、強力な誤り訂正技術が導入
され、受信信号の信号対雑音比がＯｄＢ以下でも正常に
動作することが要求されている。
され、受信信号の信号対雑音比がＯｄＢ以下でも正常に
動作することが要求されている。
この誤り訂正技術は、今後更に進歩することが期待され
ているので、復調装置としては、更に、低信号対雑音比
でも、安定に動作することが要求されることになる。
ているので、復調装置としては、更に、低信号対雑音比
でも、安定に動作することが要求されることになる。
本発明は、スイープトランク型の位相同期回路を用いた
復調装置に於いて、掃引の開始と停止とを効果的に判断
して、安定な復調動作を可能とすることを目的とするも
のである。
復調装置に於いて、掃引の開始と停止とを効果的に判断
して、安定な復調動作を可能とすることを目的とするも
のである。
本発明の復調装置は、復調信号の誤り検出機能を利用し
て、追尾、掃引の切替えの判定を行うものであり、第１
図を参照して説明する。
て、追尾、掃引の切替えの判定を行うものであり、第１
図を参照して説明する。
受信信号を復調する復調回路１と、この復調回路１に再
生搬送波を加える電圧制御発振器２と、この電圧制御発
振器２の発振周波数を掃引する為の掃引信号発生回路３
と、復調信号の符号誤り訂正等を行い、その符号誤りを
検出する機能を有する処理回路４と、この処理回路４に
於ける符号誤り検出機能による誤り検出情報を基に、掃
引信号発生回路３の動作を制御する掃引追尾制御部５を
備え、復調回路１からの位相誤差信号と掃引信号発生回
路３からの掃引信号とを加算器６を介して電圧制御発振
器２の制御電圧とするものである。
生搬送波を加える電圧制御発振器２と、この電圧制御発
振器２の発振周波数を掃引する為の掃引信号発生回路３
と、復調信号の符号誤り訂正等を行い、その符号誤りを
検出する機能を有する処理回路４と、この処理回路４に
於ける符号誤り検出機能による誤り検出情報を基に、掃
引信号発生回路３の動作を制御する掃引追尾制御部５を
備え、復調回路１からの位相誤差信号と掃引信号発生回
路３からの掃引信号とを加算器６を介して電圧制御発振
器２の制御電圧とするものである。
処理回路４の符号誤り検出機能による誤り検出情報を基
に、掃引追尾制御部５で掃引開始又は停止を判断して、
掃引信号発生回路３を制御するものであり、誤り検出情
報としては、処理回路４を符号誤り訂正回路とした場合
の誤り訂正頻度情報や、位相不確定除去情報等を使用す
ることができる。即ち、再生搬送波が最適位相に同期引
き込みされている場合は、信号対雑音比が悪い場合でも
復調信号の符号誤りが少なくなるもので、誤り検出情報
を用いて掃引の開始、停止を判断することにより、安定
な復調が可能となる。
に、掃引追尾制御部５で掃引開始又は停止を判断して、
掃引信号発生回路３を制御するものであり、誤り検出情
報としては、処理回路４を符号誤り訂正回路とした場合
の誤り訂正頻度情報や、位相不確定除去情報等を使用す
ることができる。即ち、再生搬送波が最適位相に同期引
き込みされている場合は、信号対雑音比が悪い場合でも
復調信号の符号誤りが少なくなるもので、誤り検出情報
を用いて掃引の開始、停止を判断することにより、安定
な復調が可能となる。
以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。
する。
第２図は本発明の一実施例のブロック図であり、４相位
相変調信号を復調する場合について示すものである。同
図に於いて、ＬＬ、１２は位相検波器、１３は電圧制御
発振器、１４は９０度移相器、１５はベースバンド処理
回路、１６はルーフ”フィルタ、１７は加算器、１８．
１９は識別器、２０は誤り訂正回路、２１は掃引追尾制
御回路、２２は掃引信号発生回路であり、第１図の処理
回路４として、誤り訂正回路２０を設けた場合を示す。
相変調信号を復調する場合について示すものである。同
図に於いて、ＬＬ、１２は位相検波器、１３は電圧制御
発振器、１４は９０度移相器、１５はベースバンド処理
回路、１６はルーフ”フィルタ、１７は加算器、１８．
１９は識別器、２０は誤り訂正回路、２１は掃引追尾制
御回路、２２は掃引信号発生回路であり、第１図の処理
回路４として、誤り訂正回路２０を設けた場合を示す。
位相検波器１１．１２に、電圧制御発振器１３からの再
生搬送波が９０度の位相差で加えられ、受信信号の位相
検波が行われて復調される。復調信号はベースバンド処
理回路１５に加えられ、位相誤差信号はループフィルタ
１６から加算器１７を介して電圧制御発振器１３の制御
電圧となり、人力信号の周波数変動に追尾して再生搬送
波の位相が制御される。
生搬送波が９０度の位相差で加えられ、受信信号の位相
検波が行われて復調される。復調信号はベースバンド処
理回路１５に加えられ、位相誤差信号はループフィルタ
１６から加算器１７を介して電圧制御発振器１３の制御
電圧となり、人力信号の周波数変動に追尾して再生搬送
波の位相が制御される。
又復調信号は識別器１８．１９に於いて識別タイミング
でレベル識別され、誤り訂正回路２０に加えられる。誤
り訂正回路２０は、受信信号のブロック符号１畳み込み
符号等の符号化形式に対応して符号誤り訂正を行う構成
を有し、符号誤りを訂正するものであるから、符号誤り
検出機能を有することになる。例えば、ブロック符号を
用いた場合には、誤り訂正用の冗長ビットが付加されて
いるから、これを用いて誤り訂正を行うことになり、復
調信号からシンドロームが形成されて誤りビットが訂正
され、この誤り訂正頻度を一定時間毎に計数して誤り訂
正頻度情報を形成することができる。
でレベル識別され、誤り訂正回路２０に加えられる。誤
り訂正回路２０は、受信信号のブロック符号１畳み込み
符号等の符号化形式に対応して符号誤り訂正を行う構成
を有し、符号誤りを訂正するものであるから、符号誤り
検出機能を有することになる。例えば、ブロック符号を
用いた場合には、誤り訂正用の冗長ビットが付加されて
いるから、これを用いて誤り訂正を行うことになり、復
調信号からシンドロームが形成されて誤りビットが訂正
され、この誤り訂正頻度を一定時間毎に計数して誤り訂
正頻度情報を形成することができる。
この誤り訂正頻度情報が異常に大きい値を示す場合は、
復調装置として非同期状態であると判定することができ
る。このような判定を掃引追尾制御部２１が行って、掃
引信号発生回路２２を起動し、掃引信号を加算器１７を
介して電圧制御発振器１３に加えることにより、再生搬
送波の周波数を掃引することになる。そして、誤り訂正
頻度情報が小さい値を示す場合は、復調装置として同期
状態であると判定することができるから、掃引追尾制御
部２１は、その判定によって掃引イ「号発生回路２２の
動作を停止させる。それによって、加算器１７の出力信
号は、ループフィルタ１６を介した位相誤差信号のみと
なり、受信信号の周波数の変動に追尾して電圧制御発振
器１３が制御されることになる。
復調装置として非同期状態であると判定することができ
る。このような判定を掃引追尾制御部２１が行って、掃
引信号発生回路２２を起動し、掃引信号を加算器１７を
介して電圧制御発振器１３に加えることにより、再生搬
送波の周波数を掃引することになる。そして、誤り訂正
頻度情報が小さい値を示す場合は、復調装置として同期
状態であると判定することができるから、掃引追尾制御
部２１は、その判定によって掃引イ「号発生回路２２の
動作を停止させる。それによって、加算器１７の出力信
号は、ループフィルタ１６を介した位相誤差信号のみと
なり、受信信号の周波数の変動に追尾して電圧制御発振
器１３が制御されることになる。
又畳み込み符号を用いた場合は、誤り訂正回路２０とし
て、ビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）復号器やシーケンシャル
復号器が用いられる。ビタビ復号器を用いた場合に、符
号誤り率が大きいと、パスメトリックの増加率が大きく
なり、又演算回路のオーバフローを防止する為に、この
バスメトリンクの正規化が行われるものであるから、こ
の正規化信号を一定時間毎に計数することにより、誤り
検出情報を形成することができる。
て、ビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）復号器やシーケンシャル
復号器が用いられる。ビタビ復号器を用いた場合に、符
号誤り率が大きいと、パスメトリックの増加率が大きく
なり、又演算回路のオーバフローを防止する為に、この
バスメトリンクの正規化が行われるものであるから、こ
の正規化信号を一定時間毎に計数することにより、誤り
検出情報を形成することができる。
又４相位相変調信号を復調する場合の再生搬送波は、９
０度毎に安定点を有することになり、最適位相以外の安
定点に位相同期引き込みされた時は、復調信号の反転や
入れ換えを行う必要があり、その為に位相不確定除去回
路が設けられる。この位相不確定除去回路を制御する位
相不確定除去情報を、前述の誤り検出情報として掃引追
尾制御回路２１に加えるようにすることもできる。
０度毎に安定点を有することになり、最適位相以外の安
定点に位相同期引き込みされた時は、復調信号の反転や
入れ換えを行う必要があり、その為に位相不確定除去回
路が設けられる。この位相不確定除去回路を制御する位
相不確定除去情報を、前述の誤り検出情報として掃引追
尾制御回路２１に加えるようにすることもできる。
この位相子Ｔｒｆｆｌ定除去情報しよ、前述の誤り訂正
頻度情報やビタビ復号器に於ける正規化信号の計数情報
等から形成することができるものあり、又第３図の（ａ
ｌに示すように、受信信号のフォーマットが、メソセー
ジ開始信号Ｓ ＯＭ （Ｓ ｔａｒｔ ｏｆ Ｍｅ−ｓ
ｓａｇｅ）を利用することができる。即ち、ｆｂｌに示
すフレームタイミング信号によってメソセージ開始信号
ＳＯＭを抽出し、このメソセージ開始信号ＳＯＭにより
再生搬送波の引き込み位相を判定することができる。
頻度情報やビタビ復号器に於ける正規化信号の計数情報
等から形成することができるものあり、又第３図の（ａ
ｌに示すように、受信信号のフォーマットが、メソセー
ジ開始信号Ｓ ＯＭ （Ｓ ｔａｒｔ ｏｆ Ｍｅ−ｓ
ｓａｇｅ）を利用することができる。即ち、ｆｂｌに示
すフレームタイミング信号によってメソセージ開始信号
ＳＯＭを抽出し、このメソセージ開始信号ＳＯＭにより
再生搬送波の引き込み位相を判定することができる。
又誤り訂正回路２０を、復調信号の誤り検出回路とし、
誤り検出情報によって掃引の開始、停止の判定を掃引追
尾制御回路２１に於いて行わせることもできる。
誤り検出情報によって掃引の開始、停止の判定を掃引追
尾制御回路２１に於いて行わせることもできる。
第４図は本発明の他の実施例のブロック図であり、畳み
込み符号による符号化が行われた受信１３号を復調し、
その復調信号の誤り訂正を行って復号するビタビ復号器
を、第１図の処理回路４として用いた場合を示すもので
ある。同図に於いて、３１は復調回路、３２は電圧制御
発振器、３３はループフィルタ、３４は加算器、３５は
掃引信号発生回路、３６は位相切替回路、３７はビタビ
復号器、３８は位相不確定除去回路、３９は状態変化検
出回路、４０は前方保護カウンタ、４１は後方保護カウ
ンタ、４２はフリップフロップであり、第１図の掃引追
尾制御部５は、状態変化検出回路３９．前方保護カウン
タ４０．後方保護カウンタ４１及びフリップフロップ４
２によって構成されている。
込み符号による符号化が行われた受信１３号を復調し、
その復調信号の誤り訂正を行って復号するビタビ復号器
を、第１図の処理回路４として用いた場合を示すもので
ある。同図に於いて、３１は復調回路、３２は電圧制御
発振器、３３はループフィルタ、３４は加算器、３５は
掃引信号発生回路、３６は位相切替回路、３７はビタビ
復号器、３８は位相不確定除去回路、３９は状態変化検
出回路、４０は前方保護カウンタ、４１は後方保護カウ
ンタ、４２はフリップフロップであり、第１図の掃引追
尾制御部５は、状態変化検出回路３９．前方保護カウン
タ４０．後方保護カウンタ４１及びフリップフロップ４
２によって構成されている。
電圧制御発振器３２からの再生搬送波によって受信信号
は復調回路３１に於いて復調され、■。
は復調回路３１に於いて復調され、■。
Ｑチャネルの復調データが得られる。この時の位相誤差
信号Ｅは、ループフィルタ３３から加算器３４を介して
電圧制御発振器３２の制御電圧として加えられ、受信信
号の周波数変動に追尾して電圧制御発振器３２からの再
生搬送波の周波数が制御される。
信号Ｅは、ループフィルタ３３から加算器３４を介して
電圧制御発振器３２の制御電圧として加えられ、受信信
号の周波数変動に追尾して電圧制御発振器３２からの再
生搬送波の周波数が制御される。
前述のように、再生搬送波の安定点が４相位相変調の場
合に、９０度毎に３６０度の位相範囲内に４個存在する
から、送信側の１．Ｑチャネルのデータを受信側で復調
した時に、再生搬送波位相に応じて、■（１，Ｑ）、■
（Ｑ、Ｔ）、■（ｄ、■）、■（Ｔ、Ｑ）の４通りの復
調データのうちの一つが得られる。■、■、■の状態で
は、送信信号が正しく再生されないことになるから、こ
れを位相不確定除去回路３８で判定して、位相切替回路
３６を制御し、Ｉ、Ｑチャネルの入れ換えや、データの
反転を行い、ビタビ復号器３７には常に最適位相で復調
した■の状態の復調信号を入力させるものである。
合に、９０度毎に３６０度の位相範囲内に４個存在する
から、送信側の１．Ｑチャネルのデータを受信側で復調
した時に、再生搬送波位相に応じて、■（１，Ｑ）、■
（Ｑ、Ｔ）、■（ｄ、■）、■（Ｔ、Ｑ）の４通りの復
調データのうちの一つが得られる。■、■、■の状態で
は、送信信号が正しく再生されないことになるから、こ
れを位相不確定除去回路３８で判定して、位相切替回路
３６を制御し、Ｉ、Ｑチャネルの入れ換えや、データの
反転を行い、ビタビ復号器３７には常に最適位相で復調
した■の状態の復調信号を入力させるものである。
この位相切替回路３６は、再生搬送波の位相遷移が発生
した時に切替制御され、又復調回路３１が非同期状態の
時に、復調信号が雑音的となることにより、切替えが頻
繁に行われる。従って、状態変化検出回路３９により位
相切替回路３６を切替制御する制御信号の変化を検出し
、検出信号を前方保護カウンタ４０と後方保護カウンタ
４１により計数させる。
した時に切替制御され、又復調回路３１が非同期状態の
時に、復調信号が雑音的となることにより、切替えが頻
繁に行われる。従って、状態変化検出回路３９により位
相切替回路３６を切替制御する制御信号の変化を検出し
、検出信号を前方保護カウンタ４０と後方保護カウンタ
４１により計数させる。
前方保護カウンタ４０は、一定時間内のカウント内容が
所定値以下となると、フリソブフロップ４２のリセット
端子Ｒにリセット信号を加えることになり、又後方保護
カウンタ４１は同じ一定時間内のカウント内容が所定値
以上の場合に、フリップフロップ４２のセット端子Ｓに
セット（ｇ 号ヲ加えるものである。このフリップフロ
ップ４２のＱ端子の出力信号が掃引信号発生回路３５の
起動信号となる。この場合の前方保護カウンタ４０によ
るリセット信号を出力するカウント値と、後方保護カウ
ンタ４１．によるセット信号を出力するカウント値とを
異ならせることも可能であり、所望の前方保護及び後方
保護となるようにそれぞれのカウント値が設定される。
所定値以下となると、フリソブフロップ４２のリセット
端子Ｒにリセット信号を加えることになり、又後方保護
カウンタ４１は同じ一定時間内のカウント内容が所定値
以上の場合に、フリップフロップ４２のセット端子Ｓに
セット（ｇ 号ヲ加えるものである。このフリップフロ
ップ４２のＱ端子の出力信号が掃引信号発生回路３５の
起動信号となる。この場合の前方保護カウンタ４０によ
るリセット信号を出力するカウント値と、後方保護カウ
ンタ４１．によるセット信号を出力するカウント値とを
異ならせることも可能であり、所望の前方保護及び後方
保護となるようにそれぞれのカウント値が設定される。
位相切替回路３６を一定時間内で頻繁に切替制御を行う
場合は、復調回路３１が非同期状態であるから、後方保
護カウンタ４１によってフリップフロップ４２をセット
し、そのセント出力によって掃引信号発生回路３５を起
動し、発生した掃引信号を加算器３４を介して電圧制御
発振器３２の制？ＪＵ電圧とし、再生搬送波の周波数掃
引を行わせる。又復調回路３１が同期状態となると、位
相切替回路３６による一定時間内の切替制御回数は少な
くなるので、前方保護カウンタ４０によってフリップフ
ロップ４２をリセットし、それによって掃引信号発生回
路３５の動作を停止させ、電圧制御発振器３２は、受信
信号の周波数変動を追尾するように制御される。
場合は、復調回路３１が非同期状態であるから、後方保
護カウンタ４１によってフリップフロップ４２をセット
し、そのセント出力によって掃引信号発生回路３５を起
動し、発生した掃引信号を加算器３４を介して電圧制御
発振器３２の制？ＪＵ電圧とし、再生搬送波の周波数掃
引を行わせる。又復調回路３１が同期状態となると、位
相切替回路３６による一定時間内の切替制御回数は少な
くなるので、前方保護カウンタ４０によってフリップフ
ロップ４２をリセットし、それによって掃引信号発生回
路３５の動作を停止させ、電圧制御発振器３２は、受信
信号の周波数変動を追尾するように制御される。
第５図は位相不確定除去回路のブロック図であり、３６
．３７は第４図に於ける位相切替回路及びビタビ復号器
、４５は位相切替回路、４６はビタビ復号器、４７，４
９．５０はカウンタ、４８はデコーダ、５１〜５４はレ
ジスタ、５５〜５８はアンド回路、５９は遅延回路、６
０は比較切替制御回路である。
．３７は第４図に於ける位相切替回路及びビタビ復号器
、４５は位相切替回路、４６はビタビ復号器、４７，４
９．５０はカウンタ、４８はデコーダ、５１〜５４はレ
ジスタ、５５〜５８はアンド回路、５９は遅延回路、６
０は比較切替制御回路である。
１、Ｑチャネルの復調データは、位相切替回路３６を介
して符号誤り訂正用のビタビ復号器３７に入力され、且
つ位相切替回路４５を介して位相不確定除去用のビタビ
復号器４６に入力される。
して符号誤り訂正用のビタビ復号器３７に入力され、且
つ位相切替回路４５を介して位相不確定除去用のビタビ
復号器４６に入力される。
又カウンタ４７は、４相位相変調信号の場合に４進カウ
ンタを用いるものであり、一定期間毎にＩ、Ｑチャネル
の復調データの組合せを位相切替回路４５により切替え
るように制御し、又デコーダ４日によってアンド回路５
５〜５８の何れか一つを選択する。
ンタを用いるものであり、一定期間毎にＩ、Ｑチャネル
の復調データの組合せを位相切替回路４５により切替え
るように制御し、又デコーダ４日によってアンド回路５
５〜５８の何れか一つを選択する。
又カウンタ４９は、ビタビ復号器４６からの同期情報を
計数してレジスタ５１〜５４に加えるものであり、カウ
ンタ５０はカウンタ４９の計数期間を定めるもので、そ
の出力信号はクリア信号としてカウンタ４９に加えられ
、又アンド回路５５〜５８に加えられ、デコーダ４８の
出力信号によって選択されたアンド回路を介してレジス
タ５１〜５４のロード信号となり、このロード信号が加
えられたレジスタに、カウンタ４９の計数値がセットさ
れる。
計数してレジスタ５１〜５４に加えるものであり、カウ
ンタ５０はカウンタ４９の計数期間を定めるもので、そ
の出力信号はクリア信号としてカウンタ４９に加えられ
、又アンド回路５５〜５８に加えられ、デコーダ４８の
出力信号によって選択されたアンド回路を介してレジス
タ５１〜５４のロード信号となり、このロード信号が加
えられたレジスタに、カウンタ４９の計数値がセットさ
れる。
比較切替制御回路６０は、カウンタ５０から遅延回路５
９を介して加えられる一定周期の信号により、レジスタ
５１〜５４の内容の比較を行い、内容の最も小さい位相
が正しい位相と判定して、切替回路３６の切替制御を行
うものである。
９を介して加えられる一定周期の信号により、レジスタ
５１〜５４の内容の比較を行い、内容の最も小さい位相
が正しい位相と判定して、切替回路３６の切替制御を行
うものである。
ビタビ復号器４６の前述の同期情報は、例えば、昭和６
０年度電子通信学会 情報・システム部門全国大会論文
集「Ｋ＝４ビタビ復号器を用いた４相ＰＳＫ復調器の位
相不確定除去方式の検討」に示されているように、パス
メトリックの増加率に対応して、演算回路のオーバフロ
ーを防止する正規化が行われるもので、この正規化を行
う時の信号を同期情報とするものである。例えば、総て
のＡＣ３回路（加算回路、比較回路、選択回路）からの
バスメトリックのＭＳＢが“１”となった時に、そのＭ
ＳＢを強制的に“０”として正規化を行うもので、その
時に強制的に“Ｏ”とする信号を前述の同期情報とする
ものである。
０年度電子通信学会 情報・システム部門全国大会論文
集「Ｋ＝４ビタビ復号器を用いた４相ＰＳＫ復調器の位
相不確定除去方式の検討」に示されているように、パス
メトリックの増加率に対応して、演算回路のオーバフロ
ーを防止する正規化が行われるもので、この正規化を行
う時の信号を同期情報とするものである。例えば、総て
のＡＣ３回路（加算回路、比較回路、選択回路）からの
バスメトリックのＭＳＢが“１”となった時に、そのＭ
ＳＢを強制的に“０”として正規化を行うもので、その
時に強制的に“Ｏ”とする信号を前述の同期情報とする
ものである。
この同期情報Ｇよ、符号誤り率に応じて発生頻度が変化
することになるから、カウンタ４９により一定時間毎に
計数する。位相切替回路４５によって、Ｉ、Ｑチャネル
の復調データは、再生搬送波の位相安定点に対応して、
■（Ｔ、Ｑ）、■（Ｑ、■）、■（Ｇｌ、Ｉ）、■（Ｔ
、ｃ）の組合せで一定期間毎に切替えられて、ビタビ復
号器４６に入力される。その時、カウンタ４９の計数値
が最も小さい期間に於ける組合せが正しい位相を示すこ
とになる。
することになるから、カウンタ４９により一定時間毎に
計数する。位相切替回路４５によって、Ｉ、Ｑチャネル
の復調データは、再生搬送波の位相安定点に対応して、
■（Ｔ、Ｑ）、■（Ｑ、■）、■（Ｇｌ、Ｉ）、■（Ｔ
、ｃ）の組合せで一定期間毎に切替えられて、ビタビ復
号器４６に入力される。その時、カウンタ４９の計数値
が最も小さい期間に於ける組合せが正しい位相を示すこ
とになる。
第６図は位相不確定除去回路の動作タイムチャートを示
し、（ａｌはカウンタ５０の出力信号であり、ＣＦは計
数周期を示す。又（ｂ）はカウンタ４７の出力信号を示
し、４進カウンタであって、計数周期ＣＦ毎に歩進して
Ｏ〜３の出力信号となる。又（Ｃ）はカウンタ４９の計
数内容を示し、（１，Ｑ）、（Ｑ、 Ｔ）、（ａ、
Ｉ）、（Ｔ、Ｑ）は、位相切替回路４５による■〜■
の計数期間ＣＦ毎の組合せを示す。又（ｄ１〜（ｇｌは
それぞれレジスタ５１〜５４の内容を示し、矢印で示す
ように、カウンタ４９の計数値がセットされる。又（ｈ
ｌは、比較切替制御回路６０に於けるレジスタ５１〜５
４の比較出力を示し、最も値の小さいレジスタに対応し
て、（ｉ）に示す切替制御信号が出力され、位相切替回
路３６に加えられる。このようにレジスタ５１〜５４の
内容を比較して位相不確定除去を行う方式を比較判定方
式と称するものである。
し、（ａｌはカウンタ５０の出力信号であり、ＣＦは計
数周期を示す。又（ｂ）はカウンタ４７の出力信号を示
し、４進カウンタであって、計数周期ＣＦ毎に歩進して
Ｏ〜３の出力信号となる。又（Ｃ）はカウンタ４９の計
数内容を示し、（１，Ｑ）、（Ｑ、 Ｔ）、（ａ、
Ｉ）、（Ｔ、Ｑ）は、位相切替回路４５による■〜■
の計数期間ＣＦ毎の組合せを示す。又（ｄ１〜（ｇｌは
それぞれレジスタ５１〜５４の内容を示し、矢印で示す
ように、カウンタ４９の計数値がセットされる。又（ｈ
ｌは、比較切替制御回路６０に於けるレジスタ５１〜５
４の比較出力を示し、最も値の小さいレジスタに対応し
て、（ｉ）に示す切替制御信号が出力され、位相切替回
路３６に加えられる。このようにレジスタ５１〜５４の
内容を比較して位相不確定除去を行う方式を比較判定方
式と称するものである。
又ビタビ復号器３７により復号されたデータを畳み込み
符号に再符号化し、入力された復調データとの相関を求
めることにより、符号誤り率を得ることができるから、
この符号誤り率を基に、掃引追尾制御回路で掃引信号発
生回路を制御することもできる。
符号に再符号化し、入力された復調データとの相関を求
めることにより、符号誤り率を得ることができるから、
この符号誤り率を基に、掃引追尾制御回路で掃引信号発
生回路を制御することもできる。
以上説明したように、本発明は、復調信号の誤り訂正等
を行う処理回路４に於ける誤り検出情報を基に、復調回
路１が同期状態であるか否かの情報、誤り訂正頻度情報
１位相不確定除去情報、誤り率情報等の情報を形成し、
掃引追尾制御部５により掃引の開始、停止の判定を行う
ものであり、従って、符号誤りが多い復調信号が得られ
る場合には、再生搬送波の周波数の掃引が行われて、位
相同期引き込みが行われ、符号誤りが少ない状態となる
と、掃引は停止されて追尾の状態となる。
を行う処理回路４に於ける誤り検出情報を基に、復調回
路１が同期状態であるか否かの情報、誤り訂正頻度情報
１位相不確定除去情報、誤り率情報等の情報を形成し、
掃引追尾制御部５により掃引の開始、停止の判定を行う
ものであり、従って、符号誤りが多い復調信号が得られ
る場合には、再生搬送波の周波数の掃引が行われて、位
相同期引き込みが行われ、符号誤りが少ない状態となる
と、掃引は停止されて追尾の状態となる。
それによって、低信号対雑音比の受信信号に対しても、
従来例のような位相誤差信号を基に判定する場合に比較
して、掃引、追尾の判定を工興りなく行うことが可能と
なり、安定な受信信号の復調が可能となる。又誤り訂正
技術の進歩により、更に劣悪な信号対雑音比の受信信号
の復調を行う場合にも、充分に適用することが可能とな
る。
従来例のような位相誤差信号を基に判定する場合に比較
して、掃引、追尾の判定を工興りなく行うことが可能と
なり、安定な受信信号の復調が可能となる。又誤り訂正
技術の進歩により、更に劣悪な信号対雑音比の受信信号
の復調を行う場合にも、充分に適用することが可能とな
る。
第１図は本発明の原理ブロック図、第２図は本発明の一
実施例のブロック図、第３図は受信信号説明図、第４図
は本発明の他の実施例のブロック図、第５図は位相不確
定除去回路のブロック図、第６図は位相不確定除去回路
の動作タイムチャート、第７図は従来例のブロック図で
ある。 １は復調回路、２は電圧制御発振器、３は掃引信号発生
回路、４は処理回路、５は掃引追尾制御部、６は加算器
、１１．１２は位相検波器、１３は電圧制御発振器、１
４は９０度移相器、１５はベースバンド処理回路、１６
はループフィルタ、１７は加算器、１８．１９は識別器
、２０は誤り訂正回路、２１は掃引追尾制御回路、２２
は掃引信号発生回路、３１は復調回路、３２は電圧制御
発振器、３３はループフィルタ、３４は加算器、３５は
掃引信号発生回路、３６は位相切替回路、３７はビタビ
復号器、３８は位相不確定除去回路、３９は状態変化検
出回路、４０は前方保護カウンタ、４１は後方保護カウ
ンタ、４２はフリップフロップである。
実施例のブロック図、第３図は受信信号説明図、第４図
は本発明の他の実施例のブロック図、第５図は位相不確
定除去回路のブロック図、第６図は位相不確定除去回路
の動作タイムチャート、第７図は従来例のブロック図で
ある。 １は復調回路、２は電圧制御発振器、３は掃引信号発生
回路、４は処理回路、５は掃引追尾制御部、６は加算器
、１１．１２は位相検波器、１３は電圧制御発振器、１
４は９０度移相器、１５はベースバンド処理回路、１６
はループフィルタ、１７は加算器、１８．１９は識別器
、２０は誤り訂正回路、２１は掃引追尾制御回路、２２
は掃引信号発生回路、３１は復調回路、３２は電圧制御
発振器、３３はループフィルタ、３４は加算器、３５は
掃引信号発生回路、３６は位相切替回路、３７はビタビ
復号器、３８は位相不確定除去回路、３９は状態変化検
出回路、４０は前方保護カウンタ、４１は後方保護カウ
ンタ、４２はフリップフロップである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 受信信号を再生搬送波によって復調する復調回路（１）
と、 該復調回路（１）からの位相誤差信号に応じて前記再生
搬送波の出力位相を制御する電圧制御発振器（２）と、 該電圧制御発振器（２）の発振周波数を掃引する為の掃
引信号発生回路（３）と、 前記復調回路（１）からの復調信号の符号誤り検出機能
を有する処理回路（４）と、 該処理回路（４）の符号誤り検出機能によって検出され
た誤り検出情報を基に前記掃引信号発生回路（３）の動
作開始及び停止を制御する掃引追尾制御部（５）とを備
えた ことを特徴とする復調装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61033965A JPH0810879B2 (ja) | 1986-02-20 | 1986-02-20 | 復調装置 |
| DE8787101416T DE3782847T2 (de) | 1986-02-20 | 1987-02-03 | Radio-empfaenger mit einem traegerrueckgewinnungskontrollsystem. |
| EP87101416A EP0243589B1 (en) | 1986-02-20 | 1987-02-03 | Radio receiver with a carrier recovery control system |
| CA000530080A CA1266706A (en) | 1986-02-20 | 1987-02-19 | Radio receiver |
| US07/016,774 US4764730A (en) | 1986-02-20 | 1987-02-20 | Radio receiver demodulation system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61033965A JPH0810879B2 (ja) | 1986-02-20 | 1986-02-20 | 復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62222745A true JPS62222745A (ja) | 1987-09-30 |
| JPH0810879B2 JPH0810879B2 (ja) | 1996-01-31 |
Family
ID=12401202
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61033965A Expired - Lifetime JPH0810879B2 (ja) | 1986-02-20 | 1986-02-20 | 復調装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4764730A (ja) |
| EP (1) | EP0243589B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0810879B2 (ja) |
| CA (1) | CA1266706A (ja) |
| DE (1) | DE3782847T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009267714A (ja) * | 2008-04-24 | 2009-11-12 | Mitsubishi Electric Corp | 復調回路 |
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| JPH0748750B2 (ja) * | 1988-11-15 | 1995-05-24 | 日本電気株式会社 | 同期復調装置 |
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| MA23383A1 (fr) * | 1993-12-03 | 1995-07-01 | Scientific Atlanta | Procede et dispositif pour localiser et suivre une porteuse qpsk |
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1986
- 1986-02-20 JP JP61033965A patent/JPH0810879B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1987
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- 1987-02-20 US US07/016,774 patent/US4764730A/en not_active Expired - Lifetime
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