JPH0552101B2

JPH0552101B2 -

Info

Publication number: JPH0552101B2
Application number: JP63324208A
Authority: JP
Inventors: Hide Nawata; Susumu Ootani
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1987-12-24
Filing date: 1988-12-22
Publication date: 1993-08-04
Also published as: AU2756888A; AU600638B2; EP0322766A3; DE3851424D1; CA1279906C; JPH021675A; EP0322766A2; EP0322766B1; US4871975A; DE3851424T2

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明はオフセツトQPSK（Offset
Quadrature Phase SHift Keying：以下「Ｏ−
QPSK」）方式用の搬送波再生回路に係り、特に、
Ｏ−QPSK方式で直交位相変調される２系列のバ
ースト信号のプリアンブル部の構成として搬送波
再生用信号が両系列ともに全て「１」または全て
「０」のビツトパタンに設定され、ビツトタイミ
ング再生用信号が一方の系列では全て「１」また
は全て「０」のビツトパタンに他方の系列では
「0101……01」または「1010……10」のビツトパ
タンにそれぞれ設定されている場合のその受信復
調ベースバンド信号であるＯ−QPSK被変調信号
からの搬送波再生技術に関する。

（従来の技術）Ｏ−QPSK方式はデイジタル信号の変調方式で
あるQPSK（直交位相変調）方式の一種であつて、
両方式は２系列の２値（±１）デイジタル信号の
それぞれで位相が90度異なる２つの搬送波のそれ
ぞれを２相位相変調して直交関係にある２つの被
変調搬送波を形成し、これらを加え合せて４相位
相変調波として伝送路へ送出する点で共通する
が、２系列の２値デイジタル信号相互の位相関係
に第６図に示す如き差異がある。

即ち、第６図において、同相チヤネルとは基準
搬送波を２相位相変調するチヤネルであり、直交
チヤネルとは基準搬送波と直交関係にある搬送波
を２相位相変調するチヤネルである。この両チヤ
ネルへの入力データにおいて、QPSK方式では第
６図ａに示す如くデータの変化点が同一時刻で生
ずるが、Ｏ−QPSK方式では第６図ｂに示す如く
データの変化点はお互いのデータの中央、即ち1/
２シンボル周期の位置で生ずるようになつている。

その結果、Ｏ−QPSK方式では被変調搬送波の
位相変化がQPSK方式の２倍の周期で発生する
が、（１，１）←→（−１，−１）および（１，−１）
←→（−１，１）の変化が不可能なため180度の位
相変化が生じないので、被変調搬送波の包絡線変
化を抑圧する効果を生じ非線形伝送路からの非線
形歪みの影響を受けにくくする。

故に、例えば、刊行物「Digital
Communications By Satellite」（VIJAY K.
BHARGAVA 他著，Ａ WILEY−
INTERSCIENCE PUBULICATION，1981）
の第102頁から第119頁に紹介されている通り、衛
星通信システムのように伝送系に不可避な非線形
特性を持つシステムではＯ−QPSK方式の方が
QPSK方式よりも有利であるので、衛星通信シス
テムではＯ−QPSK方式が用いられている。

そして、周知のように、衛星通信システムで
は、通信衛星の消費電力を低減するため、あるい
は時分割多元接続方式を採用する等の理由から信
号をバースト状にして扱うようにしている。そこ
で、バースト信号は、復調器が短い時間で効果的
に引き込めるようにするため、第７図に示す如
く、搬送波再生部４１とこれに後置されるビツト
タイミング再生部４２とからなるプリアンブル部
４３をデータ部４４の先頭部分にあるユニークワ
ード４５に前置した構成となつており、搬送波再
生部４１とビツトタイミング再生部４２には所定
のビツトパタンからなる搬送波再生用信号とビツ
トタイミング再生用信号がそれぞれ設定されるよ
うになつている。

（発明が解決しようとする課題）ところが、Ｏ−QPSK方式に基づく衛星通信シ
ステムを構築する場合、そのバースト信号におけ
るプリアンブル部は例えば第２図に示す如く構成
すべしとの要請がある。

第２図は変調器の２つの直交するチヤネルへ入
力するバースト信号におけるプリアンブル部の信
号状態を示し、同相チヤネル側は第２図１に示す
如く搬送波再生部とビツトタイミング再生部は共
に全て“１”のビツトパタン（全て“０”のビツ
トパタンの場合もある）に設定され、直交チヤネ
ル側は第２図２に示す如く搬送波再生部が全て
“１”のビツトパタン（全て“０”のビツトパタ
ンの場合もある）に、ビツトタイミング再生部が
“01……01”の繰り返しビツトパタン（“10……
10”の繰り返しビツトパタンの場合もある）にそ
れぞれ設定される。

そうすると、Ｏ−QPSK被変調信号の復調は
QPSK被変調信号の復調と同様に同期検波方式で
行うが、前記の如き構成のプリアンブル部を有す
るＯ−QPSK被変調信号について搬送波再生回路
をどのように構成するかが問題となる。

即ち、QPSK方式ではコスタスループがよく用
いられているので、Ｏ−QPSK方式においてもこ
のコスタスループの利用が考えられる。

しかし、衛星通信システムでは低Ｃ／Ｎ（搬送
波電力対雑音電力比）条件下で復調動作を行うも
のであり、かつプリアンブル部は信号の利用効率
向上を目指してできるだけ短く設定されるから、
搬送波再生部で搬送波が必ずしも完全に再生され
ることはなく、ビツトタイミング再生部の始まり
では位相誤差が残つているので、ビツトタイミン
グ再生部においてクロツクの再生と共に搬送波の
再生が行えるようにする必要がある。

ところが、ビツトタイミング再生部の始まり部
分ではクロツク同期、即ち最適なサンプルタイミ
ングは再生できていないのが通例であるから、同
相チヤネルと直交チヤネルでのデータの変化点を
一致させるべく遅延器をコスタスループに挿入し
てもプリアンブル部を前記の如く構成する場合、
ビツトタイミング再生部で搬送波再生を行うこと
ができない場合が生ずるという問題点がある。

本発明は、このような問題点に鑑みなされたも
ので、その目的は、Ｏ−QPSK方式で直交位相変
調される２系列のバースト信号のプリアンブル部
の構成として搬送波再生用信号が両系列ともに全
て「１」または全て「０」のビツトパタンに設定
され、ビツトタイミング再生用信号が一方の系列
では全て「１」または全て「０」のビツトパタン
に他方の系列では「0101……01」または「1010…
…10」のビツトパタンにそれぞれ設定されている
場合のその受信復調ベースバンド信号であるＯ−
QPSK被変調信号から搬送波の再生を可能とし、
かつ、それを短時間内になし得るＯ−QPSK方式
用の搬送波再生回路を提供することにある。

（課題を解決するための手段）前記目的を達成するために、本発明のオフセツ
トQPSK方式用の搬送波再生回路は次の如き構成
を有する。

即ち、本発明のオフセツトQPSK方式用の搬送
波再生回路は、オフセツトQPSK方式で直交位相
変調される２系列のバースト信号においてそのプ
リアンブル部を構成する搬送波再生部とこれに後
続するビツトタイミング再生部とのそれぞれに設
定されるデイジタル信号が搬送波再生部について
は両系列が共に全て「１」または全て「０」のビ
ツトパタンからなり、ビツトタイミング再生部に
ついては一方の系列が全て「１」または全て
「０」のビツトパタンで他方の系列が「0101……
01 」「1010……10」のビツトパタンからなり；
受信復調ベースバンド信号であるオフセツト
QPSK被変調信号から搬送波再生を行う搬送波再
生回路は、再生搬送波と前記被変調信号とを受け
て両者の位相差を検出する第１の乗算器と；前記
再生搬送波の位相をπ／２宛移相するπ／２位相
推移器と；前記被変調信号と前記π／２位相推移
器との出力を受けて両者の位相差を検出する第２
の乗算器と；前記第１の乗算器と前記第２の乗算
器のいずれか一方の出力をシンボルレートの1/2
周期遅延される1/2周期遅延器と；前記第１の乗
算器と前記第２の乗算器にいずれか他方の出力と
前記1/2周期遅延器との出力を受けてそれらを４
個の位相安定点を有する位相比較特性へ変換する
４相位相比較器と；前記第１の乗算器の出力と前記第２の乗算器の
出力を受けて前記搬送波再生部の到来を検出し、
その検出時の位相誤差を出力する搬送波再生部検
出器と；前記第１の乗算器の出力または前記第２
の乗算器の出力のいずれかから前記「0101……
01」または「1010……10」のビツトパタンからな
るビツトタイミング再生部を検出するビツトタイ
ミング再生部検出器と；前記搬送波再生部検出器
から出力される検出信号と前記ビツトタイミング
再生部検出器から出力される検出信号とを受けて
第１、第２及び第３の切換信号を出力する制御回
路と；前記第１の乗算器と前記第２の乗算器のう
ち前記ビツトタイミング再生部検出器へ信号を送
出する乗算器の出力と前記４相位相比較器の出力
をうけてそのいずれかを前記第１の切換信号に応
答して切り換えて出力する第１のスイツチと；前
記第１のスイツチの出力について低域ろ波処理を
施すループフイルタと；前記ビツトタイミング再
生部検出器へ信号を送出する乗算器の出力と前記
ループフイルタの出力とを受けてそのいずれかを
前記第２の切換信号に応答して切り換えて出力す
る第２のスイツチと；前記搬送波再生部検出器か
ら出力される位相誤差に基づいて搬送波と再生搬
送波の周波数誤差を計算し、それに対応した電圧
信号を出力する周波数誤差計算器と；前記第２の
スイツチの出力と前記周波数誤差計算器の出力と
を受けてこれらを加算して出力する加算器と；前
記加算器の出力を受けて前記再生搬送波となる正
弦波信号を生成する電圧制御発振器と；前記電圧
制御発振器の出力を受けてその位相を前記搬送波
再生部検出器から出力される前記位相誤差に基づ
き決定される推移量だけ推移させて出力する可変
位相推移器と；前記第３の切換信号に応答して前
記可変位相推移器の出力と前記電圧制御発振器の
出力とのいずれかを前記再生搬送波として前記
π／２位相推移器と前記第１の乗算器へ出力する
第３のスイツチと；を備えることを特徴とするも
のである。

（作用）次に、前記の如く構成される本発明のオフセツ
トQPSK方式用の搬送波再生回路の作用を説明す
る。

本発明が対象とするオフセツトQPSK方式で
は、直交位相変調されるバースト信号のプリアン
ブル部の構成として、搬送波再生部に設定される
デイジタル信号は両系列が共に全て「１」または
全て「０」のビツトパタンからなり、ビツトタイ
ミング再生部に設定されるデイジタル信号は一方
の系列が全て「１」または全て「０」のビツトパ
タンで他方の系列が「0101……01」または「1010
……10」のビツトパタンからなるものが使用され
る。

本発明の搬送波再生回路では、QPSK方式にお
いて搬送波再生を行うコスタスループにおいて、
直交する２つのチヤネルへ入力されるバースト信
号相互間の位相を一致させるために1/2周期遅延
器を挿入するとともに、ループフイルタの入力側
に第１のスイツチを出力側に第２のスイツチをそ
れぞれ設け、さらにπ／２位相推移器の入力側に
第３のスイツチを設けてある。

第１のスイツチはプリアンブル部の搬送波再生
部の区間では４相位相比較器の出力がループフイ
ルタの入力となるようにし、ビツトタイミング再
生部の区間が始まると位相比較器たる乗算器の出
力、即ち「0101……01」または「1010……10」の
ビツトパタンからなるデイジタル信号がループフ
イルタの入力となるようにし、即ちビツトタイミ
ング再生部の区間が始まるとループフイルタの出
力が低レベルの所定値となるように動作する。

一方、第２のスイツチは、プリアンブル部の搬
送波再生部検出以前では位相比較器たる乗算器の
出力を電圧制御発振器へ与えて１次ループを形成
し早い引き込みを行う。そして、この１次ループ
によつて位相がロツクすると、搬送波再生部検出
器にて搬送波再生部の到来が検出され、検出時の
１次ループでの位相誤差が推定検出される。

これによつて第２のスイツチがループフイルタ
の出力を選択するよう操作されて２次ループが形
成される。

また第３のスイツチはプリアンブル部の搬送波
再生部検出以前では電圧制御発振器の出力をπ／
２位相推移器へ与えるが、搬送波再生部が検出さ
れると電圧制御発振器の出力位相を推移させる可
変位相推移器の出力をπ／２位相推移器へ与える
ように操作される。

そして、搬送波再生部が検出されると、位相誤
差が可変位相推移器と周波数誤差計算器とへ伝達
され、周波数誤差と位相誤差が再生搬送波に反映
される。

その結果、ビツトタイミング再生部にて行われ
る搬送波再生が可及的速やかに行われることにな
る。

斯くして、本発明のオフセツトQPSK方式用の
搬送波再生回路によれば、位相ロツクループを１
次ループに設定してバースト信号の到来を待機
し、到来したらそのプリアンブル部の搬送波再生
部にて早い引き込みが行えるようにし、搬送波再
生部が検出できた後は位相ロツクループを２次ル
ープに切り換えて位相誤差と周波数誤差を再生搬
送波に反映させるようにしたので、再生搬送波が
完全には再生されていない位相誤差が残る場合で
も、サンプルタイミングに影響されずに搬送波再
生用の位相ロツクループを安定に保つことがで
き、搬送波の再生を短い時間内で行うことができ
る効果がある。

（実施例）以下、本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。

第１図は本発明の一実施例に係るＯ−QPSK方
式用の搬送波再生回路を示す。第１図において、
１，２は乗算器、３はπ／２位相推移器、４は電
圧制御発振器、５は1/2周期遅延器、６は４相位
相比較器、７は（第１の）スイツチ、８はループ
フイルタ、９はビツトタイミング再生部検出器、
１０は制御回路、１１は搬送波再生部検出部、１
２は可変位相推移器、１３は周波数誤差計算器、
１４は（第２の）スイツチ、１５は（第３の）ス
イツチ、１６は加算器である。

第１図に示す構成から明らかなように、本発明
の搬送波再生回路は、QPSK方式いおいて搬送波
再生を行うコスタスループにおいて、直交する２
つのチヤネルへ入力されるバースト信号相互間の
位相を一致させるために1/2周期遅延器５を挿入
するとともに、ループフイルタ８の入力側にスイ
ツチ７を出力側にスイツチ１４をそれぞれ設け、
さらにπ／２位相推移器３の入力側に電圧制御発
振器４の出力位相を推移する可変位相推移器１２
及び電圧制御発振器４と可変位相推移器１２の何
れかの出力をπ／２位相推移器３へ与えるスイツ
チ１５を設け、これらのスイツチを制御するため
にビツトタイミング再生部検出器９と制御回路１
０と搬送波再生部検出器１１と周波数誤差計算器
１３と加算器１６とを設けたものである。

また、本発明が対象とするオフセツトQPSK方
式では、直交位相変調されるバースト信号のプリ
アンブル部の構成として、搬送波再生部に設定さ
れるデイジタル信号両系列が共に全て「１」また
は全て「０」のビツトパタンからなり、ビツトタ
イミング再生部に設定されるデイジタル信号は一
方の系列が全て「１」または全て「０」のビツト
パタンで他方の系列が「0101……01」または
「1010……10」のビツトパタンからなるものが使
用されるが、本実施例では第２図に示す如き構成
となつている。

即ち、同相チヤネル側は第２図１に示す如く搬
送波再生部とビツトタイミング再生部は共に全て
“１”のビツトパタンに設定され、直交チヤネル
側は第２図２に示す如く搬送波再生部が全て
“１”のビツトパタンに、ビツトタイミング再生
部が“0101……”の繰り返しビツトパタンにそれ
ぞれ設定されている。

第１図において、ａは受信復調ベースバンド信
号であるＯ−QPSK被変調器であり、このＯ−
QPSK被変調信号ａは乗算器１と同２とへ入力す
る。

ここで、Ｏ−QPSK方式で直交位相変調される
２系列のバースト信号として同相チヤネル側の信
号をＩ(t)、直交チヤネル側の信号をＱ(t)とし、ま
たＯ−QPSK被変調信号ａをｍ(t)とすれば、ｍ(t)＝１／２Ｉ(t)（e^j〓^ot＋e^-j〓^ot）＋１／2
jＱ(t)（e^j〓^ot−e^-j〓^ot）……(1) と表すことができる。

電圧制御発振器４は基準の再生搬送波ｂを発生
し、それを乗算器１とπ／２位相推移器３とへ送
出する。一方、π／２位相推移器３は基準の再生
搬送波ａの位相をπ／２宛移相して直交する再生
搬送波ｃを形成し、それを乗算器２へ送出する。

ここに、２つの直交関係にある再生搬送波ｂと
同ｃにおいて、前者を〓_I(t)、後者を〓_Q(t)とし、
位相差をθとすれば、〓_I(t)＝e^j(〓^ct+〓⁾＋e^-j(〓^ct+〓⁾ ……(2) 〓_I(t)＝１／ｊ［e^j(〓^ct+〓⁾−e^-j(〓^ct+〓⁾］……(
3) と表せる。

そして、乗算器１と同２に入力されたＯ−
QPSK被変調信号ａは再生搬送波の同相成分（基
準の再生搬送波ｂ）と直交成分（直交する再生搬
送波ｃ）により直交検波される。

ここに、直交検波出力の同相成分、即ち乗算器
１の出力ｄは、それをD_I(t)とすると、 D_I(t)＝ｍ(t)・〓_I(t)≒１／２Ｉ(t)［e^j〓＋e^-j〓］＋１／2jＱ(t)［e^-j〓−e^j〓］……(4) となる。

また、直交検波出力の直交成分、即ち乗算器２
の出力ｅは、それをD_Q(t)とすれば D_Q(t)＝ｍ(t)・〓_Q(t)≒１／2jＩ(t)［e^j〓−e^-j〓］＋１／２Ｑ(t)［e^j〓＋e^-j〓］……(5) となる。

ここで、プリアンブル部の信号状態は同相チヤ
ネル側が第２図１に示す如く全て「１」のビツト
パタンであるから、Ｉ(t)＝１ ……(6) となる。これを式(4)、同(5)に代入すると次の式
(7)、同(8)が得られる。

D_I＝cosθ−Ｑ(t)sinθ ……(7) D_Q＝sinθ＋Ｑ(t)cosθ ……(8) 次いで、直交検波された同相成分側のチヤネル
は1/2周期遅延器５によりシンボルレートの半周
期だけ遅らされ、直交成分側のチヤネルとともに
４相位相比較器６へ入力される。

ここで、同相成分と直交成分はシンボルレート
（１／Ｔ）の半周期（Ｔ／２）だけずらされるの
で、D_Qの代わりに次のD_Qを考える。

D_Q＝D_Q（ｔ＋Ｔ／２）＝sinθ＋Ｑ（ｔ＋Ｔ／２）cosθ ……(9) ４相位相比較器６は、符号判定器６１と、同６
２と、乗算器６３と、同６４と、減算器６５とを
備える。このものの動作は良く知られている通り
４個の位相安定点を持つ。これは互いの相差角が
π／２となる点であつて、一般的には、位相平面
上の互いに直交する軸上の点、即ち０、π／２、
π、（３／２）πの点であるが、本実施例では、
説明をより具体的なものとするために、π／４、
3π／４、5π／４、7π／４としてある。

今、θ≪１とすると、符号判定器６１と同６２
の出力はそれぞれ、 SGN（D_I）＝SGN（cosθ）≒１ ……(10) SGN（D_Q）＝SGN（sinθ＋Ｑ（ｔ＋Ｔ／２）cosθ） ≒SGN（sinθ＋Ｑ（ｔ＋Ｔ／２））……(11) となる。

その結果、４相位相比較器６の出力Ｖは、Ｖ＝SGN（D_I）・D_Q−SGN（D_Q）D_I≒sinθ＋Ｑ（ｔ＋
Ｔ／２））−SGN（sinθ＋Ｑ（ｔ＋Ｔ／２））……(12)
となり、スイツチ７を介してループフイルタ８へ
与えられる。

ここで、スイツチ７及びビツトタイミング再生
部検出器９以降加算器１６までの各回路を省いた
構成、即ち周知のコスタスループに1/2周期遅延
器５のみを挿入した構成を考えると次の如くにな
る。

プリアンブル部が第２図に示す如き構成である
場合、ビツトタイミング再生部においてクロツク
同期が確立しており最適なサンプルタイミングで
あれば、Ｑ(t)＝±１となるので、式（12）におい
て、第２項＝第３項となりＶ≒sinθ ……(13) となる。つまり、再生搬送波の位相誤差を検出で
きる。

このことは前述した如く搬送波再生部での完全
な搬送波の再生が望めなく位相誤差θが必ず残る
としても、ビツトタイミング再生部の開始部分に
おいてクロツク同期、即ち最適なサンプルタイミ
ングが再生されれば、ビツトタイミング再生部に
おいて搬送波を再生できることを示している。

しかし、実際には、ビツトタイミング再生部の
開始部分ではクロツク同期が確立されていないの
で、即ちサンプルタイミングが最適点ではないの
で、式（12）中の第２項と第３項が位相誤差の推
定エラーとなつて残る結果となる。

これがループフイルタ８を介して電圧制御発振
器４へ制御信号として与えられるから、位相ロツ
クグループはそのロツクが外れビツトタイミング
再生部での搬送波再生が行えなくなるのである。

ここに、周知のコスタスループにおいて単に1/
２周期遅延器５を挿入したのみでは、搬送波再生
を行うことができないとした理由があつた訳であ
る。

さらに、周知のコスタスループに1/2周期遅延
器５を挿入しただけの構成では前述した如くバー
スト復調器の特徴である早い引き込み、即ち短い
時間で搬送波を再生することは非常に困難であ
る。

そこで、本発明では、ループフイルタ８の出力
と乗算器２の出力ｅとを切り換えて選択する、つ
まり位相ロツクループを１次と２次に切り換える
スイツチ１４によりループをまず１次ループにし
て早い引き込みを行い、その後搬送波再生部検出
器１１により推定した位相誤差の情報を利用して
その周波数誤差と位相誤差とを再生搬送波に反映
させ、さらに、スイツチ７とビツトタイミング再
生部検出器９とにより前記ビツトタイミング再生
部における搬送波再生の問題解決を図つたのであ
る。

スイツチ７は、切換端子ｆに乗算器２の出力ｅ
が印加され、切換端子ｇに４相位相比較器６の出
力Ｖが印加され、その何れかを一方を選択してル
ープフイルタ８へ出力する。

スイツチ１４は、切換端子ｈにスイツチ７の切
換端子ｆと同様に乗算器２の出力ｅが印加され、
また切換端子ｉにループフイルタ８の出力が印加
され、そのいずれか一方を選択して換算器１６の
一方の加算入力として出力する。加算器１６は、
他方の加算入力が周波数誤差計算器１３の出力で
あつて、両加算入力を加算したものを電圧制御発
振器４へ制御電圧として出力する。

スイツチ１５は、切換端子ｊに電圧制御発振器
４の出力が直接印加され、また切換端子ｋに電圧
制御発振器４の出力が可変位相推移器１２を介し
て印加され、そのいずれか一方を再生搬送波ｂと
して出力する。

これらのスイツチ７、同１４、同１５は共に制
御回路１０によつて制御される。即ち、制御回路
１０は、ビツトタイミング再生部検出器９からの
検出信号の入力に応答して（第１の）切換信号ｍ
を発生し、また搬送波再生部検出器１１からの検
出信号の入力に応答して（第２の）切換信号ｎと
（第３の）切換信号ｐをそれぞれ発生する。スイ
ツチ７は切換信号ｍによつて、スイツチ１４は切
換信号ｎによつて、スイツチ１５は切換信号ｐに
よつてそれぞれ制御されるのである。

具体的には第５図に示すように制御される。即
ち、スイツチ７は、第５図１に示す如く、ビツト
タイミング再生部検出以前では切換端子ｇを選択
し、即ち、４相位相比較器６の出力Ｖを選択出力
し、検出後の所定期間では切換端子ｆを選択し、
即ち、乗算器２の出力ｅを選択出力し、その後は
再び切換端子ｇを選択するように制御される。

そして、スイツチ１４と同１５は第５図２，３
に示す如くに制御される。即ち、制御回路１０
は、搬送再生部検出以前では、スイツチ１４に切
換端子ｈを選択させ乗算器２の出力ｂが電圧制御
発振器４の制御電圧となるようにするとともに、
スイツチ１５に切換端子ｊを選択させ電圧制御発
振器４の出力がそのまま再生搬送波ｂとなるよう
に制御している。つまり、位相ロツクループを１
次ループに設定してバースト信号の入力を待機
し、入力したらそのプリアンブル部の搬送波再生
部において早期の同期引き込みを図ろうとするの
である。

次いで、制御回路１０は、搬送波再生部検出以
後では、スイツチ１４に切換端子ｉを選択させル
ープフイルタ８の出力が加算器１６において周波
数誤差計算器１３の出力と換算されるようにし、
つまり、電圧制御発振器４の制御電圧を後述する
ようにして補正し、また、スイツチ１５に切換端
子ｋを選択させて可変位相推移器１２の出力が再
生搬送波ｂとなるようにしている。

つまり、位相ロツクループを２次ループに切換
設定し、同期制御が安定的に行えるようにするの
である。

なお、位相ロツクループの次数と位相安定点と
の関係は第５図４，５に示す如くになつている。
即ち、搬送波再生部検出以前では、位相ロツクル
ープは１次ループであり、位相安定点は１個であ
る。また、搬送波再生部検出以後では、位相ロツ
クループは２次となるが、位相安定点は、ビツト
タイミング再生部検出以前では４個、検出後の所
定期間では１個、その後は４個となる。

さて、搬送波再生検出器１１は、乗算器１の出
力ｄと乗算器２の出力ｅとを受けて搬送波再生部
を検出するのであるが、前述したように、搬送波
再生部の検出以前では位相ロツクループは１次ル
ープに設定されているから、バースト信号が入力
するとそのプリアンブル部の搬送波再生部におい
て早い引き込みが行われ、搬送波再生部の開始後
の早い時期に位相がロツクする。

その結果、搬送波再生部検出器１１では、搬送
波再生部の到来を検出でき、その旨が制御回路１
０へ伝達され、スイツチ１４、同１５が前述の通
り切換操作される。同時に、搬送波再生部検出器
１１は、その検出時に当該１次ループの位相誤差
θ_eを推定検出し、それを可変位相推移器１２と周
波数誤差計算器１３へ伝達する。

この搬送波再生部検出器１１は、例えば第３図
に示すように構成される。周知のように、１次ル
ープにおける位相誤差θ_eは、周波数誤差（Δf）
が存在する場合に生じ、ループゲインとＫとすれ
ば、 θ_e＝2πΔf／Ｋ ……(14) と表される。そこで、周波数誤差がΔf〔Hz〕だと
すると、n_c，n_sを雑音とすれば、ローパスフイル
タ５１の入力ｄは、ｄ＝Acos（2πΔf／Ｋ）＋n_c ……(15) となり、またローパスフイルタ５２の入力_eは、ｅ＝Asin（2πΔf／Ｋ）＋n_s ……(16) となる。プリアンブル部は、第２図に示す如く、
搬送波再生部では両チヤネルとも全て「１」のビ
ツトパタンであるから、Ａは両チヤネルにおいて
定数となり、ローパスフイルタ５１、同５２の出
力d′、同e′は次の式（17）、同、（18）のようにな
る。

d′＝Acos（2πΔf／Ｋ） ……(17) e′＝Asin（2πΔf／Ｋ） ……(18) 従つて、次の２乗器５３、同５４でそれぞれ２
乗して加算器５５にて加算すれば電力が得られ d′²＋e′²＝A² ……(19) となる。

なお、ビツトタイミング再生部では直交チヤネ
ル側が“01……01”の繰り返しビツトパタンであ
るからそこではＡは定数ではなくe′＝０となる。
また、後続するデータ部では両チヤネルとも任意
のビツトパタンであるから、同様にＡは定数では
なくd′とe′は共に零となる。

つまり、加算器５５の出力（A²）は搬送波再
生部において最大値を示すから、これを比較器５
６においてしきい値設定器５７からのしきい値と
比較することによつて搬送波再生部の到来を確実
に検出できるものである。

そして、tan^-1計算器５８は、ローパスフイル
タ５１と同５２の各出力を受けて tan^-1（e′／d′）＝2πΔf／Ｋ＝θ_e……(20) の計算をすることによつて位相誤差θ_eを求めるの
である。

搬送波再生部のビツトパタンは両チヤネルとも
全て「１」であるから、搬送波再生部検出以前の
１次ループで位相がロツクした以後の位相平面上
の信号点位置は、第５図６イに示す如く、周波数
誤差がないとき（Δf＝０）は、同相軸Ｐ上にあ
り、周波数誤差があるとき（Δf≠０）は、同相
軸Ｐから位相誤差θ_eだけ傾斜した位置にある。

次いで、搬送波再生部が検出されると、位相安
定点は４個となるので、信号点位置はπ／4rad
の位置に遷移する。このとき、第５図６，ロに示
す如く、位相の遷移量はΔf＝０のときはπ／４
であるのに対し、Δf≠０のときはπ／４−θ_eと
なり、補正を要する。

そこで、周波数誤差計算器１３では、位相誤差
θ_eを受けて、前記式（14）に基づく次の式（21） Δf＝Kθ_e／2π ……(21) から周波数誤差を求め、これに基づき電圧制御発
振器４で補正すべき電圧V_fを V_f＝Ｋ／Kv・θ_e／2π ……(22) として求め、それを加算器１６へ出力する。ま
た、可変位相推移器１２では、位相誤差θ_eを受け
て、出力信号周波数の位相θ_pを θ_p＝−（π／４−θ_e） ……(23) となるように設定する。これが再生搬送波ｂとな
る。この措置は、信号点位置がπ／4radの位置
に遷移することに適合されるためと、位相誤差を
補正して位相遷移時の過渡応答をできるだけ小さ
くするためである。

次いで、搬送波再生部が検出されると、位相ロ
ツクループは前述したように２次ループとなり、
また位相安定点は４個となつてビツトタイミング
再生部の検出が次の如くして行われる。

ビツトタイミング再生部検出器９は、例えば第
４図に示す如く、ローパスフイルタ３１としきい
値設定器３２と比較器３３とで構成される。

ローパスフイルタ３１には乗算器２の出力ｅが
入力される。乗算器２が出力するバースト信号の
プリアンブル部は第２図２に示す如く搬送波再生
部が全て「１」のビツトパタン、ビツトタイミン
グ再生部が「0101……01」のビツトパタンであ
る。

従つて、ローパスフイルタ３１では搬送波再生
部においては充電動作が行われて出力レベルが増
大傾向を示すが、ビツトタイミング再生部におい
ては放電動作が行われて出力レベルが減少傾向を
示す。そして、比較器３３では、ローパスフイル
タ３１の出力レベルとしきい値設定器３２が出力
するしきい値レベルとの大小関係を比較し、ロー
パスフイルタ３１の出力レベルがしきい値レベル
よりも低下したこと、即ちビツトタイミング再生
部が到来したことを検出し、それを制御回路１０
へ伝達する。

制御回路１０は、第５図１に示すように、ビツ
トタイミング再生部検出器９から検出信号が入力
する以前ではスイツチ７が４相位相比較器６の出
力Ｖを選択して出力するように制御し、その検出
信号が入力するとスイツチ７の接続を切り換え乗
算器２の出力ｅが選択されるようにし、所定期間
経過するとスイツチ７の接続を元の状態に戻すこ
とを行う。

そして、スイツチ１４は搬送波再生部検出以前
では乗算器２の出力ｅを選択し、搬送波再生部検
出後にループフイルタ８の出力を選択する。

その結果、ループフイルタ８は、プリアンブル
部の搬送波再生部の区間では４相位相比較器６の
出力Ｖについてろ波処理をするが、ビツトタイミ
ング再生部の区間が開始すると乗算器２の出力
ｅ、即ちｆ「0101……01」のビツトパタンからな
るビツトタイミング再生用信号が入力されこれに
ついて所定期間ろ波処理することになり、それぞ
れについて所定の制御信号を形成してスツチ１４
を介して加算器１６へ送出する。周波数誤差計算
器１３の出力と加算され電圧制御発振器４の制御
電圧となるのである。

乗算器２の出力ｅは前記式(8)で示されるが、
「0101……01」のビツトパタンについてろ波処理
することは式(8)においてＱ(t)の項の平均が零とな
ることを意味するので、結局ループフイルタ８の
出力は再生搬送波の位相誤差sinθを示す所定の低
位レベルとなる。

つまり、ビツトタイミング再生部の開始部分で
はクロツク同期は確立していないが、再生搬送波
の位相誤差を検出できたのであり、位相ロツクル
ープが安定な方向へ制御されビツトタイミング再
生部においてサンプルタイミングに影響されずに
搬送波の再生が続行されることになる。

ここに、前記制御回路１０が管理する「所定期
間」とは、「ビツトタイミング再生部においてサ
ンプルタイミングが十分に再生され再生搬送波の
位相誤差も十分に圧縮される」に必要な期間であ
る。この所定期間は、例えば次の如く定めれば良
い。

即ち、ビツトタイミング再生部の検出時点か
らの一定期間をタイマーで管理する、あるいは、
乗算器２の出力電力と所定のしきい値との大小
関係を比較し、その出力電力がしきい値を越える
タイミングから前記元に戻す制御タイミングを得
る。この所定期間経過後は、当該位相ロツクルー
プは通常のＯ−QPSK復調モードへ移行しデータ
が再生されるのである。

ビツトタイミング再生部が前述したように検出
されると、位相安定点は１個となり、位相平面上
の信号点位置は（１，１）または（１，０）のい
ずれかとなるから、第５図６，ハに示す如くにな
る。また、データ部では、位相安定点は４個とな
り、信号点位置は第５図６，ニに示す如くにな
る。

このように、搬送波再生部の開始部分では１次
ループによつて早い引き込みを行い早期に搬送波
再生部の到来を検出し、その後は搬送波再生部１
１にて推定した位相誤差情報とこれに基づく周波
数誤差情報とを再生搬送波に反映させることによ
り、ビツトタイミング再生部における搬送波再生
の円滑化・容易化が図れ、可及的速やかに搬送波
の再生が行えることとなる。つまり、バースト復
調器の特徴と十分に発揮させ得るのである。

（発明の効果）以上詳述したように、本発明のオフセツト
QPSK方式用の搬送波再生回路によれば、オフセ
ツトQPSK方式で直交位相変調される２系列のバ
ースト信号においてそのプリアンブル部を構成す
る搬送波再生部とこれに後続するビツトタイミン
グ再生部とのそれぞれに設定されるデイジタル信
号が搬送波再生部については両系列が共に全て
「１」または全て「０」のビツトパタンからなり、
ビツトタイミング再生部については一方の系列が
全て「１」または全て「０」のビツトパタンで他
方の系列が「0101……01」または「1010……10」
のビツトパタンからなる場合のその受信復調ベー
スバンド信号であるオフセツトQPSK被変調信号
から搬送波再生を行う場合において、位相ロツク
ループ１次ループに設定してバースト信号の到来
を待機し、到来したらそのプリアンブル部の搬送
波再生部にて早い引き込みが行えるようにし、搬
送波再生部が検出できた後は位相ロツクループを
２次ループに切り換えて位相誤差と周波数誤差を
再生搬送波に反映させ、搬送波を再生している電
圧制御発振器の制御電圧を形成するループフイル
タの入力信号が、プリアンブル部のビツトタイミ
ング再生部の到来に応答して４相位相比較器の出
力から所定の繰り返しビツトパタンからなるビツ
トタイミング再生部を出力している乗算器（第１
の乗算器または第２の乗算器のいずれか一方）の
出力へ切り換わるようにしたので、再生搬送波が
完全に再生されていないで位相誤差が残つている
場合でも、サンプルタイミングに全く影響されず
に搬送波再生用の位相ロツクループを安定に保つ
ことができ、搬送波の再生を短い時間内に行うこ
とができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るオフセツト
QPSK方式用の搬送波再生回路の構成ブロツク
図、第２図は本発明が対象とするオフセツト
QPSK方式におけるバースト信号のプリアンブル
部の構成例を示す図、第３図は搬送波再生部検出
器の構成ブロツク図、第４図はビツトタイミング
再生部検出器の構成ブロツク図、第５図は制御過
程の説明図、第６図はQPSK方式とオフセツト
QPSK（Ｏ−QPSK）方式の入力データの比較図、
第７図はバースト信号の構成図である。１……（第１の）乗算器、２……（第２の）乗
算器、３……π／２位相推移器、４……電圧制御
発振器、５……1/2周期遅延器、６……４相位相
比較器、７……（第１の）スイツチ、８……ルー
プフイルタ、９……ビツトタイミング再生部検出
器、１０……制御回路、１１……搬送波再生部検
出器、１２……可変位相推移器、１３……周波数
誤差計算器、１４……（第２の）スイツチ、１５
……（第３の）スイツチ、１６……加算器。

Claims

【特許請求の範囲】

１オフセツトQPSK方式で直交位相変調される
２系列のバースト信号においてそのプリアンブル
部を構成する搬送波再生部とこれに後続するビツ
トタイミング再生部とのそれぞれに設定されるデ
イジタル信号が搬送波再生部については両系列が
共に全て「１」または全て「０」のビツトパタン
からなり、ビツトタイミング再生部については一
方の系列が全て「１」または全て「０」のビツト
パタンで他方の系列が「0101……01」または
「1010……10」のビツトパタンからなり；受信復
調ベースバンド信号であるオフセツトQPSK被変
調信号から搬送波再生を行う搬送波再生回路は、
再生搬送波と前記被変調信号とを受けて両者の位
相差を検出する第１の乗算器と；前記再生搬送波
の位相をπ／２宛移相するπ／２位相推移器と；
前記被変調信号と前記π／２位相推移器との出力
を受けて両者の位相差を検出する第２の乗算器
と；前記第１の乗算器と前記第２の乗算器のいず
れか一方の出力をシンボルレートの1/2周期遅延
される1/2周期遅延器と；前記第１の乗算器と前
記第２の乗算器のいずれか他方の出力と前記1/2
周期遅延器との出力を受けてそれらを４個の位相
安定点を有する位相比較特性へ変換する４相位相
比較器と；前記第１の乗算器の出力と前記第２の
乗算器の出力を受けて前記搬送波再生部の到来を
検出し、その検出時の位相誤差を出力する搬送波
再生部検出器と；前記第１の乗算器の出力または
前記第２の乗算器の出力のいずれかから前記
「0101……01」または「1010……10」のビツトパ
タンからなるビツトタイミング再生部を検出する
ビツトタイミング再生部検出器と；前記搬送波再
生部検出器から出力される検出信号と前記ビツト
タイミング再生部検出器から出力される検出信号
とを受けて第１、第２及び第３の切換信号を出力
する制御回路と；前記第１の乗算器と前記第２の
乗算器のうち前記ビツトタイミング再生部検出器
へ信号を送出する乗算器の出力と前記４位相位相
比較器の出力を受けてそのいずれかを前記第１の
切換信号に応答して切り換えて出力する第１のス
イツチと；前記第１のスイツチの出力について低
域ろ波処理を施すループフイルタと；前記ビツト
タイミング再生部検出器へ信号を送出する乗算器
の出力と前記ループフイルタの出力とを受けてそ
のいずれかを前記第２の切換信号に応答して切り
換えて出力する第２のスイツチと；前記搬送波再
生部検出器から出力される位相誤差に基づいて搬
送波と再生搬送波の周波数誤差を計算し、それに
対応した電圧信号を出力する周波数誤差計算器
と；前記第２のスイツチの出力と前記周波数誤差
計算器の出力とを受けてこれらを加算して出力す
る加算器と；前記加算器の出力を受けて前記再生
搬送波となる正弦波信号を生成する電圧制御発振
器と；前記電圧制御発振器の出力を受けてその位
相を前記搬送波再生部検出器から出力される前記
位相誤差に基づき決定される推移量だけ推移させ
て出力する可変位相推移器と；前記第３の切換信
号に応答して前記可変位相推移器の出力と前記電
圧制御発振器の出力とのいずれかを前記再生搬送
波として前記π／２位相推移器と前記第１の乗算
器へ出力する第３のスイツチと；を備えることを
特徴とするオフセツトQPSK方式用の搬送波再生
回路。