JP4983178B2 - 差動四位相偏移変調光受信回路 - Google Patents

Description

本発明は、差動四位相偏移変調光受信回路に関し、特に光通信システムにおける光受信装置において用いて好適の、差動四位相偏移変調光受信回路に関する。

近年、ネットワークの利用が普及するにつれ、光通信ネットワークの帯域をもっと広く取りたいという要求が出てきた。光通信ネットワークは、幹線網等に用いられるため、長距離の通信が可能で、かつ、帯域の広い高速通信が可能でなくてはならない。しかし、従来の方法では、光ファイバの波長分散や非線形効果の影響から、帯域をもっと広げる可能性に限界が生じることが唱えられていた。

そこで、この問題を解決するために、このような物理的な効果を直接抑制する方法ではなく、光信号の変調方法を工夫することによって帯域を広げようとする試みが提案された（例えば、下記の特許文献１参照）。この提案において光信号の変調方法として用いられる方法は、ｎを２以上の整数とした場合にＭ＝２ⁿとした差動Ｍ位相偏移変調と呼ばれるものである。又、上述のｎをｎ＝２（Ｍ＝４）とした方式は、ＤＱＰＳＫ（Differential Qadrature Phase Shift Keying）変調方式と呼ばれる。

図１５は上述のＤＱＰＳＫ変調方式によるＤＱＰＳＫ光受信回路１００の一般的構成を示す図である。この図１５に示す光受信回路１００では、光スプリッタ１０１で、ＤＱＰＳＫ変調方式により変調された光信号について２分岐し、π／４遅延干渉計１０２−１および−π／４遅延干渉計１０２−２で、光スプリッタ１０１で２分岐された光信号についてそれぞれ遅延干渉処理を行なう。更に、バランスドフォトダイオード１０３−１，１０３−２で、遅延干渉計１０２−１，１０２−２で遅延干渉処理がなされた光について電気信号（電流信号）に変換する。

すなわち、ＤＱＰＳＫ信号は、１シンボル前の信号に対する相対位相値として、π／４，３π／４，−π／４および−３π／４の光の位相を用いている。π／４遅延干渉計１０２−１と−π／４遅延干渉計１０２−２では、光スプリッタ１０１からの光信号に相対的にπ／２の遅延差を与える。これにより、π／４遅延干渉計１０２−１が設けられる♯１系のバランスドフォトダイオード１０３−１では、光信号のπ／４と−３π／４の位相変化が強度変化に変換された電気信号を出力する。これに対し、−π／４遅延干渉計１０２−２が設けられる♯２系のバランスドフォトダイオード１０３−２では、光信号の−π／４と３π／４の位相変化（π／４と−３π／４の位相変化に対する直交成分）が強度変化に変換された電気信号を出力する。

そして、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）１０４−１，１０４−２では、バランスドフォトダイオード１０３−１，１０３−２からの電流信号をそれぞれ電圧信号に変換する。そして、ディジタル化処理部１０５で、ＴＩＡ１０４−１，１０４−２からの電気信号についてディジタル化して、多重部（ＭＵＸ）１０６で、論理処理等を行ない元の信号を復元する。

ここで、ディジタル化処理部１０５においては、ＴＩＡ１０４−１からの♯１系の入力信号からクロック信号を抽出するクロックリカバリ（ＣＲ）１０５ａと、クロックリカバリ１０５ａで抽出されたクロック信号に同期して、ＴＩＡ１０４−１，１０４−２からの♯１系，♯２系の入力信号についてそれぞれハイレベルおよびローレベルの識別がなされたディジタル信号として出力するＤＦＦ（D-FlipFlop）１０５ｂ，１０５ｃと、をそなえている。

このように、図１５に示すＤＱＰＳＫ光受信回路１００では、ディジタル化処理部１０５において２系統（♯１系および♯２系）の入力信号を入力されて、そのうちの一方である♯１系の入力信号からクロックを抽出して、上述の２系統の入力信号をそれぞれ識別するようになっている。
米国特許出願公開第２００４／００８１４７０号明細書

しかしながら、上述の図１５に示すＤＱＰＳＫ光受信回路１００では、クロック抽出に使用している♯１系における光フロントエンド部（符号１０２−１，１０３−１参照）の利得が低下したり、遅延干渉計１０２−１での遅延特性のズレなどが発生した場合には、抽出するクロックに劣化が発生したりするので、♯２系での光フロントエンド部（符号１０２−２，１０３−２）における利得特性や遅延特性等が正常であっても、♯１系の信号のみならず♯２系の信号についても、ディジタル化処理部１０５での識別特性が劣化する場合があるという課題がある。

また、♯１系および♯２系の光フロントエンド部において上述のごとき利得特性の低下や遅延特性のズレなどが発生する場合には、図１６に示すように、ディジタル化処理部１０５への♯１系および♯２系の入力信号の位相ズレｔ１（即ち上述した所期の位相差π／２からのズレ）が発生する。この位相ズレは、ディジタル化処理部１０５での相対的な識別点ズレｔ２に相当する。即ち、自身の系統の信号からクロックＣを抽出している♯１系の信号については、ＤＦＦ１０５ｂでは適正な識別タイミングで識別を行なうことができるが、自身の系統の信号からクロックを抽出していない側の信号、即ち♯２系の信号については、ＤＦＦ１０５ｃにおける実効的な識別位相余裕が劣化することにつながる、という課題もある。

本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、複数系列の光フロントエンド部からの信号についての識別特性を改善することを目的とする。
また、複数系列の光フロントエンド部からの信号についての実効的な位相余裕を改善することを目的とする。

（１）このため、本発明の差動四位相偏移変調光受信回路は、差動四位相偏移変調された光信号を受信する差動四位相偏移変調光受信回路であって、受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された異なるデータを有する複数の電気信号を出力する光電気変換部と、該光電気変換部から出力される複数の電気信号から、共通のクロック信号の生成のために用いる電気信号を選択する選択部と、前記選択部で選択された電気信号から、複数のデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部と、該光電気変換部から出力される複数の電気信号から、該クロック信号生成部で生成された前記共通のクロック信号に同期した異なる複数のデータ信号をそれぞれ再生するデータ再生部と、をそなえ、該クロック信号生成部が、入力される制御信号に応じた周波数を有するクロック信号を発生するクロック発振部と、該クロック発振部で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた信号を出力する、複数の位相比較部と、をそなえるとともに、該選択部が、該複数の位相比較部からの前記信号のうちで選択された前記電気信号についての前記位相差に応じた信号を、該クロック発振部に対する前記制御信号として供給するように構成され、該クロック発振部が、該選択部からの前記制御信号に応じて発生するクロック信号を、前記共通のクロック信号として該データ再生部に供給することを特徴としている。

（２）この場合においては、好ましくは、該選択部での前記共通のクロック信号の生成のための前記電気信号の選択を制御する選択制御部をそなえることができる。
（３）さらに、該選択制御部が、該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号をそれぞれモニタするモニタ部と、該モニタ部でのモニタ結果に応じて該選択部おける前記電気信号の選択を制御する制御信号を出力する制御信号出力部と、をそなえたこととしてもよい。

（４）さらに、この場合において、該モニタ部が、該光電気変換部から出力される各電気信号についての平均パワーをモニタするパワーモニタにより構成することができる。
（５）さらに、該モニタ部が、該光電気変換部から出力される各電気信号についての波形をモニタする波形モニタにより構成することもできる。
（６）また、該光電気変換部が、受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された異なるデータを有する２つの電気信号を出力し、該データ再生部が、該光電気変換部から出力される２つの電気信号から、共通のクロック信号に同期した異なる２つのデータ信号をそれぞれ再生し、該クロック信号生成部が、該光電気変換部から出力される２つの電気信号のうちのいずれかを用いて、該データ再生部で前記２つのデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成し、該選択部が、該光電気変換部から出力される前記２つの電気信号のうちのいずれか一つを、前記共通のクロック信号の生成のために、該クロック信号生成部に対し選択的に出力することとしてもよい。

（７）また、本発明に関連する差動四位相偏移変調光受信回路は、差動四位相偏移変調された光信号を受信する差動四位相偏移変調光受信回路であって、受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された複数の電気信号を出力する光電気変換部と、前記光電気変換部から出力される複数の電気信号から、複数のデータ信号を再生するために用いる共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部と、該光電気変換部から出力される複数の電気信号から、該クロック信号生成部で生成された前記共通のクロック信号に同期した複数のデータ信号をそれぞれ再生するデータ再生部と、をそなえ、該クロック信号生成部が、入力される制御信号に応じた周波数を有するクロック信号を発生するクロック発振部と、該クロック発振部で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた値を有する信号をそれぞれ出力する、複数の位相比較部と、該複数の位相比較部からの前記位相差に応じた信号の値の平均を演算し、前記演算結果となる信号を前記制御信号として前記クロック発振部に供給する平均演算回路と、をそなえ、該クロック発振部が、該平均演算回路からの前記制御信号に応じて発生するクロック信号を、前記共通のクロック信号として該データ再生部に供給することを特徴としている。

（８）この場合において、該光電気変換部が、前記受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された２つの電気信号を出力し、該データ再生部が、該光電気変換部から出力される前記２つの電気信号から、共通のクロック信号に同期した２つのデータ信号をそれぞれ再生し、該クロック信号生成部が、該データ再生部で前記２つのデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成し、該複数の位相比較部として、該クロック発振部で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記２つの電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた値を有する信号をそれぞれ出力する、２つの位相比較部をそなえ、該平均演算回路が、該２つの位相比較部からの前記位相差に応じた値を有する信号の平均を演算し、前記平均の演算結果となる値を有する信号を前記制御信号として前記クロック発振部に供給することとすることもできる。

このように、本発明によれば、選択部において、クロック信号生成部での共通のクロック信号の生成のための電気信号の選択を行なうことができるので、データ再生部において共通に用いられるクロック信号を、特性の良好な側の信号から抽出することができ、複数系列の光フロントエンドからの信号についての識別特性を改善することができる利点がある。

また、本発明によれば、平均演算回路により、複数の位相比較回路からの位相差に応じた信号の値の平均を演算し、演算結果となる信号を制御信号としてクロック発振器に供給し、クロック発振器により、平均演算回路からの制御信号に応じて発生するクロック信号を、データ再生部への共通のクロック信号として供給することができるので、複数系列の光フロントエンド部からの信号についての識別特性を改善することができるほか、一の系列の電気信号からクロック信号を抽出した場合に比べて、他の系列の電気信号についての識別タイミングの実効的な位相余裕を改善させることができる利点もある。

以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態について説明する。
なお、本発明は、以下の実施の形態に限定されるものではない。又、上述の本願発明の目的のほか、他の技術的課題，その技術的課題を解決する手段及び作用効果についても、以下の実施の形態による開示によって明らかとなる。
〔ａ〕第１実施形態の説明
図１は本発明の第１実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路を示す図である。この図１に示すＤＱＰＳＫ光受信回路１は、ｎを２とした（Ｍ＝２²＝４）とした差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ変調）された光信号を受信する差動４位相偏移変調光受信回路である。この図１に示すＤＱＰＳＫ光受信回路１は、前述の図１５に示すものとは異なるディジタル化処理部６をそなえている。又、８は電気接点である。尚、光スプリッタ２，遅延干渉計３−１，３−２，バランスドフォトダイオード４−１，４−２，トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）５−１，５−２およびＭＵＸ７は、それぞれ前述の図１５に示すもの（符号１０１，１０２−１，１０２−２，１０３−１，１０３−２，１０４−１，１０４−２，１０６）と同様である。

すなわち、光フロントエンドをなす２系統の遅延干渉計３−１，３−２，バランスドフォトダイオード４−１，４−２およびＴＩＡ５−１，５−２により、光スプリッタ２で受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された２つの電気信号を出力する光電気変換部を構成する。
また、ディジタル化処理部６は、ＴＩＡ５−１，５−２から２系統（♯１系および♯２系）の入力電気信号を入力されて、共通のクロック信号を定めるとともに、定められたクロック信号を用いてハイレベルおよびローレベルが識別された２系統のディジタル信号をそれぞれ出力するものである。このディジタル化処理部６は、前述の図１５に示すもの（符号１０５ａ〜１０５ｃ参照）と基本的に同様の構成を有するクロックリカバリ６ａ，ＤＦＦ６ｂ，６ｃをそなえるとともに、選択制御部６ｄおよびデータ切り替え回路６ｅをそなえている。

データ切り替え回路６ｅは、後述する選択制御部６ｄからの選択制御信号に基づいて、ＴＩＡ５−１，５−２から出力される２系統の電気信号のうちのいずれかを選択的にクロックリカバリ６ａに出力する。従って、データ切り替え回路６ｅは、上述の共通のクロック信号の生成のために用いる電気信号を選択する選択部を構成する。
また、選択制御部６ｄは、光電気変換部をなすＴＩＡ５−１，５−２から出力される２系統の電気信号の信号特性をそれぞれモニタするモニタ部６ｄａと、モニタ部６ｄａでのモニタ結果に応じて上述のデータ切り替え回路６ｅでの選択を制御するための信号（選択制御信号）をデータ切り替え回路６ｅに出力する制御信号出力部６ｄｂと、により構成される。これにより、選択制御部６ｄにおいては、上述の２つの電気信号の信号特性をモニタし、そのモニタ結果に応じて、データ切り替え回路６ｅでの共通のクロック信号の生成のための電気信号の選択を制御することができる。

さらに、クロックリカバリ（ＣＲ）６ａにおいては、データ切り替え回路６ｅで上述のごとく選択された電気信号からクロック信号を抽出し、２系統の電気信号の識別のための共通のクロック信号として、ＤＦＦ６ｂ，６ｃに出力するようになっている。
したがって、クロックリカバリ６ａは、光電気変換部としてのＴＩＡ５−１，５−２から出力される２つの電気信号のうちのいずれかを用いて、ＤＦＦ６ｂ，６ｃで２つのデータ信号の再生のために用いる共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部であり、データ切り替え回路６ｅで選択された電気信号に含まれるクロック信号成分を抽出し、抽出したクロック信号成分を共通のクロック信号としてＤＦＦ６ｂ，６ｃに供給するクロック信号抽出部である。

また、ＤＦＦ６ｂ，６ｃでは、それぞれ、ＴＩＡ５−１，５−２からの♯１系，♯２系の信号について、クロックリカバリ６ａで抽出された共通のクロック信号に同期したディジタル信号を出力することができるようになっている。従って、上述のＤＦＦ６ｂ，６ｃは、光電気変換部をなすＴＩＡ５−１，５−２から出力される２つの電気信号から、共通のクロック信号に同期した２つのデータ信号をそれぞれ再生するデータ再生部を構成する。

なお、上述の選択制御部６ｄの制御信号出力部６ｄｂとしては、信号特性についてのモニタ結果が良好な側の信号からクロック信号を抽出すべくデータ切り替え回路６ｅに選択制御信号を出力することとしてもよいし、デフォルトではいずれか一方（例えば♯１系の信号）を選択する一方、選択している信号の信号特性についてのモニタ結果が定められた基準よりも低下した場合に他方の信号（この場合には♯２系の信号）を選択すべく、選択制御信号をデータ切り替え回路６ｅに出力することとしてもよい。

また、上述の選択制御部６ｄのモニタ部６ｄａとしては、例えば、２つの電気信号（ＴＩＡ５−１，５−２からの♯１系および♯２系の入力信号）についての平均パワーをモニタするパワーモニタ６ｄａとして構成することができる。
図２は、モニタ部６ｄａをパワーモニタとして構成した場合において、当該パワーモニタ６ｄａでのモニタ結果に応じた、制御信号出力部６ｄｂによるデータ切り替え回路６ｅに対する制御態様の一例を説明するためのフローチャートである。

この図２に示す制御態様においては、制御信号出力部６ｄｂにおいては、平均パワーのモニタ結果に基づいて、平均パワーが最大となる電気信号を選択すべく、選択部としてのデータ切り替え回路６ｅを制御するようになっている。
具体的には、パワーモニタ６ｄａでは、ＴＩＡ５−１からの♯１系入力信号の平均パワーＰＯＷ１およびＴＩＡ５−２からの♯２系入力信号の平均パワーＰＯＷ２をそれぞれ測定し（ステップＡ１，Ａ２）、制御信号出力部６ｄｂでは、これらの測定結果のうちの大きい側の信号を選択するようデータ切り替え回路６ｅに対して選択制御信号を出力している。

すなわち、♯１系の入力信号の平均パワーＰＯＷ１が♯２系の入力信号の平均パワーＰＯＷ２以上である場合（ＰＯＷ１≧ＰＯＷ２）には、データ切り替え回路６ｅで当該♯１系の入力信号を選択すべく選択制御信号を出力する一方（ステップＡ３のＹＥＳルートからステップＡ４）、♯１系の入力信号の平均パワーＰＯＷ１が♯２系の入力信号の平均パワーＰＯＷ２よりも小さい場合（ＰＯＷ１＜ＰＯＷ２）には、制御信号出力部６ｄｂでは、クロック信号抽出用に♯２系の入力信号を選択する選択制御信号をデータ切り替え回路６ｅに出力する（ステップＡ３のＮＯルートからステップＡ５）。

なお、パワーモニタ６ｄａでの各平均パワーの大小判断に関し、♯１系の入力信号の平均パワーＰＯＷ１が♯２系の入力信号の平均パワーＰＯＷ２よりも大きい場合（ＰＯＷ１＞ＰＯＷ２）に、データ切り替え回路６ｅで当該♯１系の入力信号を選択すべく選択制御信号をデータ切り替え回路６ｅに出力する一方、♯１系の入力信号の平均パワーＰＯＷ１が♯２系の入力信号の平均パワーＰＯＷ２以下となる場合（ＰＯＷ１≦ＰＯＷ２）に、データ切り替え回路６ｅで♯２系の入力信号を選択すべく選択制御信号をデータ切り替え回路６ｅに出力するようにしてもよい（図２のＺ参照）。

図３は、モニタ部をパワーモニタ６ｄａとして構成した場合において、当該パワーモニタ６ｄａでのモニタ結果に応じた、制御信号出力部６ｄｂによるデータ切り替え回路６ｅに対する制御態様の他の例を説明するためのフローチャートである。
この図３に示す制御態様においては、２つの電気信号のうちのいずれか（例えば♯１系の電気信号）をデフォルトで選択し、選択している電気信号の平均パワーが予め設定された閾値よりも小さい又は前記閾値以下となった場合に、当該選択していた電気信号以外の他の電気信号（この場合には♯２系の電気信号）に選択を切り替えるべく、データ切り替え回路６ｅに対して選択制御信号を出力するようになっている。

具体的には、制御信号出力部６ｄｂでは、データ切り替え回路６ｅでの♯１系，♯２系の入力信号の選択に対する切り替えの契機となる、♯１系，♯２系の入力信号の平均パワーＰＯＷ１，ＰＯＷ２と大小比較する閾値をそれぞれＰｔｈ１，Ｐｔｈ２に設定する（ステップＢ１）。そして、データ切り替え回路６ｅにおいてデフォルトで選択されている♯１系の信号（ステップＢ２）についての平均パワーＰＯＷ１をパワーモニタ６ｄａで測定し（ステップＢ３）、制御信号出力部６ｄｂで、この測定結果と、対応する閾値Ｐｔｈ１と、の大小を比較する（ステップＢ４）。

そして、制御信号出力部６ｄｂでの上記比較の結果、♯１系の信号についての平均パワーの測定結果ＰＯＷ１が閾値Ｐｔｈ１以上（ＰＯＷ１≧Ｐｔｈ１）である場合には、測定結果は正常であって、クロック信号の抽出のために♯１系の信号を選択していることは適当であり、制御信号出力部６ｄｂでは、データ切り替え回路６ｅに対して選択の切り替えのための選択制御信号は出力されない（ステップＢ４のＹＥＳルート）。

これに対し、♯１系の信号についての平均パワーの測定結果ＰＯＷ１が閾値Ｐｔｈ１よりも小さい場合（ＰＯＷ１＜Ｐｔｈ１）には、♯１系の信号を出力する光フロントエンド（符号１０２−１，１０３−１）における利得特性や遅延特性などが適正範囲内ではなく、クロック信号の抽出のために♯１系の信号を選択していることは適当ではないと想定できる。そこで、データ切り替え回路６ｅでは、♯２系の信号の平均パワーが正常であることを前提として、クロック信号抽出用の信号を♯１系の電気信号から♯２系の電気信号に切り替える。

すなわち、♯２系の信号についての平均パワーＰＯＷ２をパワーモニタ６ｄａで測定し（ステップＢ５）、制御信号出力部６ｄｂで、この測定結果ＰＯＷ２と、対応する閾値Ｐｔｈ２と、の大小を比較する（ステップＢ６）。このとき、♯２系の信号についての平均パワーの測定結果ＰＯＷ２が対応する閾値Ｐｔｈ２以上である場合（ＰＯＷ２≧Ｐｔｈ２）には、♯２系の信号を出力する光フロントエンド（符号１０２−２，１０３−２）における利得特性や遅延特性などが適正範囲内であるため、制御信号出力部６ｄｂではデータ切り替え回路６ｅに対し選択制御信号を出力することにより、クロック信号の抽出のために用いる電気信号を♯２系の電気信号に切り替える（ステップＢ６のＹＥＳルートからステップＢ７）。但し、♯２系の信号についての平均パワーの測定結果が閾値Ｐｔｈ２よりも小さい場合（ＰＯＷ２＜Ｐｔｈ２）には、♯２系の信号を出力する光フロントエンド（符号１０２−２，１０３−２）における利得特性や遅延特性などについても適正範囲内ではないと想定できる。この場合においては、アラーム信号を出力する（ステップＢ６のＮＯルートからステップＢ８）。

なお、ＰＯＷ１＝Ｐｔｈ１の場合においては、♯２系の信号の平均パワーが正常であることを前提として、クロック信号抽出用の信号を♯１系の電気信号から♯２系の電気信号に切り替えるようにしてもよい。更に、ＰＯＷ２＝Ｐｔｈ２の場合には、アラーム信号を出力せずに♯２系の信号を選択すべく選択制御信号を出力することとしてもよい。又、上述のＰｔｈ１とＰｔｈ２は、それぞれの光フロントエンドの特性に応じて同一値としてもよいし、異なる値としてもよい。

上述のごとく構成された第１実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路１においては、受信したＤＱＰＳＫ変調光について、♯１系，♯２系の光フロントエンドでそれぞれ復調処理を行なう。
すなわち、♯１系の光フロントエンドである遅延干渉計３−１において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード４−１において光電変換検出することにより、光信号のπ／４と−３π／４の位相変化が強度変化に変換された（♯１系の）電気信号を出力する。一方、♯２系の光フロントエンドである遅延干渉計３−２において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード４−２において光電変換検出することにより、光信号の−π／４と３π／４の位相変化が強度変化に変換された（♯２系の）電気信号を出力する。

そして、ディジタル化処理部６では、ＴＩＡ５−１，５−２を通じて入力されたこれらの♯１系，♯２系の電気信号について、ビットレートに対応した周波数の共通のクロック信号に同期したディジタル信号に変換してＭＵＸ７に出力する。このとき、データ切り替え回路６ｅにおいては、選択制御部６ｄから選択制御信号（モニタ部６ｄａでのモニタ結果に応じて制御信号出力部６ｄｂから出力される選択制御信号）を受け取って、ＴＩＡ５−１，５−２からの電気信号のうちのいずれか一方をクロック抽出用にクロックリカバリ６ａに出力している。

このように、本発明の第１実施形態によれば、選択部としてのデータ切り替え回路６ｅにおいて、クロックリカバリ６ａでの共通のクロック信号の生成のための電気信号の選択を行なうことができるので、♯１系信号および♯２系信号のディジタル化を行なうＤＦＦ６ｂ，６ｃにおいて共通に用いられるクロック信号を、特性の良好な側の信号から抽出することができ、２系列の光フロントエンド部からの信号についての識別特性を改善することができる利点がある。

〔ｂ〕第２実施形態の説明
図４は本発明の第２実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路を示す図である。この図４に示すＤＱＰＳＫ光受信回路１Ａは、前述の図１に示すものとは異なる選択制御部６ｄ′をそなえるとともに、ＴＩＡ５−１とＤＦＦ６ｂとの間、およびＴＩＡ５−２とＤＦＦ６ｃとの間にハイレベルおよびローレベルの識別のためのリミッタアンプ（ＬＩＡ）６ｆ−１，６ｆ−２がそれぞれそなえられている。尚、その他の構成は第１実施形態の場合と同様であり、図４中、図１と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。又、８は電気接点である。

ここで、選択制御部６ｄ′は、モニタ部として前述の第１実施形態の場合とは異なる波形モニタ６ｄｃをそなえるとともに、第１実施形態の場合と同様の制御信号出力部６ｄｂをそなえている。
波形モニタ６ｄｃは、光電気変換部をなすバランスドフォトダイオード４−１，４−２からＴＩＡ５−１，５−２をそれぞれ介して出力される各電気信号についての波形をモニタするものである。具体的には、バランスドフォトダイオード４−１，４−２からＴＩＡ５−１，５−２をそれぞれ介して出力される各電気信号についての平均パワーを検出するパワーモニタとともに、これらの各電気信号のピーク値を検出するピーク検出回路により構成されるようになっている。

ここで、遅延干渉計３−１，３−２は、それぞれ、１ビット時間の遅延成分と、電極に印加する電圧によりπ／４rad，−π／４radの位相制御がなされた成分とを干渉（遅延干渉）させて、干渉結果を２出力としている。このとき、この位相制御量（移相量）に実質的な誤差（移相量ずれΔ）が生じた場合には、当該誤差が生じていない場合［図５（ａ），図５（ｂ）参照］に比べて、図６（ａ），図６（ｂ）に示すような波形劣化が発生する。尚、図５（ａ），図６（ａ）は、それぞれ移相量ずれΔが無い場合、有る場合におけるＴＩＡ５−１又は５−２からの電気信号の波形を示すもので、図５（ｂ），図６（ｂ）は、それぞれ図５（ａ），図６（ａ）の波形のアイパターンである。

すなわち、上述の移相量ずれΔが発生すると、第１実施形態の場合において測定していた平均パワーの値には実質的な変動はないものの、波形劣化は、特に図５（ｂ），図６（ｂ）に示すようなピーク値の変動として現れる。尚、図５（ｂ），図６（ｂ）中においては、移相量ずれΔが発生していない場合のピーク値をＰｅとして示している。このような波形劣化は、抽出クロック信号の劣化につながることが想定できる。

そこで、第２実施形態の波形モニタ６ｄｃにおいては、第１実施形態の場合と同様の平均パワーのみならず、各電気信号のピーク値の変動を検出するようになっており、これにより、制御信号出力部６ｄｂでは、波形モニタ６ｄｃからのモニタ結果に基づき、移相量ずれが生じた電気信号からクロック信号を抽出している場合には、移相量ずれが生じていない電気信号からクロック信号を抽出すべく、データ切り替え回路６ｅに選択制御信号を出力することができるようになる。

なお、第２実施形態においてはＬＩＡ６ｆ−１，６ｆ−２が設けられているので、ＤＦＦ６ｂ，６ｃで♯１系および♯２系の電気信号のディジタル化のために用いるクロック信号としては、ＬＩＡ６ｆ−１，６ｆ−２の出力のいずれかから抽出することが好ましいが、波形モニタ６ｄｃで波形モニタを行なう場合には、ＬＩＡ６ｆ−１，６ｆ−２の出力では本来検出しようとしているピーク値の変動が抑圧されているので、♯１系および♯２系の信号波形としては、ＬＩＡ６ｆ−１，６ｆ−２の前段であるＴＩＡ５−１，５−２の出力から検出することが好ましい。

上述のごとく構成された第２実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路１Ａにおいても、受信したＤＱＰＳＫ変調光について、♯１系，♯２系の光フロントエンドでそれぞれ復調処理を行なう。
すなわち、♯１系の光フロントエンドである遅延干渉計３−１において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード４−１において光電変換検出することにより、光信号のπ／４と−３π／４の位相変化が強度変化に変換された（♯１系の）電気信号を出力する。一方、♯２系の光フロントエンドである遅延干渉計３−２において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード４−２において光電変換検出することにより、光信号の−π／４と３π／４の位相変化が強度変化に変換された（♯２系の）電気信号を出力する。

そして、ＤＦＦ６ｂおよび６ｃでは、それぞれ、バランスドフォトダイオード４−１からＴＩＡ５−１およびＬＩＡ６ｆ−１を通じて入力された♯１系の電気信号、および、バランスドフォトダイオード４−２からＴＩＡ５−２およびＬＩＡ６ｆ−２を通じて入力された♯２系の電気信号について、ビットレートに対応した周波数の共通のクロック信号に同期したディジタル信号に変換してＭＵＸ７に出力する。このとき、データ切り替え回路６ｅにおいては、選択制御部６ｄ′から選択制御信号（波形モニタ部６ｄｃでのモニタ結果に応じて制御信号出力部６ｄｂから出力される選択制御信号）を受け取って、ＬＩＡ６ｆ−１，６ｆ−２からの電気信号のうちのいずれか一方をクロック抽出用にクロックリカバリ６ａに出力している。

図７は、上述のごとく選択制御部６ｄ′に波形モニタ６ｄｃをそなえた場合において、当該波形モニタ６ｄｃでのモニタ結果に応じた、制御信号出力部６ｄｂによるデータ切り替え回路６ｅに対する制御態様の一例を説明するためのフローチャートである。
ここで、波形モニタ６ｄｃでは、ＴＩＡ５−１，５−２からの♯１系，♯２系の入力信号についての平均パワーＡ１，Ａ２およびピーク検出値Ｐ１，Ｐ２をそれぞれ検出し、モニタ結果として出力することができる。制御信号出力部６ｄｂでは、これらのモニタ結果Ａ１，Ａ２，Ｐ１，Ｐ２についての比較対象となる閾値をそれぞれ、Ａｔｈ１，Ａｔｈ２，Ｐｔｈ１，Ａｔｈ２と設定する（ステップＣ１）。尚、この場合においては、ピーク値Ｐ１，Ｐ２を用いた比較は、平均パワーに対する当該ピーク値の比の値により行なっており、この比較結果により、ピーク値変動による移相量ズレの大きさを判断するようになっている。

まず、制御信号出力部６ｄｂでは、データ切り替え部６ｅに対して選択制御信号を出力することにより、データ切り替え回路６ｅにおいて♯１系の信号をまず（デフォフトとして）選択させる（ステップＣ２）。そして、ＴＩＡ５−１，５−２からの電気信号についての平均パワーＡ１，Ａ２およびピーク検出値Ｐ１，Ｐ２を波形モニタ６ｄｃで測定する（ステップＣ３）。

つぎに、制御信号出力部６ｄｂでは、波形モニタ６ｄｃからのモニタ結果を受け、クロック抽出のためにデータ切り替え回路６ｅで選択されている系列の信号である、ＬＩＡ５−１からの電気信号についての測定結果Ａ１と閾値Ａｔｈ１との比較を行なうとともに、平均パワーＡ１に対するピーク値Ｐ１の比の値Ａ１／Ｐ１と、対応する閾値Ｐｔｈ１と、の大小をそれぞれ比較する（ステップＣ４）。

このとき、制御信号出力部６ｄｂでの上記比較の結果、♯１系の信号について平均パワーの測定結果Ａ１と閾値Ａｔｈ１との比較、および、Ａ１／Ｐ１についての閾値Ｐｔｈ１との比較の結果、ともに閾値以上（Ａ１≧Ａｔｈ１ and Ａ１／Ｐ１≧Ｐｔｈ１）である場合には、測定結果は正常であって、クロック信号の抽出のために♯１系の信号を選択していることは適当であり、制御信号出力部６ｄｂでは、データ切り替え回路６ｅに対して選択の切り替えのための選択制御信号は出力されない（ステップＣ４のＹＥＳルートからステップＣ２）。

これに対し、♯１系の信号について平均パワーの測定結果Ａ１と閾値Ａｔｈ１との比較、および、Ａ１／Ｐ１についての閾値Ｐｔｈ１との比較の結果のうち、少なくとも、Ａ１＜Ａｔｈ１となるか、又はＡ１／Ｐ１＜Ｐｔｈ１となる場合には（Ａ１＜Ａｔｈ１及び／又は、Ａ１／Ｐ１＜Ｐｔｈ１）、♯１系の信号を出力する光フロントエンド（符号３−１，４−１）における利得特性や遅延特性、又は移相量ズレΔがなどが適正範囲内ではなく、クロック信号の抽出のために♯１系の信号を選択していることは適当ではないと想定できる。そこで、データ切り替え回路６ｅでは、♯２系の信号についてのモニタ結果が正常であることを前提として（Ａ２≧Ａｔｈ２，Ａ２／Ｐ２≧Ｐｔｈ２）、クロック信号抽出用の信号を♯１系の電気信号から♯２系の電気信号に切り替える（ステップＣ４のＮＯルート、ステップＣ５のＹＥＳルートからステップＣ６）。

ただし、♯２系の信号についてのモニタ結果についての閾値との比較の結果、Ａ２＜Ａｔｈ２及び／又は、Ａ２／Ｐ２＜Ｐｔｈ２となり、♯２系の信号を出力する光フロントエンド（符号３−２，４−２）における利得特性や遅延特性、又は移相量ズレΔなどについても適正範囲内ではないと認められる場合には、アラーム信号を出力する（ステップＣ５のＮＯルートからステップＣ７）。

このように、本発明の第２実施形態によれば、選択部としてのデータ切り替え回路６ｅにおいて、クロックリカバリ６ａでの共通のクロック信号の生成のための電気信号の選択を制御することができるので、前述の第１実施形態の場合と同様の利点があるほか、データ切り替え回路６ｅの制御のために、波形モニタ６ｄｃにより検出されるピーク値を用いているので、遅延干渉計３−１，３−２の位相制御量ずれの発生についてもクロック信号の切り替えの契機とすることができ、クロック信号抽出のために選択する信号を、劣化の生じていない側に高精度に切り替えることができ、複数系列の光フロントエンド部からの信号についての識別特性を改善することができる利点がある。

〔ｃ〕第３実施形態の説明
図８は本発明の第３実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｂを示す図である。第３実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｂは、前述の図１，図４，図１５に示すものとは異なるディジタル化処理部６Ｂをそなえているが、その他の構成は第１実施形態の場合と同様であり、図４中、図１と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。ここで、ディジタル化処理部６Ｂは、前述の各実施形態の場合と同様のＤＦＦ６ｂ，６ｃおよび選択制御部６ｄをそなえるとともに、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１，位相比較回路（位相比較部）１２−１，１２−２およびスイッチ（ＳＷ）１３をそなえている。尚、８は電気接点である。

電圧制御発振器１１は、入力される制御電圧信号に応じた周波数を有するクロック信号を発生するクロック発振部であり、位相比較回路１２−１は、電圧制御発振器１１で発生するクロック信号と光電気変換部４−１からＴＩＡ５−１を通じて出力される電気信号（♯１系の電気信号）との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、位相差に応じた信号ＣＯＮＴ♯１を出力する。同様に、位相比較回路１２−２は、電圧制御発振器１１で発生するクロック信号と光電気変換部４−２からＴＩＡ５−２を通じて出力される電気信号（♯２系の電気信号）との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、位相差に応じた信号ＣＯＮＴ♯２を出力する。

また、スイッチ１３は、選択制御部６ｄをなす制御信号出力部６ｄｂからの選択制御信号を受けて、上述の２つの位相比較回路１２−１，１２−２からの位相差に応じた信号ＣＯＮＴ♯１，ＣＯＮＴ♯２のうちのいずれかを制御電圧信号ＶＣＯＮＴとして選択的に電圧制御発振器１１に出力する。
換言すれば、スイッチ１３は、共通のクロック信号の生成のために用いる電気信号を選択する選択部であり、複数の位相比較回路１２−１，１２−２からの位相差に応じた信号のうちで、選択制御部６ｄによる制御を受けて選択された電気信号についての位相差に応じた信号を、電圧制御発振器１１に対する制御電圧信号として供給しているのである。

これにより、電圧制御発振器１１では、選択された制御電圧信号ＶＣＯＮＴに応じて制御された周波数を有するクロック信号を発生し、これを共通のクロック信号としてＤＦＦ６ｂ，６ｃへ供給することができるようになる。従って、上述の電圧制御発振器１１および複数の位相比較回路１２−１，１２−２により、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成し、光電気変換部をなすバランスドフォトダイオード４−１，４−２から出力される複数の電気信号のうちのいずれかを用いて、ＤＦＦ６ｂ，６ｃで複数のデータ信号の再生のために用いる共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部を構成する。

上述のごとく構成された第３実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｂにおいても、受信したＤＱＰＳＫ変調光について、♯１系，♯２系の光フロントエンドでそれぞれ復調処理を行なう。
すなわち、♯１系の光フロントエンドである遅延干渉計３−１において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード４−１において光電変換検出することにより、光信号のπ／４と−３π／４の位相変化が強度変化に変換された（♯１系の）電気信号を出力する。一方、♯２系の光フロントエンドである遅延干渉計３−２において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード４−２において光電変換検出することにより、光信号の−π／４と３π／４の位相変化が強度変化に変換された（♯２系の）電気信号を出力する。

そして、ディジタル化処理部６Ｂでは、ＴＩＡ５−１，５−２を通じて入力されたこれらの♯１系，♯２系の電気信号について、ビットレートに対応した周波数の共通のクロック信号に同期したディジタル信号に変換してＭＵＸ７に出力する。このとき、スイッチ１３においては、選択制御部６ｄから選択制御信号（モニタ部６ｄａでのモニタ結果に応じて制御信号出力部６ｄｂから出力される選択制御信号）を受け取って、位相比較回路１２−１，１２−２からの位相比較結果のうちのいずれか一方を電圧制御発振器１１への制御電圧信号として出力している。

これにより、電圧制御発振器１１においては、上述の♯１系または♯２系の電気信号のうちで、モニタ結果に応じて選択されたいずれか一方の電気信号から、共通のクロック信号を抽出することができるようになる。
前述の第１又は第２実施形態においては、クロックリカバリ６ａにおいて、ＴＩＡ５−１，５−２又はＬＩＡ６ｆ−１，６ｆ−２から、♯１系および♯２系の電気信号のいずれか一方を選択的に受け取り、この電気信号から直接的にクロック信号を抽出するようになっている。換言すれば、データ切り替え回路６ｅでの切り替えは、データ成分が含まれる信号そのものを対象としているので、その切り替え応答についても、データのビットレートに対応して高速に行なうことが求められる。ＤＱＰＳＫ変調されるデータのビットレートを例えば２０Ｇｂ／ｓ×２であると想定すると、このようなビットレートに対応した応答速度の切り替えを行なうことができる素子は、現状専用に設計することが必要であり、汎用のスイッチング素子を適用することは難しい。

これに対し、第３実施形態においては、電圧制御発振器１１に供給される位相差に応じた制御電圧信号は、ビットレートに相当する周波数よりも十分低い周波数とすることができるので、電圧制御発振器１１では実質的に前述の第１又は第２実施形態の場合と同様の共通クロック信号を生成することができることに加えて、選択部をなすスイッチ１３の切り替え応答性能についても第１又は第２実施形態の場合におけるデータ切り替え回路６ｅ相当の性能は求められず、汎用のスイッチング素子で構成することも可能であり、又切り替え性能の安定化を図ることができる。

このように、本発明の第３実施形態によれば、選択部としてのスイッチ１３の切り替えを通じ、共通のクロック信号の生成のために用いる電気信号の選択を行なうことができるので、♯１系信号および♯２系信号のディジタル化を行なうＤＦＦ６ｂ，６ｃにおいて共通に用いられるクロック信号を、特性の良好な側の信号から抽出することができ、２系列の光フロントエンド部からの信号についての識別特性を改善することができる利点がある。

また、スイッチ１３においては、位相比較回路１２−１，１２−２からの位相差についての信号のうちのいずれか一つを電圧制御発振器１１への制御電圧信号として選択的に切り替えて供給することができるので、切り替え対象の信号を、ビットレートに相当する周波数よりも十分低い周波数とすることができるので、スイッチ１３としての機能を汎用の素子により構成することができるので、切り替え性能の安定化を図ることができる利点もある。

〔ｃ１〕第３実施形態の変形例の説明
図９は本発明の第３実施形態の第１変形例にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｂａを示す図である。この図９に示すＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｂａは、前述の図８に示すものと異なり、スイッチ１３に対する選択制御を外部からの選択制御信号に基づいて行なっている点が異なっている。尚、図９中、図８と同一の符号はほぼ同様の部分を示す。即ち、この選択制御信号により、電圧制御発振器１１で出力される共通のクロック信号を、特性が劣化した系列の電気信号から他の系列の電気信号についての位相比較結果に基づいて生成することができるようになり、上述の第３実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。

また、図１０は本発明の第３実施形態の第２変形例にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｂｂを示す図である。この図１０に示すＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｂｂは、前述の図８に示すものと異なり、スイッチ１３に対する選択制御を行なう選択制御部１４が、ＤＦＦ６ｂ，６ｃで再生されたデータについての符号誤り率（ＢＥＲ）を入力されこのＢＥＲの値に応じてスイッチ１３の選択制御を行なうように構成されている点が異なっている。尚、図９中、図８と同一の符号はほぼ同様の部分を示す。

図１１は選択制御部１４によるスイッチ１３に対する選択制御態様の一例について説明するためのフローチャートである。この図１１に示すように、選択制御部１４ではまずＢＥＲについて比較を行なう対象となる閾値Ｂｔｈを設定するとともに（ステップＤ１）、初期設定としては位相比較回路１２−１からの位相差信号が電圧制御発振器１１に出力されるようにスイッチ１３を選択制御している（ステップＤ２）。

ついで、上述の位相比較回路１２−１からの位相差信号を用いて電圧制御発振器１１で生成された共通のクロック信号により再生されたデータについての符号誤り率ＢＥＲの測定結果を取り込み（ステップＤ３）、取り込んだＢＥＲの値と閾値Ｂｔｈとを比較する（ステップＤ４）。このとき、取り込んだＢＥＲの値が閾値Ｂｔｈ以上である場合には、クロック抽出のために使用している位相差信号はそのままとするが（ステップＤ４のＹＥＳルートからステップＤ５の“選択はそのまま”）、取り込んだＢＥＲの値が閾値Ｂｔｈよりも小さい値となった場合には、クロック抽出のために使用している位相差信号を変更するための選択制御信号をスイッチ１３に出力する。これにより、電圧制御発振器１１では、位相比較回路１２−２からの位相差信号から共通クロック信号を生成するようになる（ステップＤ４のＮＯルートからステップＤ６の“選択を切り替える”）。尚、その後も継続してＢＥＲを取り込んで同様の閾値との比較を行ない、比較結果に応じて位相差信号の切り替えを行なうべくスイッチ１３を選択制御する（ステップＤ３〜Ｄ６）。

したがって、選択制御部１４においては、ＤＦＦ６ｂ，６ｃで再生されたデータについての符号誤り率に応じて、選択部としてのスイッチ１３を切り替え制御することができるので、このスイッチ１３により、共通のクロック信号の生成のために用いる電気信号の選択を行なうことができ、♯１系信号および♯２系信号のディジタル化を行なうＤＦＦ６ｂ，６ｃにおいて共通に用いられるクロック信号を、特性の良好な側の信号から抽出することができ、前述の第３実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。

〔ｄ〕第４実施形態の説明
図１２は本発明の第４実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｃを示す図である。この図１２に示すＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｃは、前述の第３実施形態（図８参照）に示すものとは異なるディジタル化処理部６Ｃをそなえているが、その他の構成は第３実施形態の場合と同様であり、図１２中、図８と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。ここで、ディジタル化処理部６Ｃは、前述の第３実施形態の場合と同様のＤＦＦ６ｂ，６ｃ，電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１および位相比較回路１２−１，１２−２をそなえるとともに、平均化回路１５をそなえている。尚、８は電気接点である。

平均化回路１５は、位相比較回路１２−１，１２−２からの各位相差に応じた信号（電圧信号）の値の平均［この場合においては、（ＣＯＮＴ♯１＋ＣＯＮＴ♯２）／２］を演算し、演算結果となる信号（電圧信号）を制御電圧信号ＶＣＯＮＴとして電圧制御発振器１１に供給する平均演算回路である。これにより、電圧制御発振器１１では、平均化回路１５からの制御電圧信号に応じて発生するクロック信号を、共通のクロック信号としてＤＦＦ６ｂ，６ｃに供給することができるようになる。

したがって、上述の電圧制御発振器１１，位相比較回路１２−１，１２−２および平均化回路１５により、ＤＦＦ６ｂ，６ｃで２つのデータ信号の再生のために用いる共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部を構成する。
上述のごとく構成された第４実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｃにおいても、受信したＤＱＰＳＫ変調光について、♯１系，♯２系の光フロントエンドでそれぞれ復調処理を行なう。

すなわち、♯１系の光フロントエンドである遅延干渉計３−１において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード４−１において光電変換検出することにより、光信号のπ／４と−３π／４の位相変化が強度変化に変換された（♯１系の）電気信号を出力する。一方、♯２系の光フロントエンドである遅延干渉計３−２において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード４−２において光電変換検出することにより、光信号の−π／４と３π／４の位相変化が強度変化に変換された（♯２系の）電気信号を出力する。

そして、ディジタル化処理部６Ｃでは、ＴＩＡ５−１，５−２を通じて入力されたこれらの♯１系，♯２系の電気信号について、ビットレートに対応した周波数の共通のクロック信号に同期したディジタル信号に変換してＭＵＸ７に出力する。ここで、上述の共通のクロック信号は、電圧制御発振器１１において生成されるようになっている。
また、この電圧制御発振器１１では、平均化回路１５で演算された、位相比較回路１２−１，１２−２からの制御電圧信号ＣＯＮＴ♯１，ＣＯＮＴ♯２の平均の電圧信号ＶＣＯＮＴに基づいてクロック信号を生成している。即ち、位相比較回路１２−１では、♯１系の位相ズレ成分を有する電圧信号を出力する一方、位相比較回路１２−２では、♯２系の位相ズレ成分を有する電圧信号を出力しており、平均化回路１５でこれらの電圧信号の平均を演算することにより、♯１系および♯２系の電気信号が有している相対的な位相ズレ成分を平均化した電圧信号とすることができるのである。

電圧制御発振器１１では、平均化回路１５での上述のごとき演算により位相ずれ成分が平均化された電圧信号を制御電圧信号ＶＣＯＮＴとして取り込むことができるので、ＤＦＦ６ｂ，６ｃそれぞれにおける最適識別タイミングの中間タイミングを、共通の識別タイミングとすることができ、一の系列の電気信号からクロック信号を抽出した場合に比べて、他の系列の電気信号についての識別タイミングの実効的な位相余裕を改善させることができる。

このように、本発明の第４実施形態によれば、平均化回路１５により、複数の位相比較回路１２−１，１２−２からの位相差に応じた信号の値の平均を演算し、演算結果となる信号を制御電圧信号ＶＣＯＮＴとして電圧制御発振器１１に供給し、電圧制御発振器１１により、平均化回路１５からの制御電圧信号ＶＣＯＮＴに応じて発生するクロック信号を、ＤＦＦ６ｂ，６ｃへの共通のクロック信号として供給することができるので、２系列の光フロントエンド部からの信号についての識別特性を改善することができるほか、一の系列の電気信号からクロック信号を抽出した場合に比べて、他の系列の電気信号についての識別タイミングの実効的な位相余裕を改善させることができる利点もある。

〔ｄ１〕第４実施形態の変形例の説明
図１３は第４実施形態の第１変形例にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｃａを示す図である。この図１３に示すＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｃａは、前述の第４実施形態におけるもの（図１２参照）の構成に加えて、重み付け制御部１６−１，１６−２及び重み付け回路１７−１，１７−２がそなえられている。尚、図１３中、図１２と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。

ここで、重み付け回路１７−１，１７−２は、それぞれ、位相比較回路１２−１，１２−２から出力された位相差に応じた値を有する信号（電圧信号であるＣＯＮＴ♯１，ＣＯＮＴ♯２）に、個別に重み付けを付与する重み付け付与部である。又、重み付け制御部１６−１，１６−２は、それぞれ、重み付け回路１７−１，１７−２で付与する重み付けを制御するものである。これにより、平均化回路１５においては、重み付け付与部１７−１，１７−２で重み付けがそれぞれ付与された、位相差に応じた値を有する電圧信号について平均を演算するようになっている。

ここで、重み付け制御部１６−１は、光電気変換部をなすバランスドフォトダイオード４−１からＴＩＡ５−１を通じて出力される電気信号（♯１系）をモニタする電気信号モニタ部１６１ａと、電気信号モニタ部１６１ａでのモニタ結果に応じて、重み付け回路１７−１に与える重み付けを制御する制御信号を出力する重み付け制御信号出力部１６１ｂと、をそなえている。

同様に、重み付け制御部１６−２は、光電気変換部をなすバランスドフォトダイオード４−２からＴＩＡ５−２を通じて出力される電気信号（♯２系）をモニタする電気信号モニタ部１６２ａと、電気信号モニタ部１６２ａでのモニタ結果に応じて、重み付け回路１７−２に与える重み付けを制御する制御信号を出力する重み付け制御信号出力部１６２ｂと、をそなえている。

これにより、重み付け回路１７−１，１７−２は、それぞれ、重み付け制御信号出力部１６１ｂ，１６２ｂからの制御信号に基づいた量で、位相比較回路１２−１，１２−２からの位相差信号に重み付けが与えられるようになっている。
すなわち、上述の重み付け制御部１６−１，１６−２の制御信号出力部１６１ｂ，１６２ｂが協働することにより、電気信号モニタ部１６１ａ，１６２ａでのモニタ結果に応じて、重み付け回路１７−１，１７−２において、複数の位相比較回路１２−１，１２−２からそれぞれ出力された位相差に応じた値を有する信号に個別に重み付けを付与するための制御信号を出力する重み付け制御信号出力部を構成する。

また、例えば、重み付け制御部１６−１，１６−２における電気信号モニタ部１６１ａ，１６２ａからのモニタ結果に基づいて、♯１系および♯２系の電気信号のいずれかに不具合が検出された場合には、当該不具合が検出された側の重み付けを「０」とすることにより、電圧制御発振器１１に供給される制御電圧信号には、当該不具合が検出された側の位相比較回路からの位相差信号を実質的に「０」とすることができる。これにより、当該検出された不具合が、生成される共通クロック信号に与える影響を除外することができるようになる。

したがって、図１３に示すＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｃａによれば、前述の第４実施形態の場合と同様の利点があるほか、複数系列の光フロントエンドの特性のばらつきを、各系列の信号の状態からモニタして、その特性ばらつきに応じて柔軟に平均値演算される位相差信号（電圧信号）の重みを変更することで、特性ばらつきの影響を抑制させることができるようになる。

なお、第４実施形態の第２変形例として、図１４に示すように、図１３の場合（符号１６−１，１６−２）とは異なる重み付け制御部１８−１，１８−２をそなえて構成することとしてもよい。この図１４に示すＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｃｂにおいて、図１３と同一の符号はほぼ同様の部分を示す。
ここで、重み付け制御部１８−１は、ＤＦＦ６ｂで再生されたデータ信号をモニタする再生データモニタ部１８１ａと、再生データモニタ部１８１ａのモニタ結果に応じて、重み付け回路１７−１において、位相比較回路１２−１から出力された位相差に応じた値を有する信号に重み付けを制御する制御信号を出力する重み付け制御信号出力部１８１ｂと、をそなえている。

同様に、重み付け制御部１８−２は、ＤＦＦ６ｃで再生されたデータ信号をモニタする再生データモニタ部１８２ａと、再生データモニタ部１８２ａのモニタ結果に応じて、重み付け回路１７−２において、位相比較回路１２−２から出力された位相差に応じた値を有する信号に重み付けを制御する制御信号を出力する重み付け制御信号出力部１８２ｂと、をそなえている。

これにより、重み付け回路１７−１，１７−２は、それぞれ、重み付け制御信号出力部１８１ｂ，１８２ｂからの制御信号に基づいた量で、位相比較回路１２−１，１２−２からの位相差信号に重み付けが与えられるようになっている。
すなわち、上述の重み付け制御部１８−１，１８−２の制御信号出力部１８１ｂ，１８２ｂが協働することにより、再生データモニタ部１８１ａ，１８２ａでのモニタ結果に応じて、重み付け回路１７−１，１７−２において、複数の位相比較回路１２−１，１２−２からそれぞれ出力された位相差に応じた値を有する信号に個別に重み付けを付与するための制御信号を出力する重み付け制御信号出力部を構成する。

また、図１３の場合と同様に、例えば、重み付け制御部１８−１，１８−２における再生データモニタ部１８１ａ，１８２ａからのモニタ結果に基づいて、♯１系および♯２系の再生データのいずれかに不具合が検出された場合には、当該不具合が検出された側の重み付けを「０」とすることにより、電圧制御発振器１１に供給される制御電圧信号には、当該不具合が検出された側の位相比較回路からの位相差信号を実質的に「０」とすることができる。これにより、当該再生データに検出された不具合が、再生前の電気信号（ＴＩＡ５−１，５−２から出力された電気信号）から生成される共通クロック信号に与える影響を除外することができるようになる。

したがって、図１４に示すＤＱＰＳＫ光受信回路１Ｃｂによれば、前述の第４実施形態の場合と同様の利点があるほか、複数系列の光フロントエンドの特性のばらつきを、各系列の信号の状態からモニタして、その特性ばらつきに応じて柔軟に平均値演算される位相差信号（電圧信号）の重みを変更することで、特性ばらつきの影響を抑制させることができるようになる。

〔ｅ〕その他
上述の各実施形態においては、ｎ＝２（Ｍ＝４）とした差動４位相偏移変調光受信回路について詳述したが、本発明によればこれに限定されず、ｎを３以上の整数とした場合にＭ＝２ⁿである差動Ｍ位相偏移変調光受信回路においても、同様に適用することが可能である。

また、上述の各実施形態においては、光電気変換部をなすＴＩＡ５−１，５−２から出力される２つの電気信号をそれぞれモニタするモニタ部として、パワーモニタ６ｄａおよび波形モニタ６ｄｃを適用した場合について説明したが、本発明によればこれに限定されず、他の構成を適用することも、もちろん可能である。
（付記１）
ｎが２以上の整数である場合にＭ＝２ⁿとした差動Ｍ位相偏移変調された光信号を受信する差動Ｍ位相偏移変調光受信回路であって、
受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された複数の電気信号を出力する光電気変換部と、
該光電気変換部から出力される複数の電気信号から、共通のクロック信号に同期した複数のデータ信号をそれぞれ再生するデータ再生部と、
該光電気変換部から出力される複数の電気信号のうちのいずれかを用いて、該データ再生部で前記複数のデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部と、
前記共通のクロック信号の生成のために用いる電気信号を選択する選択部と、
をそなえたことを特徴とする、差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記２）
該クロック信号生成部が、該選択部で選択された電気信号に含まれるクロック信号成分を抽出し、前記抽出したクロック信号成分を前記共通のクロック信号として該データ再生部に供給するクロック信号抽出部であることを特徴とする、付記１記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記３）
該クロック信号生成部が、
入力される制御信号に応じた周波数を有するクロック信号を発生するクロック発振部と、
該クロック発振部で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた信号を出力する、複数の位相比較部と、をそなえるとともに、
該選択部が、該複数の位相比較部からの前記信号のうちで選択された前記電気信号についての前記位相差に応じた信号を、該クロック発振部に対する前記制御信号として供給するように構成され、
該クロック発振部が、該選択部からの前記制御信号に応じて発生するクロック信号を、前記共通のクロック信号として該データ再生部に供給することを特徴とする、付記１記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記４）
該選択部での前記共通のクロック信号の生成のための前記電気信号の選択を制御する選択制御部をそなえたことを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。
（付記５）
該選択制御部が、該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号をそれぞれモニタするモニタ部と、該モニタ部でのモニタ結果に応じて該選択部おける前記電気信号の選択を制御する制御信号を出力する制御信号出力部と、をそなえたことを特徴とする、付記４記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記６）
該モニタ部が、該光電気変換部から出力される各電気信号についての平均パワーをモニタするパワーモニタにより構成されたことを特徴とする、付記５記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。
（付記７）
該選択制御部の制御信号出力部は、前記平均パワーのモニタ結果に基づいて、前記平均パワーが最大となる電気信号を選択すべく該選択部に対して前記制御信号を出力することを特徴とする、付記６記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記８）
該選択制御部の制御信号出力部は、前記複数の電気信号のうちのいずれかを初期設定で選択し、前記選択している電気信号の平均パワーが予め設定された閾値よりも小さい又は前記閾値以下となった場合に、当該選択していた電気信号以外の他の電気信号に前記選択を切り替えるべく該選択部に対して前記制御信号を出力することを特徴とする、付記６記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記９）
該モニタ部が、該光電気変換部から出力される各電気信号についての波形をモニタする波形モニタにより構成されたことを特徴とする、付記５記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。
（付記１０）
該波形モニタは、該光電気変換部から出力される各電気信号についての平均パワーとともに、該光電気変換部から出力される各電気信号のピーク値を検出することを特徴とする、付記９記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記１１）
該選択制御部は、前記複数の電気信号のうちのいずれかを初期設定で選択する一方、前記選択している電気信号についての、該波形モニタでモニタされた平均パワーおよび該ピーク検出回路で検出されたピーク値が、それぞれ予め設定された閾値よりも小さい又は前記閾値以下となった場合に、当該選択していた電気信号以外の他の電気信号に前記選択を切り替えるべく該選択部を制御することを特徴とする、付記１０記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記１２）
該選択制御部が、該データ再生部で再生されたデータについての符号誤り率に応じて、該選択部での前記選択を制御することを特徴とする、付記４記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。
（付記１３）
前記ｎを２としＭ＝４とした差動４位相偏移変調光受信回路であって、
該光電気変換部が、受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された２つの電気信号を出力し、
該データ再生部が、該光電気変換部から出力される２つの電気信号から、共通のクロック信号に同期した２つのデータ信号をそれぞれ再生し、
該クロック信号生成部が、該光電気変換部から出力される２つの電気信号のうちのいずれかを用いて、該データ再生部で前記２つのデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成し、
該選択部が、該光電気変換部から出力される前記２つの電気信号のうちのいずれか一つを、前記共通のクロック信号の生成のために、該クロック信号生成部に対し選択的に出力することを特徴とする、付記１記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記１４）
ｎが２以上の整数である場合にＭ＝２ⁿとした差動Ｍ位相偏移変調された光信号を受信する差動Ｍ位相偏移変調光受信回路であって、
受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された複数の電気信号を出力する光電気変換部と、
該光電気変換部から出力される複数の電気信号から、共通のクロック信号に同期した複数のデータ信号をそれぞれ再生するデータ再生部と、
該データ再生部で前記複数のデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部と、をそなえ、
該クロック信号生成部が、
入力される制御信号に応じた周波数を有するクロック信号を発生するクロック発振部と、
該クロック発振部で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた値を有する信号をそれぞれ出力する、複数の位相比較部と、
該複数の位相比較部からの前記位相差に応じた信号の値の平均を演算し、前記演算結果となる信号を前記制御信号として前記クロック発振部に供給する平均演算回路と、をそなえ、
該クロック発振部が、該平均演算回路からの前記制御信号に応じて発生するクロック信号を、前記共通のクロック信号として該データ再生部に供給することを特徴とする、差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記１５）
前記ｎを２としＭ＝４とした差動４位相偏移変調光受信回路であって、
該光電気変換部が、前記受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された２つの電気信号を出力し、
該データ再生部が、該光電気変換部から出力される前記２つの電気信号から、共通のクロック信号に同期した２つのデータ信号をそれぞれ再生し、
該クロック信号生成部が、該データ再生部で前記２つのデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成し、
該複数の位相比較部として、該クロック発振部で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記２つの電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた値を有する信号をそれぞれ出力する、２つの位相比較部をそなえ、
該平均演算回路が、該２つの位相比較部からの前記位相差に応じた値を有する信号の平均を演算し、前記平均の演算結果となる値を有する信号を前記制御信号として前記クロック発振部に供給することを特徴とする、付記１４記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記１６）
該複数の位相比較部からそれぞれ出力された前記位相差に応じた値を有する信号に、個別に重み付けを付与する重み付け付与部と、
該重み付け付与部で付与する重み付けを制御する重み付け制御部と、をそなえ、
該平均演算回路は、該重み付け付与部で前記重み付けがそれぞれ付与された、前記位相差に応じた値を有する信号について前記平均を演算することを特徴とする、付記１４記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記１７）
該重み付け制御部が、
該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号をそれぞれモニタする電気信号モニタ部と、
該電気信号モニタ部での該モニタ結果に応じて、該重み付け付与部において、該複数の位相比較部からそれぞれ出力された前記位相差に応じた値を有する信号に個別に前記重み付けを付与するための制御信号を出力する重み付け制御信号出力部と、をそなえたことを特徴とする、付記１４記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

（付記１８）
該重み付け制御部が、
該データ再生部で再生される前記複数のデータ信号をそれぞれモニタする再生データモニタ部と、
該再生データモニタ部での該モニタ結果に応じて、該重み付け付与部において、該複数の位相比較部からそれぞれ出力された前記位相差に応じた値を有する信号に個別に前記重み付けを付与するための制御信号を出力する重み付け制御信号出力部と、をそなえたことを特徴とする、付記１４記載の差動Ｍ位相偏移変調光受信回路。

本発明の第１実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路を示す図である。 本発明の第１実施形態における、制御信号出力部によるデータ切り替え回路に対する制御態様の一例を説明するためのフローチャートである。 本発明の第１実施形態における、制御信号出力部によるデータ切り替え回路に対する制御態様の他の例を説明するためのフローチャートである。 本発明の第２実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路を示す図である。 （ａ），（ｂ）はともに移相量ずれがある場合にはピーク値の変動として現れる波形劣化について説明するための図である。 （ａ），（ｂ）はともに移相量ずれがある場合にはピーク値の変動として現れる波形劣化について説明するための図である。 制御信号出力部によるデータ切り替え回路に対する制御態様の一例を説明するためのフローチャートである。 本発明の第３実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路を示す図である。 本発明の第３実施形態の第１変形例にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路を示す図である。 本発明の第３実施形態の第２変形例にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路を示す図である。 図１０に示すＤＱＰＳＫ光受信回路の選択制御部によるスイッチに対する選択制御態様の一例について説明するためのフローチャートである。 本発明の第４実施形態にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路を示す図である。 本発明の第４実施形態の第１変形例にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路を示す図である。 本発明の第４実施形態の第２変形例にかかるＤＱＰＳＫ光受信回路を示す図である。 ＤＱＰＳＫ光受信回路の一般的構成を示す図である。 本願発明が解決すべき課題について説明するための図である。

符号の説明

１，１Ａ〜１Ｃ，１Ｂａ，１Ｂｂ，１Ｃａ，１Ｃｂ，１００ ＤＱＰＳＫ光受信回路（差動４位相偏移変調光受信回路）
２，１０１ 光スプリッタ
３−１，３−２，１０２−１，１０２−２ 遅延干渉計
４−１，４−２，１０３−１，１０３−２ バランスドフォトダイオード
５−１，５−２，１０４−１，１０４−２ トランスインピーダンスアンプ
６，６Ｂ，６Ｃ，１０５ ディジタル化処理部
６ａ，１０５ａ クロックリカバリ
６ｂ，６ｃ，１０５ｂ，１０５ｃ ＤＦＦ
６ｄ，６ｄ′，１４ 選択制御部
６ｄａ パワーモニタ（モニタ部）
６ｄｂ 制御信号出力部
６ｄｃ 波形モニタ
６ｅ データ切り替え回路（選択部）
６ｆ−１，６ｆ−２ リミッタアンプ
７ ＭＵＸ
８ 電気接点
１１ 電圧制御発振器（クロック発振部）
１２−１，１２−２ 位相比較回路（位相比較部）
１３ スイッチ（選択部）
１５ 平均化回路（平均演算回路）
１６−１，１６−２，１８−１，１８−２ 重み付け制御部
１６１ａ，１６２ａ 電気信号モニタ部
１６１ｂ，１６２ｂ，１８１ｂ，１８２ｂ 重み付け制御信号出力部
１８１ａ，１８２ａ 再生データモニタ部
１７−１，１７−２ 重み付け回路（重み付け付与部）

Claims (6)

1. 差動四位相偏移変調された光信号を受信する差動四位相偏移変調光受信回路であって、
   受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された異なるデータを有する複数の電気信号を出力する光電気変換部と、
   該光電気変換部から出力される複数の電気信号から、共通のクロック信号の生成のために用いる電気信号を選択する選択部と、
   前記選択部で選択された電気信号から、複数のデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部と、
   該光電気変換部から出力される複数の電気信号から、該クロック信号生成部で生成された前記共通のクロック信号に同期した異なる複数のデータ信号をそれぞれ再生するデータ再生部と、
   をそなえ、
   該クロック信号生成部が、
   入力される制御信号に応じた周波数を有するクロック信号を発生するクロック発振器と、
   該クロック発振器で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた信号を出力する、複数の位相比較回路と、をそなえるとともに、
   該選択部が、該複数の位相比較回路からの前記信号のうちで選択された前記電気信号についての前記位相差に応じた信号を、該クロック発振器に対する前記制御信号として供給するように構成され、
   該クロック発振器が、該選択部からの前記制御信号に応じて発生するクロック信号を、前記共通のクロック信号として該データ再生部に供給することを特徴とする、差動四位相偏移変調光受信回路。
2. 該選択部での前記共通のクロック信号の生成のための前記電気信号の選択を制御する選択制御部をそなえたことを特徴とする、請求項１記載の差動四位相偏移変調光受信回路。
3. 該選択制御部が、該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号をそれぞれモニタするモニタ部と、該モニタ部でのモニタ結果に応じて該選択部おける前記電気信号の選択を制御する制御信号を出力する制御信号出力部と、をそなえたことを特徴とする、請求項２記載の差動四位相偏移変調光受信回路。
4. 該モニタ部が、該光電気変換部から出力される各電気信号についての平均パワーをモニタするパワーモニタにより構成されたことを特徴とする、請求項３記載の差動四位相偏移変調光受信回路。
5. 該モニタ部が、該光電気変換部から出力される各電気信号についての波形をモニタする波形モニタにより構成されたことを特徴とする、請求項３記載の差動四位相偏移変調光受信回路。
6. 該光電気変換部が、受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された異なるデータを有する２つの電気信号を出力し、
   該データ再生部が、該光電気変換部から出力される２つの電気信号から、共通のクロック信号に同期した異なる２つのデータ信号をそれぞれ再生し、
   該クロック信号生成部が、該光電気変換部から出力される２つの電気信号のうちのいずれかを用いて、該データ再生部で前記２つのデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成し、
   該選択部が、該光電気変換部から出力される前記２つの電気信号のうちのいずれか一つを、前記共通のクロック信号の生成のために、該クロック信号生成部に対し選択的に出力することを特徴とする、請求項１〜５のいずれか１項記載の差動四位相偏移変調光受信回路。

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