JP4806317B2 - 光受信機における位相モニタ装置 - Google Patents
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Description
位相ずれが0の場合には、どちらもQペナルティは0であるが、位相ずれが大きくなるにつれ、D8PSKのほうが、DQPSKよりも2倍以上の早さでQペナルティが悪くなっているのがわかる。
非特許文献1には、D8PSKの基本的技術が開示されている。非特許文献2では、D8PSKシステムにおける必要なOSNRと分散トラレンスを実験的に求めている。非特許文献3では、D8PSKにおける受信機と送信機の設計に重要なパラメータの計算を行っている。
Kim et al., "Direct-detection optical differential 8-level phase-shift keying (OD8PSK) for spectrally efficient transmission", OPTICS EXPRESS Vol. 12, No. 15, 26 July 2004 Serbay et al., "Experimental Investigation of RZ-8DPSK at 3x 10.7Gb/s", 2005 IEEE WE3 9:00-9:15, p.483-p.484 Han et al, "Sensitivity Limits and Degradations in OD8PSK", IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 17, NO. 3, MARCH 2005, p.720-p. 722
本発明の課題は、ディザリング制御による波形劣化を引き起こすことなく、遅延干渉計の位相調整が可能で、位相の大きさ、符号だけでなく、各遅延干渉計の位相が所望の位相に設定されているかを単体で判別する位相モニタ装置を提供することである。
入力されたD8PSK光信号は、2回分岐されて、各遅延干渉計10−1〜10−4に入力される。各遅延干渉計10−1〜10−4の位相量は、図1に示されるように、それぞれ、3π/8、−π/8、π/8、−3π/8である。各遅延干渉計10−1〜10−4から出力された光信号は、デュアルピンフォトダイオード11−1〜11−4で電気信号に変換される。電気信号に変換された信号は、アンプ17−1〜17−4によって増幅された後、CDR(Clock Data Recovery)12−1〜12−4によって再生され、LSI15によって信号処理がなされる。また、LSI15からのデータ誤り率等のデータを得て、干渉計制御回路16は、各遅延干渉計10−1〜10−4の位相量を調整する。
図2においては、図1と同じ構成要素には同じ参照符号を付して、説明を省略する。
本実施形態では、図2(a)に示されるように、各CDR12−1〜12−4の後段から信号を取り、比較器20で比較し、その結果を干渉計制御回路16に入力して、遅延干渉計10−1〜10−4の位相量を制御するようにしている。図2(b)は、比較器20の構成例である。
図3(a)の発明構成では、干渉計制御回路単体で各干渉計が異なる位相状態に制御することが可能である。図3(a)では、再生回路の後段で信号の一部をタップする。第1ブランチのタップ信号又は、論理反転した信号と第3、4ブランチの信号の比較を行なう。第1ブランチの信号もしくは、論理反転信号成分が継続的に第3もしくは、4ブランチに含まれていた場合、第1,2ブランチと第3,4ブランチの干渉計の位相状態が一致している。その場合、第3,4ブランチの遅延干渉計の位相量をπ/4シフトさせることで、通信データ終端機能内蔵LSIで信号を識別することなく各干渉計を異なる位相状態に制御することが可能である。図3(a)の回路の論理式は、
図5(a)は、第1あるいは第3ブランチの遅延干渉計の位相値とミキサ出力(モニタ値の平均化前の値)の関係を示す図であり、図5(b)は、第2あるいは第4ブランチの遅延干渉計の位相値とミキサ出力の関係を示す図である。
図6は、横軸に、第1あるいは第3ブランチの遅延干渉計の位相、縦軸に、第2あるいは第4ブランチの遅延干渉計の位相を取って、第1(3)、第2(4)ブランチのモニタ値の正負をグラフに示したものである。図7は、図6のグラフにおいて、図2の構成で行う制御の意味を説明する図である。
図7は、図2〜図4の構成の動作を説明する図である。
図8は、比較器20が図3の構成の場合の処理である。ステップS10において、AND回路26の出力値が1であるか否かを判断する。ステップS10の判断がYesの場合には、処理を終了する。ステップS10の判断がNoの場合には、ステップS11において、第1、第2ブランチの組の遅延干渉計か、第3、第4ブランチの組の遅延干渉計の位相をπ/4だけ動かす。どちらを動かすかは、どちらを基準にして制御するかによる。これは、当業者が適宜決定すればよいものである。
受信機(Photo Detector)後の信号を、第1ブランチ、第2ブランチそれぞれについて
第1ブランチ:A(t)cos(Δφ+3π/8+δ1)
第2ブランチ:A(t)cos(Δφ−π/8+δ2)
とあらわす。Δφは隣接する2つのシンボル間の位相差。δ1、2は最適位相からの誤差。
第1ブランチを制御する際、は第2ブランチをリファレンス(位相が最適点にある)として使用する。
このとき、掛け合わせた信号は、
A2(t)cos(Δφ+3π/8 +δ1) cos(Δφ−π/8)
=A2(t)cos(Δφ+3π/8 +δ1) sin(Δφ+3π/8)
=A2(t)cos(Δφ+3π/8) sin(Δφ+3π/8) cos(δI)−A2(t)sin2(Δφ+3π/8)sin(δI)
・・・(1)
ここで、位相差Δφは、±π/8、±3π/8、5π/8、7π/8に均等に分布する(送信側で送信側データにスクランブルをかけている)ので、式(1)の第1項は、平均化され、除去される。また、式(2)の第2項は、位相差Δφにかかわらず、平均化部の前段において「−A2(t)4×sin(δ1)」となる。したがって、「4×A2(t)」が、平均化部117により平均化されると、伝送される情報と関係のないある値を持った定数になる。よって、平均化部から出力される信号は「−sin(δ1)」に比例する。尚、位相誤差が小さければ、「−δ1」に近似できる。したがって、信号の平均化後の信号強度をモニタすれば、位相誤差である「−δ1」が計測できることになる。
D8PSKにおいては、0相(X軸)と直交するπ/2相(Y軸)の搬送波を合成する。合成するにあたり、正負2値ではなく4値の信号を使用する。D8PSKでは、3ビットを1シンボルであらわせるので、この3ビットを(a、b、c)とする。
11−1〜11−4 デュアルピンフォトダイオード
12−1〜12−4 CDR
13−1〜13−4、14−1〜14−4 ローパスフィルタ
15 LSI
16 干渉計制御回路
17−1〜17−4 アンプ
20 比較器
25−1〜25−4 EXOR回路
26 AND回路
27 平均化回路
30、38 低域透過フィルタ
35−1〜35−8 EXOR回路
36−1、36−2、37 AND回路
Claims (9)
- 4つの遅延干渉計と、それぞれの遅延干渉計にたいして、光信号を電気信号に変換するバランスド光検出器、該バランスド光検出器からの電気信号の成形とクロック抽出を行なうデータ再生回路を備えた第1〜第4のブランチを有する光D8PSK受信機における各ブランチの遅延干渉計の位相誤差をモニタする位相モニタ装置であって、
対とするブランチの一方のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と該対の他方のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる乗算手段と、
該乗算手段からの出力信号を平均化する平均化回路と、
を備えることを特徴とする位相モニタ装置。 - 前記データ再生回路の前段と後段から得られる信号は、ローパスフィルタを通過した後に、前記乗算回路に入力されることを特徴とする請求項1に記載の位相モニタ装置。
- 前記平均化回路の出力が0になるように、前記4つの遅延干渉計の位相を制御する制御手段を備えたことを特徴とする請求項1に記載の位相モニタ装置を用いた制御装置。
- 各データ再生回路の後段から信号を取得し、第1のブランチと第2のブランチからなる第1のブランチ対の信号と、第3のブランチと第4のブランチからなる第2のブランチ対の信号が、互いに同じ、あるいは、単に符号が反転したのみの信号となっているか否かを判断する判断手段を更に備えることを特徴とする請求項 1に記載の位相モニタ装置。
- 前記判断手段は、
第1のブランチの信号と第3のブランチの信号の排他的論理和を演算する第1の排他論理和回路と、
第1のブランチの信号と第4のブランチの信号の排他的論理和を演算する第2の排他論理和回路と、
第1のブランチの論理反転した信号と第3のブランチの信号の排他的論理和を演算する第3の排他論理和回路と、
第1のブランチの論理反転した信号と第4のブランチの信号の排他的論理和を演算する第4の排他論理和回路と、
それぞれの排他的論理和の信号の論理積を演算する論理積回路と、
を備えることを特徴とする請求項4に記載の位相モニタ装置。 - 前記論理積回路の出力を平均化するフィルタを備えることを特徴とする請求項5に記載の位相モニタ装置。
- 前記判断手段は、
第1のブランチの信号と第3のブランチの信号の排他的論理和を演算する第1の排他論理和回路と、
第1のブランチの信号と第4のブランチの信号の排他的論理和を演算する第2の排他論理和回路と、
第2のブランチの信号と第3のブランチの信号の排他的論理和を演算する第3の排他論理和回路と、
第2のブランチの信号と第4のブランチの信号の排他的論理和を演算する第4の排他論理和回路と、
第1〜第4の排他的論理和回路の出力信号の論理積を演算する第1の論理積回路と、
第1のブランチの信号と第3のブランチの論理反転した信号の排他的論理和を演算する第5の排他論理和回路と、
第1のブランチの信号と第4のブランチの論理反転した信号の排他的論理和を演算する第6の排他論理和回路と、
第2のブランチの信号と第3のブランチの論理反転した信号の排他的論理和を演算する第7の排他論理和回路と、
第2のブランチの信号と第4のブランチの論理反転した信号の排他的論理和を演算する第8の排他論理和回路と、
第5〜第8の排他的論理和回路の出力信号の論理積を演算する第2の論理積回路と、
該第1の論理積回路と第2の論理積回路の出力の論理席を演算する第3の論理積回路と、
を備えることを特徴とする請求項4に記載の位相モニタ装置。 - 前記第3の論理積回路の出力を平均化するフィルタを備えることを特徴とする請求項7に記載の位相モニタ装置。
- 前記第1のブランチ対の信号と前記第2のブランチ対の信号が同じ、あるいは、単に符号を反転したものであると判断された場合には、該第1のブランチ対の2 つの遅延干渉計、あるいは、該第2のブランチ対の2つの遅延干渉計の位相量をπ/4だけ変化させる制御手段を備えることを特徴とする請求項4に記載の位相モニタ装置を用いた制御装置。
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