CN107925485B - 相干光接收装置 - Google Patents

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Abstract

相干光接收装置具备：局部振荡激光器，供给激光；相干光接收前端部，接收多值调制后的光信号，基于激光，将光信号解调并变换为电的模拟信号；模拟数字变换器，将模拟信号变换为数字信号；补偿部，对由光信号的波长或偏振波造成的色散的影响进行补偿，再生数字信号的载波相位；星座失真补偿部，对由补偿部补偿色散的影响后的数字信号所包含的多值调制的星座失真进行补偿；以及错误订正解码部，进行补偿了星座失真后的数字信号的错误订正。

Description

相干光接收装置
技术领域
本发明涉及相干光接收装置。
本申请基于在2015年10月19日在日本申请的日本特愿2015-205604号、以及在2016年3月31日在日本申请的日本特愿2016-073735号要求优先权，并将其内容引用于此。
背景技术
从2010年时起，开始商用导入的相干光数据传输方式现在正成为支持长距离光通信的主要技术，近年来，也讨论向城域、接入网络的应用等，更加增加重要性。最初，相干光数据传输方式通过对100Gbit/s的容量的光信道进行偏振复用QPSK（Quadrature PhaseShift Keying，正交相移键控）调制来实现。在此，偏振复用是指表示向光信号所具有的2个正交的X偏振波分量和Y偏振波分量的各个分配不同的数据的复用方式。例如，图14是引用了非专利文献1的图1所示的利用进行相干光数据传输的光发送机和光接收机的传输系统的一个例子的图。该传输系统在使用不同的50Gbit/sQPSK（4值相位调制）码对X偏振波和Y偏振波的各个进行调制之后，进行偏振复用，进行作为每个波长100Gbit/s的偏振复用QPSK信号的长距离传输。
为了进一步减少每容量的成本，正在尝试利用使用了16QAM（QuadratureAmplitude Modulation，正交幅度调制）等多值调制的相干光数据传输方式实现200Gbit/s以上的大容量光信道。作为在使用这样的偏振复用QPSK、16QAM、64QAM等多值调制的情况下表面化的问题，存在星座失真。多值调制信号在电气级中被处理为4通道的电信号。即，在发送侧，作为4通道的电信号而生成信号，利用光调制器将其变换为多值调制光信号。
作为光调制器，例如应用马赫-曾德（Mach-Zehnder）干涉仪型的调制器。在这样的光调制器中，存在由于偏置电压的误差或干涉仪的消光比不是无限大等造成的不完整性，由于这样的不完成性，产生星座失真。当产生星座失真时，不能正确地解码发送的信息，发生位误码率的增大等。在此，星座也被称为信号空间图，将根据数字调制的数据信号点表现为二维的复平面状（例如，参照图14所示的“星座”或非专利文献2的图2等）。
QPSK为4值相位调制，能够看作对同相相位分量和正交相位分量的各个独立地进行2值的振幅调制的方式。QPSK的星座被配置在同一圆周上，为彼此分离90度的形状。与此相对地，16QAM、64QAM为具有分别由16点、64点构成的星座的调制方式。关于16QAM、64QAM的星座，通常在信号空间上正方形地配置16点、64点。16QAM能够看作对同相相位分量和正交相位分量的各个进行彼此独立的4值的振幅调制的方式。64QAM能够看作对同相相位分量和正交相位分量的各个进行彼此独立的8值的振幅调制的方式。
作为星座失真的原因之一，存在DC（Direct Current，直流）偏移。通常，对光调制器施加偏置电压，以使光输出成为零点（null point）。可是，在该偏置电压从零点起移动的情况下，产生DC偏移。此外，构成光调制器的马赫-曾德干涉仪的消光比（接通/关断比）无限大即在关断时光输出完全为0是理想的。可是，在关断时光输出不完全为0的情况下，消光比不是无限大，产生DC偏移。在光信号中，DC偏移由残存载波的形式出现，因此，通过观察光信号的光谱，从而能够确认DC偏移的有无。
DC偏移和由其造成的载波的残存不是在使用局部振荡激光器的相干检波方式中而是在直接检波方式（例如，通过光接收元件对1010的接通关断信号的强度进行直接检波的方式、强度调制直接检波等这样的）中产生。在直接检波方式中，残存载波在接收侧的电气级中再次作为DC偏移出现，因此，能够通过利用电容器等的模拟的DC阻塞电路容易地除去残存载波。与此相对地，在相干检波方式中，并且，在发送激光器的频率与接收侧的局部振荡激光器的频率未准确一致的情况下，残存载波不会在接收侧的电气级中变换为直流，不能通过DC阻塞电路除去残存载波。
此外，在已知为星座失真的失真中，存在IQ（In-phase/Quadrature，同相/正交）串扰。IQ串扰在同相相位（In-phase，同相）分量和正交相位（Quadrature，正交）分量的相位差由于光调制器的偏置电压误差而不会准确地为90度的情况下产生。
为了应付这些星座失真的问题，公开了预先测量在光发送装置中应用的光调制器的特性而利用光发送装置侧的数字信号处理装置补偿光调制器的特性的技术（例如，参照非专利文献2）。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：鈴木扇太 他、「光通信ネットワークの大容量化に向けたディジタルコヒーレント信号処理技術の研究開発」、電子情報通信学会誌 95(12), 2012-12-01,pp.1100-1116；
非专利文献2：杉原隆嗣、「高速光通信における予等化技術の現状と展望」、電子情報通信学会、信学技報、IEICE Technical Report、OCS2011 - 41 (2011-7)、pp. 83-88。
发明内容
发明要解决的课题
可是，在不能预先测量光调制器的特性的情况或随着时间经过而特性发生变化的情况下，存在不能利用非专利文献2所记载的技术这样的问题。
特别是存在如下这样的问题：难以通过光发送装置侧的数字信号处理装置补偿起因于对向光调制器施加的偏置电压进行控制的自动偏置控制电路的变动漂移或自动偏置控制电路所施加的信号的误差而产生的光调制器的不完整性。
鉴于上述情况，本发明的目的在于提供一种能够在接收侧补偿星座失真的技术。
用于解决课题的方案
本发明的第一方式是，一种相干光接收装置，其中，具备：局部振荡激光器，供给激光；相干光接收前端部，接收多值调制后的光信号，基于所述激光，将所述光信号解调并变换为电的模拟信号；模拟数字变换器，将所述模拟信号变换为数字信号；补偿部，对由所述光信号的波长或偏振波造成的色散的影响进行补偿，再生所述数字信号的载波相位；星座失真补偿部，对由所述补偿部补偿色散的影响后的所述数字信号所包含的所述多值调制的星座失真进行补偿；以及错误订正解码部，进行补偿了所述星座失真后的所述数字信号的错误订正。
本发明的第二方式是，根据上述第一方式的相干光接收装置，所述星座失真补偿部具备DC偏移补偿部，所述DC偏移补偿部对所述数字信号补偿作为所述星座失真的DC偏移。
本发明的第三方式是，根据上述第二方式的相干光接收装置，所述DC偏移补偿部具备：平均化部，从所述数字信号减少调制数据分量，利用平均化除去随机噪声，提取出所述数字信号所包含的所述DC偏移；以及第一减法运算电路，从所述数字信号减去所述平均化部提取出的所述DC偏移。
本发明的第四方式是，根据上述第三方式的相干光接收装置，所述平均化部具备：临时判定电路，从所述数字信号提取出所述调制数据分量；第二减法运算电路，从所述数字信号减去所述临时判定电路提取出的所述调制数据分量；以及滤波器电路，将从所述数字信号减去所述调制数据分量后的减法运算结果平均化。
本发明的第五方式是，根据上述第三或第四方式的相干光接收装置，所述DC偏移补偿部还具备偏移值调整部，所述偏移值调整部在对所述数字信号的同相相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下，对所述平均化部提取出的所述DC偏移乘以与所述数字信号的正交相位分量的信号的振幅对应的权重系数，将乘以所述权重系数后的所述DC偏移向所述第一减法运算电路输出，在对所述数字信号的所述正交相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下，对所述平均化部提取出的所述DC偏移乘以与所述数字信号的所述同相相位分量的信号的振幅对应的权重系数，将乘以所述权重系数后的所述DC偏移向所述第一减法运算电路输出，所述第一减法运算电路从所述数字信号减去从所述偏移值调整部输出的乘以所述权重系数后的所述DC偏移。
本发明的第六方式是，根据上述第五方式的相干光接收装置，所述偏移值调整部在对所述数字信号的所述同相相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下所述数字信号的所述正交相位分量的信号的振幅比规定的阈值小时，或者在对所述数字信号的所述正交相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下所述数字信号的所述同相相位分量的信号的振幅比所述阈值小时，使所述权重系数为比1大的值。
本发明的第七方式是，根据上述第五或第六方式的相干光接收装置，所述偏移值调整部在对所述数字信号的所述同相相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下所述数字信号的所述正交相位分量的信号的振幅为规定的阈值以上时，或者在对所述数字信号的所述正交相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下所述数字信号的所述同相相位分量的信号的振幅为所述阈值以上时，使所述权重系数为比1小的值。
本发明的第八方式是，根据上述第一方式的相干光接收装置，所述星座失真补偿部具备IQ串扰补偿部，所述IQ串扰补偿部对所述数字信号的同相相位分量和正交相位分量的信号补偿作为所述星座失真的IQ串扰。
本发明的第九方式是，根据上述第八方式的相干光接收装置，所述IQ串扰补偿部具备：第一临时判定电路，对所述数字信号的所述同相相位分量的信号进行临时判定，提取出同相相位调制数据分量；第一系数乘法运算电路，基于所述同相相位调制数据分量来计算所述数字信号中的所述同相相位分量向所述正交相位分量的信号漏入的量；第二临时判定电路，对所述数字信号的所述正交相位分量的信号进行临时判定，提取出正交相位调制数据分量；第二系数乘法运算电路，基于所述正交相位调制数据分量来计算所述数字信号中的所述正交相位分量向所述同相相位分量的信号漏入的量；第一减法运算电路，从所述数字信号的所述同相相位分量的信号减去所述第二系数乘法运算电路的输出值；以及第二减法运算电路，从所述数字信号的所述正交相位分量的信号减去所述第一系数乘法运算电路的输出值。
本发明的第十方式是，根据上述第九方式的相干光接收装置，所述IQ串扰补偿部具备：第一相关系数计算部，计算第一相关系数，所述第一相关系数表示所述数字信号的所述正交相位分量的信号所包含的所述同相相位分量与所述同相相位分量的信号的相关性；以及第二相关系数计算部，计算第二相关系数，所述第二相关系数表示所述数字信号的所述同相相位分量的信号所包含的所述正交相位分量与所述正交相位分量的信号的相关性，所述第一系数乘法运算电路对所述同相相位调制数据分量乘以所述第一相关系数来输出，所述第二系数乘法运算电路对所述正交相位调制数据分量乘以所述第二相关系数来输出。
本发明的第十一方式是，根据上述第十方式的相干光接收装置，所述第一相关系数计算部具备：第一信号规范化电路，将所述正交相位调制数据分量除以所述正交相位调制数据分量的范数的平方来输出；第一内积计算电路，计算所述第一信号规范化电路的输出值与所述同相相位分量的信号的内积；以及第一平均化电路，将所述第一内积计算电路计算出的内积值平均化来输出所述第一相关系数，所述第二相关系数计算部具备：第二信号规范化电路，将所述正交相位调制数据分量除以所述正交相位调制数据分量的范数的平方来输出；第二内积计算电路，计算所述第二信号规范化电路的输出值与所述正交相位分量的信号的内积；以及第二平均化电路，将所述第二内积计算电路计算出的内积值平均化来输出所述第二相关系数。
本发明的第十二方式是，根据上述第一方式的相干光接收装置，所述星座失真补偿部具备：DC偏移补偿部，对所述数字信号补偿作为所述星座失真的DC偏移；以及IQ串扰补偿部，对所述数字信号的同相相位分量和正交相位分量的信号补偿作为所述星座失真的IQ串扰。
本发明的第十三方式是，根据上述第十二方式的相干光接收装置，在所述补偿部的后级具备所述DC偏移补偿部并且在所述DC偏移补偿部的后级具备所述IQ串扰补偿部，或者，在所述补偿部的后级具备所述IQ串扰补偿部并且在所述IQ串扰补偿部的后级具备所述DC偏移补偿部。
发明效果
根据本发明，能够在接收侧补偿星座失真。
附图说明
图1是示出本实施方式的相干光（coherent light）数据传输系统的结构的框图。
图2是示出本实施方式的数字信号处理部的结构的框图。
图3是示出本实施方式的DC偏移（offset）补偿部的结构的框图。
图4是示出本实施方式的IQ串扰（crosstalk）补偿部的结构的框图。
图5是示出基于本实施方式的利用模拟的DC偏移的补偿效果的图表。
图6A是示出光信号为偏振复用（polarized-wave multiplexing）16QAM信号的情况下的星座（constellation）的例子的图。
图6B是示出光信号为偏振复用16QAM信号的情况下的星座失真（constellationdistortion）的例子的图。
图7是示意性地示出了向DC偏移补偿部输入的X偏振波（polarized wave）或Y偏振波的同相相位分量（I分量）的信号的图。
图8是示意性地示出了向DC偏移补偿部输入的X偏振波或Y偏振波的正交相位分量（Q分量）的信号的图。
图9是示出变形例的DC偏移补偿部的结构的框图。
图10是示出偏移值调整部的结构例的框图。
图11是示出偏移值调整部的处理的流程图。
图12是示出为了验证在DC偏移补偿部中设置有偏移值调整部的情况下的效果而进行的计算机模拟的结果的图表。
图13是示出偏移值调整部的另一结构例的框图。
图14是示出以往的相干光数据传输系统的结构的图。
具体实施方式
以下，参照附图来对本发明的实施方式进行说明。
图1是示出本实施方式的相干光数据传输系统100的结构的框图。相干光数据传输系统100具备相干光发送装置1和相干光接收装置3。相干光发送装置1和相干光接收装置3经由光纤2连接。
相干光发送装置1例如将发送数据映射到作为多值调制信号的偏振复用16QAM信号等。相干发送装置1利用偏振复用IQ光调制器对发送用激光器所输出的激光进行基于映射结果的调制，将利用调制生成的光信号向光纤2输出。
相干光接收装置3具备相干光接收前端（front-end）部10、局部振荡激光器11、模拟数字变换器12、以及数字信号处理部13。
局部振荡激光器11将解调用的振荡激光向相干光接收前端部10供给。在此，局部振荡激光器11与应用于上述的相干光发送装置1的发送用激光器独立地进行工作，假设不与发送用激光器频率同步。
关于相干光接收前端部10，例如应用图14所示的光接收机的光接收前端模块。相干光接收前端部10在对所接收的光信号进行偏振分离为X偏振波和Y偏振波之后，基于从局部振荡激光器11供给的激光来进行X偏振波和Y偏振波的解调。相干光接收前端部10输出由利用解调而得到的X偏振波的同相相位分量（I分量）、X偏振波的正交相位分量（Q分量）、Y偏振波的同相相位分量和Y偏振波的正交相位分量构成的4通道（lane）的电模拟信号。
模拟数字变换器12将4通道的模拟信号变换为数字信号。
数字信号处理部13对由模拟数字变换器12变换的变换后的数字信号进行信号处理。
图2是示出数字信号处理部13的内部结构的框图。数字信号处理部13具备补偿部20、星座失真补偿部30和错误订正解码部90。
补偿部20对由波长色散和偏振模色散（polarization mode dispersion）造成的影响进行补偿而再生载波（载波）相位。
星座失真补偿部30对星座失真进行补偿。
错误订正解码部90进行由补偿部20、星座失真补偿部30进行补偿处理后的数字信号的错误订正解码处理并输出。作为成为错误订正解码部90的输出目的地的后级的电路，例如应用串行解串器（SerDes）（SeRialize/DESerialize，串行化/并行化）等。
接着，对补偿部20和星座失真补偿部30的具体的结构进行说明。首先，对补偿部20进行说明。
补偿部20具备波长色散补偿部21、偏振分离、偏振模色散补偿部22、频率偏移补偿部23和载波相位再生部24。
波长色散补偿部21例如通过数字滤波器对由于波长色散而在所接收的主信号中产生的失真进行补偿。在此，主信号是指表明构成传输的数据的时间序列的信号，在本实施方式中，模拟数字变换器12如上述那样将4通道的主信号即X偏振波的同相相位分量、X偏振波的正交相位分量、Y偏振波的同相相位分量和Y偏振波的正交相位分量的主信号向数字信号处理部13输出。
偏振分离、偏振模色散补偿部22追踪光纤中的光信号的高速的偏振状态的变动即追随变动并将光信号分离为X偏振波和Y偏振波，对在分离的各个偏振模间产生的色散进行补偿。
频率偏移补偿部23对由于局部振荡激光器11所供给的激光的频率与发送用激光器所供给的激光的频率的偏差产生的失真进行补偿。
载波相位再生部24除去从光放大器产生的自然放出光噪声或激光器相位噪声，提取出正确的载波的相位即载波相位。载波相位再生部24将再生了载波相位的4通道的主信号向星座失真补偿部30输出。再有，关于补偿部20的各功能部，例如应用非专利文献1所示的功能部。
接着，对星座失真补偿部30进行说明。
星座失真补偿部30具备DC偏移补偿部40和IQ串扰补偿部50。
DC偏移补偿部40如图3所示那样具备与4个通道对应的4个DC偏移补偿部40-1、40-2、40-3和40-4。4个DC偏移补偿部40-1、40-2、40-3和40-4的各个对X偏振波的同相相位分量、X偏振波的正交相位分量、Y偏振波的同相相位分量和Y偏振波的正交相位分量的各个主信号独立地进行DC偏移的补偿。关于DC偏移补偿部40-1、40-2、40-3和40-4，如果除去被供给的信号不同的情况，则结构相同。因此，以下，将图3所示的、进行X偏振波的同相相位分量的DC偏移补偿的DC偏移补偿部40-1作为一个例子来说明内部结构。
DC偏移补偿部40-1具备采样电路41-1、分路电路42-1、减法运算电路43-1、以及平均化部48-1。
采样电路41-1从主信号采样时间序列的一部分，输出采样后的信号。
分路电路42-1将采样电路41-1所输出的信号分路输出。
减法运算电路43-1从分路电路42-1所输出的信号减去平均化部48-1所输出的DC偏移，输出减法运算结果。
平均化部48-1对从分路后的主信号将调制数据分量减少至能够忽视的水平后的信号进行平均化。平均化部48-1利用平均化除去信号所包含的随机噪声来提取出DC偏移。平均化部48-1具备调制数据分量除去部44-1和滤波器电路47-1。
调制数据分量除去部44-1具备临时判定电路45-1和减法运算电路46-1。
临时判定电路45-1进行主信号的临时判定，提取出调制数据分量。在此，临时判定的处理是指例如基于主信号的相位或振幅进行判定来提取出主信号所包含的调制数据分量的处理。
减法运算电路46-1从分路电路42-1所输出的信号减去利用临时判定提取出的调制数据分量，将减法运算结果作为错误信号输出。
滤波器电路47-1例如为FIR（Finite Impulse Response：有限长脉冲响应）滤波器、IIR（Infinite Impulse Response：无限脉冲响应）滤波器（将IIR滤波器也称为指数加权滤波器）。滤波器电路47-1进行错误信号的平均化。滤波器电路47-1利用平均化除去错误信号所包含的错误信号波的随机噪声，提取出DC偏移。
返回到图2来继续数字信号处理部13的说明。
IQ串扰补偿部50具备IQ串扰补偿部50X和IQ串扰补偿部50Y。IQ串扰补偿部50X进行X偏振波的同相相位分量和正交相位分量的主信号的IQ串扰补偿。IQ串扰补偿部50Y进行Y偏振波的同相相位分量和正交相位分量的主信号的IQ串扰补偿。图4是示出IQ串扰补偿部50X的内部结构的框图。再有，IQ串扰补偿部50Y如果除去被供给Y偏振波的同相相位分量和正交相位分量的主信号的情况则具有与IQ串扰补偿部50X相同的结构。以下，将图4所示的、IQ串扰补偿部50X作为例子来说明结构。
IQ串扰补偿部50X具备：分路电路51X-1、分路电路51X-2、临时判定电路53X-1、临时判定电路53X-2、系数乘法运算电路54X-1、系数乘法运算电路54X-2、减法运算电路52X-1、减法运算电路52X-2、相关系数计算部60X-1、以及相关系数计算部60X-2。
分路电路51X-1将DC偏移补偿部40-1所输出的X偏振波的同相相位分量的主信号分路输出。
分路电路51X-2将DC偏移补偿部40-2所输出的X偏振波的正交相位分量的主信号分路输出。
临时判定电路53X-1（第一临时判定电路）对分路电路51X-1所输出的同相相位分量的主信号进行临时判定，提取出同相相位的调制数据分量。
临时判定电路53X-2（第二临时判定电路）对分路电路51X-2所输出的正交相位分量的主信号进行临时判定，提取出正交相位的调制数据分量。
系数乘法运算电路54X-1（第一系数乘法运算电路）将相关系数计算部60X-1所输出的相关系数（以下，也称为δiq）与临时判定电路53X-1所输出的同相相位的调制数据分量相乘，输出相乘后的结果。从相关系数计算部60X-1输出的相关系数（δiq）表示从同相相位通道向正交相位通道漏入的程度即正交相位分量的主信号所包含的同相相位分量与同相相位分量的主信号的相关性。
系数乘法运算电路54X-2（第二系数乘法运算电路）将相关系数计算部60X-2所输出的相关系数（以下，也称为δqi）与临时判定电路53X-2所输出的正交相位的调制数据分量相乘，输出相乘后的结果。从相关系数计算部60X-2输出的相关系数（δqi）表示从正交相位通道向同相相位通道漏入的程度即同相相位分量的主信号所包含的正交相位分量与正交相位分量的主信号的相关性。
减法运算电路52X-1（第一减法运算电路）从同相相位分量的主信号减去系数乘法运算电路54X-2所输出的乘法运算值，输出减法运算结果。
减法运算电路52X-2（第二减法运算电路）从正交相位分量的主信号减去系数乘法运算电路54X-1所输出的乘法运算值，输出减法运算结果。
相关系数计算部60X-1（第一相关系数计算部）具备信号规范化电路61X-1、内积计算电路63X-1和平均化电路64X-1。
信号规范化电路61X-1（第一信号规范化电路）输出将从临时判定电路53X-1输出的同相相位的调制数据分量规范化后的值即将调制数据分量除以同相相位的调制数据分量的大小的平方后的值。
内积计算电路63X-1（第一内积计算电路）计算从信号规范化电路61X-1输出的输出值与从分路电路51X-2输出的正交相位分量的主信号的内积，输出利用计算而得到的内积值。
平均化电路64X-1（第一平均化电路）计算内积计算电路63X-1所输出的值的统计平均，将统计平均向系数乘法运算电路54X-1输出。
相关系数计算部60X-2（第二相关系数计算部）具备信号规范化电路61X-2、内积计算电路63X-2和平均化电路64X-2。
信号规范化电路61X-2（第二信号规范化电路）输出将从临时判定电路53X-2输出的正交相位的调制数据分量规范化后的值即将调制数据分量除以正交相位的调制数据分量的大小的平方后的值。
内积计算电路63X-2（第二内积计算电路）计算从信号规范化电路61X-2输出的输出值与从分路电路51X-1输出的同相相位分量的主信号的内积，输出利用计算而得到的内积值。
平均化电路64X-2（第二平均化电路）计算内积计算电路63X-2所输出的值的统计平均，将统计平均向系数乘法运算电路54X-2输出。
（关于DC偏移的补偿处理）
接着，对在图3所示的DC偏移补偿部40-1中进行的DC偏移补偿的处理进行说明。从载波相位再生部24对DC偏移补偿部40-1供给X偏振波的同相相位分量的主信号Srk。采样电路41-1输出从主信号Srk采样时间序列的一部分后的信号。在此，主信号Srk为由下式（1）表示的信号。
[数式1]
Figure 115978DEST_PATH_IMAGE002
。
在式（1）中，k表示采样后的时间序列离散信号的时间。信号Srk表示第k个接收信号数据分量。信号Stk表示第k个发送信号。dk为针对第k个信号的DC偏移。nk为与第k个信号对应的随机噪声。临时判定电路45-1对由分路电路42-1分路后的信号进行临时判定，输出由临时判定得到的信号ˆSk（ˆ（盖（head））为S之上）。
在将FEC（Forward Error Correction：前向错误订正）前的BER（bit error rate，位误码率）设为P的情况下，P为大致10-2左右，因此，能够期待信号ˆSk以1-P左右即约99%左右的高的概率满足下式（2）。
[数式2]
Figure 908485DEST_PATH_IMAGE004
。
因此，当从信号Srk减去信号ˆSk时，能够从式（1）和式（2）提取出DC偏移和噪声。即，通过减法运算电路46-1从信号Srk减去临时判定电路45-1所输出的信号ˆSk，从而如下式（3）所示那样求取第k个DC偏移和随机噪声的和。
[数式3]
Figure 688222DEST_PATH_IMAGE006
。
在此，噪声n为随机噪声，因此，能够通过计算统计平均来除去随机噪声。滤波器电路47-1通过计算统计平均，从而能够如下式（4）那样提取出DC偏移d。
[数式4]
Figure 83431DEST_PATH_IMAGE008
。
在最后，减法运算电路43-1能够通过从分路电路42-1所输出的信号Srk减去DC偏移d来得到除去DC偏移后的信号。实际上，DC偏移d并不完全是不变量，设想相对于时间慢慢发生变动。在产生了上述的补偿部20中的相位周跳（cycle slip）的情况下，DC偏移d瞬时地不连续地发生变化。因此，需要利用FIR滤波器或IIR滤波器动态地即以追随变化的方式进行由滤波器电路47-1进行的统计平均的处理，而不是信号整体。再有，作为滤波器电路47-1，也可以应用使IIR滤波器为1TAP的所谓的LPF（Low Pass Filter，低通滤波器）。
与上述的DC偏移补偿部40-1对X偏振波的同相相位分量的主信号进行的DC偏移的补偿处理同样地，DC偏移补偿部40-2、40-3和40-4的各个对X偏振波的正交相位分量的主信号、Y偏振波的同相相位分量的主信号和Y偏振波的正交相位分量的主信号进行DC偏移的补偿处理。由此，在4个通道中，进行追随各个通道内的DC偏移的变化的DC偏移补偿。
（关于IQ串扰的补偿处理）
接着，对由图4所示的IQ串扰补偿部50X进行的IQ串扰的补偿处理进行说明。当将向IQ串扰补偿部50X供给的X偏振波的同相相位分量和正交相位分量的信号设为Srik、Srqk时，它们表示为下式（5）、下式（6）。
[数式5]
Figure 897804DEST_PATH_IMAGE010
。
[数式6]
Figure 37710DEST_PATH_IMAGE012
。
在式（5）和式（6）中，Stik、Stqk分别为同相相位通道和正交相位通道的发送信号。δqi如上述那样为表示从正交相位通道向同相相位通道漏入的程度即同相相位分量的主信号所包含的正交相位分量与正交相位分量的主信号的相关性的相关系数。此外，δiq也如上述那样为表示从同相相位通道向正交相位通道漏入的程度即正交相位分量的主信号所包含的同相相位分量与同相相位分量的主信号的相关性的相关系数。nk为随机噪声。
分路电路51X-1将同相相位分量的主信号Srik分路输出。临时判定电路53X-1进行分路电路51X-1所输出的同相相位分量的主信号Srik的临时判定来提取出同相相位的调制数据分量ˆSik。临时判定电路53X-1将提取出的调制数据分量ˆSik向相关系数计算部60X-1的信号规范化电路61X-1和系数乘法运算电路54X-1输出。
分路电路51X-2将正交相位分量的主信号Srqk分路输出。临时判定电路53X-2进行分路电路51X-2所输出的正交相位分量的主信号Srqk的临时判定来提取出正交相位的调制数据分量ˆSqk。临时判定电路53X-2将提取出的调制数据分量ˆSqk向相关系数计算部60X-2的信号规范化电路61X-2和系数乘法运算电路54X-2输出。将Srik与ˆSqk（ˆ（盖）为Sq之上）相乘，将乘法运算结果除以ˆSqk的范数的平方即|ˆSqk|2（ˆ（盖）为Sq之上），计算除法运算结果的统计平均，由此，得到下式（7）。
[数式7]
Figure 678645DEST_PATH_IMAGE014
。
如上述那样，调制数据分量ˆSik、ˆSqk以（1-BER）左右的高的概率与作为发送信号的Stik、Stqk相等，因此，式（8）成立。
[数式8]
Figure 877545DEST_PATH_IMAGE016
。
此外，Stik与Stqk彼此不相关，因此，式（9）成立。
[数式9]
Figure 546424DEST_PATH_IMAGE018
。
此外，nk为随机噪声，因此，式（10）成立。
[数式10]
Figure 539787DEST_PATH_IMAGE020
。
当将式（8）、（9）、（10）应用于式（7）时，下式（11）成立。
[数式11]
Figure 294117DEST_PATH_IMAGE022
。
因此，能够基于Srik和ˆSqk（ˆ（盖）为Sq之上）来计算相关系数δqi。即，相关系数计算部60X-2的信号规范化电路61X-2基于临时判定电路53X-2所输出的ˆSqk（ˆ（盖）为Sq之上）来计算ˆSqk/|ˆSqk|2（ˆ（盖）为Sq之上）。内积计算电路63X-2计算Srik׈Sqk/|ˆSqk|2，将计算结果向平均化电路64X-2输出。平均化电路64X-2对式（11）的左边的式子进行运算，计算相关系数δqi。
将像这样由相关系数计算部60X-2计算出的相关系数δqi向系数乘法运算电路54X-2供给。系数乘法运算电路54X-2将临时判定电路53X-2所输出的ˆSqk（ˆ（盖）为Sq之上）与相关系数δqi相乘，将相乘后的结果向减法运算电路52X-1输出。减法运算电路52X-1通过从分路电路51X-1所输出的Srik减去ˆSqk×δqi（ˆ（盖）为Sq之上），从而输出对由IQ串扰造成的影响进行补偿后的X偏振波的同相相位分量的信号。
关于相关系数计算部60X-1也同样地，信号规范化电路61X-1基于临时判定电路53X-1所输出的ˆSik（ˆ（盖）为Si之上）来计算ˆSik/|ˆSik|2（ˆ（盖）为Si之上）。内积计算电路63X-1计算Srqk׈Sik/|ˆSik|2（ˆ（盖）为Si之上），将计算结果向平均化电路64X-1输出。平均化电路64X-1对下式（12）的左边的式子进行运算，计算相关系数δiq并向系数乘法运算电路54X-1输出。
[数式12]
Figure 765549DEST_PATH_IMAGE024
。
系数乘法运算电路54X-1将临时判定电路53X-1所输出的ˆSik（ˆ（盖）为Si之上）与相关系数δiq相乘，将相乘后的结果向减法运算电路52X-2输出。减法运算电路52X-2通过从分路电路51X-2所输出的Srqk减去ˆSik×δiq（ˆ（盖）为Si之上），从而输出对由IQ串扰造成的影响进行补偿后的X偏振波的正交相位分量的信号。
与上述的IQ串扰补偿部50X对X偏振波的同相相位分量和正交相位分量的主信号进行的IQ串扰的补偿处理同样地，IQ串扰补偿部50Y对Y偏振波的同相相位分量和正交相位分量的主信号进行IQ串扰的补偿处理。由此，进行4个通道全部中的IQ串扰的补偿处理。
图5是示出利用蒙特卡罗（Monte Carlo）模拟对由本实施方式的DC偏移补偿部40进行的DC偏移补偿的效果进行评价后的结果的图表。设想相干光发送装置1的光调制器的偏置电压在时间上漂移的情况，将动态地发生变化的DC偏移提供为模拟的条件。在图5中，横轴示出DC偏移的漂移频率，纵轴示出表示接收信号的品质的被称为Q值的值。在利用动态的DC偏移而不应用DC偏移补偿的情况下，接收Q值降低3dB左右。与此相对地，利用本实施方式的DC偏移补偿的应用，能够避免在大部分的漂移频率中由DC偏移造成的损失（penalty）（Q值的降低）的大部分。在DC偏移动态地发生变动的情况下，只要变动的频率到10MHz（0.01GHz）左右，则DC偏移补偿部40能够进行向DC偏移的变化的追随。
根据上述的实施方式的结构，DC偏移补偿部40-1针对X偏振波的同相相位分量的主信号利用临时判定电路45-1提取出与发送信号大致相等的调制数据分量的ˆSk的信号，利用减法运算电路46-1从主信号Srik减去ˆSk，利用滤波器电路47-1将相减后的值平均化，由此，能够提取出DC偏移。然后，DC偏移补偿部40-1利用减法运算电路43-1从主信号Srik减去DC偏移，由此，能够除去DC偏移来进行DC偏移补偿。DC偏移补偿部40-2、40-3和40-4对X偏振波的正交相位分量、Y偏振波的同相相位分量和Y偏振波的正交相位也与DC偏移补偿部40-1同样地进行DC偏移补偿。由此，能够不基于发送侧的光调制器的特性或不完整性等发送装置的特性而仅在接收侧补偿由DC偏移造成的星座失真。在相干检波方式中，存在不能在模拟的电气级（electrical stage）中利用DC阻塞电路进行DC偏移补偿这样的问题，但是，根据本实施方式的结构，在相干光接收装置3中也能够与直接检波方式的接收装置同样地进行DC偏移的补偿。
此外，根据上述的实施方式的结构，IQ串扰补偿部50X利用临时判定电路53X-1和53X-2从X偏振波的同相相位分量和正交相位分量的主信号提取出与发送信号大致相等的调制数据分量ˆSik、ˆSqk。相关系数计算部60X-1基于调制数据分量ˆSik、ˆSqk来计算表示从同相相位通道向正交相位通道的漏入即正交相位分量的主信号所包含的同相相位分量与同相相位分量的主信号的相关性的相关系数即δiq，将相关系数δiq向系数乘法运算电路54X-1输出。此外，相关系数计算部60X-2计算表示从正交相位通道向同相相位通道的漏入即同相相位分量的主信号所包含的正交相位分量与正交相位分量的主信号的相关性的相关系数δqi，将相关系数δqi向系数乘法运算电路54X-2输出。系数乘法运算电路54X-1对同相相位的调制数据分量ˆSik乘以相关系数δiq，将乘法运算值向减法运算电路52X-2输出。系数乘法运算电路54X-2对正交相位的调制数据分量ˆSqk乘以相关系数δqi，将乘法运算值向减法运算电路52X-1输出。减法运算电路52X-1能够从分路电路51X-1所输出的同相相位分量的主信号Srik减去系数乘法运算电路54X-2所输出的乘法运算值来进行同相相位分量的串扰补偿。此外，减法运算电路52X-2能够从分路电路51X-2所输出的正交相位分量的主信号Srqk减去系数乘法运算电路54X-1所输出的乘法运算值来进行正交相位分量的串扰补偿。IQ串扰补偿部50Y能够通过对Y偏振波的同相相位分量和正交相位分量进行与IQ串扰补偿部50X同样的IQ串扰的补偿处理来进行IQ串扰的补偿。由此，能够不基于发送侧的光调制器的特性或不完整性等发送装置的特性而仅在接收侧补偿由IQ串扰造成的星座失真。
伴随着应用的多值调制方式从偏振复用的QPSK到16QAM、64QAM多值度变大，信号点间距离变小，即使信号点配置的失真较少，也成为符号错误的原因。因此，已知：伴随着多值度变大，由DC偏移或IQ串扰造成的星座失真的影响也变大，对位误码率带来不能忽视的影响。上述的本实施方式的结构如上述那样即使在应用这些多值调制方式的情况下也能够进行星座失真的补偿，也能够使传输的数据的位误码率减少。
此外，上述的实施方式的结构基于在相干光接收装置3中接收的主信号适应地进行DC偏移补偿处理或IQ串扰补偿处理，因此，不需要预先测定相干光发送装置1的光调制器的特性。此外，实施方式的结构即使在星座失真在时间上发生变化的情况下，只要星座失真的变动相对于符号率缓和，则也能够补偿星座失真。此外，本实施方式的结构在16QAM以上的多值调制方式中起到特别优越的效果。
此外，作为相干检波方式的接收装置，也存在在波长色散补偿部21与偏振分离、偏振模色散补偿部22之间具备DC偏移补偿部40的结构的装置。可是，该装置仅进行只在从局部振荡激光器11和相干光接收前端部10所连接的混合（mixing）部到模拟数字变换器12的区间产生的DC偏移的补偿。与此相对地，上述的实施方式的结构在载波相位再生部24之后具备DC偏移补偿部40，因此，不仅能够进行在从局部振荡激光器11和相干光接收前端部10所连接的混合部到模拟数字变换器12的区间产生的DC偏移的补偿，还能够进行在相干光发送装置1的光调制器的消光比的影响下产生的DC偏移的补偿。
起因于由于相干光发送装置1所具备的偏振复用IQ光调制器的不完整性而产生的DC偏移，由相干光接收装置3接收的光信号的星座失真。使用图6A和图6B来说明从相干光发送装置1发送的光信号为偏振复用16QAM信号的情况下的星座失真的例子。关于不会产生DC偏移的理想的16QAM信号，接收信号的星座如图6A所示那样在IQ平面上被显示为正方格子状。可是，关于受到起因于偏振复用IQ光调制器的消光比不是无限大而产生的DC偏移的影响的16QAM信号，接收信号的星座如图6B所示那样产生失真。即，位于I轴的附近的信号（图6B中的附图标记5~12的各信号）以同相相位分量的振幅被向正侧（图中右方）吸引的方式失真。位于Q轴的附近的信号（图6B中的附图标记2、3、6、7、10、11、14、15的各信号）以正交相位分量的振幅被向负侧（图中下方）吸引的方式失真。在此，图6B所示的星座为假定偏振复用IQ光调制器的消光比为15dB来进行计算机模拟后的结果。
图7是示意性地示出了向DC偏移补偿部40输入的X偏振波或Y偏振波的同相相位分量（I分量）的信号的图。
在图7中，横轴表示时刻，纵轴表示振幅。图7所示的标注有附图标记1~16的信号分别与在图6B的星座中标注有相同的附图标记的信号对应。以下，对标注有附图标记1、5、9、13的各信号的关系进行说明。再有，关于其他的信号组（附图标记2、6、10、14和附图标记3、7、11、15和附图标记4、8、12、16）的每一个，与标注有附图标记1、5、9、13的各信号的关系同样的关系成立。
标注有附图标记5、9的各信号应该为与标注有附图标记1、13的各信号相同的振幅，但是，实际上，标注有附图标记5、9的各信号的振幅比附图标记1、13的各信号的振幅大。在此，图7中的点划线示出了未产生星座失真的情况（即，图6A的星座）下的同相相位分量的信号的振幅。或者，也可以说示出了上述的式（1）中的信号Stk的振幅。从图7可知，在标注有附图标记5、9的各信号中叠加有与标注有附图标记1、13的各信号相比相对大的DC偏移dk。再有，由上述的式（4）导出的DC偏移d（≈<dk>）为在标注有附图标记1、5、9、13的各信号中叠加的各个DC偏移dk的平均值。图3所示的DC偏移补偿部40使用进行平均化而导出的DC偏移d（≈<dk>）来对标注有附图标记1、5、9、13的各信号进行补偿。可是，如果考虑星座失真，则优选对标注有附图标记5、9的各信号使用比DC偏移d大的值进行补偿而对标注有附图标记1、13的各信号使用比DC偏移d小的值进行补偿。
在此，当参照图6B时，已知：同相相位分量的信号之中叠加有相对大的DC偏移dk的标注有附图标记5~12的各信号为位于星座的I轴的附近的信号。位于I轴的附近的信号是指将4值的振幅调制之中绝缘值小的振幅向正交相位分量（Q分量）赋予的信号。与此相对地，叠加有相对小的DC偏移dk的标注有附图标记1~4和13~16的各信号为将4值的振幅调制之中绝缘值大的振幅向正交相位分量赋予的信号。因此，只要针对同相相位分量的信号根据对应的正交相位分量的振幅来调整用于补偿的DC偏移值即可。
对于正交相位分量的信号，与上述的说明同样的关系也成立。图8是示意性地示出了向DC偏移补偿部40输入的X偏振波或Y偏振波的正交相位分量（Q分量）的信号的图。
在图8中，横轴表示时刻，纵轴表示振幅。图8所示的标注有附图标记1~16的信号分别与在图6B的星座中标注有相同的附图标记的信号对应。图8中的点划线示出了未产生星座失真的情况（即，图6A的星座）下的正交相位分量的信号的振幅。从图8可知，在正交相位分量的信号的各个中叠加有负的值的DC偏移dk。例如，已知：在标注有附图标记2、3、6、7、10、11、14、15的各信号中叠加有其绝对值相对大的DC偏移dk。因此，只要针对正交相位分量的信号根据对应的正交相位分量的振幅来调整用于补偿的DC偏移值即可。
使用图9来对以上说明的那样的、调整用于补偿的DC偏移值的结构进行说明。
图9是示出变形例的DC偏移补偿部40的结构的框图。图3所记载的DC偏移补偿部40与图9所记载的DC偏移补偿部40不同的点在于，在图9所记载的DC偏移补偿部40-1、40-2、40-3和40-4的各个中具备偏移值调整部49。以下，仅对与图3所记载的DC偏移补偿部40不同的点进行说明。
DC偏移补偿部40-1所具备的分路电路42-1将采样电路41-1所输出的X偏振波的同相相位分量的主信号分路输出。例如，分路电路42-1将X偏振波的同相相位分量的主信号向DC偏移补偿部40-2所具备的偏移值调制部49输出。DC偏移补偿部40-3所具备的分路电路与分路电路42-1同样地将DC偏移补偿部40-3所具备的采样电路所输出的Y偏振波的同相相位分量的主信号分路输出。例如，DC偏移补偿部40-3所具备的分路电路将Y偏振波的同相相位分量的主信号向DC偏移补偿部40-4所具备的偏移值调整部49输出。
DC偏移补偿部40-2所具备的分路电路将DC偏移补偿部40-2所具备的采样电路所输出的X偏振波的正交相位分量的主信号分路输出。例如，DC偏移补偿部40-2所具备的分路电路将X偏振波的正交相位分量的主信号向DC偏移补偿部40-1所具备的偏移值调制部49输出。DC偏移补偿部40-4所具备的分路电路与DC偏移补偿部40-2所具备的分路电路同样地将DC偏移补偿部40-4所具备的采样电路所输出的Y偏振波的正交相位分量的主信号分路输出。例如，DC偏移补偿部40-4所具备的分路电路将Y偏振波的正交相位分量的主信号向DC偏移补偿部40-3所具备的偏移值调整部49输出。
偏移值调制部49将向X偏振波和/或Y偏振波的同相相位分量的主信号赋予的（进行减法运算的）DC偏移d的值根据对应的正交相位分量的振幅调整。此外，偏移值调制部49将向X偏振波和/或Y偏振波的正交相位分量的信号赋予的（进行减法运算的）DC偏移d的值根据对应的同相相位分量的振幅调整。更具体地，在DC偏移补偿部40-1中具备偏移值调整部49，所述偏移值调整部49将向X偏振波的同相相位分量的信号赋予的（进行减法运算的）DC偏移d的值根据对应的正交相位分量的振幅调整。在DC偏移补偿部40-2中具备偏移值调整部49，所述偏移值调整部49将向X偏振波的正交相位分量的信号赋予的（进行减法运算的）DC偏移d的值根据对应的同相相位分量的振幅调整。在DC偏移补偿部40-3中具备偏移值调整部49，所述偏移值调整部49将向Y偏振波的同相相位分量的信号赋予的（进行减法运算的）DC偏移d的值根据对应的正交相位分量的振幅调整。在DC偏移补偿部40-4中具备偏移值调整部49，所述偏移值调整部49将向Y偏振波的正交相位分量的信号赋予的（进行减法运算的）DC偏移d的值根据对应的同相相位分量的振幅调整。再有，在X偏振波与Y偏振波之间，信号分别独立。
与X偏振波的同相相位分量对应的DC偏移补偿部40-1所具备的偏移值调整部49将从DC偏移补偿部40-2的分路电路输出的X偏振波的正交相位分量的主信号Srk和由滤波器电路47-1导出的同相相位分量所涉及的DC偏移d作为输入。DC偏移补偿部40-1所具备的偏移值调整部49对所输入的DC偏移d进行以下的处理。偏移值调整部49在对应的正交相位分量的主信号Srk的振幅的绝对值为不足规定的阈值的情况下将对DC偏移d乘以比1大的规定的权重系数wl（第一权重系数）后的值（以下，称为“wl乘法运算值”。）（第一乘法运算值）向减法运算电路43-1输出。另一方面，在对应的正交相位分量的主信号Srk的振幅的绝对值为规定的阈值以上的情况下，偏移值调整部49将对DC偏移d乘以比1小的规定的权重系数ws（第二权重系数）后的值（以下，称为“ws”值。）（第二乘法运算值）向减法运算电路43-1输出。在此，权重系数为满足wl>1>ws>0的关系的系数。
与Y偏振波的同相相位分量对应的DC偏移补偿部40-3所具备的偏移值调整部49也与DC偏移补偿部40-1所具备的偏移值调整部49同样。具体地，向DC偏移补偿部40-3所具备的偏移值调整部49输入从DC偏移补偿部40-4输出的Y偏振波的正交相位分量的主信号和由DC偏移补偿部40-3所具备的滤波器电路导出的同相相位分量所涉及的DC偏移d。DC偏移补偿部40-3所具备的偏移值调整部49对所输入的DC偏移d进行与DC偏移补偿部40-1同样的处理。
与X偏振波的正交相位分量对应的DC偏移补偿部40-2所具备的偏移值调整部49将从DC偏移补偿部40-1的分路电路42-1输出的X偏振波的同相相位分量的主信号Srk和由滤波器电路导出的正交相位分量所涉及的DC偏移d作为输入。DC偏移补偿部40-2所具备的偏移值调整部49对所输入的DC偏移d进行以下的处理。偏移值调整部49在对应的同相相位分量的主信号Srk的振幅的绝对值为不足规定的阈值的情况下将对DC偏移d乘以比1大的规定的权重系数wl后的wl乘法运算值向减法运算电路输出。另一方面，在对应的同相相位分量的主信号Srk的振幅的绝对值为规定的阈值以上的情况下，偏移值调整部49将对DC偏移d乘以比1小的规定的权重系数ws后的ws乘法运算值向减法运算电路输出。
与Y偏振波的正交相位分量对应的DC偏移补偿部40-4所具备的偏移值调整部49也与DC偏移补偿部40-2所具备的偏移值调整部49同样。具体地，向DC偏移补偿部40-4所具备的偏移值调整部49输入从DC偏移补偿部40-3输出的Y偏振波的同相相位分量的主信号和由DC偏移补偿部40-4所具备的滤波器电路导出的正交相位分量所涉及的DC偏移d。DC偏移补偿部40-4所具备的偏移值调整部49对所输入的DC偏移d进行与DC偏移补偿部40-2同样的处理。
根据上述那样的结构，相干光接收装置3能够进行与接收信号的各符号对应的适当的DC偏移补偿。
图10是示出偏移值调整部49的结构例的图。
偏移值调整部49具备分路部491、权重系数wl乘法运算部492、权重系数ws乘法运算部493、振幅判定部494和选择部495。在图10中，将DC偏移补偿部40-1所具备的偏移值调整部49说明为例子。再有，DC偏移补偿部40-2、40-3和40-4所具备的偏移值调整部49也进行与DC偏移补偿部40-1所具备的偏移值调整部49同样的处理。
分路部491将滤波器电路47-1所输出的DC偏移d分路为2个，分别向权重系数wl乘法运算部492和权重系数ws乘法运算部493输出。权重系数wl乘法运算部492通过对所输入的DC偏移d乘以权重系数wl来计算wl乘法运算值。权重系数wl乘法运算部492将wl乘法运算值向选择部495输出。权重系数ws乘法运算部493通过对所输入的DC偏移d乘以权重系数ws来计算ws乘法运算值。权重系数ws乘法运算部493将ws乘法运算值向选择部495输出。振幅判定部494判定从DC偏移补偿部40-2的分路电路输出的X偏振波的正交相位分量的主信号Srk的振幅的绝对值（|E|）与规定的阈值（Eth）的大小关系。振幅判定部494将表示判定结果的信号向选择部495输出。
选择部495如果基于振幅判定部494所输出的信号而从DC偏移补偿部40-2的分路电路输出的X偏振波的正交相位分量的主信号Srk的振幅的绝对值（|E|）比规定的阈值（Eth）小，则直接输出作为权重系数wl乘法运算部492的输出的wl乘法运算值。另一方面，选择部495如果基于振幅判定部494所输出的信号而从DC偏移补偿部40-2的分路电路输出的X偏振波的正交相位分量的主信号Srk的振幅的绝对值（|E|）比规定的阈值（Eth）大，则直接输出作为权重系数ws乘法运算部493的输出的ws乘法运算值。再有，在图10中，记载了偏移值调整部49安装有权重系数wl乘法运算部492和权重系数ws乘法运算部493双方的方式，但是，也可以为根据星座失真的状态而仅安装这些之中的任一个的方式。例如，在相对的信号的振幅的绝对值（|E|）比规定的阈值（Eth）大的情况下不需要DC偏移d的调整。在这样的情况下，偏移值调整部49不安装权重系数ws乘法运算部493而将分路部491的2个输出之中未向权重系数wl乘法运算部492输入的一个输出直接与选择部495连接也可。在该情况下，权重系数ws只要看作ws=1即可。在上述的说明中，使用了“相对”的表现，意味着其针对X偏振波的同相相位分量而指X偏振波的正交相位分量，针对Y偏振波的同相相位分量而指Y偏振波的正交相位分量。
图11是说明偏移值调整部49的处理的流程的流程图。在图11中，将DC偏移补偿部40-1所具备的偏移值调整部49的处理说明为例子。
分路部491将从滤波器电路47-1输出的DC偏移d向权重系数wl乘法运算部492和权重系数ws乘法运算部493输出。权重系数wl乘法运算部492通过对从分路部491输出的DC偏移d乘以权重系数wl来计算wl乘法运算值（步骤S101）。权重系数wl乘法运算部492将计算出的wl乘法运算值向选择部495输出。权重系数ws乘法运算部493通过对从分路部491输出的DC偏移d乘以权重系数ws来计算ws乘法运算值（步骤S102）。权重系数ws乘法运算部493将计算出的ws乘法运算值向选择部495输出。在此，权重系数wl和ws只要为足以将图6B的失真的星座补偿成正方格子状的系数即可。星座失真根据用于相干光发送装置1的偏振复用IQ光调制器的特性或作为信号光的传播路径的光纤2的特性等而不同。只要在偏移值调整部49中预先设定适当的数值的权重系数wl和ws即可。
当从滤波器电路47-1输入DC偏移d时，振幅判定部494取得相对的X偏振波的正交相位分量的主信号Srk的振幅的绝对值|E|（步骤S103）。振幅判定部494对所取得的主信号Srk的振幅的绝对值|E|与规定的阈值Eth的大小关系进行比较，判定是否满足绝对值|E|<规定的阈值Eth（步骤S104）。规定的阈值Eth为用于判别相对的信号的振幅为4值的振幅调制之中的哪个振幅的阈值。例如，假设使用-E2、-E1、E1、E2（0<E1<E2）这4值振幅调制某个通道的信号的振幅E。阈值Eth只要为E1与E2的中间附近的值即能够适当地判别E1和E2、-E1和-E2的值即可。在满足绝对值|E|<规定的阈值Eth的情况下（步骤S104-是），选择部495将从权重系数wl乘法运算部492输出的wl乘法运算值向减法运算电路43-1输出（步骤S105）。另一方面，在不满足绝对值|E|<规定的阈值Eth的情况下（步骤S104-否），选择部495将从权重系数ws乘法运算部493输出的ws乘法运算值向减法运算电路43-1输出（步骤S106）。
图12是示出为了验证在DC偏移补偿部40中设置偏移值调整部49的情况下的效果而进行的计算机模拟的结果的图。横轴示出了从相干光发送装置1输出的信号光的强度与由光纤2和相干光接收前端部10赋予的噪声的强度的信噪比（OSNR：Optical Signal-to-Noise Ratio，光信噪比）。纵轴示出了作为由相干光接收装置3接收的信号的品质的Q值。一边使OSNR发生变化，一边绘制了接收信号的Q值。发送信号为16QAM。关于Q值，将针对接收信号的全部的符号的Q值平均一下导出，进而，将针对不同的4种偏振状态的Q值平均一下导出。图12所示的四方形70示出了在DC偏移补偿部40中不具备偏移值调整部49的情况下的计算结果。图12所示的菱形71示出了具备偏移值调整部49的情况下的计算结果。从图12可知：通过在DC偏移补偿部40中设置偏移值调整部49，从而Q值改善了0.4~0.5dB左右。图12明确地示出了通过使用乘以了与接收信号的符号对应的适当的权重系数后的DC偏移d来进行DC偏移补偿而能够进一步改善接收特性。
如以上，在进行X偏振波和/或Y偏振波的同相相位分量的DC偏移补偿的DC偏移补偿部40中具备偏移值调整部49，所述偏移值调整部49将向X偏振波和/或Y偏振波的同相相位分量的信号赋予的（进行减法运算的）DC偏振d根据对应的正交相位分量的振幅调整，由此，能够进一步补偿星座的失真，即使针对16QAM那样的正交相位振幅调制的哪一个符号都能够提供相同程度优越的解调性能。
在图10所示的例子中，示出了偏移值调整部49对wl乘法运算值和ws乘法运算值进行计算来根据判定结果来输出任一个乘法运算值的结构。可是，偏移值调整部49也可以被构成为根据判定结果计算任一个乘法运算值并输出乘法运算值。在图13中示出像这样构成的情况下的偏移值调整部49的结构。图13是示出偏移值调整部49的另一结构例的图。图13所示的偏移值调整部49a具备振幅判定部494、选择部495a和乘法运算部496。在图13中，将DC偏移补偿部40-1所具备的偏移值调整部49a说明为例子。再有，DC偏移补偿部40-2、40-3和40-4所具备的偏移值调整部49a也进行与DC偏移补偿部40-1所具备的偏移值调整部49a同样的处理。
选择部495a将振幅判定部494所输出的信号和滤波器电路47-1所输出的DC偏移d作为输入。此外，在选择部495a中预先设定有权重系数wl和ws。选择部495a基于从振幅判定部494输入的信号来将权重系数wl或ws的任一个和DC偏移d向乘法运算部496输出。具体地，在所输入的信号表示|E|<规定的阈值Eth的情况下，选择部495a将权重系数wl和DC偏移d向乘法运算部496输出。另一方面，在所输入的信号表示|E|>规定的阈值Eth的情况下，选择部495a将权重系数ws和DC偏移d向乘法运算部496输出。
乘法运算部496将从选择部495a输出的权重系数wl或ws的任一个和DC偏移d作为输入。乘法运算部496通过对所输入的DC偏移d乘以权重系数来计算乘法运算值。具体地，乘法运算部496在被输入权重系数wl和DC偏移d的情况下，通过对被输入的DC偏移d乘以权重系数wl来计算wl乘法运算值。此外，乘法运算部496在被输入权重系数ws和DC偏移d的情况下，通过对被输入的DC偏移d乘以权重系数ws来计算ws乘法运算值。乘法运算部496将计算出的乘法运算值向减法运算电路43-1输出。
通过像以上那样构成，从而偏移值调整部49未必需要计算wl乘法运算值和ws乘法运算值。因此，能够减少处理负荷。
再有，在上述的实施方式中，在DC偏移补偿部40之后具备IQ串扰补偿部50，但是，本发明并不限于该实施方式。将IQ串扰补偿部50连接于补偿部20而之后将DC偏移补偿部40连接也可。在该情况下，代替DC偏移补偿部40所具备的采样电路41-1等而在IQ串扰补偿部50X、50Y与载波相位再生部24之间的4通路的每一个中具备采样电路。该采样电路连接于例如IQ串扰补偿部50X的分路电路51X-1、51X-2的前级和与其对应的IQ串扰补偿部50Y的分路电路的前级。
此外，在上述的实施方式中，星座失真补偿部30具备DC偏移补偿部40和IQ串扰补偿部50双方，但是，也可以具备任一个。
此外，在上述的实施方式中，局部振荡激光器11与在相干光发送装置1中应用的发送用激光器独立工作，假设不与发送用激光器频率同步，但是，也可以将本实施方式的结构应用于进行同步的装置。
此外，在上述的实施方式中，相关系数计算部60X-1、60X-2基于动态地进行临时判定的同相相位调制数据分量和正交相位调制数据分量来计算相关系数，但是，本发明的结构并不限于该实施方式。在相关系数的时间上的变化不大的情况下，也可以为相关系数计算部60X-1、60X-2预先计算相关系数而系数乘法运算电路54X-1、54X-2使所计算的相关系数存储那样的结构。在该情况下，未必需要在IQ串扰补偿部50X中具备相关系数计算部60X-1、60X-2，也可以为外部的运算装置计算相关系数这样的结构。
也可以使用计算机实现上述的实施方式中的数字信号处理部13。在该情况下，通过将用于实现该功能的程序记录在计算机可读取的记录介质中，使计算机系统读入记录在该记录介质中的程序并执行，从而也可以实现。再有，在此所说的“计算机系统”是指包含OS、周围设备等硬件。此外，“计算机可读取的记录介质”是指软盘、光磁盘、ROM、CD-ROM等移动介质、内置于计算机系统的硬盘等存储装置。进而，“计算机可读取的记录介质”是指还包含像经由因特网等网络或电话线路等通信线路来发送程序的情况下的通信线那样在短时间的期间动态地保持程序的记录介质、像该情况下的成为服务器或客户端的计算机系统内部的易失性存储器那样将程序保持固定时间的记录介质也可。此外，上述程序可以是用于实现前述的功能的一部分的程序，进而，也可以是能够以与已经记录在计算机系统中的程序的组合来实现前述的功能的程序。此外，上述程序可以是用于实现前述的功能的一部分的程序，进而，也可以是能够以与已经记录在计算机系统中的程序的组合来实现前述的功能的程序，也可以是使用FPGA（Field Programmable Gate Array，现场可编程门阵列）等可编程逻辑器件来实现的程序。
以上，参照附图详细地描述了本发明的实施方式，但是，具体的结构并不限于本实施方式，也包含不偏离本发明的主旨的范围的设计等。
产业上的可利用性
本发明也能够应用于在接收侧对星座失真进行补偿而不可缺少的用途。
附图标记的说明
1…相干光发送装置，2…光纤，3…相干光接收装置，10…相干光接收前端部，11…局部振荡激光器，12…模拟数字变换器，13…数字信号处理部，20…补偿部，21…波长色散补偿部，22…偏振分离、偏振模色散补偿部，23…频率偏移补偿部，24…载波相位再生部，30…星座失真补偿部，40（40-1~40-4）…DC偏移补偿部，41-1…采样电路，42-1…分路电路，43-1…减法运算电路，44-1…调制数据分量除去部，45-1…临时判定电路，46-1…减法运算电路，47-1…滤波器电路，48-1…平均化部，49、49a…偏移值调整部，491…分路部，492…权重系数wl乘法运算部，493…权重系数ws乘法运算部，494…振幅判定部，495、495a…选择部，496…乘法运算部，50…IQ串扰补偿部，50X…IQ串扰补偿部，50Y…IQ串扰补偿部，51X-1、51X-2…分路电路，52X-1、52X-2…减法运算电路，53X-1、53X-2…临时判定电路，54X-1、54X-2…系数乘法运算电路、60X-1、60X-2…相关系数计算部，61X-1、61X-2…信号规范化电路，63X-1、63X-2…内积计算电路，64X-1、64X-2…平均化电路，90…错误订正解码部，100…相干光数据传输系统。

Claims (8)

1.一种相干光接收装置，其中，具备：
局部振荡激光器，供给激光；
相干光接收前端部，接收多值调制后的光信号，基于所述激光，将所述光信号解调并变换为电的模拟信号；
模拟数字变换器，将所述模拟信号变换为数字信号；
补偿部，对由所述光信号的波长或偏振波造成的色散的影响进行补偿，再生所述数字信号的载波相位；
星座失真补偿部，对由所述补偿部补偿色散的影响后的所述数字信号所包含的所述多值调制的星座失真进行补偿；以及
错误订正解码部，进行补偿了所述星座失真后的所述数字信号的错误订正，
所述星座失真补偿部具备DC偏移补偿部，所述DC偏移补偿部对所述数字信号补偿作为所述星座失真的DC偏移，
所述DC偏移补偿部具备：
平均化部，从所述数字信号减少调制数据分量，利用平均化除去随机噪声，提取出所述数字信号所包含的所述DC偏移；以及
第一减法运算电路，从所述数字信号减去所述平均化部提取出的所述DC偏移，
所述平均化部具备：
临时判定电路，从所述数字信号提取出所述调制数据分量；
第二减法运算电路，从所述数字信号减去所述临时判定电路提取出的所述调制数据分量；以及
滤波器电路，将从所述数字信号减去所述调制数据分量后的减法运算结果平均化。
2.根据权利要求1所述的相干光接收装置，其中，
所述DC偏移补偿部还具备偏移值调整部，所述偏移值调整部在对所述数字信号的同相相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下，对所述平均化部提取出的所述DC偏移乘以与所述数字信号的正交相位分量的信号的振幅对应的权重系数，将乘以所述权重系数后的所述DC偏移向所述第一减法运算电路输出，在对所述数字信号的所述正交相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下，对所述平均化部提取出的所述DC偏移乘以与所述数字信号的所述同相相位分量的信号的振幅对应的权重系数，将乘以所述权重系数后的所述DC偏移向所述第一减法运算电路输出，
所述第一减法运算电路从所述数字信号减去从所述偏移值调整部输出的乘以所述权重系数后的所述DC偏移。
3.根据权利要求2所述的相干光接收装置，其中，所述偏移值调整部在对所述数字信号的所述同相相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下所述数字信号的所述正交相位分量的信号的振幅比规定的阈值小时，或者在对所述数字信号的所述正交相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下所述数字信号的所述同相相位分量的信号的振幅比所述阈值小时，使所述权重系数为比1大的值。
4.根据权利要求2所述的相干光接收装置，其中，所述偏移值调整部在对所述数字信号的所述同相相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下所述数字信号的所述正交相位分量的信号的振幅为规定的阈值以上时，或者在对所述数字信号的所述正交相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下所述数字信号的所述同相相位分量的信号的振幅为所述阈值以上时，使所述权重系数为比1小的值。
5.根据权利要求3所述的相干光接收装置，其中，所述偏移值调整部在对所述数字信号的所述同相相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下所述数字信号的所述正交相位分量的信号的振幅为规定的阈值以上时，或者在对所述数字信号的所述正交相位分量的信号所包含的所述DC偏移进行补偿的情况下所述数字信号的所述同相相位分量的信号的振幅为所述阈值以上时，使所述权重系数为比1小的值。
6.一种相干光接收装置，其中，具备：
局部振荡激光器，供给激光；
相干光接收前端部，接收多值调制后的光信号，基于所述激光，将所述光信号解调并变换为电的模拟信号；
模拟数字变换器，将所述模拟信号变换为数字信号；
补偿部，对由所述光信号的波长或偏振波造成的色散的影响进行补偿，再生所述数字信号的载波相位；
星座失真补偿部，对由所述补偿部补偿色散的影响后的所述数字信号所包含的所述多值调制的星座失真进行补偿；以及
错误订正解码部，进行补偿了所述星座失真后的所述数字信号的错误订正，
所述星座失真补偿部具备IQ串扰补偿部，所述IQ串扰补偿部对所述数字信号的同相相位分量和正交相位分量的信号补偿作为所述星座失真的IQ串扰，
所述IQ串扰补偿部具备：
第一临时判定电路，对所述数字信号的所述同相相位分量的信号进行临时判定，提取出同相相位调制数据分量；
第一系数乘法运算电路，基于所述同相相位调制数据分量来计算所述数字信号中的所述同相相位分量向所述正交相位分量的信号漏入的量；
第二临时判定电路，对所述数字信号的所述正交相位分量的信号进行临时判定，提取出正交相位调制数据分量；
第二系数乘法运算电路，基于所述正交相位调制数据分量来计算所述数字信号中的所述正交相位分量向所述同相相位分量的信号漏入的量；
第一减法运算电路，从所述数字信号的所述同相相位分量的信号减去所述第二系数乘法运算电路的输出值；以及
第二减法运算电路，从所述数字信号的所述正交相位分量的信号减去所述第一系数乘法运算电路的输出值。
7.根据权利要求6所述的相干光接收装置，其中，
所述IQ串扰补偿部具备：
第一相关系数计算部，计算第一相关系数，所述第一相关系数表示所述数字信号的所述正交相位分量的信号所包含的所述同相相位分量与所述同相相位分量的信号的相关性；以及
第二相关系数计算部，计算第二相关系数，所述第二相关系数表示所述数字信号的所述同相相位分量的信号所包含的所述正交相位分量与所述正交相位分量的信号的相关性，
所述第一系数乘法运算电路对所述同相相位调制数据分量乘以所述第一相关系数来输出，
所述第二系数乘法运算电路对所述正交相位调制数据分量乘以所述第二相关系数来输出。
8.根据权利要求7所述的相干光接收装置，其中，
所述第一相关系数计算部具备：
第一信号规范化电路，将所述正交相位调制数据分量除以所述正交相位调制数据分量的范数的平方来输出；
第一内积计算电路，计算所述第一信号规范化电路的输出值与所述同相相位分量的信号的内积；以及
第一平均化电路，将所述第一内积计算电路计算出的内积值平均化来输出所述第一相关系数，
所述第二相关系数计算部具备：
第二信号规范化电路，将所述正交相位调制数据分量除以所述正交相位调制数据分量的范数的平方来输出；
第二内积计算电路，计算所述第二信号规范化电路的输出值与所述正交相位分量的信号的内积；以及
第二平均化电路，将所述第二内积计算电路计算出的内积值平均化来输出所述第二相关系数。
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