CN1303535A - 抑制参考振荡器谐波干扰的方法和相关的接收机 - Google Patents

抑制参考振荡器谐波干扰的方法和相关的接收机 Download PDF

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Abstract

可调谐到多个频道的接收机包括参考频率发生器、下变频器、模拟-数字变换器和处理器。参考频率发生器产生参考频率信号,以及下变频器对接收信号进行下变频,以提供中频信号。而且,下变频器被同步到参考频率信号。模拟-数字变换器根据中频信号产生代表包括干扰分量的接收信号的多个复数,其中模拟-数字变换器被同步到参考频率信号。处理器估值对于多个复数的原点,以及从每个复数中减去原点,由此产生代表带有减小的内部产生的干扰的接收信号的干扰已被补偿的复数。而且,处理器处理干扰被补偿的复数,以得到想要的信令信息。并且也讨论了相关的方法。

Description

抑制参考振荡器谐波干扰的方法和相关的接收机
发明领域
本发明涉及通信领域，更具体地，涉及接收机和用于降低晶体控制的接收机的接收灵敏度的方法。
发明背景
在无线电接收机领域中，一直致力于减少接收机中使用的调谐电路的数量。通过减少调谐电路数量，接收机中的大部分可被集成，从而导致更小的接收机。这些紧凑的接收机可被使用于许多领域，诸如蜂窝电话。在这样的接收机的设计中的主要进展是一种被称为“零中频”技术的技术。
在题目为“Slope Drift and Offset Compensation in Zero-IF Receivers(零中频接收机中的斜率漂移和偏移补偿)”的美国专利No.5,568,520中讨论了零中频接收机中的斜率、漂移和偏移补偿。另外，在题目为“Slope Drift and Offset Compensation inZero-IF Receivers(零中频接收机中的斜率漂移和偏移补偿)”的美国专利No.5,241,702中讨论了通过在数字化以前使用模拟微分电路来微分I,Q信号、然后在数字化以后重新数字地合成信号样本来恢复信号的未微分的波形，从而减小零差拍(零中频)接收机中的DC偏移。这两项专利都整体地在此引用，以供参考。而且，本发明的发明人就是这两项专利的发明人。
在零差拍接收机中，通过把接收信号与处在想要的接收频道的中心的本地振荡器进行混频，接收信号被直接下变频为零频的I和Q信号，也被称为正交基带。由于本地振荡器直接处在接收信号上面，它可能是对于接收的很大的干扰源。因为干扰信号可能就是下变频振荡器本身，无论如何，它是相干的干扰，以及呈现为I,Q信号的DC(直流)偏移。这个直流偏移可以比接收机想要接收的最弱的信号大得多，以及可以驱动I,Q模拟一数字变换器工作在满幅度或超幅度状态，从而造成信号恶化。
上述的专利因此提供了减小I,Q信号的DC偏移的方法，以便减小零差拍接收机内来自本地振荡器的干扰。在已知的零差拍接收机中，本地振荡器频率可以是占主要的、与晶体有关的干扰信号，因为本地振荡器是借助于使用晶体作为参考的数字频率综合器来调谐到频道频率的。
然而，这些专利并不能解决与超外差接收机有关的问题，在超外差接收机中，接收信号与一个不是调谐到频道频率而是调谐到频道频率加或减一个恒定的偏移(等于想要的第一中频)的本地振荡器进行混频。在这样的系统中，本地振荡器不一定是对于想要的信号的重要的干扰源，以及I和Q信号中的DC偏移问题可能不明显或不显著。
然而，由其它与晶体有关的频率(诸如晶体谐波)引起的对想要的信号的干扰也可能产生I和Q信号中的DC偏移。因此，在技术上继续存在对于减小干扰的改进的接收机和方法的需要。
发明概要
所以，本发明的一个目的是提供改进的接收机和方法。
本发明的另一个目的是提供带有减小的干扰的接收机和相关的方法。
按照本发明，通过一个包括参考频率发生器、下变频器、诸如相位数字化器的模拟-数字变换器和处理器的接收机可以解决这些和其它目的，其中，下变频器和模拟-数字变换器都被同步到由参考频率发生器产生的共同的参考频率信号。更具体地，下变频器对接收信号进行下变频，以提供中频信号，以及模拟-数字变换器根据中频信号来产生代表包括干扰分量的接收信号的多个复数。此外，处理器处理所述复数，以得到想要的信令信息。
由模拟-数字变换过程引入的系统的频率误差因此可通过处理数字化的信号样本而被减小。而且，当接收机被调谐到一个作为参考频率发生器的晶体的谐波的频道时，与晶体有关的干扰可通过使用数字高通滤波器或通过进行平均来分辨出恒定的误差分量而被减小。
更具体地，按照本发明的实施例的接收机可调谐到多个频道。接收机包括参考频率发生器、下变频器、模拟-数字变换器和处理器。参考频率发生器产生参考频率信号，以及下变频器对接收信号进行下变频，以提供中频信号，其中下变频器被同步到参考频率信号。模拟-数字变换器产生代表包括与参考频率信号有关的干扰分量的接收信号的多个复数，其中模拟-数字变换器被同步到参考频率信号。处理器估值对于多个复数的原点，以及从每个复数减去原点，从而产生代表带有减小了的内部产生的干扰的接收信号的、干扰已被补偿的复数。处理器也处理干扰已被补偿的复数，以便得到想要的信令信息。
具体地，下变频器可包括一个被同步到参考频率信号的本地振荡器、由振荡器驱动的第一和第二混频器、以及一个组合网络，以使得接收信号被提供到第一和第二混频器，其输出在组合网络中被组合，以提供中频信号。该参考频率发生器可包括一个参考频率振荡器。而且，接收信号可在天线处被接收，以及一个滤波器可以与处在天线和模拟-数字变换器之间的下变频器进行串联耦合。此外，一个放大器可以与处在天线和模拟-数字变换器之间的下变频器串联耦合，以及所估值的原点可以包括“x”坐标Io和“y”坐标Qo。
接收机也可包括与参考频率发生器相耦合的数字频率综合器，以使得接收机可以调谐到以两个整数的比值与参考频率相联系的频道频率。而且，模拟-数字变换器可对于模拟I和Q信号进行正交下变频，随后进行每个所述IQ信号的模拟-数字变换。替换地，模拟-数字变换器可把中频信号变换成代表瞬时信号相位和瞬时信号幅度的数值对，或模拟-数字变换器可执行对中频信号的正交采样。
多个复数可包括对于接收机中的系统频率误差的补偿，以及估值的原点可以根据多个复数的实数分量的平均值和根据多个复数的虚数分量的平均值来进行估值。另外，原点可以通过估值多个复数预计所处在的圆和圆弧之一的中心、或通过使用被包括在接收信号中的已知信号图案而被确定。估值的原点也可通过使用想要的信令信息而被重新估值。
按照本发明的接收机因此可减小DC(直流)，从而减小对某些包含晶体谐波或其它与晶体有关的频率的频道的干扰。
附图简述
图1是显示按照本发明的接收机的方框图。
图2是显示图1的处理器的运行的流程图。
详细说明
下面将参照附图更全面地描述本发明，图上显示本发明的优选实施例。然而，本发明可以以许多不同的形式实施，以及不应当认为只限于这里所阐述的实施例；提供这些实施例的目的是使得本公开内容是透彻和全面的，以及能够充分表达本发明的范围给本领域技术人员。在全文中，相同的数字是指相同的单元。
按照本发明的无线电接收机通过把接收信号与来自第一本地振荡器的信号进行混频而把接收信号下变频到中频。本地振荡器通过使用数字频率综合器锁相环而被锁相到参考晶体振荡器。可以提供单个下变频步骤和单个本地振荡器(单次超外差)，或替换地，可以通过使用第一和第二本地振荡器来提供二步下变频步骤(二次超外差)。在这种情况下，第一和第二本地振荡器都被锁相到同一个晶体本地振荡器。也可以使用附加的下变频步骤，只要本地振荡器被锁相到同一个晶体参考振荡器。
在所有的下变频步骤以后得到的最后中频然后通过使用模拟-数字变换器而被数字化，它保存了幅度和相位信息。例如，正交下变频器可被使用来得到I和Q信号，然后分开地进行模拟-数字变换，以便得出复数数据流，每个复数数据流具有实部和虚部(I和Q数据流)。替换地，可以使用正交采样，其中最后的中频信号被采样和以按奇数个的四分之一标称中频周期的间隔而取得的样本对的形式被数字化，以便得出交替地与I和Q有关的样本。而且，可使用对数极坐标变换来得到与中频信号相位和幅度有关的数字值对。后者可以由数字信号处理电路通过使用查对表实行从极坐标到直角坐标的转换变换而被变换成I和Q样本。
模拟-数字变换步骤可以使用也被锁相到晶体参考频率的采样速率，例如通过把晶体频率除以一个整数分频比而得出用于模拟-数字变换的采样速率。在对数极坐标变换过程中的相位数字化也使用从晶体参考振荡器得出的信号作为用于规定相位的参考。
这样，由模拟-数字变换步骤引入的系统频率误差可被减小。例如，系统频率误差可能是由于使用相对于标称的最终中频具有恒定的频率差或恒定的相位斜率的相位参考信号而造成的。系统频率误差也可能是由于使用正交下变频器以便通过把最终的中频信号同一个与标称的最终中频具有恒定频率偏差的频率的余弦和正弦信号进行混频以得出I和Q信号而造成的，现在通过处理数字化样本可以以数字方式去除这些误差。
例如，在对数极坐标方案中，系统频率误差可以在从对数极坐标到直角坐标转换之前通过从相位样本中减去相位累加器数值而方便地去除，其中相位累加器数值以相位采样速率被增加了一个相应于频率误差的增量，该频率误差可被表示为每个采样周期的相位增量。已以直角坐标或I,Q形式表示的样本的系统频率误差可以通过对每个(I,Q)数值与复数(cosθ-jsinθ)进行复数相乘而被减小，其中θ等于上述的相位累加器数值。替换地，可以进行从直角坐标到极坐标的转换，使得频率误差通过使用上述的相位累加器而从相位角度值中被去除，随后再从极坐标转换回直角坐标。
在每种情况下，如果接收机被用来接收一个对准了接收机调谐到的频道中心的、名义上正确的未调制的信号，则最后的结果是得到一个其中逐个样本都呈现恒定值的直角坐标I和Q样本流。一个名义上正确的信号被定义为与被称为频率精度标准的参考频率晶体有预期关系的信号，这个关系例如是两个整数的比值。
当按照现有技术的接收机被调谐到等于晶体谐波的频道以使得上述的整数之一是1时，现有技术接收机可能被来自这样的晶体振荡器的干扰降低灵敏度，该晶体振荡器可产生很大强度的谐波，其中的一个谐波处在接收频道内。在按照本发明的接收机中，这种来自与晶体有关的信号的干扰将产生分别加到最后的I和Q样本数据流中的恒定附加量Io和Qo。然而，由于这样的干扰所造成的恒定的、附加的误差可以通过使用数字高通滤波器阻塞I和Q样本数据流的DC分量而被去除掉。替换地，附加误差Io和Qo可以通过在足够长的时间内平均I和Q样本数据流以便从变化的调制分量中鉴别恒定误差分量而被确定。这样确定的Io和Qo数值然后可从每个I和Q样本中减去，以便减小来自与晶体有关的寄生信号中的干扰。
图1是显示按照本发明的接收机的方框图。这个方框图显示本发明的示例性实施例，包括在按照本发明的接收机中可被提供的各种部件。然而，不是所有这些部件都对于提供按照本发明的接收机必须的。例如，图1的接收机是双超外差接收机，但本发明也可被实施于单超外差接收机。
在图1上，射频信号在天线10处被接收，以及被接收频段带通滤波器11(诸如双工或接收滤波器)滤波，以便减小带外信号，诸如由终端的发射机产生的自身的发射机信号。已滤波的信号由低噪声放大器12放大，以及进一步由带通滤波器13滤波，以便进一步抑制带外信号(诸如发射机信号)和混频器寄生响应频率(诸如(2,2)或半中频寄生响应)。然后，通过使用第一镜像抑制下变频器14来对信号进行下变频，该下变频器14包括由来自正交振荡器14c的余弦和正弦本地振荡器信号驱动的混频器14a和14b和中频希尔伯特(Hilbert)网络。混频器的输出被中频希尔伯特(Hilbert)网络14d组合。镜像抑制滤波器14还抑制对不想要的混频器寄生频率(被称为镜像频率)的接收。
正交的第一本地振荡器14C通过使用双数字频率综合器25锁相环(PLL)而被调谐到频道频率。频道频率例如可以是30kHz的倍数，30kHz等于19.44MHz参考频率除以(8×81)。综合器25因此可以被频道选择比特进行编程从而控制振荡器14c的输出等于一个整数乘上参考频率除以(8×81)。第一本地振荡器14c的频率实际上可以被控制成所想要的频道频率加上一个等于想要的第一中频的偏移，例如，等于71.64MHz。在Gore等1997年11月19日提交的、题目为“Simplified reference frequency distribution in amobile phone(移动电话中简化的参考频率分布)”的美国专利申请No.08/974,227中讨论了对这些频率的选择。该专利申请整体地在此引用，以供参考。
第一中频滤波器15是以第一中频(例如71.64MHz)为中心的带通滤波器，用来抑制不想要的频道中的信号。通常提供二到三级其中间交插有放大级的频道滤波，以达到想要的其它频道抑制的程度。然而，可能很难达到在单一频率上足够的滤波和放大，这是因为在印刷电路板线条之间存在的泄漏或其它不想要的寄生耦合。所以，在双超外差接收机中，已经滤波的第一中频信号在经过第一放大器16中部分放大以后，可以在第二下变频器17中再被下变频，该第二下变频器17最好也是镜像抑制型的。第二下变频器包括第二本地振荡器17c，后者也被数字锁相到来自参考晶体振荡器30的参考频率信号(例如19.44MHz)上。用于综合器25的适当的双频率综合器锁相环电路是可以获得的(例如Philips公司器件No.UM 1002)。
第二下变频器把第一中频信号变频为第二中频信号，它最好是接近于参考频率除以2的一个幂次，从而简化相位数字化器23的设计。例如，19.44MHz除以25等于607.5kHz，因此选择一个600kHz的第二中频，它仍旧是30kHz频道间隔的倍数。第二本地振荡器频率因此是第一中频加上600kHz(例如71.64+0.6=72.24MHz)或是第一中频减去600kHz(例如71.64-0.6=71.04MHz)。这些频率分别是301×(19.44MHz/81)和296×(19.44MHz/81)，允许综合器23把这些频率综合为240kHz的整倍数，240kHz是可由晶体参考频率除以整数81而得到的。
来自第二下变频器17的600kHz第二中频信号在第二中频滤波器18和20以及其中间交插的第二中频放大器19和21中被进一步滤波和放大。放大器16、19、和21例如可以以对数放大器的形式提供，其每级具有用于测量信号幅度的相关的检测器，其中当信号幅度增加时每级渐进地饱和。来自同一个放大器块内的检测器的输出可被相加，以产生局部射频信号强度指示RSSI(1)、RSSI(2)和RSSI(3)。这三个局部RSSI信号在组合以前可以对于信号传送通过滤波器18和20的相对延时进行补偿，以便产生延时补偿的组合RSSI信号，该信号在延时补偿器和数字化器22中被数字化，以便产生已选择的数字采样速率的对数极坐标数值的数据流。在授权给本发明的发明人的、题目为“Logarithmic Amplifier/Detector DelayCompensation(对数放大器/检测器延时补偿)”的美国专利No.5,070,303中描述了用于延时补偿的适当的技术。该专利整体地在此引用，以供参考。
来自放大器21的最终的第二中频输出被硬限幅，从而得出方波，在它的零交叉时间中保持着信号相位信息。第二中频零交叉的时间可被相位数字化电路23确定到半个参考时钟周期的精度。例如，相位数字化电路23将19.44MHz的参考频率在分频器23d中除以81，从而得出想要的240kHz的采样速率。相位数字化器23也将19.44MHz的参考频率在5比特计数器23b中除以32，该计数器23b以格雷码计数，其中每次只改变一个二进制数字。计数器状态以607.5kHz的速率如此重复进行，它接近于600kHz的第二中频，具有7.5kHz的系统误差。
当希望将相位数值数字化时，配备一个触发电路23c，以及在配备触发器以后，下一个中频零交叉可以使得5比特计数器23b的状态连同参考时钟波形的上/下状态一起被锁存到6比特锁存器23a中。锁存器的数值是在0和63之间，以及把瞬时信号相位量化为360/64=5.625度的倍数。
如果第二中频信号正好具有与计数器23b的重复速率相同的607.5kHz的频率，则每次中频零交叉被采样时，计数器23b达到相同的状态，以及被锁存到锁存器23a中的相位值将是恒定的。然而，标称的第二中频是600kHz，它比能导致恒定的锁存值的值607.5kHz低7.5kHz。因此，第二中频零交叉对于每个240kHz采样周期渐近地推迟7.5/240个周期(或11.25度)出现，这是两个相位步骤。这样，锁存器23a锁存对于每个接连的样本渐近地大2个最低位步骤的相位值。这个渐进的相位斜率可以通过使相位累加器23e在每个采样时钟增加两个最低位而被去除掉，从而产生相同的相位斜率，然后在模2Pi减法器23f中从锁存器23a的数值中减去累加器数值，从而得出可用于补偿在系统中的7.5kHz的系统频率误差的相位值。当接收机接收到被下变频为600kHz第二中频的标称的频道内信号时，已补偿的相位值将是恒定的。
在授权给本发明的发明人的、题目为“Direct PhaseDigitization(直接相位数字化)”的美国专利No.5,084,669和题目为“Method And An Arrangement For Accurate DigitalDetermination Of The Time Or Phase Position Of A Signal PulseTrain(用于精确数字确定信号脉冲串的时间或相位位置的方法和装置)”的美国专利No.5,148,373中描述了可被使用来直接数字化信号的瞬时相位的相位数字化器电路。这两项专利整体地在此引用，以供参考。在授权给本发明的发明人的、题目为“Log-Polar SignalProcessing(对数极坐标信号处理)”的美国专利No.5,048,059中描述了使用相位数字化器(诸如电路23和RSSI数字化器)来数字化射频信号而同时保存其以极坐标形式的复数矢量信息。该专利也整体地在此引用，以供参考。另外，下变频的射频信号可以通过正交采样而被变换成直角坐标复数代表的数据流，正如例如在授权给Puckdtte,Ⅳ等的题目为“Digital Subharmonic Sampling Down-Converter(数字子谐波采样下变频器)”的美国专利No.4,888,557中讨论的那样，该专利整体地在此引用，以供参考。
对数极坐标值便于应用于幅度定标(数字AGC)和便于应用于对在接收信号与参考频率晶体振荡器30(AFC)之间的频率精度差值的频率校正，正如在授权给本发明的发明人的、题目为“Fast AutomaticGain Control(快速自动增益控制)”的美国专利No.5,568,518中讨论的那样，该专利整体地在此引用，以供参考。对于其它功能(诸如解调已数字调制的信号)，直角坐标表示可能是更方便的，正如在授权给本发明的发明人的、题目为“Adaptive Maximum LikehoodDemodulator(自适应最大或然率解调器)”的美国专利No.5,331,666中讨论的那样。该专利整体地在此引用，以供参考。
在上述的专利No.5,568,518和No.5,332,666的揭示内容中，讨论了已接收的频率误差是在直角坐标变换用于解调以前在对数极坐标域内进行校正的。然而，按照本发明，信号(如果为对数极坐标形式)是在只补偿系统频率误差以后但还没有补偿由于相应的发射机/接收机误差或多卜勒频移造成的随机接收信号频率误差的情况下，被转换成直角坐标形式。在转换成直角坐标形式以后，如果还没有在直角坐标形式下进行数字化，则与内部晶体参考频率有关的寄生信号(诸如振荡器30的谐波)其本身可以表示为对于直角坐标表示法的实部和虚部(通常表示为I和Q)的恒定偏移。这些恒定偏移可以取决于接收机被调谐到频道频率的接近程度，这要取决于各种其它因素，诸如手持接收机在手中握持的方式或物体靠近天线的程度。然而，这些因素相对于想要的信号的信息调制只是慢变化，这样，想要的信息调制根据其变化的速率可以从不想要的内部寄生信号中辨别出来。
如果信号还没有以直角坐标形式被数字化，则数字信号处理器24把对数极坐标信号转换成直角坐标形式，然后通过例如在足够长的时间间隔内平均I和Q信号，以便估值恒定的或相对较慢变化的I和Q分量，从而更快速变化的信息调制可以被消除。可以使用不同类型的已知平均程序，诸如移动方块平均程序或指数忽略平均程序。替换地，当想要的信号已知是由一个只在相位上调制的恒定幅度信号组成时，信号矢量应当描绘出恒定半径的一个圆或一段圆弧。然而，圆弧的中心可能偏离开原点0,0一个由内部干扰引起的I,Q恒定偏移。授权给本发明的发明人的、题目为“D.C.Offset Compensation In ARadio Receiver(射频接收机中直流偏移补偿)”的美国专利No.5,241,702讨论了如何最好地用圆或圆弧来拟合多个接连的信号矢量，以便确定半径R和中心坐标Io,Qo。该专利整体地在此引用，以供参考。
在本申请中所确定的中心坐标是由来自例如晶体谐波的内部干扰引起的I,Q偏移，以及它们可以从每个I,Q值中被减去，以便产生由此减小了干扰的I,Q值。优选地可以在对寄生信号频率误差应用任何进一步的频率校正以前进行这种干扰减小。如果需要的话，现在可以通过把干扰补偿的I,Q值旋转一个逐渐增加或减小的相位角而施加这种进一步的频率校正，可以对相位斜率进行选择以便进一步减小任何剩余的频率误差。
图2是在信号处理器24中用于实施干扰减小操作的流程图。任选地，去除系统频率误差的步骤可以在数字信号处理器30中实施，而不是使用硬件部件分频器23d和减法器23f。在方块100，复数信号样本从模拟-数字变换器输入。剩余的系统频率误差，如果还没有被硬件部件(例如相位累加器23e和模2π减法器23f)减小的话，可以在方块101以数字方式被减小，以及信号幅度可被定标以使得在数字处理期间不发生字长度溢出。这些调整大多数很容易通过在对数极坐标域中的定点算术加法和减法来执行，在此，信号幅度定标过程是一个定标值相对于对数幅度值的加法或减法，以及频率误差补偿是在相位值与相位累加器数值之间执行模2π加法或减法，以便去除系统相位斜率。
如果信号是直角坐标形式，则定标和频率误差校正可能需要复数乘法，它可以由数字信号处理器以少量附加的复杂性和/或功率消耗的花费来完成。在方块102，已定标的和系统频率误差校正的数值从对数极坐标形式转换成直角坐标形式(如果还没有成为直角坐标形式的话)。最好用直角坐标形式或I,Q形式来实施方块103和104的干扰消除步骤。在方块103，I,Q的平均值或对于I值，Io和Q值，Qo的视在原点将如上所述地被估值。被估值的Io、Qo值连同来自方块102的I,Q值一起被传送到方块104，以及在方块104，将最佳的当前的Io估值从每个I值中减去，以及将最佳的当前的Qo估值从每个Q值中减去。方块104的输出包括带有减小的相干的、内部的干扰的I和Q值。
在数字信号处理中通常一次输入一批信号样本以便用于处理。具体地，在按指定的时隙发送信息给特定的接收机的时分多址无线电话通信系统中，接收机可以获取信号和把信号数字化成在指定的时隙上收集的多个代表的复数样本，以及把整个时隙的有价值的样本传送到数字信号处理器30以用于处理。这样，I(Io)的平均值和Q(Qo)的平均值可以通过利用来自该时隙的所有样本而进行计算，然后在进一步处理以前从收集的样本中倒退性地被减去。因此，先前收集的I,Q样本可以针对根据以后收集的样本而估值的信号特性按照视在的颠倒时间方向进行补偿。例如，授权给本发明的发明人的、题目为“MethodAnd Apparatus For Bidirectional Demodulation Of DigitallyModulated Signals(用于双向解调数字调制信号的方法和装置)”的美国专利No.5,335,250讨论了在时间上前向地或者后向地处理收集的信号样本，以便得到改进的性能。该专利整体地在此引用，以供参考。
在方块104减小干扰以后，可能需要减小非系统信号频率误差，诸如在发射机与接收机之间的频率误差或多卜勒频移。干扰补偿的I,Q值在方块105可以通过复数旋转而被校正，以便减小这种信号频率误差。经过了干扰和频率误差补偿的信号值I’,Q’然后从方块105转到方块106进行译码，以便译码想要的信息。已译码的信息然后在方块107被输出。
在方块108，在译码过程也可以重新估值信号频率误差，以及在方块109提供改进的估值，然后将其用于在方块105中进行校正，正如在授权给本发明的发明人的、题目为“Method Of RapidlyControlling The Frequency Of A Coherent Radio Receiver AndApparatus For Carrying Out The Method(快速控制相干射频接收机的频率的方法和用于实行该方法的装置)”的美国专利No.5,136,616和授权给Raith的、题目为“Method Of ControllingThe Frequency Of A Coherent Radio Receiver And Apparatus ForCarrying Out The Method(控制相干射频接收机的频率的方法和用于实行该方法的装置)”的美国专利No.5,093,848中描述的那样。这两个专利整体地在此引用，以供参考。同样地，如果在方块110，I,Q值的幅度不在最佳范围内，则在方块101执行的定标量可以在方决111在信号译码期间被重新估值以及把更新的定标值传送到方块101，从而实行自动增益控制(AGC)。
作为对图2的操作的修改，方块103、104、105、和106可被组合成单个操作，其中Io和Qo值与信息符号被联合估值。如果可以减去信息符号对I和Q的调制，则Io和Qo的估值可被改进。而且，改进的信息符号的估值可以通过改进Io和Qo的估值而被提供。对于Io和Qo估值的改进对于信息符号估值的改进的相互依从关系，可以通过精确的迭代、或通过利用维特比(Viterbi)算法而被解决。
维特比算法可检测对于信息符号序列的各种假定，以及根据该序列能够如何完善地解释所接收的复数信号样本而对每个信息符号序列计算一个“得分”。与每个假定的符号序列相关联地存储一个单独的Io和Qo估值，其每一个都基于相关的序列是正确的序列的假定，以及在计算“得分”以前把它从接收的I,Q值中减去。然后，维特比算法把假定的序列扩展一个新符号的所有可能的值，以及保持那些只是在它们的最老的符号位置上有差别的各个扩展的序列组中最佳的序列。当选择了一个要保持的序列时，相关的Io,Qo被更新，在此假定被用来扩展该序列的最新符号是正确的符号，以及所选择的序列的最老的符号被记忆在一个用于每个保持的序列的历史存储器中。因此，Io,Qo的数值在信息符号序列被译码的同时被联合估值。
这样，以上描述了在接收机中从用来驱动所有本地振荡器和采样时钟的同一个参考频率振荡器产生出的干扰，在适当的初步处理以后，将作为复数信号矢量的实数和虚数直角坐标分量的恒定频移而出现，它可以通过先前结合零中频(零差拍)接收机所描述的方法而被去除。当接收机被调谐到一个与内部干扰频率相一致的频道频率时出现的频道阻塞的发生率因此可以显著地减小。本领域技术人员可以对接收机方框图作出许多变化，而不背离如以下权利要求描述的本发明的范围和精神。
在附图和说明书中，揭示了本发明的典型的优选实施例，其中虽然采用特定的专用名词，但它们只是在通用的和说明的意义上而不是为了限制的目的而被使用的，本发明的范围在以下的权利要求中被阐述。

Claims (75)

1．可调谐到多个频道的接收机，所述接收机包括：
参考频率发生器，用于产生参考频率信号；
下变频器，用于将接收信号进行下变频以提供中频信号，其中所述下变频器被同步到所述参考频率信号；
模拟-数字变换器，用于根据所述中频信号来产生代表包括干扰分量的所述接收信号的多个复数，其中所述模拟-数字变换器被同步到所述参考频率信号；以及
处理器，用于对对于所述的多个复数的原点进行估值，并且从每个所述复数中减去所述原点，以便产生代表带有减小的内部产生的干扰的所述接收信号的干扰补偿的复数，以及对所述干扰补偿的复数进行处理，从而得到想要的信令信息。
2．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述下变频器包括被同步到所述参考频率的本地振荡器、由所述振荡器驱动的第一和第二混频器、和一个组合网络，以使得所述接收信号被提供到所述第一和第二混频器，它们的输出在所述组合网络中被组合，从而提供所述中频信号。
3．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述参考频率发生器包括参考频率振荡器。
4．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述接收信号在天线处被接收，所述接收机还包括：
滤波器，它与在所述天线和所述模拟-数字变换器之间的所述下变频器串联耦合。
5．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述接收信号在天线处被接收，所述接收机还包括：
放大器，它与在所述天线和所述模拟-数字变换器之间的所述下变频器串联耦合。
6．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述被估值的原点包括“x”坐标Io和“y”坐标Qo。
7．按照权利要求1的接收机，其特征在于，还包括：
数字频率综合器，它与所述参考频率发生器进行耦合，以使得所述接收机调谐到以两个整数的比值与所述参考频率相联系的频道频率。
8．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述模拟-数字变换器对于模拟I和Q信号进行正交下变频，随后进行每个所述I和Q信号的模拟-数字变换。
9．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述模拟-数字变换器把所述中频信号变换成代表瞬时信号相位和瞬时信号幅度的数值对。
10．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述模拟-数字变换器执行所述中频信号的正交采样。
11．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述多个复数包括对于接收机中的系统频率误差的补偿。
12．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述被估值的原点根据所述多个复数的实数分量的平均值和所述多个复数的虚数分量的平均值进行估值。
13．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述被估值的原点通过对所述多个复数预期所处在的圆和圆弧之一的中心进行估值而被确定。
14．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述被估值的原点通过使用被包括在所述接收信号中的已知信号图案而被确定。
15．按照权利要求1的接收机，其特征在于，其中所述被估值的原点可通过使用所述想要的信令信息而被重新估值。
16．可调谐到多个频道的接收机，包括：
用于产生参考频率信号的装置；
用于下变频接收信号以便提供中频信号的装置，其中所述下变频装置被同步到所述参考频率信号；
用于根据所述中频信号来产生代表包括噪声和干扰分量在内的所述接收信号的多个复数的装置，其中所述模拟-数字变换装置被同步到所述参考频率信号；以及
一种装置，用于对所述的多个复数的原点进行估值和用于从每个所述复数中减去所述原点，由此产生代表带有减小的内部产生的干扰的所述接收信号的干扰补偿的复数，以及还用于处理所述干扰补偿的复数，以便得到想要的信令信息。
17．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述下变频装置包括被同步到所述参考频率的本地振荡器装置、由所述本地振荡器装置驱动的第一和第二混频器装置、和组合网络装置，以使得所述接收信号被提供到所述第一和第二混频器装置，它们的输出在所述组合网络装置中被组合，以便提供出所述中频信号。
18．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述参考频率发生器装置包括参考频率振荡器。
19．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述接收信号在天线处被接收，所述接收机还包括：
滤波器装置，它与在所述天线和所述模拟-数字变换器装置之间的所述下变频器装置串联耦合。
20．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述接收信号在天线处被接收，所述接收机还包括：
放大器，它与在所述天线和所述模拟-数字变换器装置之间的所述下变频器装置串联耦合。
21．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述估值的原点包括“x”坐标Io和“y”坐标Qo。
22．按照权利要求16的接收机，其特征在于，还包括：
与所述参考频率发生器装置相耦合的数字频率综合器装置，用于把所述接收机调谐到以两个整数的比值与所述参考频率相联系的频道频率。
23．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述模拟-数字变换器装置进行对于模拟I和Q信号的正交下变频，随后进行每个所述I和Q信号的模拟-数字变换。
24．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述模拟-数字变换器装置把所述中频信号变换成代表瞬时信号相位和瞬时信号幅度的数值对。
25．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述模拟-数字变换器装置执行所述中频信号的正交采样。
26．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述多个复数包括对于接收机中的系统频率误差的补偿。
27．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述被估值的原点根据所述多个复数的实数分量的平均值和所述多个复数的虚数分量的平均值进行估值。
28．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述被估值的原点通过对所述多个复数预期所处在的圆和圆弧之一的中心进行估值而被确定。
29．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述被估值的原点通过使用被包括在所述接收信号中的已知信号图案而被确定。
30．按照权利要求16的接收机，其特征在于，其中所述被估值的原点可通过使用所述想要的信令信息而被重新估值。
31．用于在多个频道中的一个频道上接收信号的方法，所述方法包括以下步骤：
产生参考频率信号；
对接收信号进行下变频以提供中频信号，其中所述下变频步骤被同步到所述参考频率信号；
根据所述中频信号产生代表包括干扰分量的所述接收信号的多个复数，其中所述复数的所述产生过程被同步到所述参考频率信号；
对用于所述的多个复数的原点进行估值；
从每个所述复数中减去所述原点，由此产生干扰补偿的复数，它代表带有减小的内部产生的干扰的所述接收信号；以及
处理所述干扰补偿的复数，以便得到想要的信令信息。
32．按照权利要求31的方法，其特征在于，其中所述下变频步骤包括把本地振荡器同步到所述参考频率、用所述同步的振荡器驱动第一和第二混频器、通过使用由所述同步的振荡器驱动的第一和第二混频器来混频所述接收信号、以及组合所述第一和第二混频器的输出，以便提供所述中频信号。
33．按照权利要求31的方法，其特征在于，其中所述参考频率信号是通过使用参考频率振荡器而产生的。
34．按照权利要求31的方法，其特征在于，还包括以下步骤：
在产生所述多个复数以前，滤波所述接收信号。
35．按照权利要求31的方法，其特征在于，还包括以下步骤：
在产生所述多个复数以前，放大所述接收信号。
36．按照权利要求31的方法，其特征在于，其中所述被估值的原点包括“x”坐标Io和“y”坐标Qo。
37．按照权利要求31的方法，其特征在于，还包括以下步骤：
把所述接收机调谐到以两个整数的比值与所述参考频率相联系的频道频率。
38．按照权利要求31的方法，其特征在于，其中所述产生所述多个复数的步骤包括对于模拟I和Q信号进行正交下变频，随后进行每个所述I和Q信号的模拟-数字变换。
39．按照权利要求31的方法，其特征在于，其中所述产生所述多个复数的步骤包括把所述中频信号变换成代表瞬时信号相位和瞬时信号幅度的数值对。
40．按照权利要求31的方法，其特征在于，其中所述产生所述多个复数的步骤包括对于所述中频信号进行正交采样。
41．按照权利要求31的方法，其特征在于，其中所述多个复数包括对于系统频率误差的补偿。
42．按照权利要求31的方法，其特征在于，其中所述被估值的原点根据所述多个复数的实数分量的平均值和所述多个复数的虚数分量的平均值进行估值。
43．按照权利要求31的方法，其特征在于，其中所述被估值的原点通过估值所述多个复数预期所处在的圆和圆弧之一的中心而被确定。
44．按照权利要求31的方法，其特征在于，其中所述被估值的原点通过使用被包括在所述接收信号中的已知信号图案而被确定。
45．按照权利要求31的方法，其特征在于，其中所述被估值的原点可通过使用所述想要的信令信息而被重新估值。
46．可调谐到多个频道的接收机，所述接收机包括：
参考频率发生器，用于产生参考频率信号；
下变频器，用于对接收信号进行下变频以提供中频信号，其中所述下变频器被同步到所述参考频率信号；
模拟-数字变换器，用于产生代表包括与所述参考频率信号有关的干扰分量的所述接收信号的多个复数，其中所述模拟-数字变换器被同步到所述参考频率信号；以及
处理器，用于处理所述复数以便补偿所述干扰分量，以及得到想要的信令信息。
47．按照权利要求46的接收机，其特征在于，其中所述处理器估值对于每个所述复数的原点移位，并同时根据针对所述原点移位而校正的复数来解调和译码信息符号。
48．按照权利要求47的接收机，其特征在于，其中对于每个所述复数的每个所述原点移位的每个所述估值包括“x”坐标Io和“y”坐标Qo。
49．按照权利要求46的接收机，其特征在于，其中所述下变频器包括被同步到所述参考频率信号的本地振荡器、由所述振荡器驱动的第一和第二混频器、和一个组合网络，以使得所述接收信号被提供到所述第一和第二混频器，它们的输出在所述组合网络中被组合，从而提供所述中频信号。
50．按照权利要求46的接收机，其特征在于，其中所述参考频率发生器包括参考频率振荡器。
51．可调谐到多个频道的接收机，所述接收机包括：
用于产生参考频率信号的装置；
用于下变频接收信号以便提供中频信号的装置，其中所述下变频装置被同步到所述参考频率信号；
被同步到所述参考频率信号的、用于产生代表包括与所述参考频率信号有关的噪声和干扰分量的所述接收信号的多个复数的装置；以及
用于处理所述复数以便补偿所述干扰分量以及得到想要的信令信息的装置。
52．按照权利要求51的接收机，其特征在于，其中所述处理器估值对于每个所述复数的原点移位，并同时根据针对所述原点移位而校正的所述复数来解调和译码信息符号。
53．按照权利要求52的接收机，其特征在于，其中对于每个所述复数的每个所述原点移位的每个所述估值包括“x”坐标Io和“y”坐标Qo。
54．按照权利要求51的接收机，其特征在于，其中所述下变频装置包括被同步到所述参考频率的本地振荡器装置、由所述本地振荡器装置驱动的第一和第二混频器装置、和一个组合网络装置，以使得所述接收信号被提供到所述第一和第二混频器装置，它们的输出在所述组合网络装置中被组合，从而提供所述中频信号。
55．按照权利要求51的接收机，其特征在于，其中所述参考频率发生器装置包括参考频率振荡器。
56．用于在多个频道中的一个频道上接收信号的方法，所述方法包括以下步骤：
产生参考频率信号；
将接收信号进行下变频以提供中频信号，其中所述下变频步骤被同步到所述参考频率信号；
产生代表包括与所述的参考频率信号有关的干扰分量的所述接收信号的多个复数，其中所述复数的所述产生被同步到所述参考频率信号；以及
处理所述复数，以便补偿所述干扰分量，以及得到想要的信令信息。
57．按照权利要求56的方法，其特征在于，其中所述处理步骤包括估值对于每个所述复数的原点移位，而同时根据针对所述原点移位而校正的复数来解调和译码信息符号。
58．按照权利要求57的方法，其特征在于，其中对于每个所述复数的每个所述原点移位的每个所述估值包括“x”坐标Io和“y”坐标Qo。
59．按照权利要求56的方法，其特征在于，其中所述下变频步骤包括把本地振荡器同步到所述参考频率信号，用所述同步的本地振荡器驱动第一和第二混频器，通过使用由所述同步的本地振荡器驱动的第一和第二混频器来混频所述接收信号，以及组合所述第一和第二混频器的输出，从而提供所述中频信号。
60．按照权利要求56的方法，其特征在于，其中所述参考频率信号是通过使用参考频率振荡器而产生的。
61．可调谐到多个频道的接收机，所述接收机包括：
参考频率发生器，用于产生参考频率信号；
下变频器，用于将接收信号进行下变频以提供中频信号，其中所述下变频器被同步到所述参考频率信号；
模拟-数字变换器，用于产生代表包括与所述参考频率信号有关的干扰分量的所述接收信号的多个复数，其中所述模拟-数字变换器被同步到所述参考频率信号；以及
处理器，用于以数字方式高通滤波所述复数，以便补偿与所述参考频率有关的干扰，以及得到想要的信令信息。
62．按照权利要求61的接收机，其特征在于，其中所述处理器估值对于每个所述复数的原点移位，而同时根据针对所述原点移位而校正的复数来解调和译码信息符号。
63．按照权利要求62的接收机，其特征在于，其中对于每个所述复数的每个所述原点移位的每个所述估值包括“x”坐标Io和“y”坐标Qo。
64．按照权利要求61的接收机，其特征在于，其中所述下变频器包括被同步到所述参考频率信号的本地振荡器、由所述振荡器驱动的第一和第二混频器、和一个组合网络，以使得所述接收信号被提供到所述第一和第二混频器，它们的输出在所述组合网络中被组合，从而提供所述中频信号。
65．按照权利要求61的接收机，其特征在于，其中所述参考频率发生器包括参考频率振荡器。
66．可调谐到多个频道的接收机，所述接收机包括：
用于产生参考频率信号的装置；
用于下变频接收信号以便提供中频信号的装置，其中所述下变频装置被同步到所述参考频率信号；
被同步到所述参考频率信号、以便产生代表包括与所述参考频率信号有关的噪声和干扰分量的所述接收信号的多个复数的装置；以及
用于以数字方式高通滤波所述复数以便补偿与干扰有关的所述参考频率、以及得到想要的信令信息的装置。
67．按照权利要求66的接收机，其特征在于，其中所述处理器估值对于每个所述复数的原点移位，并同时根据针对所述原点移位而校正的复数来解调和译码信息符号。
68．按照权利要求66的接收机，其特征在于，其中对于每个所述复数的每个所述原点移位的每个所述估值包括“x”坐标Io和“y”坐标Qo。
69．按照权利要求66的接收机，其特征在于，其中所述下变频装置包括被同步到所述参考频率信号的本地振荡器装置、由所述本地振荡器装置驱动的第一和第二混频器装置、和一个组合网络装置，以使得所述接收信号被提供到所述第一和第二混频器装置，它们的输出在所述组合网络装置中被组合，从而提供所述中频信号。
70．按照权利要求66的接收机，其特征在于，其中所述参考频率发生器装置包括参考频率振荡器。
71．用于在多个频道中的一个频道上接收信号的方法，所述方法包括以下步骤：
产生参考频率信号；
对接收信号进行下变频以提供中频信号，其中所述下变频步骤被同步到所述参考频率信号；
产生代表包括与所述的参考频率信号有关的干扰分量的所述接收信号的多个复数，其中所述复数的所述产生被同步到所述参考频率信号；以及
以数字方式高通滤波所述复数，以便补偿与干扰提供到所述参考频率，以及得到想要的信令信息。
72．按照权利要求71的方法，其特征在于，其中所述处理步骤包括估值对于每个所述复数的原点移位，而同时根据针对所述原点移位而校正的所述复数来解调和译码信息符号。
73．按照权利要求72的方法，其特征在于，其中对于每个所述复数的每个所述原点移位的每个所述估值包括“x”坐标Io和“y”坐标Qo。
74．按照权利要求71的方法，其特征在于，其中所述下变频步骤包括把本地振荡器同步到所述参考频率信号，用所述同步的本地振荡器驱动第一和第二混频器，通过使用由所述同步的本地振荡器驱动的第一和第二混频器来混频所述接收信号，以及组合所述第一和第二混频器的输出，从而提供所述中频信号。
75．按照权利要求71的方法，其特征在于，其中所述参考频率信号是通过使用参考频率振荡器而产生的。
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