JPH02141031A

JPH02141031A - ゼロ１ｆ受信機

Info

Publication number: JPH02141031A
Application number: JP1152058A
Authority: JP
Inventors: Anthony R Cusdin; アンソニー　リチャード　カスディン
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1988-06-17
Filing date: 1989-06-14
Publication date: 1990-05-30
Also published as: EP0346986A2; US5159710A; CA1307831C; EP0346986A3; GB2219899A; GB8814412D0

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、振幅及び周波数情報を導き出すディジタル復
調器からなるゼロＩＦ受信機に関する。

ゼロＩＦ技術は、受信機の実質的部分が１つの集積回路
中に構成される狭帯域無線周波数受信機を構成する方法
として周知である。ＲＦにおけるＰ波機能は、ベースバ
ンドにおいて２つの直交するチャンネル“Ｉ　Ｉ＋及び
“Ｑ　ＩＩ中の低域フィルタを用いて実現される。これ
ら２つのチャンネルがら信号を復元するにはある形式の
復調が必要である。典型的には振幅の復元は、「２乗及
び加算」回路により行なわれるが、これは従来のスーパ
ーヘテロダイン受信機における２乗検波器の使用と等価
である。周波数は標準的なＦＭ復調器を用いて回復され
る。復調器が作動する必要があるダイナミックレンジは
、しばしば自動利得制御（ＡＧＣ）ループで妥当な限界
内に保たれる。しかし応用によっては、例えばパルス正
弦波等の短時間信号が受信される場合に、ＲＦでは７０
出乃至８０出あるいは振幅復調後には１４０ｃＥ乃至１
６０」といった受信機の全ダイナミックレンジにわたっ
てへ〇〇ループが動作するには時間が不十分であること
がある。このため従来の技術を用いて集積化復調器回路
を設計するのは不可能かあるいは非常に困難である。

本発明の目的は、比較的大きいダイナミックレンジを有
する信号から周波数及び振幅情報を導出しうるようにす
ることにある。

本発明によれば、入力信号用の入力端子と、入力端子と
結合され周波数低域変換周相信号及び周波数低域変換直
角位相信号を発生する手段と、略５ｉｎｈ−’の伝達特
性を有し、周波数低域変換信号がそれぞれ供給されて同
相信号及び直角位相信号の対数に略対応する第１の出力
信号及び第２の出力信号を発生する第１の増刷器及び第
２の増刷器と、復調手段とからなり、前記復調手段は第
１及び第２の出力信号のうちより大なる絶対値を有する
方の出力信号を選択することで入力信号の振幅を判定す
る手段と、第１及び第２の出力信号から位相を導出し前
記出力信号の位相の変化速度から受信機の中心周波数に
対する人力信号の周波数を判定する手段とからなるゼロ
ＩＦ受信機が提供される。

５ｉｎｈ−’の伝達特性を有する増幅器を使用すること
で１信号及びＱ信号のダイナミックレンジは圧縮され、
ＡＧＣは使用しないですむ。信号のダイノーミックレン
ジが圧縮されると、周波数及び振幅情報は、回路をあま
り複雑にしなくとも導出しうるので、回路の集積化に適
する。

ｓｉｎｈ−１の伝達特性を有する増幅器を用いることは
、実質上１０ボルト近傍の信号を除いて増幅器の出力が
、入力に供給された信号の対数であるということである
。これにより復調器は比較的単純に位相及び振幅情報を
得ることができる。

本発明の一実施例では、ディジタル化手段が第１及び第
２の増幅器のそれぞれの出力に結合され、ディジタル化
された第１及び第２の出力信号を復調手段へ供給し、復
調手段はそのディジタル化された第１及び第２の出力信
号をディジタル的に処理する。

同相（１）強度の対数を直角（Ｑ）強度の対数から減算
することで、０乃至９０度の範囲内で位相の正接の対数
を表わす関数が得られる。この情報と位相象限について
の情報とが、Ｏ乃至３６０度の範囲内での信号の位相を
定める。

理想的には１及びＱ信号は直交するので、それらの瞬時
振幅は、強度が等しい場合は常に両方ともピーク等より
３ｃｆ３小さい。信号振幅を表わすのに２つの強度のう
ちの大きい方を選択すると確実に正確な値の３出以内と
しうる。振幅値の精度は、選択された強度の値に補正を
加えることで上昇する。

周波数は、複数の位相サンプルのフレームを形成し、フ
レーム中の全てのサンプルを用いて周波数信号を発生す
るか、あるいはフレーム中のサンプルの部分集合を用い
て他の周波数信号を発生することで判定される。周波数
サンプルは、周波数選択回路のそれぞれの入力に供給さ
れる。周波数選択は、同一フレームからの複数の連続す
る振幅サンプルの輪郭を示す別の信号を発生することで
行なわれる。前記角の信号は、出力周波数信号を発生す
る周波数選択回路へ供給される。１フレーム当り４つの
位相サンプルがある実施例では、周波数選択回路は次の
規則に基いて出力周波数信号を出力する。

０）振幅がフレームを通じて一定である場合、全ての位
相サンプルを用いる結果を用い（様態（ａ））、■振幅
がフレームを通じて一定ではない場合には様態＜ａ）は
用いず、 ■　一定振幅区画が２つの上４区画を分離する場合以外
は常に周波数測定集合中の最大振幅サンプルを用い、（４）可能な場合はフレームの一定振幅区画を用い、（５）規則（′Ｉ）乃至（Ａ）に当てはまらない場合は
、規則に従うＲ初のザンプル対を用いる。

本発明の他の実施例では、復調手段は、第１及び第２の
出力信号のうち大きい方の接待値を有する出力信号を判
定するアナログ手段からなる。かかるアナログ手段は、
第１及び第２の出力信号及び第１及び第２の出力信号の
反転信号をそれぞれ供給される入力を有するアナログＯ
Ｒゲートからなるようにしつる。

本発明はまた、本発明による複数のゼロＩＦ受信機から
なり、各受信機は他の局部発振器により発生される周波
数と異なる周波数を発生する局部発振器を有してなる受
信機に関する。

本発明は、既知の距離離間して位謬する第１の受信アン
テナ及び第２の受信アンテナと、複数対の本発明により
構成される第１及び第２のゼロ１Ｆ受信機の対とからな
り、多対は他の局部発振器により発生される周波数と異
なる所定周波数を発生する共通の局部発振器を有し、多
対の第１の受信機は第１のアンテナに結合され、多対の
第２の受信機は第２のアンテナに結合され、さらに受信
機の対に結合される位相差測定手段を設けられてなる干
渉計に関する。

図面中対応する特徴を示すのに同一の参照番号が用いら
れている。

第１図に示されるゼロＩＦ受信機は、アン”アナから直
接あるいは先行する増ＩｉＡ器及び／又は周波数低域変
換段（図示せず）から入力信号が供給される入力１０か
うなる。入力信号は分相器１２へ供給され、分相器１２
は入力信号と同相な信号（１）を第１の出力１４へ出力
し、入力信号の位相を９０°変位せしめた信号（Ｑ）を
第２の出力１Ｇへ出力する。同相信号（ｉ）と直角位相
信号（Ｑ）はそれぞれの信号路へ供給される＋１１信号
路及びＱ信号路は、路間−であり、分相器１２の第１及
び第２の出力１４及び１６にそれぞれ接続される第１の
入力を有する混合器１８及び２０からなる。所望の周波
数ＦＬを発生する局部発振器２２は混合器１８及び２０
の第２の人力に結合される。周波数ＦＬは、より広い問
題となりうる帯域２１全体のうちの選択された狭い帯域
１９内で伝送を受信するよう選択される（第２図）。混
合器１８及び２０に接続される、あるいは混合器１８及
び２０内に構成される低域フィルタ２４及び２６は、混
合器出力内の差周波数成分を選択する。場合により混合
器１８及び２０からの出力をＰ波される以前に増幅する
よう増幅器２５及び２７が設けられる。低域フィルタ２
４及び２６を通過した信号成分は、第３図に示される如
ぎｓｉｎｈ−１の伝達特性を有する増幅器２８及び３０
へそれぞれ供給される。Ａ及びＢを定数としＶｉｎ及び
ｖＯｕｔをそれぞれ入力電圧及び出力電圧としてＶｏｕ
ｔ　−Ａｓｉｎｈ−’　［Ｂ　（Ｖｉｎ）　］で表わさ
れるこの特性は、非常に小さい入力電圧に対しては路線
型であり、より大なる入力電圧に対しては略対数的であ
る。これらの対数領域においては入力電圧の振幅が圧縮
される。第４図は増幅器２８及び３０の入力における正
弦波を示し、第５図は出力における振幅が圧縮された信
号を示す。より詳細には、小なる正又は負の入力電圧に
対しては各増幅器の応答は線型であるが、一定レベル以
上の信号に対しては、各増幅５２８及び３０は、正の入
力電圧の場合の略１００（Ｖｉｎ）に略等しくし、負の
入力電圧の場合−１ｏｇ（Ｖｉｎ）に略等しい出力を発
生する。これらの略対数的な電圧は、瞬時電圧を（８ス
ケールで表わす。増幅器２８及び３０からの信号主力は
、それぞれアナログディジタル変換器（ＡＣＤ）３２及
び３４でディジタル化される。ＡＤＣ入力電圧ｔ！囲の
中点に関し正である信号を負の信号から区別するため、
正の信号は最上位ビット（ｍ、ｓ、ｂ、）が２進値“１
″に等しいよう符号化され、負の信号はｍ。

ｓ、ｂ、が２進値“０”に等しいよう符号化される。Ａ
ＤＣ３２及び３４は、増幅器２８及び３゜においてＡ［
）Ｃの入力電圧範囲の中点に対応する基準値を破線で示
される接続３１及び３３にょって設定する。

ディジタル化された信号は信号がＡＤＣ入力電圧笥囲の
中点に関し正であるか負であるかの判定にｍ、ｓ、ｂ、
を用い、他のビットで振幅出力Ａ及び周波数出力Ｆの生
成のため演算するディジタル復調器３６において処理さ
れる。ディジタル復調器３６については第６図を参照し
て後に詳述する。

第６図について詳述する前に、振幅及び周波数復調の基
本原理について説明する。まず振幅復調について説明す
るに、′Ｉ°′チャンネル及び“Ｑ”チャンネルにおけ
る信号を、Ｖｌを入力信号の振幅として、Ｖｉ＝Ｖｍｃｏｓ（ωｔ）巾ｖｑ　＝Ｖｍ　ｓｉｎ　　（ωｔ　）　　　　　　　　
　　　■で表わし、まず０くωｔ〈π／２の場合を考え
て式（１）及び■の対数をとると次の通りになる。

１０ｔ）（Ｖ　ｉ　　）　　−１０！Ｊ（Ｖｌ　　）　
　＋１００（ＣＯ３（ωｔ　　））　　（３）１ｏａ（
ＶＱ　）　＝ｌｏＯ（ｖＩ）　＋１ｏｏ（ｓｉｌｌ（ω
ｔ　））　　（４）ｓｉｎ（ωｔ）及びＣ０５（ωｔ）
はともに１より小さいから、式■及び（Ａ）は次のよう
に書ける。

ｔｏｏ（Ｖ　ｉ　）　＝　ｌｏｇ（Ｖｍ　）　−Ｅ　ｉ
　　　　　　　■ｌｏｇ（Ｖｑ　）　＝　ｌｏｏ（Ｖｍ
　）　−ＥＱ　　　　　　　ｅ＞ただしここでＥ　ｉ　＝　−ｌｏｇ（ｃｏｓ（Ｃ１））　　　　　　
　　　　のＥ　Ｑ　＝　−１ｏｏ（ｓｉｎ（ωｔ　））
　　　　　　　　　　ｅである。

量Ｅｉ及びＥＱはともに正であり、“Ｉ”′及び′Ｑ′
°チャンネルでの瞬時電圧の対数と信号振幅の対数との
差を表わす。ωｔがπ／４に等しい時はＶｉ　とＶＱと
は等しく、ともに真の信号振幅から３ｄＢ異なる。ωｔ
の他の全ての値で、Ｖｉ又はＶＱが信号振幅から３ｃＥ
以内にある。信号振幅の第１次近似は、単にｌ１ｔＦＲ
電圧Ｖｉ及びＶ（＋の大きい方を選択することで行なわ
れる。この近似は信号位相に応じて０」乃至３（Ｉ３の
間の誤差を有する。

振幅評価の粘度は、信号位相に応じた補正量を加えるこ
とで改善される。この位相は式■を式（Ａ）から減輝す
ることで導き出される。

１ｏｏ（ｊａｎ（ωｔ　））＝　１００（ＶＱ　）　−
（１００（Ｖ　ｉ　）　（９）補正量は、位相が０及び
π／２の時ゼロになり、位相がπ／４の時＋３ｄ３にな
る。補正関数は、ωｔがπ／４より小であるか大である
かに従って実際にはＥｉ又はＥＱである。値は式Ｇ）か
ら導き出されるωｔの値を用いて、式の又は■から決定
される。

上記では５ｉｎ（ωｔ）及びＣＯＳ　（ωｔ）が両方と
も正である位相の範囲のみについて扱われている。

偏角をより・一般の場合に拡張するには、式■及び（４
）中で瞬時電圧ｃｏｓ（ωｔ　）及び５ｉｎ（ωｔ　）
に絶対値を用いる必要がある。

それぞれａｂｓ（ｃｏｓ（ωｔ　）　）及びａｂｓ（ｓ
ｉｎ（ωｔ　））で置き換えてＥ　ｉ　＝　−ｌｏｇ（ａｂｓ（ｃｏｓ（ωｔ　））　
　　　　　　（１２）Ｅ　Ｑ　＝　−１ｏｏ（ａｂｓ（
ｓｉｎ（ωｔ　））　　　　　　　（１３１とするなら
ば有効である。

補正関数の決定にはＣ０５（ω【）及び５ｉｎ（ωｔ）
の大きさが必要なだけであるから、この目的はｔａｎ（
ω（）の大きさの値を用いることができる。

これは、式（９）におけるのと同様にして式（１０）及
び（１１）から導き出せる。

ｌｏｇ（ａｂｓ（Ｖｑ））　　＝　ｌｏｃ＋（Ｖｓ　）
＋ｌｏｇ（ａｂｓ（ｓｉｎ（ωｔ　））これは正及び負
の瞬時電圧及び任意の信号位相に対して成り立つ。信号
振幅Ｖ■の粗評価は、やはりａｂｓ（Ｖｉ　）及びａｂ
ｓｆＶＱ　）の大きい方を選択することで行なわれ、補
正関数Ｅｉ及びＥＱも、式の及び０におけるＣ０５（ω
ｔ）及び５ｉｎ（ωｔ）を関数ｌｏｇ（ａｂｓ（Ｖ　ｉ
　））及びｌｏｇ（ａｂｓ（Ｖ　Ｑ　））は、復調器３
６への出力に発生される。

次に周波数復調について説明する。

上述の信号振幅を導き出す方法は、式（１４）から信号
位相の関数を計算することを含む。０乃至π／２ラジア
ンの１Ｉｉｒ！ＪＪに制限された位相に値が付与される
。完全な位相は、式（１４）の出力と位相象限について
の情報を組み合わせることで導き出される。これは、Ｉ
　１１及びＪ　Ｑ　ｌ″信号符号を保存する２つのｓｉ
ｎｈ−１増幅鼎の符号から得られる。

各サンプルの位相が得られると、信号周波数は数個のサ
ンプルにわたる位相の変化速度から分かる。

実施の実施例では、周波数は各４つのサンプルについて
測定される必要がある。従って１ｆＩ調器は、周波数測
定値を得るため各サンプルに対し信号位相全体を導き出
し、それらの位相を４サンプルのグループに分けて使用
するよう設計される。グループ内のサンプルの数は４個
に限定されるものではなく他の数を用いてもよい。

第６図を参照するに、ディジタル復調器３６は、入力４
０及び４２におけるディジタル化されたＩ信号及びＱ信
号を供給される入力ラッチ３８を有する。入力ラッチ３
８は、タイミング発生器４４が発生するタイミング信号
により制限される。このタイミング信号はアナログディ
ジタル変換器３２及び３４（第１図）からのディジタル
化信号のクロック式入来を制御する。入力ラッチ３８か
らの信号ｔｏｏ（ａｂｓ（Ｖ　ｉ　））及びｌｏｇ（ａ
ｂｓ（Ｖ　ａ　））は、強度及び差膜階４６ヘクロツタ
式供給され、信号振幅が極性及び符号と関わりなくＩ信
号及びＱ信号のうちの大きい方を選択することで導出さ
れ、前述の如く段階４８で少量補正される。、計算され
る補正量は、Ｉ信号及びＱ信号のうち大きい方により粗
振幅値に単に加算される。

補正は、式（１４）から得られる信号の位相、つまり（
ωｔ）に基いて行なわれる。しかし、これは９０度の区
域に制限された位相を表わす。Ｏ乃至３６０度にわたる
位相を決定するには位相が存在づる９０度の区域を知る
必要がある。これはＩ及びＱ信号の符号かられかる。

補正された振幅信号は、図示の実施例では４サンプルか
らなるフレームで動作する最大振幅検出器５０へ供給さ
れる。検出器５０は、フレーム中の第１番目のサンプル
と第２番目のサンプルとを比較し２つのうちの大きい方
を選択し、それと第３番目のサンプルを比較する。手順
は第４番［］のサンプルを初めの３つのサンプルのうち
の最大のものと比較することで繰り返される１、振幅同
期化段階５２は、出力Ａにおける最大振幅信号の読みだ
しを出力Ｆにおける周波数信号の読み出しと同期化する
。本実施例では、クロックルートを２０ＭＨｚとすると
、復調器３６の入力における信号サンプルは４組のグル
ープで考えられているから出力Ａ及びＦは５ＭＨ７で読
み出される。

別の図示しない実施例では、振幅信号は、フレーム中の
４つのサンプルの平均を訓算し、最も一般的な振幅を選
択するか、あるいは周波数測定の点又は近傍における振
幅をとることで決定される。

段階４８からの補正済振幅信号は、振幅輪郭発生器５４
に供給される。発生器５４は、入来する波形の形状を検
査し、周波数選択段階５６により周波数測定値を導き出
すための適当なサンプルを選択することを目的とする。

発生器５４は、４サンプルフレーム内の連続するサンプ
ルの振幅を比較する窓比較器からなる。

それぞれの比較において、現在のサンプルが前回のサン
プルと同一であること（Ｓ）、つまり所定の窓内に入る
こと、あるいは現在のサンプルが高すぎる（旧か低すぎ
る（シ）ため窓の外包１１にあることを示す比較出力信
号が出力される。従ってフレーム内の４つのサンプルに
対して、３回の比較と２７通りの比較器出力の組み合わ
せがある。

第７図は、２７通りの輪郭Ｐと、それぞれの輪郭及び各
々の場合に作動する周波数モードＦＭを表わす比較結果
ＣＦとを表にまとめたものである。

振幅窓の寸法は、雑音及び測定誤差の効果が調整される
よう外部制御バスにより制御される。

再び強度及び差膜Ｎ４６を参照するに、各サンプルの位
相は、９０度〈π／２ラジアン）区域内の位相角の正接
の対数を表わす１チヤンネルとＱチャンネルとでの信号
の強度間の差から導き出される。位相角情報は符号情報
とともに、位相補正段階５８へ供給される。位相補正段
階５８は論理関数として構成されているが、ルックアッ
プテーブルとにして構成されてもよい。位相補正段階５
８からの出力は、０度と３６０度との間での瞬時信号の
線型位相測定値からなる。これらの位相測定値は順次周
波数発生回路６０へ供給される。

周波数発生回路６０は、４サンプルフレーム内の位相変
化の割合から信号周波数を計算する。振幅発生回路によ
り検出される振幅輪郭に応じて４通りの動作様態がある
。回路は、データの入来の際に４通りの回答全てを発生
し、後に振幅輪郭が分ねったなら最も適切なものを選択
するようにして動作する。

４通りの様態は次の通りである。

ａ）４つの位相り゛ンプル全てを用いて平均周波数を発
生する。

ｂ）最初の位相測定値対のみを用いる。

Ｃ）第２番目と第３番目の位相測定値のみを用いる。

ｄ）第３番目と第４番目の位相測定値のみを用いる。

４つの様態はそれぞれのラインにより周波数選択段階５
６へ供給される。段階５６は、幾つかの規則に従って周
波数Ｆとして採用すべき様態を決める。

様態の選択に用いられる規則は（重要度の順に並べて）
次の通りである。

１、　振幅がフレームを通じて一定であるならｋｆ。

周波数様！！１（ａ）（第７図）を用いる。

２　振幅がフレームを通じて一定でないなら周波数様！
１１（ａ）は用いない。

３一定振幅区画が２つの上昇区画を分離する場合（これ
はパルス上パルス状態に対応していることがある）以外
は、周波数測定集合中の最大振幅を常に含める。

４、可能ならばフレームの一定振幅区画を用いる。

５、規則１乃至４に当てはまらないならば規則に従う最
初のサンプル対を用いる。

第７図は、２７通りの振幅輪郭の各々に対し対応する周
波数測定様態で前記の規則を適用したものである。

位相の不明確性の解決が必要な様態は、周波数様態（ａ
）のみである。伯の全ての様態は、隣接する位相測定値
の対を用いており、ナイキスト規準を満たすのなら離間
は１８０度より小さくなげればならない。従って隣接す
るサンプル間の位相差は直接周波数測定値に変換される
。

様態（ａ）における周波数の計算は、第１番目と第３番
目の位相サンプル及び第２番目と第３番目の位相サンプ
ルそれぞれから導き出される２つの周波数の平均を用い
る。等しい変量のランダムで相関性のない誤差のため、
この方法は略最小二乗法に匹敵する良好な周波数変位を
有する。しかし、最小二乗法における如く最初と最後の
位相サンプルのために結果を片寄らせるのではなく全て
のサンプルに等しい重み付けを与えているため本方法の
方が実現が容易であり、そして場合によってはより良い
結果が得られる。周波数４算の各半分は、３つではなく
２つの時間間隔にわたって行なわれるから不明確性の解
決も容易になる。従って１つの不明確性解決段階のみが
必要であり、また所要の情報は、様態（ｂ）、（ｃ）及
び（ｄ）について周波数を計算するのに用いられる差分
回路から得られる。

ディジタル復１器３６は、論理素子の組み合わせにより
構成しうるので、容易に右目的集積回路とｂで構成され
る。対数的増幅器２８及び　３０は、第３図に示される
曲線の区分的直線近似が得られるようカスタマイズでき
る。リチャード　スミス　ヒユーズによる［０ガリズミ
ツク　アンプリフィケーション　−　ウィズ　アプリケ
ーション　ツー　レーダー　アンド　イーダブリュー」
の５２及び５３頁には、バイポーラ動作用のカスタム集
積回路として構成された適当な直列直線限界対数的映像
増ａ器技術が記載されている。

ＡＤＣ３２及び３４は適当な公知のＡＤＣであればよい
が、第１図に示された実施例ではＡＤＣ３２及び３４は
Ｄａｔｅｌ　　ＡＤＣ−２０７映像フラツシユ変換器か
らなる。対数的増幅器２８及び３０の各々の出力範囲の
中央は、増幅器２８及び３０に結合されるＡＤＣ３２及
び３４のそれぞれの規準出力３１及び３３により、付随
するＡＤＣ３２及び３４の中点規準と一致するようにさ
れている。

増幅器２８及び３０の出力の最大予想電圧幅は、ＡＤＣ
Ｍ単鎖の抵抗性タップの最大範囲に対応するよう、つま
り最大電圧幅が各ＡＤＣの正の規準電圧と負の規準電圧
の間となるようにされる。

第１図に示される受信器の応用としては、多くの周波数
を同時にモニターする並列受信器のバンクがある。かか
る受信器のバンクには、スペクトルの所定部分が伝送の
ためモニターされるように異なる周波数に同調された局
部発振器が設けられる。

各ディジタル復調器の出力である周波数Ｆ及び振幅Ａは
、得られた出力を分析する中央処理装置（図示せず）に
供給される。

前記の受信機の別の応用としては、未知の信号源の方位
を干渉計により判定することがある。かかる構成の一例
は第８図に示されている如く、共通の局部発振器６６を
有する２つの受信器６２及び６４からなり、局部発振器
６６は受信器６２及び６４の両方ヘコヒーレントな信号
を供給する。

少なくとも受信器のアンテプは、距離６１間されている
。波長λを有する信号が、位相差Ｘにより僅かに異なる
時点で受信機により受信される。従つてこれらの受信機
が発生する周波数信号の間には位相差φがありこれが式により信号！ＩＩ（図示せず）の方向θを決定するのに
用いられる。

第９図は、Ｉ信号及びＱ信号がアナログ信号として処理
されてＡＤＣ７９及び７９により処理されうる周波数Ｆ
及び振ＩＩＡＡ信号が得られる本発明の実施例を示す。

より詳細には入力端子１０における信号は混合器１８及
び２０の入力に供給される。局部発振器２２からの局部
発振器信号Ｆしは、移相器２１へ供給され、移相器２１
は同相局部発振器信号及び直角位相局部発振器信号を混
合器１８及び２０へ供給する。混合器１８及び２０の出
力は、増幅器２５及び２７で増幅され、低域フィルタ２
４及び２６でＰ波され、Ｐ波されたｌ及びＱ信号の所望
成分が５ｉｎｈ−’増幅器２８及び３０へ供給される。

１（０１（Ｖｉ　）及ヒ１ｏａ（Ｖａ　）信号ハ、アナ
ログ復調器７６の入カフ２及び７４にそれぞれ供給され
る。復調器７６の出カフ８及び８０は、周波数Ｆ及び増
幅器へのアナログ値を与える。周波数Ｆおよび振幅へを
ディジタル値として表わす場合には、ＡＤＣ７９及び８
１が出カフ８及び８０それぞれに接続される。

振幅信号Ａの最大値を得る方法としては、アナログＯＲ
ゲート９２（第１０図）を用いるものがある。復調器の
入カフ２及び７４における信号は、アナログＯＲゲート
の入力８４及び８６それぞれに供給され、またインバー
タ８３及び８５で反転される。インバータ８３及び８５
の出力はそれぞれ人力８２及び８８へ供給される。イン
バータ８３及び８５を用いるため、符号にかかわりなく
最大値として選択されるのは絶対値である。

第１１図はアナログＯＲゲート９２の一実施例を示す。

入力８２乃至８８の各々は、エミッタフォロア接続され
たそれぞれのＮＰＮトランジスタ９４のベース電極に接
続される。トランジスタ９４のエミッタ負荷は、ダイオ
ードとしてベース電極とコレクタ電極が合わせて接続さ
れている他のＮＰＮトランジスタ９６からなる。４つの
トランジスタ９６のエミッタは、定電流源９８の一方の
端子に接続され、定電流源９８の他方の端子はＶＥＥラ
インに接続される。トランジスタ９４のコレクタはＶｃ
ｃラインに接続される。

アナログＯＲゲート９２の出力は、ダイオード接続され
た（ＮＰＮ）トランジスタ　１００のベース電極から得
られる。トランジスタ　１００のコレクタ電極は定電流
源１０２を介してＶｃｃラインに接続される。電流源１
０２が発生する電流は、電流源１０２が発生する電流の
半分に設定されている。トランジスタ　１００のエミッ
タ電源は、定“電流源の９８の端子９７に接続されるエ
ミッタ′Ｆｉ極を有する他のダイオード接続ＮＰＮ）−
ランジスタ１０４に接続される。

動作においては、入力端子８２乃至８８のうち最も高い
電圧が印加された端子が付随するトランジスタ９４の導
電性を最高にし、端子９７における電圧を上げる。この
電圧上昇は、ベース電圧のより低い他の入力トランジス
タ９４を全てオフとする。出力９０における電圧は、電
流源１０２と等しい電流を維持するよう最も＾い入力電
圧に等しいレベルまで上背する。この状態では、入力ト
ランジスタ９４のうち作動しているものと出力トランジ
スタ１００及び１０４とを流れる’Ｊ４１は等しい。

従って振幅端子９０における出力を監視すると、最大の
入力電圧を選択する手段が得られる。また夏もＱも最大
電圧を示さない場合に必要な振幅補正値もこの回路によ
り自動的に得られる。２つの入力が略等しい場合、電流
は４つの入力トランジスタ９４のうちの２つにより分配
され、それらのトランジスタのエミッターベース電圧は
、全ての電流が４つのトランジスタのうち１つのみに流
れる場合より低くなる。従って出力電圧はこの場合入力
レベル付近まで上昇し、入力レベルを慎重にスケーリン
グすることでこの電圧のずれが所望の補正量を非常に密
接に追跡するようにできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による受信機の実施例の概略ブロック図
、第２図は如何にして局部発振器周波数数ＦＬを設定す
ることで本発明により構成される受信機によって問題の
周波数帯域全体のうち選択された部分が監視されるかを
説明する図、第３図は第２図に示される受信機で用いら
れる５ｉｎｈ″（又は対数的）増幅器の伝達特性を示す
図、第４図及び第５図はそれぞれ５ｉｎｈ−’増幅器の
入力波形及び出力波形を示す図、第６図は第１図に示さ
れる受信器回路で用いられるディジタル復調器の概略ブ
ロック図、第７図は第６図に示されるデータ復調器で用
いられる振幅輪郭発生器により発生される可能性がある
振幅形状Ｐを表にまとめた図、第８図は第１図に示され
る種類であり共通の局部発振器を有する２つの受信機を
用いる干渉４の概略ブロック図、第９図は本発明による
アナログ受信機の実施例の概略ブロック図、第１０図は
アナログ振幅信号Ａを得るための１つの手段を示す図、
第１１図は第１０図で用いられるアナ０グＯＲゲート９
２の実施例の概略回路図である。１０．４０．４２・・・入力、１２・・・分相器、１４
゜１６・・・分相器の出力、１８．２０・・・混合器、
２１・・・移相器、２２．６６・・・局部発振器、２４
．２６・・・低域フィルタ、２５．２７・・・増幅器、
２８゜３０　・Ｓ　１ｎｈ−１増幅器、３１．３３・・
・接続、３２゜３４．７９．８１・・・アナログディジ
タル変換器、３６・・・デンジタル復調器、３８・・・
入力ラッチ、４４・・・タイミング発生器、４６・・・
強度及び差膜階、５０・・・最大振幅検出器、５２・・
・振幅同期化段階、５４・・・振幅輪郭発生器、５６・
・・周波数選択段階、５８・・・位相補正段階、６０・
・・周波数発生回路、６２．６４−・・受信機、７６・
・・アナログ復調器、８３．８５・・・インバータ１，
９２・・・アナログＯＲゲート、９４．９６．　１００
．　１０４・・・トランジスタ、９８、　１（）２・・
・定電流源。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）入力信号用の入力端子と、入力端子と結合され周
波数低域変換周相信号及び周波数低域変換直角位相信号
を発生する手段と、略ｓｉｎｈ＾−＾１の伝達特性を有
し、周波数低域変換信号がそれぞれ供給されて同相信号
及び直角位相信号の対数に略対応する第１の出力信号及
び第２の出力信号を発生する第１の増幅器及び第２の増
幅器と、復調手段とからなり、該復調手段は第１及び第
２の出力信号のうちより大なる絶対値を有する方の出力
信号を選択することで入力信号の振幅を判定する手段と
、第１及び第２の出力信号から位相を導出し該出力信号
の位相の変化速度から受信機の中心周波数に対する入力
信号の周波数を判定する手段とからなるゼロＩＦ受信機
。
（２）入力が第１及び第２の増幅器のそれぞれの出力に
結合され、出力が復調手段に結合されて、ディジタル化
された第１及び第２の出力信号を出力するディジタル化
手段からなることを特徴とする請求項１記載のゼロＩＦ
受信機。
（３）復調手段は、ディジタル化された同相信号及び直
角位相信号の対応するサンプルを一時的に記憶するラッ
チからなることを特徴とする請求項２記載のゼロＩＦ受
信機。
（４）復調手段は、９０度の区域内での位相角の正接の
対数が得られるようディジタル化された信号サンプルの
一方をディジタル化された信号サンプルの他方から減算
する手段からなることを特徴とする請求項３記載のゼロ
ＩＦ受信機。
（５）復調手段は、ディジタル化された同相及び直角位
相信号サンプルの符号に応じて位相角がどの９０゜区域
内にあるかを判定する手段からなることを特徴とする請
求項４記載のゼロＩＦ受信機。
（６）復調手段は、第１の信号と第２の信号のうち絶対
値が大きい方を選択することで判定された振幅の表示を
、信号位相に応じる補正により補正する手段からなるこ
とを特徴とする請求項５記載のゼロＩＦ受信機。
（７）復調手段は、所定数の補正された振幅手段を比較
し、最大の入力信号の振幅表示として選択する手段から
なることを特徴とする請求項６記載のゼロＩＦ受信機。
（８）復調手段は、フレームを形成する複数の連続する
補正された振幅サンプルの対を比較することに応じて振
幅輪郭信号を発生する手段からなることを特徴とする請
求項６又は７記載のゼロＩＦ受信機。
（９）復調手段は、複数の連続する位相サンプルからな
るフレーム内での位相の変化速度から周波数信号を発生
する手段からなることを特徴とする請求項８記載のゼロ
ＩＦ受信機。
（１０）該信号周波数を発生する手段は、まず全ての位
相サンプルを用い、次に同一フレーム内の複数の位相サ
ンプルの異なる部分集合を用いて複数の可能な回答を発
生することを特徴とする請求項９記載のゼロＩＦ受信機
。
（１１）復調手段は、信号周波数を発生する手段により
発生される該複数の可能な回答の各々が供給される複数
の入力と、振幅輪郭を発生する手段により発生される振
幅輪郭信号が供給される入力とを有する周波数選択手段
からなることを特徴とする請求項１０記載のゼロＩＦ受
信機。
（１２）フレームは４つの位相サンプルからなり、周波
数選択回路は、１）振幅がフレームを通じて一定である場合、全ての位
相サンプルを用いる結果を用い（様態（ａ））、２）振幅がフレームを通じて一定ではない場合には様態
（ａ）は用いず、３）一定振幅区画が２つの上昇区画を分離する場合以外
は常に周波数測定集合中の最大振幅サンプルを用い、４）可能な場合はフレームの一定振幅区画を用い、５）規則（１）乃至（４）に当てはまらない場合は、規
則に従う最初のサンプル対を用いる、ことで出力周波数を選択することを特徴とする請求項１
１記載のゼロＩＦ受信機。
（１３）復調手段は、第１及び第２の出力信号のうち大
きい方の絶対値を有する出力信号を判定するアナログ手
段からなることを特徴とする請求項１記載のゼロＩＦ受
信機。
（１４）アナログ手段は、第１及び第２の出力信号およ
び第１及び第２の出力信号の反転信号をそれぞれ供給さ
れる入力を有し、振幅補正を行ないうるアナログＯＲゲ
ートからなることを特徴とする請求項１３記載のゼロＩ
Ｆ受信機。
（１５）複数の請求項１乃至１４のいずれか一項記載の
ゼロＩＦ受信機からなり、各受信機は他の局部発生器に
より発生される周波数と異なる周波数を発生する局部発
振器を有してなる受信機。
（１６）２つの請求項１記載のゼロＩＦ受信機からなり
、共通の局部発振器を有し、少なくともゼロＩＦ受信機
のアンテナは既知の距離離間し、さらにゼロＩＦ受信機
の位相出力に接続される位相差測定装置が設けられてな
る干渉計。
（１７）既知の距離離間して位置する第２の受信アンテ
ナ及び第２の受信アンテナと、複数対の請求項１記載の
第１及び第２のゼロＩＦ受信機の対とからなり、各対は
他の局部発振器により発生される周波数と異なる所定周
波数を発生する共通の局部発振器を有し、各対の第１の
受信機は第１のアンテナに結合され、各対の第２の受信
機は第２のアンテナに結合され、さらに受信機の対に結
合される位相差測定手段を設けられてなる干渉計。