CN100459413C - 低if或零if接收机中用于i-q失配补偿的装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种校正正交接收机中的失配的补偿电路，其包括用于接收射频(RF)已调信号的第一和第二混频器。一个混频器接收一I本振信号，而第二混频器接收一Q本振信号，其中I和Q本地振荡器具有基本相同的频率。第一和第二混频器的输出分别耦合到第一和第二滤波器，后者分别产生I和Q输出信号。固有电路失配产生了增益和/或相位误差，所述增益和/或相位误差导致I和Q输出信号中的失配。校正电路自动地向I和Q输出信号中的至少一个应用一校正因子以校正所述增益和/或相位误差，这是通过向I和Q输出信号的至少一个应用一乘法因子以便产生经校正的信号。校正因子可以根据每个单元来确定。可以使用工厂装配的最后阶段中的测试来确定校正因子的值。校正因子可以被保存在无线通信设备的存储器中，并且稍后被使用。

Description

低IF或零IF接收机中用于I-Q失配补偿的装置和方法

                             背景

相关申请

本申请要求2002年1月24日提交的第60/351,664号美国临时申请的优先权。

技术领域

所公开的系统和方法一般涉及无线通信领域。更具体地说，所公开的系统和方法涉及一种用于补偿低中频(IF)或零IF接收机中的I-Q失配的系统和方法。

背景技术

诸如外差式接收机这样的无线接收机一直以来都用于无线通信。对于外差式结构而言，由调谐器、或与天线耦合的其它射频设备来检测一射频信号。内部振荡器，也称为本地振荡器，与所述射频信号一起被提供给混频器。混频器以射频和本振之和和之差产生输出信号。该级的输出通常被指定为中频(IF)。由于IF仍是相对高的频率，因此可以使用常规的滤波技术来消除来自混频器的一组输出信号(即或是和信号、或是差信号)。

外差式技术已经在许多类接收机中使用。例如，诸如蜂窝电话这样的无线通信设备经常使用外差式结构。然而，该结构要求附加电路、功耗和附加的费用来构建该设备。这样，产生了其中消除了IF电路的新的系统结构。采用该结构的接收机有时被称为零IF接收机。在本申请中，本地振荡器把射频信号直接与基带信号混频。在类似的结构中，指定为低IF结构，本地振荡器把RF信号向下混频到IF。然而，IF是很低的频率，因此不允许常规的滤波消除在外差式结构中常见的不期望的镜像频带干扰，如上所述。

零IF和低IF接收机具有实质上相同的前端电路。该系统结构的示例在图1中说明，其中正交接收机采用零IF或低IF结构。如图1所述，常规系统10包括与射频(RF)级14耦合的天线12。RF级14可以包括放大器、滤波器、调谐元件等等。RF级14的细节对于本领域的技术人员是已知的，在此无须描述。RF级14与天线12一同工作以检测已调RF信号并产生与之对应的电信号。

常规系统10还包括RF分离器16，RF分离器16产生来自RF级14的输出的信号的两个相同副本。RF分离器可以是一电子电路，或者以其最简单的实现方式，它可以简单的是一有线连接。在某些实现中，RF分离器16可以作为RF级14的一部分来实现。

这两个相同的信号被提供给混频器20和混频器22的RF输入。混频器20和22各包括一本振输入。向混频器20提供一本振信号，指定为“I”本地振荡器。向混频器22提供一本振信号，指定为“Q”本地振荡器。本地振荡器信号I和Q的频率相同，但是彼此间有90度的相移。用于产生这些正交信号的技术是本领域已知的，无须在此描述。混频器20和22的输出分别被提供给低通滤波器24和26。在示例性的实施例中，滤波器24和26是低通滤波器。滤波器24所产生的信号是一基带(或接近基带)信号I(t)。类似地，滤波器26所产生的信号是一基带(或接近基带)信号Q(t)。

在理想环境下，I本振和Q本振提供的正交信号分开精确的90度。所产生的I和Q输出也会理想地有相等的幅度。而且，理想的系统会有精确匹配的混频器20和22以及匹配滤波器24和26。在这些理想环境下，输出I(t)和Q(t)实质上是正交的。也就是，I(t)信号未投射到Q(t)信号，反之亦然。

不幸的是，这类理想电路并不存在。即使混频器20和22以及滤波器24和26接近地匹配，也会产生某些相位和/或增益误差。I和Q电路中的该不期望的电路失配导致实质上不正交的输出信号I(t)和Q(t)。也就是，I(t)信号会投射到Q(t)信号上，反之亦然。该电路失配的结果在图2A和2B中说明。电路失配的结果既影响I(t)、又影响Q(t)；因此，我们参照图2A和2B的讨论考虑正交信号的复频谱。

图2A是一RF频谱。本领域的技术人员会认识到，为了简便起见，没有画出RF频谱的刻度。RF频谱包括代表I本振信号的线30。期望的信号由频谱的部分32指示。图2A还说明了由于相邻信道或相隔信道而存在的“抖动”信号。相邻信道由标为J_30信号的频谱的部分34指示，它与期望信号的载频分开30千赫兹(kHz)。

电信标准IS-98B，题为“RF Performance for Dual-Mode Mobile Telephone”，规定了使用抖动信号对特定干扰信号进行的测量，其中抖动信号于期望的载频分开60kHz。频谱的部分36指示J_60抖动信号的存在。此外，图2A说明了从抖动信号J_120产生的频谱的部分38，抖动信号J_120与期望信号的载频分开120kHz。

本领域的技术人员会理解，频谱关于DC轴(0Hz)对称。这样，期望信号的频谱32具有镜像频谱32′，它以负载频为中心。类似地，频谱34、36和38分别有镜像频谱34′、36′和38′。

图2A还说明了线40，线40指明了由于图1的示例电路所示的电路的I和Q部分之间的失配而从本振信号产生的频谱的一部分。混频器20和22把RF频谱中的信号与本振30的值相乘。本振30对部分32-38和32′-38′的处理结果实际上是图2A的频谱中所有分量的频移。在混频器(例如混频器20)和滤波器(例如滤波器24)的处理之后，图1的I电路产生图2B所述的基带频谱。频谱部分32-38和32′-38′实际上已经向右移动了本振的频率。结果，代表期望信号的频谱的部分32′现在以15kHz为中心。类似地，频谱的部分34′、36′和38′已经发生频移，现在分别以-15kHz、-45kHz和-105kHz为中心。与此同时，频偏的部分32-38(见图2A)被频移到高得多的频级，在图2B中未示出。频偏的这些部分是不期望的，使用常规技术容易消除。

失配本地振荡器40还与图2A所述的RF频谱的部分32-38以及32′-38′交互作用。本地振荡器30的正频率值实际上把RF频谱向正频率方向移动，而失配本地振荡器40的负频率值实际上把RF频谱向负频率方向移动。结果，部分32′-38′向负频率方向移动，使得它们不会对图2B中以15kHz为中心的期望信号产生干扰。然而，图2A中频谱的部分32-38向左移位，使得图2A中的原始部分32现在以-15kHz为中心，并且在图2B中被标识为部分32i，以指示部分32i是从不期望存在的失配本振40而产生的信号镜像。类似地，图2A中频谱的部分34-38向负方向移位，以产生图2B所述的频谱部分34i-38i。应该注意到，部分34i是J_30镜像频谱，它实际上创建了基带信号中的边带，直接与以15kHz为中心的期望信号频谱相符。此外，代表J_60镜像频谱的部分36i以45kHz为中心，还会引起对期望信号的显著干扰。

不期望的边带32i-38i可以被表征为“残留边带”，因为它们源自于失配本地振荡器40的残留效应。混频器20和22以及滤波器24和26的小心匹配会减少残留边带，并因此减少不期望的镜像频率。然而，电路匹配不能完全消除失配的本振信号。因此可以理解，非常需要一种技术来补偿零IF或低IF系统结构中的I-Q失配。本发明提供了这个及其它优点，这从以下详细描述和附图中将显而易见。

发明内容

本发明体现在一种用于补偿低IF或零IF接收机中的I-Q失配的装置中，并且包括具有相应的射频(RF)输入、本振输入和混频器输入的第一和第二混频器。混频器的RF输入用于接收已调的RF信号，第一混频器的本地振荡器用于接收I本振信号，而第二混频器的本振输入用于接收Q本振信号。I和Q本振信号具有基本相同的频率。该装置还包括分别于第一和第二混频器的混频器输出耦合的第一和第二滤波器，用于对来自混频器输出的输出信号滤波，从而分别产生I和Q输出信号。第一和第二混频器以及/或者第一和第二滤波器中的电路差异导致增益和/或相位误差，所述增益和/或相位误差导致I和Q输出信号中的失配。该装置包括一校正电路，用于向所述I和Q输出信号的至少一个应用一校正因子以校正所述增益和/或相位误差，这是通过向所述I和Q输出信号的至少一个应用一乘法因子以便产生经校正的信号。

在一示例性实施例中，校正电路向I和Q输出信号都应用乘法因子，从而产生经校正的I输出信号和经校正的Q输出信号。补偿电路可以是模拟电路或数字电路。在一实施例中，接收机是无线通信设备的一部分，该系统还包括用于保存表示校正因子的数据的存储区域。

在一示例性实施例中，测试信号生成电路产生一固定频率信号，作为到第一和第二混频器的输入，以便允许对增益和/或相位误差进行测试度量。在该实施例中，校正电路所应用的校正因子基于测试度量。校正因子可以被保存在无线通信设备内的存储区域中，存储区域中的数据表示所述校正因子。

附图说明

图1是本领域已知的RF接收机电路的功能框图。

图2A是如图1所示的电路的RF频谱。

图2B是电路(比如图1的电路)进行解调后的基带频谱。

图3是本发明一实现的功能框图。

图4是说明由图3的系统所实现的镜像抑制技术的图。

图5是说明由本发明的系统所使用的校准技术的功能框图。

图6是说明由本发明的系统对增益和相位误差进行补偿的图。

图7是说明由本发明的系统对增益误差进行补偿的图。

图8是说明由本发明的系统对相位误差进行校正的图。

图9是说明使用本发明技术用于无线通信设备的校准的测试装置的功能框图。

具体实施方式

本发明提供了I(t)和Q(t)信号的主动校正以克服固有失配和所产生的有害效应。下面将详细描述的是，每个通信设备都是唯一的，在一示例性实施例中，经历在工厂处的校准。校正因子被保存在设备中，并用于自动地产生补偿信号。

在一示例性实施例中，本发明体现在图3的功能框图所示的系统100中。从图3的框图可见，本发明可应用于任何正交接收机，比如高级移动电话系统(AMPS)、全球定位系统(GPS)接收机、常规蜂窝电话系统或者PCS系统。GPS实施例可包括GPS天线102、滤波器104、放大器106和I-Q混频器电路108。本领域的技术人员会认识到，I-Q混频器电路108说明了单个混频器。然而，对于I信号和Q信号有若干分开的混频器，比如图1所示的那些混频器。

无线通信系统还包括为了允许多频带上的发送和接收的天线110、天线共用器112、放大器114以及滤波器116。在一实施例中，滤波器116作为表面声波(SAW)滤波器而实现。诸如滤波器116这样的组件的工作频率对于蜂窝电话电路和PCS电路一般会改变。例如，蜂窝电话一般工作在800MHz频带中，而PCS设备一般工作在1900MHz频带中。

滤波器114的输出被提供给PCS I-Q混频器120和小区I-Q混频器122。同样，本领域的技术人员会认识到，PCS I-Q混频器120和小区I-Q混频器122实际上包括分开的用于I信号和Q信号的混频器。

图3中还说明了一本地振荡器电路124，该电路提供了混频器108、120和122所需的必要的频率和正交信号(即90度相移)。本地振荡器电路124包括超高频振荡器125，其输出耦合到PCS本振发生混频器127，以便为于PCS无线设备相关的本地振荡器生成必要的频率。此外，UHF振荡器125的输出耦合到GPS本振发生混频器129以产生GPS混频器1080所使用的必要频率。此外，UHF振荡器125的输出耦合到除法器电路131以便为蜂窝电话混频器122产生必要的频率。本领域的技术人员会认识到，可以使用多种不同的已知技术，分别GPS、PCS和小区所需的各个频率下产生必要的正交信号。为了简洁起见，这里无须包括那些细节。而且，本领域的技术人员会认识到，系统100不要求多个混频器(即GPS混频器108、PCS混频器120和小区混频器122)来进行令人满意的操作。而是把系统100应用于任一正交混频器的输出以便校正I和Q电路间的失衡。这样，仅有GPS的接收机会满意地使用系统100，因为仅有GPS的接收机仅要求GPS混频器108。而且，系统100能容易地应用一仅有PCS的设备或者仅有小区的设备。

来自各个接收机部分的信号被加法器126组合，并被提供给I-Q低通滤波器128。尽管图3仅说明了单个I-Q低通滤波器128，却提供了分开的I和Q滤波。I-Q滤波器128所产生的输出是低IF信号I(t)和Q(t)。在图2B的基带频谱中提供的示例中，RF信号被向下混频至15kHz的低IF。在其他实施例中，RF信号可以被直接混频至零IF。零IF和低IF结构在I-Q失配中都会遇到相同的难题。本发明可应用于零IF和低IF结构。

上述的某些元件，比如混频器108、120和122，可以在集成电路(IC)130中实现以提供组件的严格容限和较好的匹配。IC 130使用已知技术来提供电路组件(例如晶体管)的匹配和温度依从关系。然而，即使根据IC 130提供的严格电路容限，电路失配仍旧存在，这导致从残留边带产生的不期望的干扰。

信号被模数转换器(ADC)134数字化。在一示例性实施例中，ADC 134可以由Δ-∑转换器来实现，这是本领域已知的。ADC 134后面跟着一数字滤波器136以便衰减量化噪声和DC校正电路138，后者向ADC 134提供反馈。这些元件的操作是本领域已知的，在此无须描述。

系统100还包括I-Q补偿电路150以产生信号I(t)和Q(t)的补偿形式。提供以下数学分析来获得对I-Q补偿电路150所提供的信号的更好理解。

两个抖动源是IC 130中实现的组件的动态范围规范的驱动力。它们是60kHz抖动及其镜像。60kHz的抖动在很大程度上通过常规滤波而消除。滤波器128使60kHz抖动衰减，其衰减程度近似于一般的IF滤波器在常规外差式结构中衰减的程度。

幻象本地振荡器(例如图2A中的LO 40)有时被称为残留边带(RSB)，它会对实输入信号的正频率分量进行下变频。60kHz抖动的镜像出现在离期望信号偏移60-2xIF处。这样，在图2B的基带频谱中，对于15kHz低IF，代表60kHz抖动的镜像的部分36i(即J_60镜像频谱)出现在以45kHz为中心。因此，镜像抑制是I-Q匹配以及滤波的函数，也就是，低通滤波器128和数字滤波器136会帮助60kHz抖动的幅度。此外，补偿电路150后面的数字滤波器160也会帮助减小60kHz抖动的幅度。数字滤波器160产生信号I_comp和Q_comp，这两个信号是经补偿的信号。这些信号由附加电路(比如移动站调制解调器(未示出))以常规方式进行处理，以产生输出信号(例如音频信号)。

镜像抑制比可由以下公式1来表征：

IRR＝RSB+ACR(dB)                               (1)

其中IRR是镜像抑制比，RSB是本地振荡器(例如图2A中的本地振荡器30)的功率与由于失配引起的本振电平的残留量之比，后者由图2A的RF频谱中的线40所表示，而ACR是通过低通滤波实现的相隔信道抑制。值ACR可通过以下数学地确定：

$\mathrm{ACR}=-10\log \left[\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{({A\_\mathrm{dig}}_n*{A\_\mathrm{alias}}_n*J_n)}^2\right]-\left(\frac{C}{N_0}\right)\left(\mathrm{dB}\right)---\left(2\right)$

其中下标n是频率索引，它可以以400Hz步长递增，根据抖动的正弦调制(在抖动的载频处n＝0)，C/N₀是对于12dB SINAD(信噪和失真比)的C/N，3.5dB，J是贝塞尔函数，它是正弦频率调制的载波的频谱中幅度加权的固有特性，A给出在索引的频率下每个滤波器(数字滤波器和反混频滤波器)相对于插入损耗的衰减。

应该注意到，公式(1)和(2)可推广应用于相邻信道抑制以及相隔信道抑制。本领域的技术人员会理解，在特定的无线通信系统实现中，信道的中心频率每30kHz都隔开。这样，相邻信道离开期望的信号信道为30kHz，而相隔信道离开期望的信号信道为60kHz。相邻和相隔信道抑制都包括滤波(以获取ACR)。然而，由于抖动较接近于信号(即30kHz相对于60kHz)，且滤波器不足以使其衰减像使相隔信道抖动衰减的那样多，因此相邻信道抑制总是较差。

如果公式(1)和(2)用于相隔信道抑制，则公式(1)中的值IRR是指基带处期望信号的能量(即图2B中频谱的部分36i的强度)除以60kHz抖动的镜像部分32’的能量。公式(2)说明了相隔信道抑制的值的计算，并考虑到数字和模拟滤波两者的滤波效应。如果公式(1)和(2)都用于相邻信道抑制，则值IRR是指基带处期望信号的能量(即与来自30kHz镜像的部分34i的能量相比的频谱的部分32’)。当用于相邻信道抑制时，值ACR是指相邻信道抑制，并且可由公式(2)表示。

为了系统100令人满意的操作，IRR的最小值应为60dB，RSB(即由于失配的LO信号，由图2A的频谱中的线40所示)最好小于30dB。图4的图表说明了对于IRR＝60dB在ACR和RSB之间的折中。从图4可见，IF频率越低，ACR抑制就越大，这是因为抖动的镜像更偏离自基带处的期望信号。从图中可见，15kHz低IF的选择能够实现60dB IRR以及合理的RFR6000 RSB(＜40dB校正)这两个目标。

在这里讨论的例子中，选择IF为15kHz。根据这个所选的IF，相隔信道抖动的镜像处在60-2*IF＝30kHz(离开15kHz低IF为30kHz)。相邻信道抖动的镜像处在30-2*IF＝0kHz(离开信号为0kHz)。由于ACR仅在产生镜像后作用于IRR，因此由于偏移为0Hz，相邻信道ACR为0。这样，由于为该例选择了IF(即15kHz)，因此ACR仅能应用于相隔信道抑制。

另一潜在的干扰源是60kHz和120kHz抖动间的互调(IM)干扰。图2A说明了实输入频谱的负频率分量。抖动在下变频后仍处在-45kHz和-105kHz，它们仍与信号偏移60kHz，信号处在+15kHz。所产生的三阶互调失真(有时称为IM3)处在2*(-45)-105＝+15kHz。在缺乏失配本地振荡器40时，IM3失真会出现在离开期望信号60kHz和120kHz之处。在图2B中，频谱的部分36’和38’实际上分别与期望信号隔开60kHz和120kHz。

在存在失配本地振荡器40时，频谱36i和38i的镜像部分不再与期望信号隔开60和120kHz。如图2B所示，频谱的镜像部分36i和38i以45kHz和105kHz为中心，离开期望信号的偏移量减少。结果，诸如低通滤波器128这样的低通滤波器、数字滤波器136或者数字滤波器160的期望效应被降级。尽管可能提供更复杂的滤波器，然而这类滤波器占用很大的电路空间，并且在设计上相当复杂。因而，本发明为I-Q失配提供了补偿，这消除了较高阶滤波器的必需性。

本领域的技术人员会理解，由于DC凹口(近似1kHz宽)，较低的IF会引起增加了的失真。选择极点和信道滤波器模板的位置以满足语音失真和数据比特误差率(BER)要求。

上面讨论了60kHz抖动及其镜像的效应。此外，相邻信道信号，比如30kHz抖动，会导致图2B的基带频谱中所示的带内镜像。J_30镜像直接落在期望信号的顶部，因此不能被滤波。这个不期望的30kHz抖动信号必须通过I和Q信道的正确匹配来抑制。IS-98B规范要求最小16dB。因此，给定上述C/N₀的值，RSB必须至少为16+(C/N₀)＝19.5dB。

如上所讨论的，IC 130根据适当的系统设计能实现约20dB的RSB。附加的补偿电路必须提供RSB中额外的12dB改进。图5说明了用补偿电路150来提供RSB的额外12dB的实现。应该注意到，图3的电路说明了系统100的数字实现。也就是，补偿电路150是一数字补偿电路。然而，本发明也可以以数字形式或模拟形式来实现。图5说明了系统100的模拟实现，其中补偿电路150跟在低通滤波器24和26后面。

混频器(例如图3中的混频器120)、低通滤波器(例如滤波器120a)和ADC(例如ADC 134)都用于I和Q电路中的失配。这导致I和Q之间可能的相位误差和/或增益误差。为了了解混频器进行的信号处理，令□表示正交误差，令k表示I和Q之间的增益误差。为了进行数学分析，认为所有误差都在Q信道上(即，认为I信道是准确的信号)。图5中的I和Q混频器可以是常规的混频器，比如混频器20和22，如上面参照图1所讨论的。I和Q的输入信号由下式表示：

I_in＝cos(f(t))

Q_in＝ksin(f(t)+φ)＝kcosφsin(f(t))+ksinφcos(f(t))      (3)

其中I_in和Q_in表示到补偿电路150的输入信号。从公式(3)开始，可以校正I和Q信号以消除相位和增益误差。从下面公式(4)的矩阵中示出应用于I_in和Q_in的校正因子：

${\left[\begin{array}{cc}I& Q\end{array}\right]}_{\mathrm{compansate}}={\left[\begin{array}{cc}I& Q\end{array}\right]}_{\mathrm{in}}\left[\begin{array}{cc}1& -\tan \mathrm{\φ}\\ 0& \frac{1}{k\cos \mathrm{\φ}}\end{array}\right]---\left(4\right)$

其中公式(4)的校正因子导致I和Q信号的完全校正。

在图3所示的系统100的实现中，信号I_in和Q_in是数字信号。这样，上面公式(4)中的校正因子可以用数字信号来实现，所述数字信号根据校正因子提供的比特数以及校正因子的电压范围而以每步长形式增加或降低。在补偿系统的实际实现中，公式(4)所提供的完全校正示例可以被下面公式(5)所示的实际校正因子所代替：

${\left[\begin{array}{cc}I& Q\end{array}\right]}_{\mathrm{compansate}}={\left[\begin{array}{cc}I& Q\end{array}\right]}_{\mathrm{in}}\left[\begin{array}{cc}1& -\tan \mathrm{\θ}\\ 0& \frac{1}{\mathrm{\α}\cos \mathrm{\θ}}\end{array}\right]---\left(5\right)$

其中θ≠□，α≠k。下面讨论信号为提供量化误差可接受的补偿所需的比特数。

图6-8的图表中说明了量化误差的效应。图6中，当k＝1.4db且＝11.1°时产生完全校正值。图6的图表说明了对于α和θ由于量化误差而产生的变化，在补偿RSB中产生的变化。

类似地，图7和8说明了对于k和φ的不同值，在补偿的RSB中的变化。本领域的技术人员会认识到，希望使量化误差最小，以便在图5的补偿矩阵中准确地表示补偿值。

下面示出补偿信号的导出，其中下列公式(6)是在IC 130(见图3)的输出端产生的信号的数学表示，并且用信号幅度说明了RSB的计算：

信号＝I+jQ＝Ae^jf(t)+Be^-jf(t)

$\mathrm{RSB}=20\log \left(\frac{\left|A\right|}{\left|B\right|}\right)---\left(6\right)$

其中A和B表示正交分量的幅度。幅度A和B可以用上面的公式(4)和(5)来表示，导致下列公式(7)：

$A=\frac{1}{2}\{1+\frac{k}{\mathrm{\α}}\left(\frac{\cos \mathrm{\φ}}{\cos \mathrm{\θ}}\right)+j[\frac{k}{\mathrm{\α}}\left(\frac{\sin \mathrm{\φ}}{\sin \mathrm{\θ}}\right)-\mathrm{tna\θ}\left]\right\}$

$B=\frac{1}{2}\{1-\frac{k}{\mathrm{\α}}\left(\frac{\cos \mathrm{\φ}}{\cos \mathrm{\θ}}\right)+j[\frac{k}{\mathrm{\α}}\left(\frac{\sin \mathrm{\φ}}{\sin \mathrm{\θ}}\right)-\mathrm{tna\θ}\left]\right\}---\left(7\right)$

其中所有项都在前面定义。组合上述公式(6)和(7)能够计算补偿的RSB，并且由下式给出：

${\mathrm{RSB}}_{\mathrm{compensate}}=10\log \left[\frac{{(\frac{\cos \mathrm{\φ}}{\cos \mathrm{\θ}}+\frac{\mathrm{\α}}{k})}^2+{(\frac{\sin \mathrm{\φ}}{\cos \mathrm{\θ}}-\frac{\mathrm{\α}}{k}\tan \mathrm{\θ})}^2}{{(\frac{\cos \mathrm{\φ}}{\cos \mathrm{\θ}}-\frac{\mathrm{\α}}{k})}^2+{(\frac{\sin \mathrm{\φ}}{\cos \mathrm{\θ}}-\frac{\mathrm{\α}}{k}\tan \mathrm{\θ})}^2}\right]---\left(8\right)$

其中项目已在前面定义。

$\mathrm{rs}{b}^2={10}^{\frac{\mathrm{RSB}}{10}}---\left(9\right)$

公式(5)的补偿矩阵提供了一数字实现，其中为每个无线通信设备确定矩阵的校正值，并将校正值保存在无线通信设备内。校正参数值的范围以及校正参数的期望分辨率都通过实验来确定，并且在下表1中示出。

                         表1

参数	范围	分辨率	带宽
				α	1.000-1.303(V/V)	0.025(V/V)	NA
θ	0到15度	0.5度	NA
				E(1，2)	0到-0.268	0.00837	5
E(2，2)	0.7675-1.0353	0.0000327	13

如上所述，IC 130(见图3)制造过程中以及其它电路组件制造过程中的统计上的不确定性导致失配的本地振荡器40(见图2A)的问题。这样，误差从一个无线通信设备到另一个无线通信设备是不可预期的。因而，不可能导出单个校正矩阵，该矩阵可通过多种无线通信设备均一地实现。因此，每个无线通信设备都在总装配时被测试，并且确定图5的校正矩阵的值，并将所述值保存在一存储器中，比如无线通信设备的NV(非易失性)存储器。

在一实施例中，可以将纯音RF信号注入无线通信设备以确定电路失配所引起的增益和相位误差。参照图3，如果没有电路失配，则IC 130的I/Q输出会精确匹配，并且不存在任何频谱镜像。然而，在实际的应用中，I/Q电路具有某种程度的失配，导致与图2B所示的频谱相似的频谱。无线通信设备内的数字信号处理器(DSP)可用于执行这里所述的计算以确定补偿矩阵的值。或者，可以使用外部电路，比如外部DSP、微处理器等，来解决上述数学公式，从而确定公式(5)的补偿矩阵的值。当已经确定了公式(5)的补偿矩阵的值后，把表示那些值的数据保存在无线通信设备中，并且将这些值应用于I/Q信号以提供其补偿形式。

在窄带宽的系统(比如GSM)中，可以使用单个频率信号来校准无线通信设备的接收机部分，并能够计算补偿因子，通过所述补偿因子可以补偿I和Q信号。图9的功能框图中说明了适当的测试装置，其中信号发生器164以单个频率产生RF信号。这有时称为连续波(CW)调制。RF信号与无线通信设备168耦合，后者上面参照图3所述的许多组件。

图9中还说明了CPU 170和非易失性存储器172。这些组件用虚线示出，因为CPU和存储器可以是无线通信设备168的一部分。或者，CPU 170或非易失性存储器172可以是工厂装配和测试过程中使用的外部组件。系统100不受CPU 170和存储器172的位置所限制。应该注意到，CPU 170可以通过许多不同的已知设备来实现。如果在无线通信设备内实现，CPU 170就是常规的处理器或数字信号处理器(DSP)。CPU 170的外部实现包括常规的个人计算机(PC)、工作站、DSP等等。

本领域的技术人员会认识到，可以使用其它设备，比如微处理器、微控制器等，来实现CPU 170。类似地，存储器172可以用多种已知技术来实现。例如，尽管所示存储器172是一非易失性存储器，然而存储器也可以用注入DRAM、SRAM或其它已知的存储器技术来实现。本发明不受存储器172的特定实现所限制。

通过使用来自信号发生器164的CW信号，CPU 170在过零区间度量I和Q输出信号间的延时，并且计算自正交的相应相移以确定相位误差。I和Q信号的RMS电压比可由CPU度量以确定增益误差。测得的相位和增益误差可以代入公式3，并且CPU 170对这些公式求解以确定特定无线单元168的补偿因子。公式5的校正因子被保存在无线单元168内的非易失性存储器中。补偿电路150使用那些补偿因子来产生经补偿的输出信号。

在窄带无线系统中，比如GSM系统，信号发生器164所产生的单个频率能满足使用上述技术。然而，对于频谱技术而言，比如CDMA，单个频率校准过程也许并不足够。而且，CDMA接收机使用较高的数据速率。这使接收机中较高的载波噪声(C∶N)比率维持数据吞吐量成为必要。使CDMA C∶N比率降级的因子之一是RSB。这里所述的校准方法会便于大于30dB的RSB值。因而，如果无线单元168是CDMA单元，信号发生器164就以表示CDMA带宽的多个不同频率顺序地产生CW信号。在一示例性实施例中，使用三个CW音来校准RSB的CDMA接收机。在每个频率下，可以以上述方式来计算相位误差和增益误差。可以对多个频率的每一个平均增益和相位误差，并用它们来计算复合校正因子。问题缩减为应用2或3个CW音并且如上所述地度量所产生的I和Q波形，而不是试图测量零IF接收机中的CDMA镜像，后者是相当困难的。

如上所述，计算通过CPU 170执行，CPU 170可以是CDMA无线通信设备168的一部分或是外部计算设备。校正因子被保存在无线通信设备168内的非易失性存储器中，并且由补偿电路150以上述方式来使用。这样，图9的测试装配可容易地适用于校准单独的无线通信设备。

已经参照特定的接收机类型描述了IQ失配的补偿过程。然而，本领域的技术人员会认识到，可以按照其它标准应用本发明的原理，比如无线电接收机、模拟和数字蜂窝电话等等。这样，本发明不受除权利要求以外的任何内容所限制。

Claims (29)

1.一种用于低IF或零IF接收机中I-Q失配的补偿的装置，包括：

各有射频输入、本振输入和混频器输入的第一和第二混频器，所述混频器的射频输入用于接收已调的射频信号，所述第一混频器的本振输入用于接收I本振信号，所述第二混频器的本振输入用于接收Q本振信号，所述Q本振信号的频率等于所述I本振信号的频率；

分别与所述第一和第二混频器的混频器输出相耦合的第一和第二滤波器，用于对来自所述混频器输出的输出信号进行滤波以分别产生I和Q输出信号，其中所述第一和第二混频器以及/或者第一和第二滤波器具有增益和/或相位误差，所述增益和/或相位误差会导致I和Q输出信号中的失配；以及

校正电路，其通过对所述第一和第二滤波器各自产生的所述I和Q输出信号的至少一个乘以校正因子从而产生经校正的信号，来向所述I和Q输出信号的至少一个自动应用所述校正因子以校正所述增益和/或相位误差，所述校正因子是在多个不同的RF频率下从增益和/或相位误差度量中导出的。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述校正电路向所述I和Q输出信号都应用乘法因子以产生经校正的I输出信号和经校正的Q输出信号。

3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述校正电路与所述第一和第二滤波器输出耦合，并且从所述第一和第二滤波器接收I和Q输出信号作为模拟信号。

4.如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述校正电路产生模拟校正因子并将其应用于所述I和Q输出信号的至少一个。

5.如权利要求1所述的装置，其特征在于还包括模数转换器，其用于把所述I和Q输出信号转换成数字的I和Q输出信号，所述校正电路向所述I和Q数字输出信号的至少一个应用所述校正因子。

6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述校正因子是数字校正因子。

7.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述接收机是无线通信设备的一部分，所述装置还包括用于保存表示所述校正因子的数据的存储区域。

8.如权利要求1所述的装置，其特征在于，还包括测试信号生成电路，其用于产生多个固定频率的信号作为到所述第一和第二混频器的射频输入，以便进行增益和/或相位误差的测试度量，并且为每个频率偏移度量所述相位和增益误差，并对它们取平均，以产生所述校正因子。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述校正电路所应用的校正因子是基于所述测试度量的。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述接收机是无线通信设备的一部分，所述装置还包括用于保存表示所述校正因子的数据的存储区域。

11.一种用于低IF或零IF接收机中电路失配的补偿的装置，包括：

用于把已调的射频信号从RF混频到基带或近基带的混频器装置；

与所述混频器装置的输出耦合的滤波器装置，其用于对所述混频器装置所产生的信号进行滤波，

其中所述混频器装置和/或所述滤波器装置具有增益和/或相位误差，所述增益和/或相位误差会在所述滤波器装置的输出信号中产生不期望的信号分量；以及

补偿装置，其通过向所述滤波器装置的输出信号应用校正因子以便产生经校正的信号，而向所述滤波器装置的输出信号自动应用所述校正因子，

其中，用于电路失配的补偿的所述装置是在正交接收机内实现的，

所述混频器装置包括：

具有射频输入、本振输入和混频器输入的第一混频器装置，所述第一混频器装置的射频输入用于接收已调的射频信号，所述第一混频器装置的本振输入用于接收I本振信号；以及

具有射频输入、本振输入和混频器输入的第二混频器装置，所述第二混频器装置的射频输入用于接收已调的射频信号，所述第二混频器装置的本振输入用于接收Q本振信号，所述Q本振信号的频率等于所述I本振信号的频率，

所述滤波器装置包括：

与所述第一混频器装置的输出耦合的第一滤波器装置，其用于对来自所述第一混频器装置的输出信号进行滤波从而产生I输出信号；和

与所述第二混频器装置的输出耦合的第二滤波器装置，其用于对来自所述第二混频器装置的输出信号进行滤波从而产生Q输出信号，并且

所述补偿装置通过对所述第一和第二滤波器装置各自产生的所述I和Q输出信号的至少一个乘以校正因子以产生经校正的信号，来向所述I和Q输出信号的至少一个应用所述校正因子以校正所述增益和/或相位误差。

12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述补偿装置向所述I和Q输出信号都应用乘法因子，从而产生经校正的I输出信号和经校正的Q输出信号。

13.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述补偿装置产生补偿因子作为模拟信号。

14.如权利要求11所述的装置，其特征在于，还包括模数转换器，其用于把所述滤波器装置的输出信号转换成数字输出信号，所述补偿装置向所述数字输出信号应用所述校正因子。

15.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述补偿装置产生补偿因子作为数字信号。

16.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述接收机是无线通信设备的一部分，所述装置还包括用于保存表示所述校正因子的数据的存储装置。

17.如权利要求11所述的装置，其特征在于，还包括测试信号生成装置，所述测试信号生成装置产生固定频率的信号作为到所述混频器装置的射频输入，以便进行增益和/或相位误差的测试度量。

18.如权利要求17所述的装置，其特征在于，所述校正电路所应用的校正因子基于所述测试度量。

19.一种用于低IF或零IF CDMA接收机中I-Q失配的补偿的方法，包括以下步骤：

把不同频率的多个射频信号注入第一和第二混频器的射频输入；

把I本振信号注入所述第一混频器的本振输入；

把Q本振信号注入所述第二混频器的本振输入；

对于所述多个射频信号的每一个，把所述第一和第二混频器的输出分别耦合到第一和第二滤波器的滤波器输入；

对于所述多个射频信号的每一个，在所述第一和第二滤波器中至少一个的滤波器输出信号中度量增益和/或相位误差；以及

确定校正因子，从而将所述校正因子应用于所述滤波器输出信号中的至少一个以校正所述增益和/或相位误差。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，用于确定校正因子的所述步骤包括：确定两个滤波器输出信号的校正因子以校正所述增益和/或相位误差。

21.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述校正因子是模拟信号。

22.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述校正因子是数字，它被量化为与期望镜像注入比相当的分辨率。

23.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述接收机是无线通信设备的一部分，所述方法还包括保存表示所述校正因子的数据。

24.如权利要求19所述的方法，其特征在于，用于注入射频信号的所述步骤包括：注入被调制为RF的一个固定频率信号或多个固定频率信号。

25.一种在与计算机系统耦合用于控制该计算机系统补偿低IF或零IF CDMA接收机中I-Q失配的设备，所述设备包括：

用于控制所述计算机系统以把不同频率的多个射频信号注入第一和第二混频器的射频输入的装置；

用于控制所述计算机系统以把I本振信号注入所述第一混频器的本振输入的装置；

用于控制所述计算机系统以把Q本振信号注入所述第二混频器的本振输入的装置；

用于控制所述计算机系统以对于从所述第一和第二混频器的输出分别耦合到第一和第二滤波器的滤波器输入的多个射频信号的每一个而言，度量滤波器输出信号间的增益和/或相位误差的装置；以及

用于控制所述计算机系统以确定校正因子从而将所述校正因子应用于所述滤波器输出信号中的至少一个以校正所述增益和/或相位误差的装置。

26.如权利要求25所述的设备，其特征在于，用于控制所述计算机系统以确定较正因子的所述装置包括：用于控制所述计算机系统以为两个滤波器输出信号确定校正因子从而校正所述增益和/或相位误差的装置。

27.如权利要求25所述的设备，其特征在于，所述校正因子是数字，并且还包括用于控制所述计算机系统以把所述校正因子量化为与期望镜像注入比相当的分辨率的装置。

28.如权利要求25所述的设备，其特征在于，所述接收机是无线通信设备的一部分，并且还包括用于控制所述计算机系统以把表示所述校正因子的数据保存在所述无线通信设备内的装置。

29.如权利要求25所述的设备，其特征在于，用于控制所述计算机系统以注入所述射频信号的所述装置包括：用于控制所述计算机系统以注入被调制为RF的一个固定频率信号或者多个固定频率信号的装置。

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