KR20050115258A - 라디오 주파수 수신기를 위한 튜너 및 그와 관련된 방법 - Google Patents

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KR20050115258A
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리차드 에이. 존슨
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실리콘 래버래토리즈 , 인코포레이티드
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Abstract

아날로그 RF 입력 신호 및 디지털 로컬 오실레이터 신호를 믹싱해서 낮은 IF(low-IF) 및 제로 IF 솔루션(zero-IF solution)을 포함하는 원하는 IF 주파수의 출력 신호를 생성하는 튜너 구조가 개시된다. 이 튜너는 이전 구현들에 비해 낮은 IF 및 제로 IF 구조에 대한 향상된 성능 및 복수의 튜너 솔루션 내의 주변 경로들 간의 간섭의 상당한 감소와 같은 장점을 제공한다. 다른 특성 및 변형이 원한다면 구현될 수 있고 관련 방법도 이용될 수 있다.

Description

라디오 주파수 수신기를 위한 튜너 및 그와 관련된 방법{TUNER FOR RADIO FREQUENCY AND ASSOCIATED METHOD}
본 발명은 일반적으로 라디오 주파수 신호 수신기에 관한 것이고 더 구체적으로는 라디오 주파수 수신기에의 사용을 위한 믹서(mixer) 및 관련 회로에 관한 것이다.
라디오 주파수(RF; radio frequency) 수신기는 텔레비전, 휴대폰, 페이저, GPS(global positioning system) 수신기, 케이블 모뎀, 무선 전화, 라디오 및 라디오 신호를 수신하는 다른 장치들과 같은 광범위한 애플리케이션에 사용된다. 모든 RF 수신기는 주파수 변환(translation) 및 믹싱(mixing)을 필요로 한다. 예컨대, 텔레비전 수신기는 48MHz에서 870MHz의 대역 내의 한 채널을 44MHz의 중간 주파수(intermediate frequency)로 변환할 수 있다. 그리고 미국 내에서 FM 라디오는 일반적으로 88.1MHz에서 107.9MHz의 주파수의 200KHz 채널로 방송되는 FM 오디오 신호를 10.7MHz의 중간 주파수로 변환한다.
요즘 RF 수신기의 대다수는 필요한 주파수 변환 또는 믹싱을 오실레이터(oscillator) 및 아날로그 승산기(multiplier)를 사용해서 수행한다. 도 1은 도식적 형태로 본 기술을 사용하는 이전에 공지된 로컬 오실레이터 및 믹서 회로(60)를 도시한다. 회로(60)는 오실레이터(62) 및 믹서(64)를 포함한다. 오실레이터(62)는 fLO의 주파수를 가지는 사인파의 형태의 "LO"로 라벨링된 로컬 오실레이터 신호를 형성한다. 믹서(64)는 fIN의 원하는 스펙트럼 콘텐츠를 가지는 RF 입력 신호를 로컬 오실레이터 신호와 믹싱해서 입력 주파수들의 합 및 차이, 즉 fIN + fLO 및 fIN-fLO와 동일한 주파수들을 가지는 스펙트럼 콘텐츠를 가지는 "VOUT"로 라벨된 출력 전압 신호를 형성한다.
수학적으로, RF 입력 신호는 다음과 같이 표현된다.
RF = AIN(cosωIN t)
여기서, AIN은 RF 입력 신호의 크기이고 ωIN은 라디오 주파수이다. 유사하게 로컬 오실레이터 신호는 다음과 같이 표현된다.
LO = ALO(cosωLO t)
여기서 ALO는 로컬 오실레이터 신호의 크기이고 ωLO는 라디오 주파수이다. 믹서의 출력에서 형성된 결과는 다음과 같이 표현된다.
이들 성분 중 하나는 원하는 주파수로 변환된 채널 스펙트럼을 형성하고 다른 성분는 필터링될 수 있다. 오실레이터(62)는 예컨대 튜닝된 인덕터-커패시터(LC) 오실레이터, 전하 완화 오실레이터(charge relaxation oscillator) 또는 링 오실레이터에 의해 구현될 수 있다.
선행 기술에 알려진 다른 로컬 오실레이터 및 믹서 회로(80)를 도시하는 다른 실시예가 부분 블록도 및 부분 도시적 형태로 도 2에 도시된다. 회로(80)에서 디지털적으로 동기화된 오실레이터(82)(또는 DDFS(direct digital frequency synthesizer)라 알려짐)가 LO 신호를 생성하는데 사용된다. DDFS(82)의 출력은 DAC(digital-to-analog)(84)를 사용해서 아날로그 신호로 컨버트되어 믹서(86)에 입력된다. 로컬 오실레이터 신호를 생성하는 기술은 도 1에 사용된 아날로그 오실레이터에 비해 광역 튜닝 범위, 잡음에 대한 높은 면역성, 자체 믹싱의 최소 및 최소 누설을 포함하는 여러 장점들을 가진다. 그러나 DDFS(82)가 최고 발진 주파수의 2배를 넘도록 클럭킹 되어야 한다는 나이퀴스트 기준(Nyquist criterion)때문에 이 기술을 저 주파수 애플리케이션으로 사용하는데 지금까지 제한이 있었다.
더 높은 주파수 애플리케이션에 적당한 RF 수신기에서 사용하기 위한 회로를 구비하는 것은 바람직할 것이다. 그런 회로 및 관련 방법이 본 발명에서 제공되는데, 그 특징 및 특성은 첨부된 도면 및 배경기술과 후술할 실시예 및 첨부된 청구항으로부터 명백해질 것이다.
첨부된 도면은 본 발명의 오직 전형적인 실시예를 도시하기 위한 것이고 따라서 다른 등가적으로 유효한 실시예를 허가할 수 있는 본 발명에 관한 범위의 제한으로 간주되지 않음을 알아야한다.
도 1(공지 기술)은 선행 기술에 알려진 다른 로컬 오실레이터 및 믹서 회로를 도시적 형태로 도시한다.
도 2(공지 기술)는 선행 기술에 알려진 다른 로컬 오실레이터 및 믹서 회로가 부분 블록도 및 부분 도시적 형태로 도시된다.
도 3은 본 발명에 따른 라디오 주파수 수신기용 튜너의 블록도이다.
도 4a는 본 발명에 따른 튜너에 관한 로컬 오실레이터 및 믹서 회로의 일 실시예를 부분 블록도 및 부분 도시적 형태로 도시한다.
도 4b는 도 4a의 믹서 회로에서 셀 하나의 회로 구현을 도시적 형태로 도시한다.
도 5는 도 4a 및 4b의 회로를 유리하게 사용하는 집적된 텔레비전 튜너를 부분 블록도 및 부분 도시적 형태로 도시한다.
도 6a는 본 발명에 따른 튜너에 관한 로컬 오실레이터 및 믹서 회로에 관한 다른 실시예의 블록도이다.
도 6b는 도 6a의 믹서의 일 구현에 관한 블록도이다.
도 7a는 본 발명의 튜너 및 외부 필터를 이용한 집적된 FM 라디오 수신기 구현에 관한 블록도이다.
도 7b는 본 발명의 튜너 및 집적된 아날로그 필터를 이용한 낮은 IF 또는 제로 IF 집적 FM 라디오 수신기 구현에 관한 블록도이다.
도 7c는 본 발명의 튜너 및 집적된 디지털 필터를 이용한 낮은 IF 또는 제로 IF 집적 FM 라디오 수신기 구현에 관한 블록도이다.
도 8a는 본 발명에 따른 튜너를 이용한 복수의 수신기를 포함하는 복수의 튜너 회로에 관한 블록도이다.
도 8b는 복수의 라디오 대역에 관한 튜너들을 포함하는 집적 회로에 관한 블록도를 도시하는데 이 튜너들 각각은 본 발명에 따른 튜너를 이용한다.
본 발명은 아날로그 RF 입력 신호 및 디지털 로컬 오실레이터를 믹싱해서 낮은 IF(low-IF) 및 제로 IF 솔루션(zero-IF solution)을 포함하는 원하는 IF 주파수에서 출력 신호를 생성하는 고유의 튜너 구조이다. 본 발명의 이 고유한 튜너는 이전 구현들에 비해 낮은 IF(low-IF) 및 제로 IF 구조에 관한 향상된 성능 및 복수의 튜너 솔루션 내의 주변 경로들 간의 간섭의 상당한 감소와 같은 장점을 제공한다.
부분적으로 본 발명은 채널을 원하는 주파수로 믹싱하기 위해 선택된 주파수를 가지는 디지털 로컬 오실레이터 신호를 제공하기 위한 출력 단자를 가지는 DDFS 및 라디오 주파수 신호를 수신하기 위한 제1 입력 단자, DDFS의 출력 단자에 연결되어 있는 제2 입력 단자 및 원하는 주파수의 출력 신호를 제공하기 위한 출력 단자를 가지는 믹서를 포함하는 튜너이다. 추가해서 DDFS 및 믹서는 단일 집적 회로 내에 결합될 수 있다. 그리고 믹서는 라디오 주파수 신호를 수신하기 위한 입력 단자와 적어도 하나의 전류 신호를 제공하기 위한 출력 단자를 가지는 트랜스컨덕턴스 앰프 및 트랜스컨덕턴스 앰프의 출력 단자에 연결된 제1 입력 단자, DDFS의 출력 단자에 연결된 제2 입력 단자와 원하는 주파수의 출력 신호를 제공하기 위한 출력 단자를 가지는 믹싱 DA 컨버터(digital-to-analog converter)를 포함할 수 있다. 게다가 트랜스컨덕턴스 앰프는 복수의 전류 셀들로 구성될 수 있고 이들 전류 셀들은 이진으로(binarily) 가중되는 것을 특징으로 할 수 있다. 또한, 튜너는 단일 집적 회로 상에 적어도 하나의 추가적인 수신 경로를 포함할 수 있다. 그리고 하나 이상의 통합 튜너는 지상파 텔레비전 방송 및 RF 라디오 방송을 포함하는 다양한 RF 신호 대역을 수신할 수 있다. 후술하는 바와 같이, 다른 특징 및 변형들이 원한다면 구현될 수 있고 또한 관련 방법도 사용될 수 있다.
다른 실시예에서, 본 발명은 채널을 원하는 주파수로 믹싱하도록 선택된 주파수를 가지는 디지털 로컬 오실레이터 신호를 생성하는 단계, 라디오 주파수 신호를 수신하는 단계 및 원하는 주파수의 출력 신호를 제공하기 위해 라디오 주파수 신호를 디지털 로컬 오실레이터 신호와 믹싱하는 단계를 포함하는 신호 튜닝을 위한 방법이다. 더 구체적으로, 생성 및 믹싱 단계는 단일 집적 회로 내에서 실행될 수 있다. 그리고 믹싱 단계는 라디오 주파수 신호를 적어도 하나의 전류 신호로 컨버팅하는 단계 및 적어도 하나의 전류 신호를 DDFS로부터의 출력 신호와 믹싱하는 단계를 포함할 수 있다. 나아가 상기 컨버팅 단계는 복수의 트랜스컨덕턴스 셀들을 사용해서 복수의 전류 신호들을 생성하는 단계를 포함할 수 있다. 나아가 추가적인 튜닝 경로가 제공될 수 있고 지상파 텔레비전 방송 및 RF 라디오 방송을 포함하는 다양한 RF 신호 대역이 튜닝될 수 있다. 후술하는 바와 같이, 원한다면 다른 특징 및 변형이 구현될 수 있고 관련 시스템도 사용될 수 있다.
본 발명은 아날로그 RF 입력 신호 및 디지털 로컬 오실레이터 신호를 믹싱해서 낮은 IF 및 제로 IF 솔루션을 포함하는 원하는 IF 주파수에서 출력 신호를 생성하는 고유의 튜너 구조를 제공한다. 본 발명의 이 고유한 튜너는 아래에 기술되는 이전 구현들에 비해 다수의 장점을 가진다.
아래에 논의되는 바와 같이, 도 3은 본 발명에 따른 튜너(100)에 대한 일반적인 블록도를 제공하는데, 이 튜너는 원하는 IF 주파수에서 아날로그 IF 출력 신호(304)를 생성하기 위해 아날로그 RF 입력 신호 및 디지털 LO 신호(306)를 믹싱하는 믹서 회로(105)를 이용한다. 도 4a 및 4b는 튜너(100) 및 믹서 회로(105)에 대한 예시적인 실시예를, 도 6a 및 6b는 튜너(100) 및 믹서 회로(105)에 대한 다른 예시적인 실시예를 각각 제공한다. 각 실시예는 아날로그 RF 입력 신호(302) 및 디지털 LO 신호(306)를 DDFS(130)로부터 수신하는 믹서 회로(105)를 이용해서, 원하는 바에 따라 더 처리될 수 있는 출력 아날로그 신호(304)를 생성한다. 도 5는 도 4a 및 4b의 실시예의 장점을 취하는 예시적인 텔레비전 수신기를 제공한다. 도 7a-c 및 도 8a-b는 도 6a 및 6b의 실시예의 장점을 취하는 예시적인 FM 수신기 및 복수의 튜너 구현을 제공한다. 아래에 논의되는 바와 같이, 도 4a 및 4b의 실시예들이 먼저 논의되고 다음 도 6a 및 6b의 실시예가 논의된다. 다음에 도 5의 텔레비전 튜너 구현의 예시가 논의되고 도 7a-7c 및 도 8a-b의 FM 튜너 구현의 예시가 따른다. 본 발명의 튜너를 이용하는 다른 변형 및 구현들도 활용될 수 있음을 알아야 한다.
도 3은 본 발명에 따른 라디오 주파수(RF) 수신기를 위한 튜너(100)에 관한 블록도이다. 도시된 것과 같이, 믹서 회로(105)는 아날로그 RF 입력 신호(fIN; 302) 및 N 비트 디지털 로컬 오실레이터(LO) 신호(fL; 306)를 수신한다. 믹서 회로(105)는 이 두 신호들을 함께 믹싱해서 이 두 입력 주파수들의 곱(fIN fLO)을 나타내는 아날로그 출력 신호(304)를 만들고 이는 자세히 후술할 낮은 IF 주파수 또는 제로 IF 주파수를 포함하는 임의의 원하는 중간 주파수(IF)일 수 있다. 또한, 도시된 바와 같이 디지털 LO 신호(306)는 DDFS(130)에 의해 생성된다. DDFS(130)은 사인파 믹싱 신호의 디지털 표현인 복수 비트(N 비트) 디지털 LO 신호(306)를 만든다. 이 디지털 LO 신호(306)는 튜닝된 원하는 채널을 나타내는 입력 신호에 의존해서 조절될 수도 있다. 본 명세서에서 사용되는 "라디오 주파수" 또는 RF 신호는 그 신호가 전송하는 매체에 관계없이 유용한 정보를 수송하는 전기적 신호를 의미하고 3kHz에서 수천GHz까지의 주파수를 가짐을 알아야 한다. 따라서 RF 신호는 공기, 자유 공간, 동축 케이블, 광 섬유 등을 통해 전송될 수 있다.
도 4a는 본 발명에 따른 튜너(100)를 부분 블록도 및 부분 도시적 형태로 도시한다. 튜너(100)는 트랜스컨덕턴스 앰프(110), 전류 승산 DAC(current multiplying DAC; 120) 및 DDFS(130)을 포함한다. 트랜스컨덕턴스 앰프(110)는 "RF"로 라벨링된 라디오 주파수 신호(302)를 수신하기 위한 입력 단자 및 전류 신호(304)를 제공하기 위한 출력 단자를 가지며, "gm"으로 라벨링된 연관된 트랜스컨덕턴스를 가진다. 신호 RF(302)는 중심 주파수를 fIN으로 하는 스펙트럼 콘텐츠를 가진다. 전류 승산 DAC(120)은 트랜스컨덕턴스 앰프(110)의 출력 단자에 연결된 제1 입력 단자, 제2 입력 단자 및 "IOUT"으로 라벨링된 출력 신호를 제공하기 위한 출력 단자를 구비한다. DDFS(130)는 원하는 채널에 해당하는 튜닝 신호를 수신하기 위한 입력 단자 및 "LO"로 라벨링되고 N 비트로 표현된 디지털 로컬 신호(306)를 제공하기 위한 전류 승산 DAC(120)의 제2 입력 단자에 연결된 출력 단자를 구비한다. 디지털 LO 신호(306)는 주파수 fLO를 가지는 사인파 전압의 디지털 표현이다.
기본 동작에서, 트랜스컨덕턴스 앰프(110)는 RF 신호를 전압 신호에서 전류 신호를 컨버트한다. DAC(120)는 트랜스컨덕턴스 앰프(110)의 출력으로부터 전류 신호를 수신하고 이를 비트별로 DDFS(130)로부터의 N 비트 믹싱 신호와 믹싱하여 출력 전류 성분에 합산해서 IOUT를 만드는 전류 승산 DAC이다. 믹싱 동작의 결과로, IOUT는 RF의 스펙트럼 콘텐츠를 주파수들의 합 및 차이, 즉 fIN + fLO 및 fIN - fLO로 이동시킨다. DDFS(130)는 원하는 채널을 베이스밴드 또는 다른 적절한 중간 주파수(IF)와 같은 관심 있는 다른 주파수로 믹싱하기 위해 선택된 주파수로 신호 LO(306)를 제공한다. 전류 승산 DAC(120)는 복수의 믹싱 셀들을 포함하는데, 각각은 셀의 순서에 따라서 가중된다.
도 4b는 도 4a의 믹서 회로(105)에서 셀(140) 하나의 회로 구현을 도시적 형태로 도시한다. 셀(140)은 일반적으로 트랜스컨덕턴스 앰프의 전류 셀(150) 및 DAC(120)의 컨버터(converter) 셀(160)을 포함한다. 또한, DAC(120)의 인터페이스 회로(170), 부하 커패시터(142) 및 부하 커패시터(144)가 도 4a에서 도시된다. 전류 셀(150)은 N 채널 MOS(metal oxide-semiconductor) 트랜지스터(152, 154, 156 및 158)를 포함한다. 트랜지스터(152)는 드레인, "VBIAS"로 라벨링된 바이어스 전압을 수신하기 위한 게이트 및 소스를 구비한다. 트랜지스터(154)는 트랜지스터(152)의 소스에 연결된 드레인, "VRF +"로 라벨링된 신호를 수신하기 위한 게이트 및 접지 전원 전압 단자에 연결된 소스를 구비한다. 트랜지스터(156)는 드레인, VBIAS 바이어스 전압을 수신하기 위한 게이트 및 소스를 구비한다. 트랜지스터(158)는 트랜지스터(156)의 소스에 연결된 드레인, "VRF -"로 라벨링된 신호를 수신하기 위한 게이트 및 접지 전압원 전압 단자에 연결된 소스를 구비한다.
컨버터 셀(160)은 트랜지스터(162, 164, 166 및 168)를 포함한다. 트랜지스터(162)는 신호 IOUT +를 제공하기 위한 드레인, "D"로 라벨링된 참(true) 데이터 신호를 수신하기 위한 게이트 및 트랜지스터(152)의 드레인에 연결된 소스를 구비한다. 트랜지스터(164)는 트랜지스터(162)의 드레인에 연결된 드레인, "DB"로 라벨링된 보수(complementary) 데이터 신호를 수신하기 위한 게이트 및 트랜지스터(156)의 드레인에 연결된 소스를 구비한다. 트랜지스터(166)는 신호 IOUT -를 제공하기 위한 드레인, 신호 DB를 수신하기 위한 게이트 및 트랜지스터(152)의 드레인에 연결된 소스를 구비한다. 트랜지스터(168)는 트랜지스터(166)의 드레인에 연결된 드레인, 신호 D를 수신하기 위한 게이트 및 트랜지스터(156)의 드레인에 연결된 소스를 구비한다.
인터페이스 회로(170)는 DAC(120) 내의 모든 전류 셀들 간에 공유되고, DDFS(130)로부터 N-비트 LO 신호를 수신하기 위한 입력 단자와 "D, DB"로 라벨링된 복수의 비트 출력 신호를 제공하기 위한 출력 단자를 포함한다. D 및 DB는 각각 이하에서 더 기술될 N 비트 LO 신호의 소정 값에 대응하는 디지털 신호 쌍 중 참인 디지털 신호와 보수인 디지털 신호이고, 인터페이스 회로는 각 컨버터 셀마다 하나의 쌍을 제공한다.
커패시터(142)는 트랜지스터(162, 164)의 드레인에 연결된 제1 단자와, 접지 전원 전압 단자에 연결된 제2 단자를 갖는다. 커패시터(144)는 트랜지스터(166, 168)의 드레인에 연결된 제1 단자와, 접지 전원 전압 단자에 연결된 제2 단자를 갖는다. 커패시터(142, 144)는 필터 커패시터로서 기능하고 모든 셀들 간에 공유된다.
RF 입력 신호는 VRF + 및 VRF - 간 차동 전압 신호로서 표시된다. VBIAS는 트랜지스터(154, 158)가 그 전압-전류 특성에 있어서 트라이오드(선형) 영역에서 계속 동작할 수 있도록 선택된 바이어스 전압이다. 따라서, VRF + 및 VRF -가 변화함에 따라, 이들은 트랜지스터(152, 156)의 소스에 있어서의 전압을 변조하여, 트랜지스터(152, 156)의 드레인 상에 차동 전류 신호를 형성한다. 디지털 로컬 오실레이터 신호 LO의 비트들이 트랜지스터(162, 164, 166, 168)가 그 전류 셀(150)의 전류를 좌우로 스위칭하도록 한다. 이들 전류는 DDFS(130)의 출력 속도, fCLOCK으로 스위칭되는데, 그 fCLOCK는 최대 fLO의 두 배보다 더 크도록 나이퀴스트 이론에 의하여 제한된다. 트랜지스터(154, 158)는 또한, 필요한 경우, 그 전압-전류 특성의 포화 영역에서 작동될 수 있고, 이들 트랜지스터(154, 158)를 위한 동작 영역은 수신된 신호의 속성에 따라 또는 하나 이상의 기타 동작 파라미터에 기초하여 동작 중에 동적으로 선택될 수 있다는 점을 주의해야 한다.
양자화 잡음은 믹서의 출력에서 원하지 않는 채널들에 의하여 원하는 대역으로 믹싱될 것이므로, DAC(120)에서 요구되는 해상도(및 그에 따른 비트 수)는 원하지 않는 채널에서의 최악의 경우의 에너지를 생각하여 결정될 수 있다. 지상 TV 수신기는 세기가 비교적 강한 원하지 않는 채널의 송신기에 수신기가 가까이 있는 경우 상대적으로 세기가 약한 원하는 채널을 튜닝할 필요가 있을 수 있다. 예컨대, 그 원하는 채널이 -83dBM의 신호 세기(dBM은 75 ohm 부하에 대해 1mW가 소비되는 전력 레벨을 기준으로 하는 데시벨 전력 레벨을 나타낸다)를 갖고, 원하지 않는 채널이 -15dBm의 신호 강도를 가지며, 믹서의 출력에서 요구되는 최소 신호 대 잡음비(SNR)는 15dB이라고 가정하자. 2GHz로 클럭킹되는 10비트 DAC에 대하여 6MHz 대역에서 LO 신호에 대한 통합된 양자화 잡음은 -84dBc(캐리어 주파수 fLO에 관한 데시벨 레벨)이다. 이 양자화 잡음은 DC부터 fCLOCK/2(1GHz)까지 매 6MHz마다 나타나고 -15dBm의 원하지 않는 채널에 의하여 -99dBm 레벨(-15dBm+(-84dBc))에서 원하는 채널의 대역으로 믹싱된다. 그에 따른 SNR은, 따라서 -83dBm-(-99dBm)=16dBm이고, 이는 15dB의 최소 요구 SNR보다 더 큰 값이다. 따라서, 10비트 DAC는, 9비트 DAC가 그러하지 않음에 비해, 거의 수용할 수 없는 결과를 산출해 낸다.
DAC의 클럭이 최대 fLO의 두 배보다 더 커야하기 때문에 생성될 수 있는 최대 fLO를 결정하는 DAC의 스위칭 속도는, 도 4b에서의 트랜지스터(162, 164, 166, 168)의 온 저항(on resistance)과 스위치의 소스에서의 기생 커패시턴스에 의하여 결정된다. 스위치 저항이 감소됨에 따라 기생 커패시턴스는 증가하기 때문에 소정의 기술에 있어서는 이러한 구조에 실질적인 속도 제한이 존재한다. 그러나 기존의 집적 회로 기술에 있어서는 이러한 실질적인 속도 제한이 수 GHz의 범위에서 존재하는데, 이는 매우 광범위한 라디오 주파수 수신기 애플리케이션에 적합한 DDFS/믹서 조합을 만들어 낸다.
인터페이스 회로(170)가 N비트 LO 신호를 참과 보수의 비트 쌍으로 컨버팅하여 컨버터 셀(160)은 전류를 차동적으로 스위칭할 수가 있다. 일 실시예에서, D 및 DB 신호 각각과, 전류 및 컨버터 셀은 이진으로 가중되고, 따라서 첫 번째 최상위 비트 쌍은 두 번째 최상위 비트 쌍에 의하여 스위칭되는 전류의 두 배에 해당하는 전류를 스위칭하고, 그 두 번째 최상위 비트 쌍은 세 번째 최상위 비트 쌍에 의하여 스위칭되는 전류의 두 배에 해당하는 전류를 스위칭하며, 계속 이와 같다. 이러한 경우 인터페이스 회로(170)는 D 및 DB 신호의 쌍 N개로 이루어진 2N 출력 신호를 제공한다.
그러나, 바람직하게는 더 좋은 성능을 달성하기 위하여, 최상위 비트들이 서모미터 인코딩(thermometer encoded)되는 상황에서 기술한 것처럼 최하위 비트들이 이진으로 가중된다. 서모미터 인코딩 방법에 있어서는, 이진 값들이 그에 대응하는 수의 동등 가중된(equally-weighted) 전류를 이용하여 스위칭될 것이다. 따라서, M개의 서모미터 인코딩된 비트들은 2M-1개의 동등 가중된 전류 셀들을 스위칭한다. 서모미터 인코딩된 최상위 비트의 수는 원하는 성능에 따라 변화할 것이고, 인터페이스 회로(170)에 의하여 생성되는 출력 쌍의 수도 또한 따라서 변화할 것이다.
출력 신호는 바람직하게는 IOUT +와 I OUT- 사이에서 형성된 차동 신호이다. 그러나 이와 다른 실시예에서는, 트랜지스터(166, 168)의 드레인이 기준 전압 단자, 예컨대 아날로그 접지 단자에 연결된 경우, 트랜지스터(162, 164)의 드레인이 단일 종단의 출력 신호를 형성할 것이다.
도 4a 및 도 4b에 도시된 튜너(100)의 예는 TV 튜너 애플리케이션에 특히 적합한 것으로 생각할 수 있다는 점에 주의해야 한다. 그러한 TV 튜너 애플리케이션에 대해서는 이하 도 5와 관련하여 기술될 것이다. 그러나, 이러한 실시예는 필요한 경우 다른 구조와 구현에서도 이용될 수 있다는 점에도 역시 주의해야 한다.
도 6a 및 도 6b를 참조하면, 튜너(100)에 대한 또 다른 예가 도시되어 있다. 이들 실시예는 추가적인 샘플링 클럭(fCLK)을 포함하고 디지털 LO 신호(306)를 처리하기 위하여 변조기 회로를 사용한다.
도 6a는 본 발명에 따른, 튜너(10)에 대한 또 다른 실시예를 도시한 블록도이다. 도 1(종래 기술)의 가변 오실레이터와 믹서 대신에, 도 6a에 도시된 실시예에서는, 클럭 회로(CLK; 650), 분주기(÷X; 654), 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저(DDFS; 130) 및 믹서 회로(105)가 포함된다. 믹서 회로(105)는 트랜스컨덕터 블록(110)과 전류 승산 DAC(620)를 포함한다. 도 6b에 관하여 기술한 것처럼, 믹서 회로(105)의 전류 승산 DAC(620)는 샘플링 클럭(fCLK; 652)(이는 클럭 회로(CLK; 650)로부터나 기타 다른 소스로부터 직접 오는 클럭 신호일 수 있다)를 이용하도록 구현될 수 있다. 일 구현예에서는, 클럭 회로(CLK)(650)가 고정된 오실레이터, 예컨대 외부의 크리스털 오실레이터로부터 기준 주파수를 수신하고, 출력으로서 고정된 디지털 클럭 신호를 제공할 수 있다. 믹서 회로(105)는 또한 DDFS(130)로부터의 N-비트 디지털 LO 신호(306)를 이용할 수 있다. 튜너(100)의 IF 출력 신호(304)는 아날로그 RF 입력 신호(302)와 디지털 LO 신호(306)의 혼합으로 야기되는 아날로그 신호이다. 전술한 바와 같이, IF 출력 신호(304)는, 낮은 IF나 제로 IF를 포함하여 임의의 원하는 출력 주파수일 수 있다. 또한, 전술한 바와 같이, DDFS(130)로의 원하는 채널 입력 신호는 디지털 N-비트 LO 신호(306)를 제어하며, 트랜스컨덕턴스 앰프 블록(110)의 출력(656)은 그 각각이 들어오는 디지털 LO 신호(306) 중 한 비트와 매칭되는 복수의 출력 신호가 되어 IF 출력 신호(304)를 생성하게 된다.
DDFS(130)는 대개 나이퀴스트 기준을 만족시키기 위하여 LO 주파수 범위보다 더 큰 주파수에서 클럭킹되어야 한다. 이는 DDFS(130)가 관심있는 주파수 범위의 2배(예컨대, FM 라디오를 위한 2×(107.9-88.1MHz)보다 더 큰 주파수)에서 클럭킹되어야 한다는 점을 내포하는 것이다. DAC(620)는 대개 더욱 높은 비율로 클럭킹될 것이다. DDFS(130)는, DAC(620)에 의하여 RF 신호를 IF에 믹싱하는데 이용될 신호를 생성할 것이다. DDFS(130)는 이산적 스텝(discrete step)으로 이들 신호를 생성하는데, 그 스텝 크기는 방송 스펙트럼(예컨대, 미국 FM 방송에서는 200KHz)에서의 채널 간격과 동일하다. 신호는 DAC(620)에서 원하는 출력 주파수(예컨대, FM 방송 스펙트럼 주파수)로 믹싱될 것이므로 DDFS에 의하여 생성되는 실제 주파수는 임의적일 수 있다. 이들 DDFS 주파수는 DDFS(130) 내에서의 신호 소비를 최소화하도록 DC 근처에서 선택될 수 있다. 또한, 고정된 기준 오실레이터가 이용되는 FM 방송을 위해서는, 그 기준 오실레이터가 약 10-20MHz 사이의 기준 신호를 제공할 수 있고, 클럭 회로(CLK; 650)의 출력 클럭 신호(fCLK; 652)는 약 220MHz에서의 디지털 클럭 신호일 수 있다는 점을 알아야 한다.
도 6b는 본 발명에 따른 믹서 회로(105)에 대한 더욱 상세한 블록도이다. 아날로그 RF 입력 신호(302)는, 복수의 트랜스컨덕턴스 이득 블록으로서 구현된 트랜스컨덕턴스 앰프(110)에 의하여 수신된다. 트랜스컨덕턴스 앰프(110)의 출력은 스위칭 네트워크(602)에 제공된 복수(M개)의 신호(656)이다. 스위칭 네트워크(602)는 믹싱 DAC(620)의 일부이고, 스위칭 네트워크(602)는 IF 출력 신호(304)를 생성한다. 이 실시예에서는, 믹싱 DAC(620)가 또한 보간 필터(606), 믹서(608), 그리고 변조기(610)를 포함한다. 디지털 N-비트 LO 신호(306)는 먼저 보간 필터(606)에 의하여 수신된 다음 믹서(608)로 인가된다. 이 출력은, 델타-시그마 변조기일 수 있는 변조기(610)로 제공되고, 그 변조기(610)가 변조된 M-비트 디지털 신호(604)를 출력한다. 스위칭 네트워크(602)는 트랜스컨덕턴스 앰프(110)로부터의 M개의 서로 다른 출력 신호(656)와 그 변조된 M-비트 디지털 신호(604)를 믹싱하여 아날로그 IF 출력 신호(304)를 생성한다.
도 6b에 도시된 실시예에 있어서의 동작은, 보간 필터(606)로의 입력이 fCLK/X의 비율로 DAC(620)에 들어간다. 그 보간 필터는 X로써 보간하고(즉, 샘플 속도를 증가시키고), 입력 신호의 이미지를 필터링한다. 보간과 필터링은 더욱 효율적인 구현을 위하여 여러 단계에 걸쳐 이루어질 수 있다는 점에 주의해야 한다. 믹서(608)는 그 보간되고 필터링된 스펙트럼을 원하는 방송 스펙트럼(예컨대, FM 방송 스펙트럼)까지 믹싱한다. M이 N보다 작은 경우, 변조기는 디지털 N-비트 LO 신호를 M-비트 디지털 워드로 컨버팅한다. 양자화 잡음이 그 과정에서 부가되지만, 변조기(610)는 방송 스펙트럼(예컨대, 미국 FM 방송에 있어서는 88.1-107.9 MHz)의 주파수 대역에서 그와 같은 양자화 잡음을 최소화하도록 설계될 수 있다.
양자화 잡음이 DC부터 fCLK/2까지 존재해야 한다면, M이 점점 작아질 경우 총 양자화 잡음은 증가할 것임에 주의해야 한다. 관심있는 방송 대역 내에서의 양자화 잡음을 줄이는 것은 그 대역 외의 잡음을 증가시킨다. 대역 내(in-band) 잡음은, 양자화 잡음을 원하는 출력 IF 주파수로 믹싱하는 원하지 않는 채널 신호에 기초하여 최소의 요구 사항을 만족시켜야 한다. 예컨대, 변조기(610)의 출력에서 LO 신호(604)는 신호와 양자화 잡음을 포함하고 있다. LO 신호(604)는 원하는 채널을 원하는 IF로 믹싱할 것이다. 원하는 채널로부터 Δf 떨어진 원하지 않는 채널이 그 LO 신호로부터 Δf 떨어진 양자화 잡음을 원하는 IF 주파수로 믹싱할 것이다. 원하지 않는 채널이 원하는 채널보다 그 세기가 훨씬 강한 상황에서는, 수신기에서의 잡음 비율로 필요한 신호를 얻기 위하여 양자화 잡음은 그 LO 신호보다 훨씬 낮아질 필요가 있을 것이다. 방송 대역 외부의 에너지는 바람직하게 RF 입력 앰프의 주파수 반응에 의해서 감쇠된다. 그러므로, 방송 대역 외부의 양자화 잡음은 어느 정도까지 증가할 수 있다. 변조기(610)의 차수, 변조기(610)의 계수들 및 변조기(610)가 양자화하는 비트의 개수는 적절한 신호 대 잡음 출력을 얻을 수 있도록 선택된다. 변조기(610)로부터의 디지털 M-비트 신호(604)는 스위칭 네트워크(602)로 입력된다. 그리고, 신호(604)는 M-비트의 이진 가중된 출력일 수 있다. 스위칭 네트워크(602)의 전류 출력은 아날로그 RF 입력 신호와 디지털로 생성된 LO 신호의 승산치에 해당하고, 따라서 IF 출력을 포함하고 있다.
일 구현예에서는, 트랜스컨턱터 블록(110)을 구성하는 M개의 이진 가중 트랜스컨덕터가 존재할 수 있다. 이들 트랜스컨덕터는 RF 입력 전압을 M개의 이진으로 가중된 전류로 컨버팅할 수 있다. 전류는 필요한 경우, 가중되어 변조기(610)로부터의 디지털 M-비트 신호(604)의 가중 비트와 매칭된다. 그런 다음 스위칭 네트워크(602)의 스위치들은, LO 신호(604)의 비트 M이 트랜스컨덕터 M을 인 또는 아웃 스위칭하고, LO 신호(604)의 비트 M-1이 트랜스컨덕터 M-1을 인 또는 아웃 스위칭하는 식으로, 매칭될 수 있다. 또 다른 구현예에서는, M-비트 LO 신호(604)가 2M-1 비트 코드로 이루어진 서모미터 코드로 컨버팅될 수 있고, 따라서 트랜스컨덕터(110)에 대한 2M-1개의 등가 트랜스컨덕터가 존재한다. 또한, M-비트 LO 신호(604)와 트랜스컨덕터들의 일부는 양자 모두 서모미터 코딩으로 컨버팅될 수 있다. 또 다른 구현예에서는, 트랜스컨덕터(110)에 대한 서모미터 코딩된 트랜스컨덕터들이 서모미터 코딩된 LO 비트(604)와 관련하여 스크램블될 수 있다. 스크램블링을 이용함으로써, 비선형성을 보일 수 있는 트랜스컨덕터들을 불규칙 잡음으로 보이게 할 수 있다.
본 발명의 구성은 많은 이점을 제공한다. 예컨대, 본 발명의 튜너를 이용하면, 오실레이터의 위상 잡음과 스퍼어 성능(spur performance)에 대한 요구 사항들이 완화된다. 도 1 및 도 2에 도시된 것과 같은 통상적인 구조에서는 오실레이터 위상 잡음 요구 사항이 대개 LC-기반 오실레이터의 이용을 요구할 정도로 엄격하다. 불행히도, LC 오실레이터는, 스퍼어(스펙트럼에서의 톤)를 생성할 수 있는 전자기적 간섭에 영향을 받기 쉽다. 이러한 구현예에서는, DAC(620)가 LO 주파수보다 더 높은 비율로 클럭킹된다. 위상 잡음 요구 사항들은 최고 LO 주파수와 DAC(620)의 클럭 비율간 비의 제곱근만큼 완화될 수 있다. 그 비가 충분히 크다면, 이와 다른 유형의 오실레이터가 이용될 수 있도록 오실레이터에 대한 사양이 충분히 완화될 수 있다. 예컨대, 오실레이터의 또 다른 유형 중 하나로는 홀수로 복수 직렬 연결된 인버터들을 이용하는 링 오실레이터가 있다. 링 오실레이터는 대개 LC-기반 오실레이터에 비해 더 효율적이고 커플링과 간섭에 덜 민감하다.
본 발명의 구조에 의한 또 다른 이점은 기준 오실레이터가 프로그램 가능하지 않은 대신, 고정될 수 있다는 점이다. LC 오실레이터는 종종 50%까지에 이르는 LC 곱(product)의 가변성에 대응하는 튜닝 범위를 요구한다. LC 곱의 프로그램 가능성과 가변성이 요구될 경우 본 발명의 구조와 함께 이용될 수 있는 고정된 주파수의 오실레이터와 비교할 때 면적(area) 및 잡음이 추가되어 버린다.
또한, 이하의 예에서 보여지는 것처럼, 본 발명의 구조를 이용하면 다이렉트 컨버전(IF가 제로)이 가능하다. 도 1 및 도 2에 도시된 통상적 구조에서는, LO 신호의 자체 믹싱(self mixing; 즉, LO 신호가 그 입력으로 커플링되어 그 LO 신호가 스스로와 믹싱되어 큰 DC 오프셋을 생성함)이나, LO 신호가 안테나에서 방출되고 물체로부터 반사되어 다시 안테나에 의하여 수신됨으로써 입력 RF 신호 내에 바람직하지 않은 가변 성분을 만들어낸다는 점으로 인하여, 제로와 동등한 IF를 선택하는 것은 매우 어려운 일이 된다. 본 발명의 구조는, LO 믹싱 신호가 임의의 회로 노드 상에서 물리적 신호로 결코 존재하지 않으며, 그보다는 디지털 비트 집합으로 존재하기 때문에, 이와 같은 문제를 해결한다. 자체 믹싱이 문제가 되지 않기 때문에, 제로와 동등한 IF를 이용하는 것(디지털 컨버전)이 가능하다. 제로 IF에서 이어지는 신호 처리는 제로가 아닌 IF에서의 처리에 비해 더 효율적이다. 클럭 오실레이터를 그 입력으로 연결하는 것은 어려운 문제가 아닌데, 왜냐하면 그 연결은 fCLK의 배수로 나타나는데, DAC(620)의 sin(x)/X 응답은 fCLK의 배수에서는 널 값을 갖기 때문이다.
본 구조의 또 다른 이점은 LO 누설이 최소화된다는 점이다. 본 발명의 구조에서는 LO가 RF 경로로 커플링되는 아무런 다이렉트 메카니즘에 존재하지 않기 때문에, LO가 입력을 통과하여 방출되는 어떠한 다이렉트 메카니즘도 존재하지 않는다.
선형 믹싱이 또한 본 발명의 구조에서 이용될 수 있다. 통상적 믹서에서 오실레이터는 주파수 스펙트럼에 있어서 자기 주파수의 배수에서 스스로 스퍼어로 나타나는 대규모 비선형성을 갖는 경향이 있다. 이와 같은 비선형성은 RF 스펙트럼의 에너지를 IF 주파수로 믹싱해 버릴 수 있다. 본 발명은 비선형성이 통상적 구조의 경우보다 훨씬 적은 선형 믹싱을 가능하게 한다. 실제로, 스크램블링이나 캘리브레이션을 이용함으로써 그러한 비선형성은 임의적으로 적어질 수 있다.
도 6a 및 도 6b에 도시된 튜너(100)에 대한 실시예는 FM 라디오 애플리케이션에 특히 적합하다고 할 수 있다는 점에 주의해야 한다. 그러한 FM 라디오 애플리케이션은 이하 도 7a 내지 도 7c와 관련하여 설명된다. 그러나 이러한 실시예는 필요한 경우, 또 다른 구조와 구현에서도 이용될 수 있다는 점을 알아야 한다.
TV 구현 예
오늘날 이용되는 대부분의 TV 튜너는 이산의 단일 컨버전 튜너(discrete single conversion tuner)이다. 대개의 TV 튜너들은 48MHz 내지 870MHz의 범위에서 채널들을 갖는 안테나 또는 케이블 소스로부터 라디오 주파수(RF) 신호를 수신하는 입력을 갖는다. 트래킹 대역통과 필터(tracking bandpass filter)는 대개 RF 입력 신호를 수신하고 저잡음 앰프(LNA; low noise amplifier)의 입력으로 필터링된 신호를 제공할 수 있도록 원하지 않는 채널 에너지를 감쇠시키는데 이용된다. RF 신시사이저는 종종 95 내지 911MHz 범위의 믹싱 신호를 제공하도록 가변 로컬 오실레이터(LO)를 제어하는데 이용된다. 그러한 믹싱 신호는 믹서에서 LNA의 출력과 결합되는데, 믹서는 원하는 채널을 44MHz의 중간 주파수(IF)로 믹싱한다. 그런 다음 믹서의 출력은 프로그램 가능한 이득 앰프(PGA; programmable gain amplifier) 내에서 증폭되고, 통상적인 44MHz의 IF에서 중심 주파수를 가지며 6MHz의 통과대역을 갖는 IF 필터 내에서 필터링된다. 그러므로, IF 필터는 원하는 채널을 포함하고 주로 41MHz 내지 47MHz의 주파수 내용을 갖는 출력 신호를 제공한다.
이산의 단일 컨버전 튜너는 여러가지 문제가 있다. 이들 튜너들은 많은 수의 이산 성분들로 인하여 많은 양의 회로 보드 공간을 요구한다. 이들은 또한 바람직하지 않은 신호의 크로스 커플링과 간섭을 피할 수 있도록 회로 보드를 설계하기 위하여 RF에 대한 전문적 지식을 요구한다. 트래킹 대역통과 필터는 종종 수동 조정을 요구하며, 이는 생산 비용을 증가시킨다. 또한 이들 튜너의 성능은 온도에 따라 크게 변화한다.
실리콘 기반형 TV 뷰어는 이산 튜너보다 더 싸게, 그리고 더 안정된 성능을 갖도록 제조될 수 있다는 점, 그리고 실리콘 기반형 TV 튜너가 궁극적으로는 이산 TV 튜널을 대체할 것이라는 점은 오랫동안 생각되어온 일이다. 불행히도, 기존의 실리콘 기반형 TV 튜너들은 이산의 튜너들과 마찬가지로 성능이 좋지 못하고, 시장에서 그리 중요하게 취급되지 않았다.
기존의 실리콘 기반형 TV 튜너는 소위 "업/다운(up/down)", 즉 더블 컨버전 구조를 이용해왔다. 그와 같은 구조에서 튜너는 LNA, 업 컨버전 믹서(up conversion mixer), RF 신시사이저, 로컬 오실레이터, 표면 음향파(SAW) 필터, PGA, 다운 컨버전 믹서(down conversion mixer), 로컬 오실레이터 및 IF 필터를 포함할 수 있다. LNA는 대개 안테나 또는 케이블 소스로부터 RF 입력 신호를 수신하는 입력을 갖는다. 업 컨버전 믹서는 대개 LNA의 출력에 연결된 제1 입력과 RF 신시사이저 및 오실레이터를 이용해서 생성된 제1 LO 믹싱 신호를 수신하기 위한 제2 입력을 갖는다. SAW 필터는 대개 집적 회로의 외부에 존재하고 업 컨버전 믹서의 출력에 연결된 입력을 갖는다. 다운 컨버전 믹서는, PGA를 통과한 외부 SAW 필터의 출력에 연결된 제1 입력을 가질 것이고, 제2 LO 믹싱 신호를 수신하기 위한 제2 입력을 가질 것이다. 다운 컨버전 믹서의 출력은 대개 IF 필터를 통과한다.
더블 컨버전 수신기(double conversion receiver)의 동작에서, 업 컨버전 믹는 중심 주파수가 1100MHz인 주파수 대역에 선택된 채널을 믹싱하기 위하여 선택된 주파수에서 제1 믹싱 신호(LO)를 수신한다. 외부 SAW 필터는 중심 주파수가 1100MHz인 원하는 채널을 원하지 않는 채널들로부터 분리한다. 다운 컨버전 믹서는 1056MHz인 제2 LO 믹싱 신호를 사용하여 44MHz의 원하는 IF 주파수로 신호들을 믹싱한다.
업/다운 또는 더블 컨버전 구조는 제조하는 동안 수동 조정을 필요로 하지 않으며 온도에 대하여 안정적이지만, 이산의 튜너보다 성능을 열등하게 만드는 많은 단점들을 갖는다. 이러한 튜너들은 2개의 고주파 오실레이터를 사용한다. 이들은 고주파이기 때문에, 인덕터-커패시터(LC) 오실레이터를 사용하여 실리콘으로 구현하는 것이 가능하다. 그러나 LC 기반 오실레이터는 많은 단점들을 가지고 있어 바람직하지 않다. 첫째로, 그들은 전자기 간섭에 취약한데, 이는 스퍼어(또는 톤) 및 잡음을 생성하여 전체적인 성능을 낮추어 버릴 수 있다. 둘째로, 주파수 면에서 인접한 2개의 오실레이터는 서로 락킹(locking)되기 쉽다. 락킹을 방지하기 위해서는 2개의 오실레이터 간에 충분한 간격을 두는 것이 필요하지만, 이는 달성하기 어렵다. 셋째로, 제1 오실레이터의 범위는 그 주파수의 거의 100%이며, 이는, 이 범위에서 성공적으로 튜닝을 하기 위하여, LC 곱이 약 4:1 비율로 변동해야한다는 것을 의미한다(왜냐하면 주파수는 LC 곱 역수의 제곱근에 비례하기 때문이다). 그러나 이러한 값의 범위는 실리콘으로 달성하기 어렵다. 그러한 오실레이터는 많은 선택 가능 LC 오실레이터로서 구현되는 것이 보통일 것이며, 이러한 접근 방식은 상당한 정도의 집적 회로 영역을 요구한다. 넷째로, 복수의 LC 오실레이터를 갖게 되면, 디지털 텔레비전 애플리케이션서 성능을 저하시킬 수 있는 위상 잡음이 추가된다.
다른 단점은 외부 SAW 필터와 관련된다. 원하지 않는 채널들은 상당한 정도로 감쇠되어야 할 필요가 있기 때문에 SAW 필터가 요구되는데, SAW 필터만이 그러한 고주파수에서 바람직한 전송 특성을 갖는다. 그러나 SAW 필터는 고가이다. 이들은 정합 임피던스(matched impedance)로 구동될 필요가 있는데, 이는 전력 손실을 상당량 증가시킨다. SAW 필터는 손실이 많다. 또한, SAW 필터는 감쇠는 우수한 반면, 주파수 선택성은 불량하여, 원하는 바로 그 채널보다도 더 통과시킨다.
또 다른 단점은 상이한 신호 환경에서의 믹싱 과정과 관련된다. 케이블 텔레비전 튜닝 요구 사항은 지상 텔레비전 튜닝 요구 사항과 상당히 다른데, 이는 원하는 채널과 인접 주파수에 있는 원하지 않는 채널 간에 에너지 레벨이 다르기 때문이다. 케이블 헤드 엔드(head-end)는 모든 채널을 유사한 전력 레벨로 구동하며, 따라서 케이블 텔레비전 튜너는 유사한 전력 레벨로 원하는 채널과 원하지 않는 채널을 수신한다. 지상 텔레비전 수신기는 원하는 채널의 송신기보다 원하지 않는 채널의 송신기에 더 가까울 수 있으며, 이로 인해 원하지 않는 채널이 원하는 채널보다 더 많은 신호 에너지를 가지게 된다. 이산 튜너의 트랙킹 필터(tracking filter)는 원하지 않는 채널들을 필터링하는 것을 돕는다. 그러나, 더블 컨버전 구조에는 트랙킹 필터가 없기 때문에, 그리고 SAW 필터는 원하지 않는 채널 이상을 통과시키기 때문에, 믹서는 원하는 채널과 원하지 않는 채널 간에 많은 에너지 차이를 보게 된다. 이러한 에너지 차이는 큰 문제가 되는데, 이는 오실레이터 내의 임의의 스퍼어나 잡음 또는 믹싱 과정 내의 비선형성이 원하지 않는 많은 채널 또는 채널들을 원하는 채널에 믹싱하여 원하는 채널의 수신을 망칠 수 있기 때문이다. 그 결과로, 더블 컨버전 튜너는, 모든 채널의 신호 강도가 거의 균일한 일부 케이블 텔레비전 응용에 있어서는 충분한 성능을 가지나, 지상 텔레비전 튜너로서는 성능이 떨어진다.
도 5는, 부분적으로는 블록도로, 부분적으로는 개략도 형식으로, 종래 솔루션의 문제점을 극복하기 위하여 도 4a 및 도 4b의 회로를 유리하게 사용하는, 본 발명에 따른 통합 텔레비전 튜너(200)를 도시한다. 튜너(200)는 일반적으로 LNA(202), 트랙킹 대역통과 필터(tracking bandpass filter; 204), "DDFS1"으로 라벨링된 DDFS(206), "DDFS2"으로 라벨링된 DDFS(208), 믹서(220), 저대역 필터(lowpass filter; 226), PGA(228), 믹서(230), 저대역 필터(236), PGA(238), 업 컨버전 믹서(240), DAC(260) 및 IF 필터(262)를 포함한다. LNA(202)는 "RF 입력"으로 라벨링된 입력 신호를 수신하기 위한 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. 트랙킹 대역통과 필터(204)는 LNA(202)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 원하는 채널 신호를 수신하기 위한 튜닝 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. DDFS(206)는 원하는 채널 신호를 수신하기 위한 입력과, "LO1" 및 "LO1-90°"로 라벨링된 디지털 로컬 오실레이터 신호들을 제공하기 위한 출력 단자들을 갖는다. DDFS(208)는 "LO2" 및 "LO2-90°"로 라벨링된 디지털 로컬 오실레이터 신호들을 제공하기 위한 출력 단자들을 갖는다. 원하는 경우 트랙킹 필터(204)는 제거할 수 있음을 주목한다. 또한 필요한 경우, LNA(202) 앞에 외부 가변 이득 앰프(external variable gain amplifier)가 사용될 수 있어서, 예컨대 지상 방송 수신과 관련하여 동작 면에서 이점(operational advantage)을 제공할 수 있음을 주목한다. 나아가 필요한 경우, 제2 로컬 오실레이터(208)는 고정된 디지털 오실레이터로서 구현될 수 있음을 주목한다.
믹서(220)는 트랙킹 대역통과 필터(204)의 출력 단자에 접속된 제1 입력 단자, 신호(LO1)를 수신하기 위한 제2 입력 단자, 그리고 "I"로 라벨링된 동상의 베이스밴드 신호(in-phase baseband signal)를 제공하기 위한 출력 단자를 갖는다. 믹서(220)는 트랜스컨덕턴스 앰프(222) 및 DAC(224)를 포함한다. 트랜스컨덕턴스 앰프(222)는 필터(204)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. DAC(224)는 트랜스컨덕턴스 앰프(222)의 출력 단자에 접속된 제1 입력 단자, 신호(LO1)를 수신하기 위한 제2 입력 단자, 그리고 신호(I)를 제공하기 위한 출력 단자를 갖는다. 필터(226)는 믹서(220)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. PGA(228)는 필터(226)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다.
믹서(230)는 트랙킹 대역통과 필터(204)의 출력 단자에 접속된 제1 입력 단자, 신호(LO1-90°)를 수신하기 위한 제2 입력 단자, 그리고 "Q"로 라벨링된 직교 위상 베이스밴드 신호(quadrature baseband signal)를 제공하기 위한 출력 단자를 갖는다. 믹서(230)는 트랜스컨덕턴스 앰프(232) 및 DAC(234)를 포함한다. 트랜스컨덕턴스 앰프(232)는 필터(204)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. DAC(234)는 트랜스컨덕턴스 앰프(232)의 출력 단자에 접속된 제1 입력 단자, 신호(LO1-90°)를 수신하기 위한 제2 입력 단자, 그리고 신호(Q)를 제공하기 위한 출력 단자를 갖는다. 필터(236)는 믹서(230)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. PGA(238)는 필터(236)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다.
업 컨버전 믹서(240)는 아날로그-디지털 컨버터(ADC; 242), 저대역 필터(244), 믹서(246), ADC(248), 저대역 필터(250), 믹서(252) 및 덧셈 장치(summing device; 254)를 포함한다. ADC(242)는 PGA(228)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. 저대역 필터(244)는 ADC(242)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. 믹서(246)는 저대역 필터(244)의 출력 단자에 접속된 제1 입력 단자, 신호(LO2)를 수신하기 위한 제2 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. ADC(248)는 PGA(238)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. 저대역 필터(250)는 ADC(248)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. 믹서(252)는 저대역 필터(250)의 출력 단자에 접속된 제1 입력 단자, 신호(LO2-90°)를 수신하기 위한 제2 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. 덧셈 장치(254)는 믹서(246)의 출력 단자에 접속된 양의 입력 단자, 믹서(252)의 출력 단자에 접속된 음의 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. DAC(260)는 덧셈 장치(254)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 그리고 출력 단자를 갖는다. IF 필터(262)는 DAC(260)의 출력 단자에 접속된 입력 단자, 그리고 "IF OUTPUT"으로 라벨링된 튜너(200)의 출력 신호를 제공하기 위한 출력 단자를 갖는다.
튜너(200)는 도 4a 및 도 4b에 도시된 회로를 유리하게 사용할 수 있는 RF 수신기의 일례를 동작 면에서 도시한 것이다. RF 입력 신호는 안테나 또는 케이블 소스(도시 생략)로부터 수신되며, LNA(202)의 입력 단자에 제공된다. LNA(202)는 가변 이득을 갖는다. LNA(202)의 출력은, 원하지 않는 채널을 제거하기 위하여 원하는 채널 입력 신호에 기초하여 중심 주파수가 튜닝 가능한 트랙킹 대역통과 필터(204)로 입력된다.
원하는 채널 플러스 감쇠된 원하지 않는 채널을 포함하는, 튜닝된 출력 신호는 다음과 같이 베이스밴드로 믹싱된다. 필터(204)의 출력은 고성능 선형 트랜스컨덕턴스 앰프(highly linear transconductance amplifier; 222)에 의해 전류 신호로 컨버트된다. 그 후 전류 신호는, 믹싱 신호로서 LO1을 사용하는 전류 승산 DAC로서 기능하는, DAC(224)에서 믹싱되어, 동상의 베이스밴드 신호(I)를 제공한다. 마찬가지로, 필터(204)의 출력은 별도의 고성능 선형 트랜스컨덕턴스 앰프(232)에 의해 전류 신호로 컨버트되고, 믹싱 신호로서, LO1의 위상 편이된 버전인, 즉 LO1-90°를 사용하는 DAC(234)에서 믹싱되어 직교 위상 베이스밴드 신호(Q)를 출력한다. DDFS(206), 트랜스컨덕턴스 앰프들(222, 232) 및 DAC들(224, 234)은 도 4a 및 도 4b를 참조하여 상술한 바와 같이 구현된다.
원하는 채널로서 어떤 채널이 선택되었는지에 따라, DDFS(206)는 원하는 채널을 베이스밴드(즉, DC)로 다운 믹싱하기 위하여 적절한 사인파를 생성한다. 예를 들어, 원하는 채널이 중심 주파수 500 MHz인 경우, DDFS(206)는 LO1에 대하여 500 MHz 사인파를, 마찬가지로 LO1-90°에 대하여 90°편이된 사인파를 생성한다. 대체 실시예에서, LO1-270°가 LO1의 위상 편이된 버전으로서 사용될 수 있으며, 이러한 경우 Q 신호는 도시된 바와 같은 Q 신호의 인버트된(inverted) 버전일 것이다. 나이퀴스트의 이론에 따르면, DDFS(206) 및 전류 승산 DAC들(224, 234)은 최고 주파수 사인파보다 2배 더 크게 클럭킹될 필요가 있음에 주의하자. 따라서 FCLOCK > 2*870 = 1.740 GHz 이며, 바람직하게는 2 GHz이다. 이러한 속도에서 다양한 회로들의 동작은 현재 사용가능한 CMOS 또는 양극성-CMOS(BICMOS; bipolar CMOS) 집적 회로 제조 기술을 사용할 가능성이 있다.
믹서들(220, 230)의 출력들은 원하는 채널 정보 스펙트럼을 포함하며, 다른 모든 에너지는 필터들(226, 236)에 의해 필터링된다. 그 후, 이 출력들은 베이스밴드에서 처리된다. 필터들(226, 236)은 차단 주파수가 약 3 MHz인 안티-앨리어스 저대역 필터들(anti-alias lowpass filters)이다. 필터들(226, 236)의 출력들은, 작은 신호들의 크기를 증가시키고 업 컨버전 믹서(240)에서 ADC들(242, 248)의 요구되는 동적 범위를 최소화하기 위하여, PGA들(228, 238)에 의해 증폭된다.
업 컨버전 믹서(240)에서, ADC들(242, 248)의 클럭 속도는, 아날로그 신호로 다시 반영되는, 스위칭으로부터 생성되는 간섭을 최소화하기 위하여, 임의의 수신된 신호의 주파수(즉, 48 MHz)보다는 낮으나, 또한 필터들(226, 236)의 차수를 최소화하는 것이 가능한 정도로 높은 것이 바람직하다. 중심 주파수가 44MHz인 IF를 갖는 텔레비전 수신기에서의 사용을 위하여, 40 MHz의 클럭 속도가 선택되었다. 저대역 필터들(244, 250)은 원하지 않는 채널들에 대하여 추가적인 감쇠를 제공하며, 디지털 영역에서 구현된다. 대체 실시예에서, 업 컨버전 믹서(240)는 아날로그 영역에서 구현될 수 있으며, 그 경우 ADC들(242, 248)은 필요하지 않을 것이다. 44MHz 믹싱 신호를 생성하기 위한 나이퀴스트 기준을 만족시키기 위하여, DDFS(208)는 100MHz로 클럭킹되는 것이 바람직하다.
비록 단순한 변형을 가하여 오늘날 이용 가능한 대부분의 텔레비전에서 베이스밴드 디지털 신호가 사용될 수 있지만, 또 38MHz와 같이 임의의 다른 바람직한 IF가 사용될 수 있을지라도, 튜너(200)는 44MHz의 표준 IF에서 아날로그 IF 출력을 제공하는 것이 바람직하다. 따라서 튜너(200)는, IF 신호에서 6MHz 스펙트럼 전체를 재구성하기 위하여, 베이스밴드 I 및 Q 신호들을 재결합(re-combine)할 필요가 있다. 업 컨버전 믹서(240)는, 필터링되고 이득 조정된 I 및 Q 신호들을 ADC들(242, 246)을 사용하여 디지털 영역으로 컨버트한다. 이 신호들의 디지털 영역으로의 컨버전은, 스퍼어 또는 톤을 생성할 수 있는 로컬 오실레이터 신호들을 생성하는 것을 피하고, 아날로그 필터들(226, 236)의 사양을 보다 완화시켜 주며, 오디오 신호의 추출을 수월하게 해준다. 업 컨버전 믹서(240)는 ADC들(242, 246)의 출력들(디지털 I 및 Q 신호들)을, 덧셈 장치(254)에서 결합하기 이전에, 디지털 로컬 오실레이터 신호들(LO2 및 LO2-90°)을 사용하여 IF로 믹싱한다. 덧셈 장치(254)의 출력은 IF DAC(260)를 사용하여 아날로그로 다시 컨버트되며, 오프-칩을 구동하기 위한 IF 필터(262)에서 필터링된다. 베이스밴드에서 텔레비전과 인터페이스하는 다른 실시예에서, 업 컨버전 믹서(240), DAC(260) 및 IF 필터(262)는 생략될 수 있다.
튜너(200)는 도 4a 및 도 4b에 도시된 회로를 사용하여, LO1 및 LO2 그리고 이들의 위상 편이된 신호들을 생성하기 위하여 오실레이터들을 사용하지 않음으로써, 종래의 튜너들과 연관된 문제점들을 극복하는 구조를 구현한다. DDFS(206)는 매우 낮은 위상 잡음 및 낮은 스퍼어와 함께 울트라 퓨어 사인파(ultra pure sine wave)를 제공한다. 디지털화된 사인파는 광범위한 튜닝이 가능하며, 쉽게 생성된다. 종래의 LC 오실레이터에 존재하는 바와 같이, 실제 오실레이터 신호를 포함하는 회로 노드가 존재하지 않기 때문에, 로컬 오실레이터 신호가 다른 회로들로 누설 또는 방출하여 원하지 않는 락킹 또는 스퍼어를 야기시키는 메커니즘이 존재하지 않는다. DAC(224, 234)를 사용하는 또 다른 장점은, 제1 믹서에서 DC로의 다이렉트 다운 컨버전을 가능하게 한다는 것이다. 다이렉트 다운 컨버전은 LC 오실레이터로는 일반적으로 가능하지 않은데, 이는 RF 입력에 대해서 로컬 오실레이터 신호가 누설되면, 로컬 오실레이터는 그 자체를 믹싱하여 원하는 신호에 대해 상당량의 DC 오프셋을 생성하는 상황을 야기하기 때문이다. DAC(224, 234)에서 요구되는 바와 같이 디지털 로컬 오실레이터 신호를 생성하고 사용하게 되면 이러한 문제는 없어진다. 제1 디지털 로컬 오실레이터 신호(LO1)는, 스위치의 방향을 제어함으로써, 전류 승산 DAC에서 원하는 채널의 중심을 DC로 믹싱한다. 따라서 튜너(200)는 단일 실리콘 칩 상으로의 통합에 적합하다.
도 4a 및 도 4b에 도시된 로컬 오실레이터 및 믹서 회로는 텔레비전, 휴대폰, 페이저, GPS 수신기, 케이블 모뎀, 무선 전화, 오디오 수신기 등과 같은 매우 다양한 RF 수신기 응용에서 사용될 수 있음은 명백할 것이다. 트랜스컨덕턴스 앰프 및 DAC는 CMOS 외에 다른 트랜지스터 기술에서도 사용될 수 있다. 또한, 이진으로 가중화되고 서모미터 인코딩된 바와 같은, DAC 내에서 사용된 디지털 오실레이터 신호의 인코딩 타입은 달라질 수 있다.
FM 라디오 구현 예
미국에서, FM 라디오 신호는 주파수 대역이 88.1 MHz에서 107.9 MHz까지로 200 KHz 채널로 방송된다. 유럽, 일본 및 다른 나라들은 미국과 유사한 주파수 방식을 갖는다. 오디오 방송을 위한 FM 수신기는 안테나에서 수신된 신호를 스피커를 구동하는 오디오 신호로 컨버트한다. 이 FM 수신기들은 일반적으로 RF 튜너 섹션 및 IF 섹션으로 나눌 수 있다. 일반적인 RF 튜너는 원하지 않는 채널들을 필터링하고 원하는 채널 주파수에서 RF 스펙트럼을 증폭한다. 또한, RF 튜너 내에서, 프로그램 가능한 또는 튜닝 가능한 로컬 오실레이터(LO)는 원하는 채널로부터 떨어진 IF 주파수의 신호를 생성한다. 그 다음, 원하는 채널 및 LO 신호는 믹서에서 함께 곱해져서 합 및 차의 주파수 성분들을 생성하고 그럼으로써 원하는 채널을 RF로부터 IF로 변환한다. 일반적인 IF 섹션은 원하는 채널 근처의 채널들을 필터링하는 IF 필터를 포함한다(이러한 채널들은 종종 RF 튜너만으로는 충분하게 필터링되지 않는다). IF 섹션은 또한 일반적으로 크기 정보를 제거하기 위한 리미터(limiter) 및 IF 앰프, FM 변조된 IF 신호를 오디오 신호로 컨버트하기 위한 FM 변조기, 그리고 스피커 구동을 위한 오디오 앰프를 포함한다.
도 7a, 도 7b 및 도 7c는, 효율적인 솔루션을 제공하기 위하여 도 6a 및 도 6b의 회로를 유리하게 이용하는 예시적인 FM 라디오 구현을 제공한다. 본 발명의 튜너는, 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저 및 고정된 오실레이터를 사용하는데 LO 믹싱 신호를 생성하기 위한 고유의 방법을 포함하며, 아날로그 RF 입력 신호 및 디지털 LO 신호를 믹싱하기 위하여 믹싱 DAC를 사용하는 고유의 믹서 회로를 포함한다. 더 구체적으로, 도 7a는 표준 IF(FM 라디오에 대해서 약 10.7 MHz와 동일)가 이용되는 예시적인 실시예를 제공한다. 도 7b는 낮은 IF(약 3개의 채널 폭 이하이며, 바람직하게는 약 1개의 채널 폭 이하) 또는 제로 IF가 아날로그 필터와 함께 이용되는 예시적인 실시예를 제공한다. 그리고 도 7c는 낮은 IF(약 3개의 채널 폭 이하이며, 바람직하게는 약 1개의 채널 폭 이하) 또는 제로 IF가 아날로그-디지털 컨버터 및 디지털 필터링과 함께 이용되는 예시적인 실시예를 제공한다. 미국 내 FM 방송에 있어서 채널 폭은 약 200KHz임에 주의한다. 따라서, 본 설명을 위하여, 낮은 IF는 약 600KHz 이하이며 바람직하게는 약 200KHz 이하인 IF 주파수일 것이다.
도 7a는 믹서 회로(105), DDFS(130) 및 외부 필터(702)를 이용하는 통합 FM 라디오 수신기 구현(700)에 대한 블록도이다. RF 입력 신호(302) 및 DDFS(130; 이는 원하는 채널 신호에 의해 부분적으로 제어됨)로부터의 디지털 LO 신호(306)는 믹서 회로(105)에 의해 수신된다. IF 출력 신호(304)는 원하는 IF 주파수(IFFM)의 신호로서, 외부 SAW 필터와 같은 필터(702)에 의해 필터링될 수 있다. 그 다음 신호는 저잡음 앰프(LNA; 704)와 같은 IF 앰프 및 리미터(706)를 통과할 수 있다. 마지막으로, 신호는 FM 복조기(708)를 통과하여, 오디오 앰프 및 스피커에 적용될 수 있는 아날로그 출력 신호(710)를 생성한다.
본 발명의 튜너(100)를 이용하는 FM 구조의 장점 중 하나는 종래의 구조에서 이용되는 IF 필터가 제거될 수 있다는 것이다. 종래의 FM 튜너에서, 출력 IF(전형적으로 10.7MHz)는, FM 복조에 앞서 인접 채널 신호들을 제거하기 위하여, 외부 세라믹(ceramic) 또는 SAW 필터에 연결된다. 이 필터는 고가일 수 있다. 본 발명은 다이렉트 컨버전(IF = 제로) 또는 낮은 IF 컨버전(IF가 거의 제로) 구조를 허용하기 때문에, 고차 아날로그 또는 디지털 필터로 인접 채널 신호를 제거하는 것이 가능하다. 그 다음 원하는 채널은 아날로그 또는 디지털 영역에서 표준 IF로 업 믹싱될 수 있다. 도 7b 및 도 7c는 이러한 낮은 IF 또는 제로 IF 구조에 대한 예시적인 실시예들을 제공한다.
도 7b는, 믹서 회로(105), DDFS(130) 및 통합 아날로그 필터(722)를 이용하는, 낮은 IF 또는 제로 IF 통합 FM 라디오 수신기 구현(720)에 대한 블록도이다. RF 입력 신호(302) 및 DDFS(130; 이는 원하는 채널 신호에 의해 부분적으로 제어됨)로부터의 디지털 LO 신호(306)는 믹서 회로(105)에 의해 수신된다. IF 출력 신호(304)는 원하는 제로 IF 또는 낮은 IF 주파수(IFLOW/IFZ)의 신호로서, 통합 아날로그 필터와 같은 필터(722)에 의해 필터링될 수 있다. 그 다음, 신호는 저잡음 앰프(LNA; 724)와 같은 IF 앰프를 통과할 수 있다. 다음으로, 믹서(726) 및 믹싱 신호(728)는 FM 복조기(708)가 요구하는, 원하는 IF 주파수(IFFM)로 업 믹싱하는데 사용될 수 있다. 마지막으로, 신호는 FM 복조기(708)를 통과하여, 오디오 앰프 및 스피커에 적용될 수 있는 아날로그 출력 신호(710)를 생성한다.
도 7c는, 믹서 회로(105), DDFS1(130) 및 통합 디지털 필터(756)를 이용하는, 낮은 IF 또는 제로 IF 통합 FM 라디오 수신기 구현(750)에 대한 블록도이다. RF 입력 신호(302) 및 제1 DDFS(130; 이는 원하는 채널 신호에 의해 부분적으로 제어됨)로부터의 디지털 LO 신호(306)는 믹서 회로(105)에 의해 수신된다. IF 출력 신호(304)는 원하는 제로 IF 또는 낮은 IF 주파수(IFLOW/IFZ)에 있으며, 아날로그-디지털 컨버터(ADC; 752)에 의해 디지털 신호로 컨버트될 수 있다. 통합 디지털 필터 및 프로세서(754)는 그 다음, 디지털 신호를 필터링하고 신호 정보를 복조하는데 사용될 수 있다. 다음으로, 디지털 믹서(756) 및 제2 DDFS2(760)으로부터의 믹싱 신호는 그 신호를 디지털로 업 믹싱하는데 사용될 수 있으며, 디지털-아날로그 컨버터(DAC)(758)는 오디오 앰프 및 스피커에 적용될 수 있는 아날로그 출력 신호(710)를 생성하는데 사용될 수 있다. 필요한 경우, 제2 로컬 오실레이터(760)는 고정된 디지털 오실레이터로서 구현될 수도 있음이 더욱 주목된다.
복수의 튜너 구현의 예시
본 발명의 튜너(100)는 또한, 동일한 집적 회로 내에 복수의 튜너를 허용한다. 종래의 튜너들은 복수의 라디오 주파수 대역(예컨대, AM, FM, 날씨)를 수신하기 위해서는 복수의 오실레이터를 필요로 하였다. 본 발명을 사용하면, 복수의 라디오 주파수 대역을 수신하기 위해서 단 하나의 오실레이터만을 필요로 하는데, 이것은 모든 LO 주파수들이 디지털 방식으로 발생될 수 있기 때문이다. 또한, 종래의 튜너들에서는, 동일 다이(die) 상에 동일한 밴드를 수신하는 2개의 튜너를 배치하고, 그것들을 서로 가까운 채널들로 동시에 튜닝시키는 것은 극히 어려운 일이었다. 이 어려움은 2개의 오실레이터가 그들 사이의 간격이 적절하지 않은 경우 서로를 락킹하려는 경향(즉, 동일한 주파수로 진동함)이 있기 때문이다. 본 발명의 구조에서는 이러한 문제를 겪지 않는데, 왜냐하면, 각 튜너에 대한 디지털 LO가 동일한 오실레이터로부터 발생되기 때문이다. 따라서, 디지털 LO 신호를 사용하여 DAC를 믹싱함으로써, 도 1 및 도 2의 종래 기술 구조를 사용하여 단일 집적 회로 상에 복수의 튜너를 포함시키는 경우라면, 나타나게 될 상이한 아날로그 LO 주파수에서 비롯된 간섭 문제들을 일으키지 않고, 복수의 튜너가 동일한 집적 회로 상에 포함되도록 해준다. 도 8A 및 8B는 2개의 튜너를 갖는 구현에 대해 예시적인 실시예를 제공한다.
도 8A는 본 발명의 복수의 튜너를 사용하는, 복수의 튜너를 갖는 집적 회로(802)를 포함하는 구현(800)의 블록도이다. 집적 회로(802)는 2개 이상의 수신 경로를 포함한다. 도시된 실시예에서는 2개의 수신 경로를 보여 준다. 제1 수신기에서, RF 입력 신호(302A) 및 DDFS1(130A; 제1 원하는 채널 신호에 의해 제어됨)으로부터의 디지털 LO 신호(306A)는 믹서(150A)에 의해 수신되어 제1 IF 출력 신호(304A)를 생성한다. 제2 수신기에서, RF 입력 신호(302B) 및 DDFS2(130B; 제2 원하는 채널 신호에 의해 제어됨)으로부터의 디지털 LO 신호(306B)는 믹서(150B)에 의해 수신되어 제2 IF 출력 신호(304B)를 생성한다. 필요한 경우, 디지털 신시사이저(130A, 130B)는 각각 제1 디지털 클럭 신호(808) 및 제2 디지털 클럭 신호(810)를 클럭 제어 회로(CLK; 806)로부터 수신할 수 있다. 클럭 제어 회로(CLK; 806)는 외부 오실레이터(OSC; 350)의 기준 신호(804)를 사용하여 디지털 클럭 신호(808, 810)를 발생시킬 수 있다. 필요한 경우, RF 입력 신호(302A 및 302B)는 동일한 입력 신호 경로를 공유할 수도 있고, 디지털 클럭 신호(808 및 810)는 동일하거나 상이할 수도 있으며, 오실레이터(350)는 온칩(on-chip)일 수도 있음을 알아야 한다. 또한, 다른 변형물이나 구성으로도 구현될 수 있으므로, 도 8A에 도시된 실시예는 단지 예시로서 제공된 것임을 알아야 한다.
도 8B는 복수의 라디오 대역에 대한 튜너들을 포함하는 집적 회로(802)를 포함하는 실시예(850)의 블록도로서, 이들 튜너들 각각은 본 발명의 튜너 회로를 사용하는 것이다. 예를 들면, 집적 회로(802)는 AM 튜너(852), FM 튜너(854) 및 기타 튜너(856)로 표시되는 것과 같은 임의의 요구되는 라디오 대역을 포함한다. 도시된 바와 같이, AM 튜너(852)는 안테나(858)로부터 RF 입력 신호를 수신하고, 이를 튜너 일부(100A)에서 사용하여 본 발명에 따라 튜닝된 AM 신호를 생성한다. FM 튜너(854)는 안테나(862)로부터 RF 입력 신호를 수신하고, 이를 튜너 일부(100B)에서 사용하여 본 발명에 따라 튜닝된 FM 신호를 생성한다. 그리고, 기타 밴드 튜너(856)는 안테나(860)로부터 RF 입력 신호를 수신하고, 이를 튜너 일부(100C)에서 사용하여 본 발명에 따라 기타 원하는 밴드의 튜닝된 신호를 생성한다. 별개의 튜너들(852, 854 및 856)은 또한 클럭 제어 회로(CLK; 806)의 디지털 클럭 신호들(808, 810 및 814)을 사용하여 그들 각자의 LO 신호를 생성할 수도 있다. 도 8A에서와 마찬가지로, 클럭 제어 신호(CLK; 806)는 온칩 튜너들에 대한 디지털 클럭 신호들을 발생하는데 고정된 오실레이터(350)를 사용할 수 있다. 필요한 경우, 튜너들(852, 854 및 856)은 동일한 안테나를 사용할 수도 있음을 알아야 한다. 그리고, 오실레이터(350)가 온칩일 수 있고, 디지털 클럭 신호들(808, 810 및 814)이 동일할 수도 아닐 수도 있음을 또한 알아야 한다. 또한, 다른 변형물이나 구성으로도 구현될 수 있으므로, 도 8B에 도시된 실시예는 단지 예시로서 제공된 것임을 알아야 한다.
도 8A 및 8B를 참조하여, 이들 튜너들은 임의의 요구되는 RF 신호를 튜닝하도록 구현될 수 있음을 알아야 한다. 예를 들면, 복수의 TV 튜너나 복수의 FM 튜너가 동일 집적 회로 내에 포함될 수 있다. 덧붙여, TV 튜너 및 FM 튜너가 동일 집적 회로 내에 포함될 수도 있을 것이다. 본 발명의 튜너 구조를 사용하면, 다른 조합들도 구현될 수 있을 것이다.
본 명세서를 읽는 당업자에게는 본 발명의 다른 변형 및 대안적인 실시예들이 명백할 것이다. 따라서 본 발명은 이들 예시적인 배치에 한정되지 않음이 이해될 것이다. 따라서 본 명세서는 단지 예시적인 것으로서 당업자에게 본 발명을 수행하는 방식을 개시하기 위한 것으로 해석되어야 한다. 본 명세서에 기술되고 도시된 본 발명의 형식은 현재 바람직한 실시예로서 취해진 것임이 이해되어야 한다. 구현 및 구조에서 다양한 변경이 이루어질 수 있다. 예를 들면 본 발명에 도시되고 기술된 요소를 등가의 요소로 대체할 수 있으며, 본 발명의 일부 특징들은 다른 특징들의 사용과 무관하게 활용될 수 있는데, 이러한 모든 것이 본 발명의 명세서를 읽고 난 당업자에게는 명백하게 여겨질 것이다.

Claims (46)

  1. 원하는 주파수로 채널을 믹스하기 위하여 선택된 주파수를 갖는 디지털 로컬 오실레이터 신호를 제공하기 위한 출력 단자를 갖는 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저; 및
    라디오 주파수 신호를 수신하기 위한 제1 입력 단자, 상기 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저의 출력 단자에 연결된 제2 입력 단자 및 원하는 주파수에서 출력 신호를 제공하기 위한 출력 단자를 갖는 믹서
    를 포함하는 튜너.
  2. 제1항에 있어서, 상기 출력 신호의 원하는 주파수는 베이스밴드(baseband)인 튜너.
  3. 제1항에 있어서, 상기 라디오 주파수 신호는 복수의 채널을 포함하고, 상기 출력 신호의 원하는 주파수는 3개 채널의 폭 이하인 튜너.
  4. 제1항에 있어서, 상기 라디오 주파수 신호는 복수의 채널을 포함하고, 상기 출력 신호의 원하는 주파수는 3개 채널의 폭보다 높은 튜너.
  5. 제4항에 있어서, 상기 라디오 주파수는 라디오 밴드 신호를 나타내는 튜너.
  6. 제5항에 있어서, 상기 라디오 밴드 신호는 FM 라디오 신호인 튜너.
  7. 제1항에 있어서, 상기 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저 및 상기 믹서는 단일의 집적 회로 내에서 결합되는 튜너.
  8. 제1항에 있어서, 상기 믹서는,
    상기 라디오 주파수 신호를 수신하기 위한 입력 단자 및 적어도 하나의 전류 신호를 제공하기 위한 출력 단자를 갖는 트랜스컨덕턴스 앰프(transconductance amplifier); 및
    상기 트랜스컨덕턴스 앰프의 출력 단자에 연결된 제1 입력 단자, 상기 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저의 출력 단자에 연결된 제2 입력 단자 및 상기 출력 신호를 상기 원하는 주파수에서 제공하기 위한 출력 단자를 갖는 믹싱 DA 컨버터(mixing digital-to-analog converter)
    를 포함하는 튜너.
  9. 제8항에 있어서, 상기 라디오 주파수 신호, 상기 전류 신호 및 상기 출력 신호는 차동 신호(differential signal)들을 포함하는 튜너.
  10. 제8항에 있어서, 상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 복수의 전류 셀(current cell)을 포함하는 튜너.
  11. 제10항에 있어서, 상기 복수의 전류 셀은 이진으로 가중되는 것(being binarily weighted)을 특징으로 하는 튜너.
  12. 제10항에 있어서, 상기 복수의 전류 셀은 이진으로 가중되는 것을 특징으로 하는 제1 복수의 전류 셀 및 균일하게 가중되는 것(being equally weighted)을 특징으로 하는 제2 복수의 전류 셀을 포함하는 튜너.
  13. 제1항에 있어서, 상기 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저는 원하는 채널에 해당하는 튜닝 신호를 수신하기 위한 입력 단자를 더 포함하고, 상기 튜닝 신호에 의해 적어도 부분적으로 결정되는 주파수에서 상기 디지털 로컬 오실레이터 신호를 제공하도록 구성되는 튜너.
  14. 제10항에 있어서, 각 셀은,
    제1 및 제2 단자를 갖는 전류 소스- 상기 전류 소스는 상기 셀의 순서에 비례하는 크기를 가지며, 상기 제2 단자에 가해지는 전압에 비례하여 출력 전류를 발생함 -;
    수신된 전압 신호에 응답하여 상기 전류 소스의 제1 단자의 전압을 변조하도록 구성된 변조 회로; 및
    상기 셀의 순서에 대응하는 순서를 갖는 디지털 로컬 오실레이터 신호의 비트에 응답하여 상기 제1 출력 단자 및 제2 출력 단자 간에 상기 출력 전류를 선택적으로 방향전환(divert)하도록 구성된 선택 회로를 포함하는 튜너.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제1 출력 단자는 단일 종단(single-ended)의 출력 신호를 포함하고, 상기 제2 출력 단자는 기준 전압 단자를 포함하는 튜너.
  16. 제14항에 있어서, 상기 제1 및 제2 출력 단자는 함께 상기 믹서의 차동 출력 신호를 형성하는 튜너.
  17. 제14항에 있어서,
    제1 및 제2 단자를 갖는 제2 전류 소스- 상기 제2 전류 소스는 상기 셀의 순서에 비례하는 크기를 가지며, 상기 제2 단자에 가해지는 전압에 비례하여 출력 전류를 발생함 -;
    제2 수신된 전압 신호에 응답하여 상기 제2 전류 소스의 제1 입력 단자의 전압을 변조하기 위한 수단; 및
    상기 비트 및 상기 비트의 보수(complement)에 각각 응답하여 상기 제2출력 단자 및 상기 제1 출력 단자 간에 전류를 선택적으로 방향전환하기 위한 수단
    을 더 포함하는 튜너.
  18. 제7항에 있어서,
    상기 단일 집적 회로 상에 적어도 하나의 추가적인 수신 경로
    를 더 포함하고, 상기 추가적인 수신 경로는,
    원하는 주파수로 채널을 믹스하기 위하여 선택된 주파수를 갖는 디지털 로컬 오실레이터 신호를 제공하기 위한 출력 단자를 갖는 제2 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저; 및
    라디오 주파수 신호를 수신하기 위한 제1 입력 단자, 상기 제2 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저의 출력 단자에 연결된 제2 입력 단자 및 원하는 주파수에서 제2 출력 신호를 제공하기 위한 출력 단자를 갖는 제2 믹서
    를 포함하는 튜너.
  19. 제18항에 있어서, 상기 제1 믹서 및 상기 제2 믹서는 동일한 주파수 대역 내에서 라디오 주파수 신호를 수신하는 튜너.
  20. 제18항에 있어서, 상기 제1 믹서 및 상기 제2 믹서는 상이한 주파수 대역 내에서 라디오 주파수 신호를 수신하는 튜너.
  21. 제7항에 있어서,상기 라디오 주파수 신호는 텔레비전 신호를 나타내는 튜너.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 라디오 주파수 신호를 수신하기 위한 제1 입력 단자, 제2 입력 단자 및 직교 위상 신호(quadrature signal)를 제공하기 위한 출력 단자를 갖는 제2 믹서
    를 더 포함하고, 상기 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저는 위상 편이된(phase-shifted) 디지털 로컬 오실레이터 신호를 제공하기 위하여 상기 제2 믹서의 제2 입력 단자에 연결된 제2 출력 단자를 더 포함하는 튜너.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 믹서의 출력 신호들을 소정의 중심 주파수로 컨버트하도록 구성된 컨버터 회로
    를 더 포함하는 튜너.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 컨버터 회로에 연결된 출력을 갖는 제2 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저
    를 더 포함하는 튜너.
  25. 제7항에 있어서,
    출력으로서 클럭 신호를 갖는 오실레이터
    를 더 포함하고, 상기 믹서는 상기 클럭 신호를 수신하도록 구성되고, 상기 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저는 분주기를 통하여 클럭 신호를 수신하도록 구성된 튜너.
  26. 제25항에 있어서, 상기 믹서는, 보간 필터(interpolation filter) 및 상기 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저의 출력에 연결되어 스위칭 네트워크로 디지털 M비트 신호를 발생하는 변조기를 더 포함하고,
    상기 믹서는, 상기 스위칭 네트워크로 M개의 전류 신호를 출력하도록 구성된 트랜스컨덕턴스 회로를 더 포함하고,
    상기 스위칭 네트워크는 상기 원하는 주파수에서 상기 출력 신호를 출력하도록 구성되는 튜너.
  27. 제7항에 있어서, 상기 라디오 주파수 신호는 라디오 밴드 신호를 나타내는 튜너.
  28. 제27항에 있어서, 상기 라디오 밴드 신호는 FM 라디오 신호인 튜너.
  29. 신호를 튜닝하기 위한 방법에 있어서,
    원하는 주파수로 채널을 믹스하기 위하여 선택된 주파수를 갖는 디지털 로컬 오실레이터 신호를 발생하는 단계;
    라디오 주파수 신호를 수신하는 단계; 및
    상기 원하는 주파수에서 출력 신호를 제공하기 위하여, 상기 라디오 주파수 신호를 상기 디지털 로컬 오실레이터 신호와 믹싱하는 단계
    를 포함하는 신호 튜닝 방법.
  30. 제29항에 있어서, 상기 출력 신호의 원하는 주파수는 베이스밴드인 튜너.
  31. 제29항에 있어서, 상기 라디오 주파수 신호는 복수의 채널을 포함하고, 상기 출력 신호의 원하는 주파수는 3개 채널의 폭 이하인 신호 튜닝 방법.
  32. 제29항에 있어서, 상기 라디오 주파수 신호는 복수의 채널을 포함하고, 상기 출력 신호의 원하는 주파수는 3개 채널의 폭보다 높은 신호 튜닝 방법.
  33. 제29항에 있어서, 상기 발생 및 믹싱 단계는 단일의 집적 회로 내에서 수행되는 신호 튜닝 방법.
  34. 제29항에 있어서, 상기 믹싱단계는,
    상기 라디오 주파수 신호를 적어도 하나의 전류 신호로 컨버팅하는 단계; 및
    상기 적어도 하나의 전류 신호를 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저의 출력신호와 믹싱하는 단계를 포함하는 신호 튜닝 방법.
  35. 제34항에 있어서, 상기 라디오 주파수 신호, 상기 전류 신호 및 상기 출력 신호는 차동 신호들을 포함하는 신호 튜닝 방법.
  36. 제34항에 있어서, 상기 컨버팅 단계는 복수의 트랜스컨덕터 셀을 사용하여 복수의 전류 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 신호 튜닝 방법.
  37. 제29항에 있어서,
    튜닝이 될 원하는 채널에 해당하는 튜닝 신호를 다이렉트 디지털 주파수 신시사이저에 적용하는 단계
    를 더 포함하는 신호 튜닝 방법.
  38. 제33항에 있어서,
    원하는 주파수로 채널을 믹스하기 위하여 선택된 주파수를 갖는 제2 디지털 로컬 오실레이터 신호를 발생시키는 단계; 및
    상기 원하는 주파수에서 제2 출력 신호를 제공하기 위하여 상기 제2 디지털 로컬 오실레이터 신호와 라디오 주파수 신호를 믹싱하는 단계
    를 더 포함하고, 상기 추가적인 발생 및 믹싱 단계 또한 상기 단일의 집적 회로 내에서 수행되는 신호 튜닝 방법.
  39. 제38항에 있어서, 상기 제1 믹서 및 상기 제2 믹서는 동일한 주파수 대역 내에서 라디오 주파수 신호를 수신하는 신호 튜닝 방법.
  40. 제38항에 있어서, 상기 제1 믹서 및 상기 제2 믹서는 상이한 주파수 대역 내에서 라디오 주파수 신호를 수신하는 신호 튜닝 방법.
  41. 제33항에 있어서, 상기 라디오 주파수 신호는 텔레비전 신호를 나타내는 신호 튜닝 방법.
  42. 제41항에 있어서,
    상기 출력 신호의 원하는 주파수는 베이스밴드이고, 제2 디지털 로컬 오실레이터 신호를 사용하여 상기 출력 신호를 베이스밴드로부터 소정의 중심 주파수로 컨버팅하는 단계
    를 더 포함하는 신호 튜닝 방법.
  43. 제33항에 있어서,
    기준 클럭 신호를 제공하는 단계; 및
    상기 발생 및 믹싱 단계에서 상기 기준 클럭 신호를 사용하는 단계
    를 더 포함하는 신호 튜닝 방법.
  44. 제43항에 있어서, 상기 믹싱 단계는,
    상기 라디오 주파수 신호를 M개의 전류 신호로 컨버팅하는 단계;
    상기 디지털 로컬 오실레이터 신호로부터 M비트 디지털 신호를 발생시키는 단계; 및
    상기 출력 신호를 상기 원하는 주파수에서 제공하기 위하여 상기 M개의 전류 신호를 상기 M비트 디지털 신호와 믹싱하는 단계를 포함하는 신호 튜닝 방법.
  45. 제33항에 있어서, 상기 라디오 주파수 신호는 라디오 밴드 신호를 나타내는 신호 튜닝 방법.
  46. 제45항에 있어서, 상기 라디오 밴드 신호는 FM 라디오 신호인 신호 튜닝 방법.
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