JP4581288B2 - 復調器 - Google Patents
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- H04L7/0029—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation interpolation of received data signal
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル伝送機器に使用する復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のデジタル変調波の復調を図１２を使って説明する。ベースバンドに変換されたデジタル変調波1201を、ＡＤ変換器1202により本来のデジタルデータの単位の伝送速度であるシンボル速度に比べて大きな速度、例えばシンボル速度の16倍程度のサンプリング周波数でサンプリングし、打ち抜くべき時間位置を推定する打ち抜き点決定部1203で処理し、間引き部1204で打ち抜くべき位置の信号を抽出し、判定部1205で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。
【０００３】
ＡＤ変換器1202の後段に、デジタルフィルタや位相変換器や遅延検波器が挿入されることもある。間引き部1204の出力はシンボル速度であり、打ち抜き点決定部1203のために大きなサンプリング周波数を保つ必要があり、復調器全体の動作周波数を上げなくてはならないため、汎用プロセスを用いたＩＣデバイスなどで実現することが困難な場合がある。
【０００４】
また送信信号の占有帯域幅の増加などにより、ＡＤ変換器への要請が厳しくなっている。これらの対策の１つが図１３に示したアップサンプリングする方法で、図１２と同様なデジタル変調波1301、ＡＤ変換器1302、打ち抜き点決定部1303、間引き部1304、判定部1305に加え補間器1306をＡＤ変換器1302の後段に置き、サンプリング後のデータを補間処理するという、アップサンプリングによるデータを再生する方法である。
【０００５】
この方法ならサンプリング周波数は、入力信号の周波数帯域をカバーするナイキスト周波数以上であれば良く、ＡＤ変換器への要請が緩和できる。ところが、補間処理は結局高速な演算を必要とし、復調器自体の動作周波数は低減できない。つまり図１４に示すように、打ち抜き点決定を外に出すことで、補間処理と間引きを論理圧縮する必要がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
デジタル変調波の復調器において、オーバーサンプリングやアップサンプリングにより要求されるクロック周波数を低減しなくては、汎用プロセスを用いたＩＣなどによって実現することが困難な場合がある。
【０００７】
本発明は、復調器において要求されるクロック周波数を低減することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明は、アップサンプリングにおける冗長度を利用してチャネルフィルタを複数の並列トランスバーサル型フィルタで構成する。本構成により、ＡＤ変換手段に要求されるサンプリングレートは信号帯域の隣接に存在する隣接妨害等の影響を考慮して決定されるものの、後段のトランスバーサル型フィルタに要求されるクロックは常にシンボル速度と同じでありながら、任意のオーバーサンプリング数と同じ打ち抜き性能を実現する。
【０００９】
これにより、群遅延特性が平坦なチャネルフィルタが実現でき、復調器における劣化を軽減することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記ＡＤ変換手段の出力信号を受けるトランスバーサル型フィルタと、前記トランスバーサル型フィルタの出力信号を判定処理する判定手段と、前記判定手段の出力信号によりトランスバーサル型フィルタのタップ係数群を指定する打ち抜き点決定手段を有する復調器であり、補間処理フィルタに特定の時間ずれをもったタップ係数群を設定することで、ＡＤ変換器のサンプリング周波数と同じ動作周波数で動作するという作用を有する。
【００１１】
本発明の請求項２に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を２つに分岐する分岐手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記分岐手段の出力信号をそれぞれ受ける２つのトランスバーサル型フィルタと、前記２つのトランスバーサル型フィルタの出力信号から１つを選択する選択手段と、前記選択手段の出力信号を判定処理する判定手段と、前記判定手段の出力により前記２つのトランスバーサル型フィルタのタップ係数群を指定し、前記選択手段に選択するトランスバーサル型フィルタの出力を指示する打ち抜き点決定手段を有する復調器であり、補間処理フィルタに特定の時間ずれをもったタップ係数群を設定することで、ＡＤ変換器のサンプリング周波数と同じ動作周波数で動作し、タップ係数群変更中も復調動作を継続するという作用を有する。
【００１２】
本発明の請求項３に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を３つに分岐する分岐手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記分岐手段の出力信号のそれぞれを受ける３つのトランスバーサル型フィルタと、前記３つのトランスバーサル型フィルタの出力信号から１つを選択する選択手段と、前記選択手段の出力信号を判定処理する判定手段と、前記判定手段の出力により前記３つのトランスバーサル型フィルタに互いに等間隔だけ時間がずれたタップ係数群をそれぞれ指定し、前記選択手段に選択するトランスバーサル型フィルタの出力を指示する打ち抜き点決定手段を有する復調器であり、補間処理フィルタに特定の時間ずれをもったタップ係数群を設定することで、ＡＤ変換器のサンプリング周波数と同じ動作周波数で動作し、現在の時間ずれの前後のタップ係数群をあらかじめ用意しておくことで切り換えを滑らかに行えるという作用を有する。
【００１３】
本発明の請求項４に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を３つに分岐する分岐手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記分岐手段の出力信号のそれぞれを受ける３つのトランスバーサル型フィルタと、前記３つのトランスバーサル型フィルタの出力信号から１つを選択する選択手段と、前記選択手段の出力信号を判定処理する判定手段と、前記３つのトランスバーサル型フィルタの出力により前記３つのトランスバーサル型フィルタに互いに等間隔だけ時間がずれたタップ係数群を指定し、前記選択手段に選択するトランスバーサル型フィルタの出力を指示する打ち抜き点決定手段を有する復調器であり、補間処理フィルタに特定の時間ずれをもったタップ係数群を設定することで、ＡＤ変換器のサンプリング周波数と同じ動作周波数で動作し、現在の時間ずれの前後のタップ係数群をあらかじめ用意しておくことで切り換えを滑らかに行え、打ち抜き点決定手段により詳細な情報を提供し精度の良い打ち抜きを行えるという作用を有する。
【００１４】
本発明の請求項５に記載の発明は、アナログの中間周波数信号である入力信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を周波数変換する乗算手段と、
互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記乗算手段の出力信号を受けるトランスバーサル型フィルタと、前記トランスバーサル型フィルタの出力信号を判定処理する判定手段と、前記判定手段の出力信号によりトランスバーサル型フィルタのタップ係数群を指定する打ち抜き点決定手段を有する復調器であり、各請求項の作用に加え中間周波数からの周波数変換を同時に行えるという作用を有する。
【００１５】
本発明の請求項６に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力をＬ個（Ｌは２以上の整数）に分岐する分岐手段と、前記分岐手段の出力をそれぞれ受けるＬ個のトランスバーサル型フィルタを並列に有する並列構成トランスバーサル型フィルタ手段と、前記フィルタ手段のＬ個のトランスバーサル型フィルタの出力により、１つのトランスバーサル型フィルタの出力を決定する並列構成打ち抜き点決定手段と、前記並列構成打ち抜き点決定手段で決定されたトランスバーサル型フィルタの出力信号のみを後段に出力する切替手段と、前記切替手段の出力信号を判定処理する判定手段とを有する復調器であり、ＡＤ変換手段や後段のトランスバーサル型フィルタ部等に要求される速度がシンボル速度の２倍であるにも関わらず、任意のオーバーサンプル数と同じ打ち抜き精度を容易に達成することができ、高性能な復調器を実現できるという作用を有する。
【００１６】
本発明の請求項７に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を２つに分岐する第１の分岐手段と、前記分岐手段の一方の出力を遅延させる第１の遅延手段と、前記第１の分岐手段の他方の出力をＭ個（Ｍは２以上の整数）に分岐する第２の分岐手段と、前記第１の遅延手段の出力をＭ個に分岐する第３の分岐手段と、前記第２の分岐手段の出力をそれぞれ２つに多重分離するＭ個の第１の多重分離化手段と、前記第３の分岐手段の出力をそれぞれ２つに多重分離するＭ個の第２の多重分離化手段と、前記第２の多重分離化手段のそれぞれの出力の一方を遅延する第２の遅延手段と、前記第１の多重分離化手段のそれぞれの出力、前記第２の多重分離化手段のそれぞれの出力の他方及び前記第２の遅延手段のそれぞれの出力を受ける４Ｍ個のトランスバーサル型フィルタを並列に有する並列構成トランスバーサル型フィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力を前記Ｍ個の第１の多重分離化手段毎及び前記Ｍ個の第２の多重分離化手段毎に加算する２Ｍ個の加算手段と、前記２Ｍ個の加算手段の出力により、１つの加算手段の出力を決定する並列構成打ち抜き点決定手段と、前記並列構成打ち抜き点決定手段で決定された加算手段の出力のみを後段に出力する切替手段と、前記切替手段の出力を判定処理する判定手段とを有する復調器であり、ＡＤ変換手段のみナイキスト定理を満たす最小のサンプリング速度で動作させるためにシンボル速度の２倍でサンプリングする必要があるが、その後段のトランスバーサル型フィルタに要求される速度がシンボル速度と同じであるにも関わらず、任意のオーバーサンプル数と同じ打ち抜き精度を容易に達成することができ、広帯域信号に対しても高性能な復調器を実現できるという作用を有する。
【００１７】
本発明の請求項８に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をシンボル速度のＮ倍（Ｎは２以上の整数）のサンプリング速度でサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力をＰ個（Ｐは２以上の整数）に個に分岐する第１の分岐手段と、前記第１の分岐手段の出力をそれぞれＮ個に個に分岐する第２の分岐手段と、前記第２の分岐手段の出力の内、Ｐ（Ｎ−１）個の出力を遅延させるＰ（Ｎ−１）個の遅延手段と、前記遅延手段の出力信号及び遅延させていない分岐手段の出力信号をそれぞれＮ個の信号に多重分離するＰＮ個の多重分離化手段と、前記多重分離化手段の出力を受けるＰＮ2個のトランスバーサル型フィルタを並列に有する並列構成トランスバーサル型フィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力を前記多重分離化手段毎に加算するＰＮ個の加算手段と、前記ＰＮ個の加算手段の出力により１つの加算手段の出力を決定する並列構成打ち抜き点決定手段と、前記並列構成打ち抜き点決定手段で決定された加算手段の出力のみを後段に出力する切替手段と、前記切替手段の出力を判定処理する判定手段とを有する復調器であり、消耗チャネルの近傍に妨害信号が存在する場合など、ＡＤ変換手段のサンプリングレートが２倍では不十分な場合にも、ＡＤ変換手段および遅延手段、多重分離化手段まではＡＤ変換サンプリングレートと同じ動作速度が要求されるものの、多重分離化手段から後段のトランスバーサル型フィルタ等はシンボル速度と同じ速度で十分であり、任意のオーバーサンプル数と同じ打ち抜き精度が容易に得られ、広帯域信号の近傍に妨害信号がある場合においても高性能な復調器を構成できるという作用を有する。
【００１８】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【００１９】
（実施の形態１）
図１は本発明の一実施の形態による機能ブロック結線図を示し、図１においてベースバンドに変換されたデジタル変調波101を、その周波数帯域をカバーするナイキスト周波数以上のサンプリング周波数でＡＤ変換器102によりサンプリング、量子化し、時間ずらしフィルタ103で処理し、判定部105で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。打ち抜き点決定部105は、判定部104の出力の情報から打ち抜き位置を推定し、その打ち抜き位置に時間ずらしをしたタップ係数群を時間ずらしフィルタに指示する。
【００２０】
次に時間ずらしフィルタについて、図１４と図１の違いを明らかにしながら、図２から図６を用いて説明する。図２は図１４の破線で囲った部分をより具体的な機能ブロック構成にしたものである。補間処理は、０挿入201とLPF202で行う。０挿入201は、入力データの間に０データを１つまたは複数の決まった個数を挿入する。３個挿入した場合のイメージを図３に示す。
【００２１】
データ列d0、d1、d2、d3、d4、…に対して、間に３個の０を挿入する。これを周波数で考えると、元のサンプリング周波数ごとのエリアシングが保存された状態であり、エリアシングを除去するためにLPF処理をする必要がある。
【００２２】
また入力信号に波形整形フィルタをかける必要がある場合には、このLPF処理と同時に行うことができる。LPF202の処理は、データとLPFのインパルスレスポンスとの畳み込み演算で行う。インパルスレスポンスのイメージを図４に示す。
【００２３】
畳み込みは、０挿入した後のデータ列に対して行う。詳細を０を３個挿入した場合について、図５のイメージ図を使って説明する。ｎを任意の整数とし、時刻４ｎの時にはサンプリングデータとインパルスの中央が一致するとする。時刻４ｎ、４ｎ＋１、４ｎ＋２、４ｎ＋３の時、それぞれ、インパルスの特定の場所にのみ畳み込み処理するサンプリングデータが配置されているため、各時刻での畳み込み演算は、０を挿入しないデータに対して、時間がずれたインパルスが畳み込まれると考えることができる。
【００２４】
これによって０を実際に挿入する操作は不要となる。このように時間がずれたインパルス列に対する畳み込み結果に対して間引き部203で元のサンプリングまで間引く。間引きは時間がずれたインパルスを１つ選ぶことに相当する。従って、どれだけ時間がずれた間引きが必要になるかさえ分かれば、図６のイメージ図に示すように時間がずれたインパルスを用意し、畳み込み演算を行えばよい。
【００２５】
この時間ずらしインパルスの、サンプリングデータのタイミングに当たる部分をタップ係数群としたトランスバーサル型フィルタを時間ずらしフィルタとする。これにより、高速動作が必要な０挿入、LPFを簡略化し、ＡＤ変換器と同じ動作周波数で同じ処理を行う時間ずらしフィルタを実現できる。
【００２６】
時間ずらしフィルタのタップ係数群は、必要な精度の時間ずらしに対してROMで準備し切りかえることが可能である。またROMを使わずに、DSPなどを用いて都度計算して求めることも可能である。
【００２７】
打ち抜き点決定部105の動作は限定しないが、例えばBPSK変調では時間ずらしフィルタに任意に時間ずらしを行いながら復調し、従来から用いられている包絡線2乗検波で、振幅が最大になる時間ずれを打ち抜き位置とすることが考えられる。
【００２８】
また、パイロット信号が含まれている場合は、その位相成分から推定することも可能である。また、この復調器が、変調器のモニタとして組み込まれている場合は、打ち抜き点決定自体は必要でなく、測定可能な固定の時間ずれになる。
【００２９】
（実施の形態２）
図７は本発明の一実施の形態による機能ブロック結線図を示し、図７においてベースバンドに変換されたデジタル変調波701を、その周波数帯域をカバーするナイキスト周波数以上のサンプリング周波数でＡＤ変換器702によりサンプリング、量子化し、2つの時間ずらしフィルタ703、704で処理し、その出力を選択部705で選択し、その結果を判定部706で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。打ち抜き点決定部707は、判定部706の出力の情報から打ち抜き位置を推定し、その打ち抜き位置に時間ずらしをしたタップ係数群を時間ずらしフィルタに指示し、選択部706で有効な出力を選択する。
【００３０】
復調器全体の動作については、実施の形態１と同様で、異なる部分のみを説明する。図１の時間ずらしフィルタ103のタップ係数群を変更している間と変更結果が反映されるまでの時間は、時間ずらしフィルタ103の出力は保証できない。これが好ましくない用途では、図７のように時間ずらしフィルタを複数用意し、選択部705で選択していないほうの時間ずらしフィルタのタップ係数群を変更し、結果が反映されるようになった後に、選択部705を切り換える。これにより、時間ずらしフィルタの出力はいつでも保証される。
【００３１】
（実施の形態３）
図８は本発明の一実施の形態による機能ブロック結線図を示し、図８においてベースバンドに変換されたデジタル変調波801を、その周波数帯域をカバーするナイキスト周波数以上のサンプリング周波数でＡＤ変換器802によりサンプリング、量子化し、３つの時間ずらしフィルタ803、804、805で処理し、その出力を選択部806で選択し、その結果を判定部807で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。
【００３２】
打ち抜き点決定部808は、判定部807の出力の情報から打ち抜き位置を推定し、その打ち抜き位置に時間ずらしをしたタップ係数群を時間ずらしフィルタに指示し、選択部806で有効な出力を選択する。
【００３３】
復調器全体の動作については、実施の形態２と同様で、異なる部分のみを説明する。図７では、任意の時間ずらしに変更することを想定していたが、復調動作では時間ずらしを前後に微調整するのが普通である。よって、選択部806で選択していない２つの時間ずらしフィルタに、いつも前後の時間ずらしのタップ係数群を準備しておくようにする。
【００３４】
例えば、選択部806で時間ずらしフィルタ803を選択している場合、少し前の時間ずらしのタップ係数群を804に、少し後の時間ずらしのタップ係数群を805に準備しておく。ここで時間を少し前にずらすために選択部806で時間ずらしフィルタ804を選択するよう切り換えた場合は、時間ずらしフィルタ803はそのままのタップ係数群で選択された時間ずらしフィルタ804に対しては後にずれた状態になり、時間ずらしフィルタ805は選択された時間ずらしフィルタ804の前にずれたタップ係数群に切りかえる。このように、いつでも1つの時間ずらしフィルタのタップ係数群を書きかえることで、時間ずらしを滑らかに前後に動かすことが可能になる。
【００３５】
前後の時間ずらし幅は、固定でも構わないが、打ち抜き位置の精度が十分でない場合は大きく、精度が高くなってきたら小さくするよう、可変することも考えられる。
【００３６】
（実施の形態４）
図９は本発明の一実施の形態による機能ブロック結線図を示し、図９においてベースバンドに変換されたデジタル変調波901を、その周波数帯域をカバーするナイキスト周波数以上のサンプリング周波数でＡＤ変換器902によりサンプリング、量子化し、３つの時間ずらしフィルタ903、904、905で処理し、その出力を選択部906で選択し、その結果を判定部907で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。
【００３７】
打ち抜き点決定部908は、３つの時間ずらしフィルタ903、904、905の出力や、判定部908の情報から打ち抜き位置を推定し、その打ち抜き位置に時間ずらしをしたタップ係数群を時間ずらしフィルタに指示し、選択部906で有効な出力を選択する。
【００３８】
復調器全体の動作については、実施の形態３と同様で、異なる部分のみを説明する。打ち抜き点決定部908は選択部906で選択される前の各時間ずらしフィルタ出力を使って打ち抜き位置を推定する。
【００３９】
方式は限定しないが、例えば実施の形態１で説明した時間ずらしフィルタに任意に時間ずらしを行いながら復調し、従来から用いられている包絡線2乗検波で、振幅が最大になる時間ずれを打ち抜き位置とするような方式で、時間ずらしの回数を減らすことができる。またDLLのような構成も可能である。
【００４０】
（実施の形態５）
図１０は本発明の一実施の形態による機能ブロック結線図を示し、図１０においてに中心周波数が後述するサンプリング周波数の1/4倍の中間周波数帯のデジタル変調波1001を、ベースバンドに変換したときの周波数帯域をカバーするナイキスト周波数2倍以上のサンプリング周波数でＡＤ変換器1002によりサンプリング、量子化し、デジタルの局部発信源と乗算する乗算器1003、1004の出力を時間ずらしフィルタ1005、1006で処理し、判定部1007で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。打ち抜き点決定部1008は、判定部1007の出力の情報から打ち抜き位置を推定し、その打ち抜き位置に時間ずらしをしたタップ係数群を時間ずらしフィルタに指示する。
【００４１】
デジタルの局部発信源は、上記のようにサンプリング周波数の1/4倍の場合にもっとも簡単な係数となり、同相側が1,0,-1,0の繰り返し、直交相側が0,-1,0,1の繰り返しとなる。その他の周波数の場合は、デジタルダイレクトシンセサイザなどを局部発信源とすることで対応可能である。
【００４２】
この構成はもっとも簡単だが、時間ずらしフィルタ1005,1006に入力される信号は、周波数帯域をカバーするナイキスト周波数2倍以上のサンプリング周波数である。良く知られた方法で、このサンプリング周波数を半分にすることができる。図１１に示す。
【００４３】
intersil社HSP43216のデータシートなどで公知なので詳細は省略するが、ハーフバンドフィルタをかけて半分に間引く。デジタルの局部発信源の出力が０になることを利用すると、簡単な構成になる。図１１において中間周波数帯のデジタル変調波1101を、ＡＤ変換器1102によりサンプリング、量子化し、分配器1103で交互に同相側と直交相側に振り分ける。
【００４４】
デジタルの局部発信源と乗算する乗算器1104、1105の出力を同相側は偶数番タップのみで構成したハーフバンドフィルタ1106、直交相側は奇数番タップのみで構成したハーフバンドフィルタ1107を通して、データ速度を半分にした後、時間ずらしフィルタ1108、1109で処理し、判定部1110で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。
【００４５】
打ち抜き点決定部1111は、判定部1110の出力の情報から打ち抜き位置を推定し、その打ち抜き位置に時間ずらしをしたタップ係数群を時間ずらしフィルタに指示する。局部発信源の出力は、同窓側が1,-1の繰り返し、直交相側が-1,1の繰り返しである。フィルタが2つ結合するため一見冗長だが、動作周波数が半分になる。
【００４６】
（実施の形態６）
図１５は本発明を用いる実施の形態６を説明するブロック図である。本実施の形態はＡＤ変換器１５０１、分配手段１５０２、並列構成トランスバーサル型フィルタ手段１５０３、並列構成打ち抜き点決定手段１５０４、切替手段１５０５、判定手段１５０６から構成される。
【００４７】
図１５においてＡＤ変換後の信号を分配手段１５０２によって同じ信号が並列構成トランスバーサル型フィルタ手段１５０３に入力される。分配手段１５０２はファンアウトを考慮して、すべての並列構成トランスバーサル型フィルタ手段１５０３への入力信号を十分駆動できるようなフリップフロップ等を用いる必要がある。次に、並列構成トランスバーサル型フィルタについて述べる。図１６に示されるインパレスレスポンスを実現するためには、並列構成トランスバーサル型フィルタは各々が図１７に示されるようなタップ係数群を持つ並列構成とすればよい。ここで、図１６および図１７はＡＤ変換器においてシンボル速度の２倍の速度でサンプリングされた信号から８倍オーバーサンプリングと同じ打ち抜き精度を有するフィルタを構成する場合を示している。トランスバーサル型フィルタの並列構成数を変えることで、２×Ｎ倍（Ｎ＝自然数であり、並列構成の数）のオーバーサンプリング数と同じ打ち抜き精度を実現できる。
【００４８】
ここで、送信側ではチャネルフィルタとしてシンボル速度の２倍以下の周波数帯域幅に制限されていると仮定している。このため、シンボル速度の２倍のサンプリング速度でＡＤ変換すればナイキスト定理を満たすことができ、アップサンプリング理論を応用した本実施の形態を構成することができる。シンボル速度の２倍以下の周波数帯域に制限するチャネルフィルタとして、例えばルートロールオフフィルタを用いれば、最大の周波数帯域幅でもロールオフ係数が１．０の時にシンボル速度の２倍の周波数帯域となり、好適である。このとき、受信側のチャネルフィルタとして用いられる整合フィルタも、やはりルートロールオフフィルタとなり、インパルス応答が最大値を中心に偶対称であるため、このインパルス応答をサンプルしたものをタップ係数群とするトランスバーサル型フィルタの群遅延特性は平坦であり、好適である。
【００４９】
次に、並列構成トランスバーサル型フィルタから同時に出力される信号を基に、最適な打ち抜き点を決定する。これは並列構成打ち抜き点決定手段１５０４で処理されるものであり、決定された打ち抜き点の位相に対応するトランスバーサル型フィルタの出力信号が切替手段１５０５において選択され、判定手段１５０６に入力される。
【００５０】
並列構成打ち抜き点決定手段としては図１８のような構成を用いることができる。図１８は多重分離化手段１８０１、２乗手段１８０２、係数（β）乗算手段１８０３、加算手段１８０４、係数（１−β）乗算手段１８０５、シンボル周期時間（＝ＡＤ変換サンプリングレートの倍の時間）の遅延手段１８０６、最大値アドレス検出手段１８０７等から構成される。各々のトランスバーサル型フィルタからの出力を多重分離化手段１８０１で分離した後、２乗手段１８０１で２乗し、その後に係数βを乗じ、加算手段１８０３において累積値に係数１−βを乗じたものと加算され、加算結果が遅延手段１８０５に累積される。
【００５１】
図１８に示されるように、この構成を並列構成トランスバーサル型フィルタ１５０３の並列数と同じだけ並列に用意しておく。これら並列構成における累積値のうち、ある程度のシンボル数分累積した後に最大値検出手段１８０７で最大の累積値であったものが検出され、検出されたトランスバーサル型フィルタの出力が最適な打ち抜き点（最適な判定位相）として決定される。
【００５２】
図１９には一例としてロールオフ係数α＝０．５、係数β＝０．０１、復調器への入力がランダム信号であるとして、１００シンボル分累積したときの各位相における最大値アドレス検出手段１８０７へ入力される値のシミュレーション結果をアイダイヤグラムと共に示す。
【００５３】
図１９に示されるように、Ｃ／Ｎ（搬送波電力対雑音電力比）が無限大のときはもちろん、Ｃ／Ｎ＝１０ｄＢの場合にも最適な打ち抜き点（アイ開口率最大の位相）において最大値を示している。
【００５４】
最大値アドレス検出手段１８０７でこの最大値となる打ち抜き点（＝アドレス）を決定し、決定した打ち抜き点に対応するトランスバーサル型フィルタの出力信号を切替手段１５０５において選択し、出力を判定手段１５０６において判定する。切替手段１５０５は最大値アドレス検出手段で検出されたアドレスがどのトランスバーサル型フィルタからの出力であるかということに対応して切替える。
【００５５】
すなわち、どの多重分離化手段に入力された信号に対応するかという基準で切替える。例えば、８倍オーバーサンプリングと同等の打ち抜き点を実現したい場合には、検出されたアドレスのうち、上位２ビットのみを用いて切替えればよい。判定手段１５０６は、シンボル速度の２倍の信号が入力されているため、２回に１回の信号のみを判定する。
【００５６】
図１８に示すように、最大値検出手段１８０７で選択された打ち抜き点を判定手段１５０６にも入力しておけば、２回に１回のうちのどちらが判定時点としてふさわしいかを容易に識別でき、好適である。例えば、最大値アドレス検出されたアドレスのうち、最下位ビットのみを用いて判定時点を切替えればよい。
【００５７】
ここで、最大値アドレス検出手段１８０７は数クロック分のレイテンシーを許容すれば、前段までの手段と同じクロック速度で最大値となるを検出し、どのトランスバーサル型フィルタ出力が最適な打ち抜き点となるかを決定することが可能である。
【００５８】
例えば、上述までのように１シンボルあたり８倍のオーバーサンプリングと同等な構成の場合には、図２０に示されるような構成とし、３クロック分のレイテンシーを許容すればよい。これにより、ＡＤ変換器やその後段のトランスバーサル型フィルタをシンボル速度の２倍の速度で動作させていながら、判定位相の精度は任意のオーバーサンプリング速度で動作させた場合と同じ結果を得ることが可能となる。
【００５９】
以上、図１８を用いてＡＤ変換器においてシンボル速度の２倍の速度でサンプリングされた信号から８倍オーバーサンプリングと同じ打ち抜き精度を有する場合の構成を示したが、並列構成数を変えることで、２×Ｎ倍（Ｎ＝自然数であり、並列構成の数）のオーバーサンプリング数と同じ打ち抜き精度を実現できる。
【００６０】
ここで、本実施の形態におけるトランスバーサル型フィルタは図１７に示されるような直接形構成でなくとも、図２１に示されるような転置構成のものを用いることも好適である。
【００６１】
（実施の形態７）
本発明を用いる実施の形態７は実施の形態６で示した図１５と同様のブロック構成である。ただし、ＡＤ変換器の後段の並列構成トランスバーサル型フィルタ手段や切替手段、並列構成打ち抜き点決定手段に要求されるクロック速度はシンボル速度と同一である。これはＡＤ変換器の後段に多重分離化手段を挿入し、トランスバーサル型フィルタの演算速度を半減させることができるためであり、この具体的な構成を図２２に示す。図２２はＡＤ変換器においてシンボル速度の２倍の速度でサンプリングされた信号から８倍オーバーサンプリングと同じ判定位相精度を有するフィルタを構成する場合を示しており、図１６で示したインパルスレスポンスを実現するためのフィルタ構成である。
【００６２】
ＡＤ変換器２２０１、ＡＤ変換サンプリング時間（＝シンボル周期の半分の時間）の遅延手段２２０２、多重分離化手段２２０３〜２２１０、ＡＤ変換サンプリング時間の２倍の時間（＝シンボル周期の時間）の遅延手段２２１１〜２２１４、トランスバーサル型フィルタ手段２２１５〜２２３０、加算手段２２３１〜２２３８から構成され、加算手段の出力は図１５に示されるような切替手段１５０５および、図２３に示される並列構成打ち抜き点決定手段２３０１に入力される。
【００６３】
これらに要求される入力数や動作速度は、図１５の場合の入力数に比べて倍の数が必要であり、動作速度は半分でよい。図２３の並列構成打ち抜き決定手段２３０１は図１８の構成から多重分離化手段を取り除いた構成となっている。切替手段１５０５の後段に構成される判定手段１５０６は実施の形態６の場合と異なり、入力される信号の速度がシンボル速度と一致しており、毎回判定する必要がある。
【００６４】
図１６で示したインパルスレスポンスを実現するために、トランスバーサル型フィルタ手段はタップ係数群を｛ｃ０，ｃ８，ｃ１６｝とするフィルタＡ、｛ｃ４，ｃ１２，ｃ２０｝とするフィルタＢ、｛ｃ１，ｃ９，ｃ１７｝とするフィルタＣ、｛ｃ５，ｃ１３，ｃ２１｝とするフィルタＤ、｛ｃ２，ｃ１０，ｃ１８｝とするフィルタＥ、｛ｃ６，ｃ１４，ｃ２２｝とするフィルタＦ、｛ｃ３，ｃ１１，ｃ１９｝とするフィルタＧ，｛ｃ７，ｃ１５，ｃ２３｝とするフィルタＨから構成され、実施の形態６におけるトランスバーサル型フィルタのタップ係数群の係数列を１つおきに別々のフィルタで構成することで、乗算演算に要求される速度が半分になり、乗算結果を最後に加算することで同じ特性が得られるようになっている。
【００６５】
本実施の形態はＡＤ変換器のみシンボル速度の２倍でサンプリングし、その後は多重分離化手段によってシンボル速度と同一のクロック速度で動作すればよい。これは、“特許第２０３８８５５号：フィルタシステムおよび方法”で述べられている方法を通信用復調装置に応用して適用したものである。
【００６６】
前述の公知の技術と大きく異なる点は、公知の技術が１つの位相でサンプルしたタップ係数群しか有していないのに対して、本発明は図２２のように複数の位相におけるインパルス応答サンプル値をタップ係数群とするトランスバーサル型フィルタを並列に構成することによって、要求されるクロック速度はシンボル速度と同一であるにも関わらず、任意のオーバーサンプル数と全く同じ判定位相精度を得ることができるようにしたものである。ここで、最近では多重分離化後の信号を並列に出力するＡＤ変換器“Ａｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ社：ＡＤ９４１０”も入手可能であり、本実施の形態は非常に有益な構成である。
【００６７】
ここで、実施の形態６と同様に、本実施の形態で構成されるトランスバーサル型フィルタも直接形構成に替えて転置構成とすることも好適である。
【００６８】
（実施の形態８）
本発明を用いる実施の形態８は実施の形態７で示した場合と同様の原理を利用したものであり、ＡＤ変換器のサンプリングレートがシンボル速度のＮ倍の場合（Ｎ：２以上の自然数）の構成である。図２４にはＮ＝４の場合を一例として示しており、図１６のようなインパルス応答を実現するための構成を示している。
【００６９】
図２４の構成ではシンボル速度の４倍のサンプリングレートであるＡＤ変換器２４０１、遅延手段２４０２、２４０３、２４０４、多重分離化手段２４０５、タップ係数群が｛ｃ０，ｃ８，ｃ１６｝であるトランスバーサル型フィルタ２４０６、タップ係数群が｛ｃ１，ｃ９，ｃ１７｝であるトランスバーサル型フィルタ２４０７、タップ係数群が｛ｃ２，ｃ１０，ｃ１８｝であるトランスバーサル型フィルタ２４０８、タップ係数群が｛ｃ３，ｃ１１，ｃ１９｝であるトランスバーサル型フィルタ２４０９、加算手段２４１０などから構成される。ここで、多重分離化手段２４０５は１つの信号系列を４つの系列に多重分離するものである。
【００７０】
トランスバーサル型フィルタのタップ係数群を実施の形態７のように決定し、位相をずらしたタップ係数群を持つフィルタを複数個並列に構成することによって、ＡＤ変換器のサンプリングレートのみが高速であり、それ以降の後段の信号処理はシンボル速度と同じでありながら、任意のオーバーサンプル数と同じ打ち抜き精度を得ることのできる復調器が実現できる。図２４ではＮ＝４の場合を示したが、同様の構成によって任意のＮについて本実施の形態を用いることが可能である。
【００７１】
このような構成を用いることで、所望チャネルの近傍に隣接チャネル妨害等が存在していたり、送信側でシンボル速度の２倍以下の周波数帯域に帯域制限されていないような信号が送信された場合のように、シンボル速度の２倍でＡＤ変換すると、妨害成分が所望チャネル信号に折り返されてしまい、復調性能の劣化を招く状況においても、シンボル速度のＮ倍のサンプリングレートでＡＤ変換することで劣化を防ぐことが可能となる。
【００７２】
（実施の形態９）
図２５は本発明を用いる実施の形態９を説明するブロック図である。本実施の形態はＡＤ変換器２５０１、フィルタ係数記憶手段２５０２、２５０３、タップ係数可変トランスバーサル型フィルタ２５０４、２５０５、多重分離化手段２５０６、２５０７、２乗手段２５０８、２５０９、２５１０、２５１１、低域通過手段２５１２、２５１３、２５１４、２５１５、切替手段２５１６、フィルタ係数決定手段２５１７、打抜き点決定手段２５１８、判定部２５１９から構成される。
【００７３】
ここでは一例として、１６倍オーバーサンプリングと同等の打抜き精度を確保するための制御を高速に収束させる場合の構成を示す。シンボル速度の２倍の速度でＡＤ変換された信号を利用し、近似解を求める際のニュートン法のような構成としている。ＡＤ変換後の信号は二つのタップ係数可変トランスバーサル型フィルタ２５０４、２５０５に入力される。
【００７４】
ここで、トランスバーサル型フィルタ２５０４の係数は初期状態として図２６のインパルス応答において｛ａ０、ｊ０、ａ１、ｊ１、…｝のサンプル値が設定されており、もう一方のトランスバーサル型フィルタ２４０５の係数は位相を９０°シフトさせたサンプル値である｛ｅ０、ｍ０、ｅ１、ｍ１、…｝が設定されている。トランスバーサル型フィルタの出力信号は多重分離化手段２５０６、２５０７に入力されて多重分離化された後に切替手段２５１６に入力されるとともに、２乗手段２５０８、２５０９、２５１０、２５１１に入力される。２乗手段の出力信号は各々低域通過フィルタ手段２５１２、２５１３、２５１４、２５１５に入力される。
【００７５】
ここで、低域通過フィルタ手段は一定時間経過後にその累積値がリセットされるようなものとしておく。低域通過フィルタ手段からの出力信号はすべてフィルタ係数決定手段２５１７に入力されると同時に、打抜き点決定手段２５１８にも入力される。打抜き点決定手段２５１８は４つの入力のうち、最大値を示すアドレスを検出し、切替手段２５１６へ入力する。切替手段においては指定されたアドレスの信号を選択して、後段の判定部へ入力することで信号が判定される。フィルタ係数決定手段２５１７では、低域通過フィルタ手段がリセットされる直前に最大値を示すアドレスを検出し、そのアドレスに対応する位相から±４５°位相をシフトしたタップ係数群が選択されるよう、フィルタ係数記憶手段２５０２、２５０３を制御する。例えば、位相ｅに対応する出力が最大値であったとすると、選択されるタップ係数群は｛ｃ０、ｋ０、ｃ１、ｋ１、…｝および｛ｇ０、ｏ０、ｇ１、ｏ１、…｝となる。
【００７６】
次にまた、一定時間経過し低域通過フィルタ手段の累積値がリセットされる直前に、フィルタ係数決定手段２５１７では最大値を示すアドレスを検出し、そのアドレスに対応する位相から±４５°／２（＝±２２．５°）位相をシフトしたタップ係数群が選択されるよう、フィルタ係数記憶手段２５０２、２５０３を制御する。例えば、位相ｇに対応する出力が最大値であったとすると、選択されるタップ係数群は｛ｆ０、ｎ０、ｆ１、ｎ１、…｝および｛ｈ０、ｐ０、ｈ１、ｐ１、…｝となる。
【００７７】
次にまた、一定時間経過し低域通過フィルタ手段の累積値がリセットされる直前に、フィルタ係数決定手段２５１７では最大値を示すアドレスを検出し、そのアドレスに対応する位相から＋４５°／４（＝＋１０．１２５°）または−１０．１２５°シフトしたタップ係数群が選択されるよう、フィルタ係数記憶手段２５０２、２５０３を制御する。＋側と−側のどちらを選択するかは、均等に同確立で選択するようにしておけばよい。例えば、位相ｆに対応する出力が最大値であったとすると、選択されるタップ係数群は｛ｆ０、ｎ０、ｆ１、ｎ１、…｝と｛ｅ０、ｍ０、ｅ１、ｍ１、…｝が選択される。次に再度、位相ｆに対応する出力が最大値であった場合には｛ｆ０、ｎ０、ｆ１、ｎ１、…｝と｛ｇ０、ｏ０、ｇ１、ｏ１｝が選択されるようにしておく。
【００７８】
以上述べたように、近似解を求める際のニュートン法のような構成とすることで、最適な打抜き点に高速に収束することが可能であると同時に、安定した追従動作も可能である。
【００７９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、デジタル変調波の復調器において、広帯域な信号を受信する際に要求されるクロック周波数の増加を必要最小限に抑えながらも、任意のオーバーサンプリング数と同じ復調性能を実現できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明第１の実施の形態に関する復調器の機能結線ブロック図
【図２】補間処理と間引きの機能結線ブロック図
【図３】４倍で０挿入を行った場合のデータを示す図
【図４】ＬＰＦのインパルスレスポンスを示す図
【図５】間引く前の畳み込みを示す図
【図６】間引き後の畳み込みを示したイメージ図
【図７】本発明第２の実施の形態に関する復調器の機能結線ブロック図
【図８】本発明第３の実施の形態に関する復調器の機能結線ブロック図
【図９】本発明第４の実施の形態に関する復調器の機能結線ブロック図
【図１０】本発明第５の実施の形態に関する復調器の機能結線ブロック図
【図１１】本発明第５の実施の形態に関する復調器の機能結線ブロック図
【図１２】従来の復調器の機能結線ブロック図
【図１３】従来のＡＤ変換器のサンプリング周波数を低減した復調器の機能結線ブロック図
【図１４】従来の打ち抜き点決定部を外側に出した復調器の機能結線ブロック図
【図１５】本発明第６の実施の形態における復調器の構成を示すブロック図
【図１６】本発明第６の実施の形態におけるインパルス応答の振幅値を示す図
【図１７】本発明第６の実施の形態における並列構成トランスバーサル型フィルタの構成を示すブロック図
【図１８】本発明第６の実施の形態における並列構成打ち抜き点決定手段の構成を示すブロック図
【図１９】本発明第６の実施の形態における並列構成打ち抜き点決定手段のシミュレーション結果を示す図
【図２０】本発明第６の実施の形態における最大値アドレス検出手段の構成を示すブロック図
【図２１】本発明第６の実施の形態におけるトランスバーサル型フィルタを転置構成とした場合のブロック図
【図２２】本発明第７の実施の形態における並列構成トランスバーサル型フィルタの構成を示すブロック図
【図２３】本発明第７の実施の形態いおける並列構成打ち抜き決定手段の構成を示すブロック図
【図２４】本発明第８の実施の形態における並列構成トランスバーサル型フィルタの構成を示すブロック図
【図２５】本発明第９の実施の形態における、復調器の構成を示すブロック図
【図２６】本発明第９の実施の形態における、トランスバーサル型フィルタのタップ係数を示す図
【符号の説明】
１０１ デジタル変調波
１０２ ＡＤ変換器
１０３ 時間ずらしフィルタ
１０４ 判定部
１０５ 打ち抜き点決定部
２０１ ０挿入
２０２ ＬＰＦ
２０３ 間引き部
７０１ デジタル変調波
７０２ ＡＤ変換器
７０３、７０４ 時間ずらしフィルタ
７０５ 選択部
７０６ 判定部
７０７ 打ち抜き点決定部
８０１ デジタル変調波
８０２ ＡＤ変換器
８０３、８０４、８０５ 時間ずらしフィルタ
８０６ 選択部
８０７ 判定部
８０８ 打ち抜き点決定部
９０１ デジタル変調波
９０２ ＡＤ変換器
９０３、９０４、９０５ 時間ずらしフィルタ
９０６ 選択部
９０７ 判定部
９０８ 打ち抜き点決定部
１００１ 中間周波数帯のデジタル変調波
１００２ ＡＤ変換器
１００３、１００４ 乗算器
１００５、１００６ 時間ずらしフィルタ
１００７ 判定部
１００８ 打ち抜き点決定部
１１０１ 中間周波数帯のデジタル変調波
１１０２ ＡＤ変換器
１１０３ 分配器
１１０４、１１０５ 乗算器
１１０６、１１０７ ハーフバンドフィルタ
１１０８、１１０９ 時間ずらしフィル
１１１０ 判定部
１１１１ 打ち抜き点決定部
１２０１ デジタル変調波
１２０２ ＡＤ変換器
１２０３ 打ち抜き点決定部
１２０４ 間引き部
１２０５ 判定部
１３０１ デジタル変調波
１３０２ ＡＤ変換器
１３０３ 打ち抜き点決定部
１３０４ 間引き部
１３０５ 判定部
１３０６ 補間器
１４０１ デジタル変調波
１４０２ ＡＤ変換器
１４０３ 打ち抜き点決定部
１４０４ 間引き部
１４０５ 判定部
１４０６ 補間器
１５０１ ＡＤ変換器
１５０２ 分配手段
１５０３ 並列構成トランスバーサル型フィルタ手段
１５０４ 並列構成打ち抜き点決定手段
１５０５ 切替手段
１５０６ 判定手段
１８０１ 多重分離化手段
１８０２ ２乗手段
１８０３ 係数（β）乗算手段
１８０４ 加算手段
１８０５ 係数（１−β）乗算手段
１８０６ シンボル周期時間の遅延手段
１８０７ 最大値アドレス検出手段
２２０１ ＡＤ変換器２２０１
２２０２ ＡＤ変換サンプリング時間の遅延手段
２２０３〜２２１０ 多重分離化手段
２２１１〜２２１４ ＡＤ変換サンプリング時間の２倍の時間の遅延手段
２２１５〜２２３０ トランスバーサル型フィルタ手段
２２３１〜２２３８ 加算手段
２３０１ 並列構成打ち抜き決定手段
２４０１ ＡＤ変換器
２４０２ 遅延手段
２４０３ 遅延手段
２４０４ 遅延手段
２４０５ 多重分離化手段
２４０６ タップ係数群が｛ｃ０，ｃ８，ｃ１６｝であるトランスバーサル型フィルタ
２４０７ タップ係数群が｛ｃ１，ｃ９，ｃ１７｝であるトランスバーサル型フィルタ
２４０８ タップ係数群が｛ｃ２，ｃ１０，ｃ１８｝であるトランスバーサル型フィルタ
２４０９ タップ係数群が｛ｃ３，ｃ１１，ｃ１９｝であるトランスバーサル型フィルタ
２４１０ 加算手段
２５０１ ＡＤ変換器
２５０２ フィルタ係数記憶手段
２５０３ フィルタ係数記憶手段
２５０４ タップ係数可変トランスバーサル型フィルタ
２５０５ タップ係数可変トランスバーサル型フィルタ
２５０６ 多重分離化手段
２５０７ 多重分離化手段
２５０８ ２乗手段
２５０９ ２乗手段
２５１０ ２乗手段
２５１１ ２乗手段
２５１２ 低域通過手段
２５１３ 低域通過手段
２５１４ 低域通過手段
２５１５ 低域通過手段
２５１６ 切替手段
２５１７ フィルタ係数決定手段
２５１８ 打抜き点決定手段
２５１９ 判定部
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル伝送機器に使用する復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のデジタル変調波の復調を図１２を使って説明する。ベースバンドに変換されたデジタル変調波1201を、ＡＤ変換器1202により本来のデジタルデータの単位の伝送速度であるシンボル速度に比べて大きな速度、例えばシンボル速度の16倍程度のサンプリング周波数でサンプリングし、打ち抜くべき時間位置を推定する打ち抜き点決定部1203で処理し、間引き部1204で打ち抜くべき位置の信号を抽出し、判定部1205で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。
【０００３】
ＡＤ変換器1202の後段に、デジタルフィルタや位相変換器や遅延検波器が挿入されることもある。間引き部1204の出力はシンボル速度であり、打ち抜き点決定部1203のために大きなサンプリング周波数を保つ必要があり、復調器全体の動作周波数を上げなくてはならないため、汎用プロセスを用いたＩＣデバイスなどで実現することが困難な場合がある。
【０００４】
また送信信号の占有帯域幅の増加などにより、ＡＤ変換器への要請が厳しくなっている。これらの対策の１つが図１３に示したアップサンプリングする方法で、図１２と同様なデジタル変調波1301、ＡＤ変換器1302、打ち抜き点決定部1303、間引き部1304、判定部1305に加え補間器1306をＡＤ変換器1302の後段に置き、サンプリング後のデータを補間処理するという、アップサンプリングによるデータを再生する方法である。
【０００５】
この方法ならサンプリング周波数は、入力信号の周波数帯域をカバーするナイキスト周波数以上であれば良く、ＡＤ変換器への要請が緩和できる。ところが、補間処理は結局高速な演算を必要とし、復調器自体の動作周波数は低減できない。つまり図１４に示すように、打ち抜き点決定を外に出すことで、補間処理と間引きを論理圧縮する必要がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
デジタル変調波の復調器において、オーバーサンプリングやアップサンプリングにより要求されるクロック周波数を低減しなくては、汎用プロセスを用いたＩＣなどによって実現することが困難な場合がある。
【０００７】
本発明は、復調器において要求されるクロック周波数を低減することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明は、アップサンプリングにおける冗長度を利用してチャネルフィルタを複数の並列トランスバーサル型フィルタで構成する。本構成により、ＡＤ変換手段に要求されるサンプリングレートは信号帯域の隣接に存在する隣接妨害等の影響を考慮して決定されるものの、後段のトランスバーサル型フィルタに要求されるクロックは常にシンボル速度と同じでありながら、任意のオーバーサンプリング数と同じ打ち抜き性能を実現する。
【０００９】
これにより、群遅延特性が平坦なチャネルフィルタが実現でき、復調器における劣化を軽減することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記ＡＤ変換手段の出力信号を受けるトランスバーサル型フィルタと、前記トランスバーサル型フィルタの出力信号を判定処理する判定手段と、前記判定手段の出力信号によりトランスバーサル型フィルタのタップ係数群を指定する打ち抜き点決定手段を有する復調器であり、補間処理フィルタに特定の時間ずれをもったタップ係数群を設定することで、ＡＤ変換器のサンプリング周波数と同じ動作周波数で動作するという作用を有する。
【００１１】
本発明の請求項２に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を２つに分岐する分岐手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記分岐手段の出力信号をそれぞれ受ける２つのトランスバーサル型フィルタと、前記２つのトランスバーサル型フィルタの出力信号から１つを選択する選択手段と、前記選択手段の出力信号を判定処理する判定手段と、前記判定手段の出力により前記２つのトランスバーサル型フィルタのタップ係数群を指定し、前記選択手段に選択するトランスバーサル型フィルタの出力を指示する打ち抜き点決定手段を有する復調器であり、補間処理フィルタに特定の時間ずれをもったタップ係数群を設定することで、ＡＤ変換器のサンプリング周波数と同じ動作周波数で動作し、タップ係数群変更中も復調動作を継続するという作用を有する。
【００１２】
本発明の請求項３に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を３つに分岐する分岐手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記分岐手段の出力信号のそれぞれを受ける３つのトランスバーサル型フィルタと、前記３つのトランスバーサル型フィルタの出力信号から１つを選択する選択手段と、前記選択手段の出力信号を判定処理する判定手段と、前記判定手段の出力により前記３つのトランスバーサル型フィルタに互いに等間隔だけ時間がずれたタップ係数群をそれぞれ指定し、前記選択手段に選択するトランスバーサル型フィルタの出力を指示する打ち抜き点決定手段を有する復調器であり、補間処理フィルタに特定の時間ずれをもったタップ係数群を設定することで、ＡＤ変換器のサンプリング周波数と同じ動作周波数で動作し、現在の時間ずれの前後のタップ係数群をあらかじめ用意しておくことで切り換えを滑らかに行えるという作用を有する。
【００１３】
本発明の請求項４に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を３つに分岐する分岐手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記分岐手段の出力信号のそれぞれを受ける３つのトランスバーサル型フィルタと、前記３つのトランスバーサル型フィルタの出力信号から１つを選択する選択手段と、前記選択手段の出力信号を判定処理する判定手段と、前記３つのトランスバーサル型フィルタの出力により前記３つのトランスバーサル型フィルタに互いに等間隔だけ時間がずれたタップ係数群を指定し、前記選択手段に選択するトランスバーサル型フィルタの出力を指示する打ち抜き点決定手段を有する復調器であり、補間処理フィルタに特定の時間ずれをもったタップ係数群を設定することで、ＡＤ変換器のサンプリング周波数と同じ動作周波数で動作し、現在の時間ずれの前後のタップ係数群をあらかじめ用意しておくことで切り換えを滑らかに行え、打ち抜き点決定手段により詳細な情報を提供し精度の良い打ち抜きを行えるという作用を有する。
【００１４】
本発明の請求項５に記載の発明は、アナログの中間周波数信号である入力信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を周波数変換する乗算手段と、
互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記乗算手段の出力信号を受けるトランスバーサル型フィルタと、前記トランスバーサル型フィルタの出力信号を判定処理する判定手段と、前記判定手段の出力信号によりトランスバーサル型フィルタのタップ係数群を指定する打ち抜き点決定手段を有する復調器であり、各請求項の作用に加え中間周波数からの周波数変換を同時に行えるという作用を有する。
【００１５】
本発明の請求項６に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力をＬ個（Ｌは２以上の整数）に分岐する分岐手段と、前記分岐手段の出力をそれぞれ受けるＬ個のトランスバーサル型フィルタを並列に有する並列構成トランスバーサル型フィルタ手段と、前記フィルタ手段のＬ個のトランスバーサル型フィルタの出力により、１つのトランスバーサル型フィルタの出力を決定する並列構成打ち抜き点決定手段と、前記並列構成打ち抜き点決定手段で決定されたトランスバーサル型フィルタの出力信号のみを後段に出力する切替手段と、前記切替手段の出力信号を判定処理する判定手段とを有する復調器であり、ＡＤ変換手段や後段のトランスバーサル型フィルタ部等に要求される速度がシンボル速度の２倍であるにも関わらず、任意のオーバーサンプル数と同じ打ち抜き精度を容易に達成することができ、高性能な復調器を実現できるという作用を有する。
【００１６】
本発明の請求項７に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を２つに分岐する第１の分岐手段と、前記分岐手段の一方の出力を遅延させる第１の遅延手段と、前記第１の分岐手段の他方の出力をＭ個（Ｍは２以上の整数）に分岐する第２の分岐手段と、前記第１の遅延手段の出力をＭ個に分岐する第３の分岐手段と、前記第２の分岐手段の出力をそれぞれ２つに多重分離するＭ個の第１の多重分離化手段と、前記第３の分岐手段の出力をそれぞれ２つに多重分離するＭ個の第２の多重分離化手段と、前記第２の多重分離化手段のそれぞれの出力の一方を遅延する第２の遅延手段と、前記第１の多重分離化手段のそれぞれの出力、前記第２の多重分離化手段のそれぞれの出力の他方及び前記第２の遅延手段のそれぞれの出力を受ける４Ｍ個のトランスバーサル型フィルタを並列に有する並列構成トランスバーサル型フィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力を前記Ｍ個の第１の多重分離化手段毎及び前記Ｍ個の第２の多重分離化手段毎に加算する２Ｍ個の加算手段と、前記２Ｍ個の加算手段の出力により、１つの加算手段の出力を決定する並列構成打ち抜き点決定手段と、前記並列構成打ち抜き点決定手段で決定された加算手段の出力のみを後段に出力する切替手段と、前記切替手段の出力を判定処理する判定手段とを有する復調器であり、ＡＤ変換手段のみナイキスト定理を満たす最小のサンプリング速度で動作させるためにシンボル速度の２倍でサンプリングする必要があるが、その後段のトランスバーサル型フィルタに要求される速度がシンボル速度と同じであるにも関わらず、任意のオーバーサンプル数と同じ打ち抜き精度を容易に達成することができ、広帯域信号に対しても高性能な復調器を実現できるという作用を有する。
【００１７】
本発明の請求項８に記載の発明は、アナログのベースバンド信号をシンボル速度のＮ倍（Ｎは２以上の整数）のサンプリング速度でサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力をＰ個（Ｐは２以上の整数）に個に分岐する第１の分岐手段と、前記第１の分岐手段の出力をそれぞれＮ個に個に分岐する第２の分岐手段と、前記第２の分岐手段の出力の内、Ｐ（Ｎ−１）個の出力を遅延させるＰ（Ｎ−１）個の遅延手段と、前記遅延手段の出力信号及び遅延させていない分岐手段の出力信号をそれぞれＮ個の信号に多重分離するＰＮ個の多重分離化手段と、前記多重分離化手段の出力を受けるＰＮ2個のトランスバーサル型フィルタを並列に有する並列構成トランスバーサル型フィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力を前記多重分離化手段毎に加算するＰＮ個の加算手段と、前記ＰＮ個の加算手段の出力により１つの加算手段の出力を決定する並列構成打ち抜き点決定手段と、前記並列構成打ち抜き点決定手段で決定された加算手段の出力のみを後段に出力する切替手段と、前記切替手段の出力を判定処理する判定手段とを有する復調器であり、消耗チャネルの近傍に妨害信号が存在する場合など、ＡＤ変換手段のサンプリングレートが２倍では不十分な場合にも、ＡＤ変換手段および遅延手段、多重分離化手段まではＡＤ変換サンプリングレートと同じ動作速度が要求されるものの、多重分離化手段から後段のトランスバーサル型フィルタ等はシンボル速度と同じ速度で十分であり、任意のオーバーサンプル数と同じ打ち抜き精度が容易に得られ、広帯域信号の近傍に妨害信号がある場合においても高性能な復調器を構成できるという作用を有する。
【００１８】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【００１９】
（実施の形態１）
図１は本発明の一実施の形態による機能ブロック結線図を示し、図１においてベースバンドに変換されたデジタル変調波101を、その周波数帯域をカバーするナイキスト周波数以上のサンプリング周波数でＡＤ変換器102によりサンプリング、量子化し、時間ずらしフィルタ103で処理し、判定部105で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。打ち抜き点決定部105は、判定部104の出力の情報から打ち抜き位置を推定し、その打ち抜き位置に時間ずらしをしたタップ係数群を時間ずらしフィルタに指示する。
【００２０】
次に時間ずらしフィルタについて、図１４と図１の違いを明らかにしながら、図２から図６を用いて説明する。図２は図１４の破線で囲った部分をより具体的な機能ブロック構成にしたものである。補間処理は、０挿入201とLPF202で行う。０挿入201は、入力データの間に０データを１つまたは複数の決まった個数を挿入する。３個挿入した場合のイメージを図３に示す。
【００２１】
データ列d0、d1、d2、d3、d4、…に対して、間に３個の０を挿入する。これを周波数で考えると、元のサンプリング周波数ごとのエリアシングが保存された状態であり、エリアシングを除去するためにLPF処理をする必要がある。
【００２２】
また入力信号に波形整形フィルタをかける必要がある場合には、このLPF処理と同時に行うことができる。LPF202の処理は、データとLPFのインパルスレスポンスとの畳み込み演算で行う。インパルスレスポンスのイメージを図４に示す。
【００２３】
畳み込みは、０挿入した後のデータ列に対して行う。詳細を０を３個挿入した場合について、図５のイメージ図を使って説明する。ｎを任意の整数とし、時刻４ｎの時にはサンプリングデータとインパルスの中央が一致するとする。時刻４ｎ、４ｎ＋１、４ｎ＋２、４ｎ＋３の時、それぞれ、インパルスの特定の場所にのみ畳み込み処理するサンプリングデータが配置されているため、各時刻での畳み込み演算は、０を挿入しないデータに対して、時間がずれたインパルスが畳み込まれると考えることができる。
【００２４】
これによって０を実際に挿入する操作は不要となる。このように時間がずれたインパルス列に対する畳み込み結果に対して間引き部203で元のサンプリングまで間引く。間引きは時間がずれたインパルスを１つ選ぶことに相当する。従って、どれだけ時間がずれた間引きが必要になるかさえ分かれば、図６のイメージ図に示すように時間がずれたインパルスを用意し、畳み込み演算を行えばよい。
【００２５】
この時間ずらしインパルスの、サンプリングデータのタイミングに当たる部分をタップ係数群としたトランスバーサル型フィルタを時間ずらしフィルタとする。これにより、高速動作が必要な０挿入、LPFを簡略化し、ＡＤ変換器と同じ動作周波数で同じ処理を行う時間ずらしフィルタを実現できる。
【００２６】
時間ずらしフィルタのタップ係数群は、必要な精度の時間ずらしに対してROMで準備し切りかえることが可能である。またROMを使わずに、DSPなどを用いて都度計算して求めることも可能である。
【００２７】
打ち抜き点決定部105の動作は限定しないが、例えばBPSK変調では時間ずらしフィルタに任意に時間ずらしを行いながら復調し、従来から用いられている包絡線2乗検波で、振幅が最大になる時間ずれを打ち抜き位置とすることが考えられる。
【００２８】
また、パイロット信号が含まれている場合は、その位相成分から推定することも可能である。また、この復調器が、変調器のモニタとして組み込まれている場合は、打ち抜き点決定自体は必要でなく、測定可能な固定の時間ずれになる。
【００２９】
（実施の形態２）
図７は本発明の一実施の形態による機能ブロック結線図を示し、図７においてベースバンドに変換されたデジタル変調波701を、その周波数帯域をカバーするナイキスト周波数以上のサンプリング周波数でＡＤ変換器702によりサンプリング、量子化し、2つの時間ずらしフィルタ703、704で処理し、その出力を選択部705で選択し、その結果を判定部706で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。打ち抜き点決定部707は、判定部706の出力の情報から打ち抜き位置を推定し、その打ち抜き位置に時間ずらしをしたタップ係数群を時間ずらしフィルタに指示し、選択部706で有効な出力を選択する。
【００３０】
復調器全体の動作については、実施の形態１と同様で、異なる部分のみを説明する。図１の時間ずらしフィルタ103のタップ係数群を変更している間と変更結果が反映されるまでの時間は、時間ずらしフィルタ103の出力は保証できない。これが好ましくない用途では、図７のように時間ずらしフィルタを複数用意し、選択部705で選択していないほうの時間ずらしフィルタのタップ係数群を変更し、結果が反映されるようになった後に、選択部705を切り換える。これにより、時間ずらしフィルタの出力はいつでも保証される。
【００３１】
（実施の形態３）
図８は本発明の一実施の形態による機能ブロック結線図を示し、図８においてベースバンドに変換されたデジタル変調波801を、その周波数帯域をカバーするナイキスト周波数以上のサンプリング周波数でＡＤ変換器802によりサンプリング、量子化し、３つの時間ずらしフィルタ803、804、805で処理し、その出力を選択部806で選択し、その結果を判定部807で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。
【００３２】
打ち抜き点決定部808は、判定部807の出力の情報から打ち抜き位置を推定し、その打ち抜き位置に時間ずらしをしたタップ係数群を時間ずらしフィルタに指示し、選択部806で有効な出力を選択する。
【００３３】
復調器全体の動作については、実施の形態２と同様で、異なる部分のみを説明する。図７では、任意の時間ずらしに変更することを想定していたが、復調動作では時間ずらしを前後に微調整するのが普通である。よって、選択部806で選択していない２つの時間ずらしフィルタに、いつも前後の時間ずらしのタップ係数群を準備しておくようにする。
【００３４】
例えば、選択部806で時間ずらしフィルタ803を選択している場合、少し前の時間ずらしのタップ係数群を804に、少し後の時間ずらしのタップ係数群を805に準備しておく。ここで時間を少し前にずらすために選択部806で時間ずらしフィルタ804を選択するよう切り換えた場合は、時間ずらしフィルタ803はそのままのタップ係数群で選択された時間ずらしフィルタ804に対しては後にずれた状態になり、時間ずらしフィルタ805は選択された時間ずらしフィルタ804の前にずれたタップ係数群に切りかえる。このように、いつでも1つの時間ずらしフィルタのタップ係数群を書きかえることで、時間ずらしを滑らかに前後に動かすことが可能になる。
【００３５】
前後の時間ずらし幅は、固定でも構わないが、打ち抜き位置の精度が十分でない場合は大きく、精度が高くなってきたら小さくするよう、可変することも考えられる。
【００３６】
（実施の形態４）
図９は本発明の一実施の形態による機能ブロック結線図を示し、図９においてベースバンドに変換されたデジタル変調波901を、その周波数帯域をカバーするナイキスト周波数以上のサンプリング周波数でＡＤ変換器902によりサンプリング、量子化し、３つの時間ずらしフィルタ903、904、905で処理し、その出力を選択部906で選択し、その結果を判定部907で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。
【００３７】
打ち抜き点決定部908は、３つの時間ずらしフィルタ903、904、905の出力や、判定部908の情報から打ち抜き位置を推定し、その打ち抜き位置に時間ずらしをしたタップ係数群を時間ずらしフィルタに指示し、選択部906で有効な出力を選択する。
【００３８】
復調器全体の動作については、実施の形態３と同様で、異なる部分のみを説明する。打ち抜き点決定部908は選択部906で選択される前の各時間ずらしフィルタ出力を使って打ち抜き位置を推定する。
【００３９】
方式は限定しないが、例えば実施の形態１で説明した時間ずらしフィルタに任意に時間ずらしを行いながら復調し、従来から用いられている包絡線2乗検波で、振幅が最大になる時間ずれを打ち抜き位置とするような方式で、時間ずらしの回数を減らすことができる。またDLLのような構成も可能である。
【００４０】
（実施の形態５）
図１０は本発明の一実施の形態による機能ブロック結線図を示し、図１０においてに中心周波数が後述するサンプリング周波数の1/4倍の中間周波数帯のデジタル変調波1001を、ベースバンドに変換したときの周波数帯域をカバーするナイキスト周波数2倍以上のサンプリング周波数でＡＤ変換器1002によりサンプリング、量子化し、デジタルの局部発信源と乗算する乗算器1003、1004の出力を時間ずらしフィルタ1005、1006で処理し、判定部1007で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。打ち抜き点決定部1008は、判定部1007の出力の情報から打ち抜き位置を推定し、その打ち抜き位置に時間ずらしをしたタップ係数群を時間ずらしフィルタに指示する。
【００４１】
デジタルの局部発信源は、上記のようにサンプリング周波数の1/4倍の場合にもっとも簡単な係数となり、同相側が1,0,-1,0の繰り返し、直交相側が0,-1,0,1の繰り返しとなる。その他の周波数の場合は、デジタルダイレクトシンセサイザなどを局部発信源とすることで対応可能である。
【００４２】
この構成はもっとも簡単だが、時間ずらしフィルタ1005,1006に入力される信号は、周波数帯域をカバーするナイキスト周波数2倍以上のサンプリング周波数である。良く知られた方法で、このサンプリング周波数を半分にすることができる。図１１に示す。
【００４３】
intersil社HSP43216のデータシートなどで公知なので詳細は省略するが、ハーフバンドフィルタをかけて半分に間引く。デジタルの局部発信源の出力が０になることを利用すると、簡単な構成になる。図１１において中間周波数帯のデジタル変調波1101を、ＡＤ変換器1102によりサンプリング、量子化し、分配器1103で交互に同相側と直交相側に振り分ける。
【００４４】
デジタルの局部発信源と乗算する乗算器1104、1105の出力を同相側は偶数番タップのみで構成したハーフバンドフィルタ1106、直交相側は奇数番タップのみで構成したハーフバンドフィルタ1107を通して、データ速度を半分にした後、時間ずらしフィルタ1108、1109で処理し、判定部1110で周波数誤差推定、データ判定などの判定処理を行う。
【００４５】
打ち抜き点決定部1111は、判定部1110の出力の情報から打ち抜き位置を推定し、その打ち抜き位置に時間ずらしをしたタップ係数群を時間ずらしフィルタに指示する。局部発信源の出力は、同窓側が1,-1の繰り返し、直交相側が-1,1の繰り返しである。フィルタが2つ結合するため一見冗長だが、動作周波数が半分になる。
【００４６】
（実施の形態６）
図１５は本発明を用いる実施の形態６を説明するブロック図である。本実施の形態はＡＤ変換器１５０１、分配手段１５０２、並列構成トランスバーサル型フィルタ手段１５０３、並列構成打ち抜き点決定手段１５０４、切替手段１５０５、判定手段１５０６から構成される。
【００４７】
図１５においてＡＤ変換後の信号を分配手段１５０２によって同じ信号が並列構成トランスバーサル型フィルタ手段１５０３に入力される。分配手段１５０２はファンアウトを考慮して、すべての並列構成トランスバーサル型フィルタ手段１５０３への入力信号を十分駆動できるようなフリップフロップ等を用いる必要がある。次に、並列構成トランスバーサル型フィルタについて述べる。図１６に示されるインパレスレスポンスを実現するためには、並列構成トランスバーサル型フィルタは各々が図１７に示されるようなタップ係数群を持つ並列構成とすればよい。ここで、図１６および図１７はＡＤ変換器においてシンボル速度の２倍の速度でサンプリングされた信号から８倍オーバーサンプリングと同じ打ち抜き精度を有するフィルタを構成する場合を示している。トランスバーサル型フィルタの並列構成数を変えることで、２×Ｎ倍（Ｎ＝自然数であり、並列構成の数）のオーバーサンプリング数と同じ打ち抜き精度を実現できる。
【００４８】
ここで、送信側ではチャネルフィルタとしてシンボル速度の２倍以下の周波数帯域幅に制限されていると仮定している。このため、シンボル速度の２倍のサンプリング速度でＡＤ変換すればナイキスト定理を満たすことができ、アップサンプリング理論を応用した本実施の形態を構成することができる。シンボル速度の２倍以下の周波数帯域に制限するチャネルフィルタとして、例えばルートロールオフフィルタを用いれば、最大の周波数帯域幅でもロールオフ係数が１．０の時にシンボル速度の２倍の周波数帯域となり、好適である。このとき、受信側のチャネルフィルタとして用いられる整合フィルタも、やはりルートロールオフフィルタとなり、インパルス応答が最大値を中心に偶対称であるため、このインパルス応答をサンプルしたものをタップ係数群とするトランスバーサル型フィルタの群遅延特性は平坦であり、好適である。
【００４９】
次に、並列構成トランスバーサル型フィルタから同時に出力される信号を基に、最適な打ち抜き点を決定する。これは並列構成打ち抜き点決定手段１５０４で処理されるものであり、決定された打ち抜き点の位相に対応するトランスバーサル型フィルタの出力信号が切替手段１５０５において選択され、判定手段１５０６に入力される。
【００５０】
並列構成打ち抜き点決定手段としては図１８のような構成を用いることができる。図１８は多重分離化手段１８０１、２乗手段１８０２、係数（β）乗算手段１８０３、加算手段１８０４、係数（１−β）乗算手段１８０５、シンボル周期時間（＝ＡＤ変換サンプリングレートの倍の時間）の遅延手段１８０６、最大値アドレス検出手段１８０７等から構成される。各々のトランスバーサル型フィルタからの出力を多重分離化手段１８０１で分離した後、２乗手段１８０１で２乗し、その後に係数βを乗じ、加算手段１８０３において累積値に係数１−βを乗じたものと加算され、加算結果が遅延手段１８０５に累積される。
【００５１】
図１８に示されるように、この構成を並列構成トランスバーサル型フィルタ１５０３の並列数と同じだけ並列に用意しておく。これら並列構成における累積値のうち、ある程度のシンボル数分累積した後に最大値検出手段１８０７で最大の累積値であったものが検出され、検出されたトランスバーサル型フィルタの出力が最適な打ち抜き点（最適な判定位相）として決定される。
【００５２】
図１９には一例としてロールオフ係数α＝０．５、係数β＝０．０１、復調器への入力がランダム信号であるとして、１００シンボル分累積したときの各位相における最大値アドレス検出手段１８０７へ入力される値のシミュレーション結果をアイダイヤグラムと共に示す。
【００５３】
図１９に示されるように、Ｃ／Ｎ（搬送波電力対雑音電力比）が無限大のときはもちろん、Ｃ／Ｎ＝１０ｄＢの場合にも最適な打ち抜き点（アイ開口率最大の位相）において最大値を示している。
【００５４】
最大値アドレス検出手段１８０７でこの最大値となる打ち抜き点（＝アドレス）を決定し、決定した打ち抜き点に対応するトランスバーサル型フィルタの出力信号を切替手段１５０５において選択し、出力を判定手段１５０６において判定する。切替手段１５０５は最大値アドレス検出手段で検出されたアドレスがどのトランスバーサル型フィルタからの出力であるかということに対応して切替える。
【００５５】
すなわち、どの多重分離化手段に入力された信号に対応するかという基準で切替える。例えば、８倍オーバーサンプリングと同等の打ち抜き点を実現したい場合には、検出されたアドレスのうち、上位２ビットのみを用いて切替えればよい。判定手段１５０６は、シンボル速度の２倍の信号が入力されているため、２回に１回の信号のみを判定する。
【００５６】
図１８に示すように、最大値検出手段１８０７で選択された打ち抜き点を判定手段１５０６にも入力しておけば、２回に１回のうちのどちらが判定時点としてふさわしいかを容易に識別でき、好適である。例えば、最大値アドレス検出されたアドレスのうち、最下位ビットのみを用いて判定時点を切替えればよい。
【００５７】
ここで、最大値アドレス検出手段１８０７は数クロック分のレイテンシーを許容すれば、前段までの手段と同じクロック速度で最大値となるを検出し、どのトランスバーサル型フィルタ出力が最適な打ち抜き点となるかを決定することが可能である。
【００５８】
例えば、上述までのように１シンボルあたり８倍のオーバーサンプリングと同等な構成の場合には、図２０に示されるような構成とし、３クロック分のレイテンシーを許容すればよい。これにより、ＡＤ変換器やその後段のトランスバーサル型フィルタをシンボル速度の２倍の速度で動作させていながら、判定位相の精度は任意のオーバーサンプリング速度で動作させた場合と同じ結果を得ることが可能となる。
【００５９】
以上、図１８を用いてＡＤ変換器においてシンボル速度の２倍の速度でサンプリングされた信号から８倍オーバーサンプリングと同じ打ち抜き精度を有する場合の構成を示したが、並列構成数を変えることで、２×Ｎ倍（Ｎ＝自然数であり、並列構成の数）のオーバーサンプリング数と同じ打ち抜き精度を実現できる。
【００６０】
ここで、本実施の形態におけるトランスバーサル型フィルタは図１７に示されるような直接形構成でなくとも、図２１に示されるような転置構成のものを用いることも好適である。
【００６１】
（実施の形態７）
本発明を用いる実施の形態７は実施の形態６で示した図１５と同様のブロック構成である。ただし、ＡＤ変換器の後段の並列構成トランスバーサル型フィルタ手段や切替手段、並列構成打ち抜き点決定手段に要求されるクロック速度はシンボル速度と同一である。これはＡＤ変換器の後段に多重分離化手段を挿入し、トランスバーサル型フィルタの演算速度を半減させることができるためであり、この具体的な構成を図２２に示す。図２２はＡＤ変換器においてシンボル速度の２倍の速度でサンプリングされた信号から８倍オーバーサンプリングと同じ判定位相精度を有するフィルタを構成する場合を示しており、図１６で示したインパルスレスポンスを実現するためのフィルタ構成である。
【００６２】
ＡＤ変換器２２０１、ＡＤ変換サンプリング時間（＝シンボル周期の半分の時間）の遅延手段２２０２、多重分離化手段２２０３〜２２１０、ＡＤ変換サンプリング時間の２倍の時間（＝シンボル周期の時間）の遅延手段２２１１〜２２１４、トランスバーサル型フィルタ手段２２１５〜２２３０、加算手段２２３１〜２２３８から構成され、加算手段の出力は図１５に示されるような切替手段１５０５および、図２３に示される並列構成打ち抜き点決定手段２３０１に入力される。
【００６３】
これらに要求される入力数や動作速度は、図１５の場合の入力数に比べて倍の数が必要であり、動作速度は半分でよい。図２３の並列構成打ち抜き決定手段２３０１は図１８の構成から多重分離化手段を取り除いた構成となっている。切替手段１５０５の後段に構成される判定手段１５０６は実施の形態６の場合と異なり、入力される信号の速度がシンボル速度と一致しており、毎回判定する必要がある。
【００６４】
図１６で示したインパルスレスポンスを実現するために、トランスバーサル型フィルタ手段はタップ係数群を｛ｃ０，ｃ８，ｃ１６｝とするフィルタＡ、｛ｃ４，ｃ１２，ｃ２０｝とするフィルタＢ、｛ｃ１，ｃ９，ｃ１７｝とするフィルタＣ、｛ｃ５，ｃ１３，ｃ２１｝とするフィルタＤ、｛ｃ２，ｃ１０，ｃ１８｝とするフィルタＥ、｛ｃ６，ｃ１４，ｃ２２｝とするフィルタＦ、｛ｃ３，ｃ１１，ｃ１９｝とするフィルタＧ，｛ｃ７，ｃ１５，ｃ２３｝とするフィルタＨから構成され、実施の形態６におけるトランスバーサル型フィルタのタップ係数群の係数列を１つおきに別々のフィルタで構成することで、乗算演算に要求される速度が半分になり、乗算結果を最後に加算することで同じ特性が得られるようになっている。
【００６５】
本実施の形態はＡＤ変換器のみシンボル速度の２倍でサンプリングし、その後は多重分離化手段によってシンボル速度と同一のクロック速度で動作すればよい。これは、“特許第２０３８８５５号：フィルタシステムおよび方法”で述べられている方法を通信用復調装置に応用して適用したものである。
【００６６】
前述の公知の技術と大きく異なる点は、公知の技術が１つの位相でサンプルしたタップ係数群しか有していないのに対して、本発明は図２２のように複数の位相におけるインパルス応答サンプル値をタップ係数群とするトランスバーサル型フィルタを並列に構成することによって、要求されるクロック速度はシンボル速度と同一であるにも関わらず、任意のオーバーサンプル数と全く同じ判定位相精度を得ることができるようにしたものである。ここで、最近では多重分離化後の信号を並列に出力するＡＤ変換器“Ａｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ社：ＡＤ９４１０”も入手可能であり、本実施の形態は非常に有益な構成である。
【００６７】
ここで、実施の形態６と同様に、本実施の形態で構成されるトランスバーサル型フィルタも直接形構成に替えて転置構成とすることも好適である。
【００６８】
（実施の形態８）
本発明を用いる実施の形態８は実施の形態７で示した場合と同様の原理を利用したものであり、ＡＤ変換器のサンプリングレートがシンボル速度のＮ倍の場合（Ｎ：２以上の自然数）の構成である。図２４にはＮ＝４の場合を一例として示しており、図１６のようなインパルス応答を実現するための構成を示している。
【００６９】
図２４の構成ではシンボル速度の４倍のサンプリングレートであるＡＤ変換器２４０１、遅延手段２４０２、２４０３、２４０４、多重分離化手段２４０５、タップ係数群が｛ｃ０，ｃ８，ｃ１６｝であるトランスバーサル型フィルタ２４０６、タップ係数群が｛ｃ１，ｃ９，ｃ１７｝であるトランスバーサル型フィルタ２４０７、タップ係数群が｛ｃ２，ｃ１０，ｃ１８｝であるトランスバーサル型フィルタ２４０８、タップ係数群が｛ｃ３，ｃ１１，ｃ１９｝であるトランスバーサル型フィルタ２４０９、加算手段２４１０などから構成される。ここで、多重分離化手段２４０５は１つの信号系列を４つの系列に多重分離するものである。
【００７０】
トランスバーサル型フィルタのタップ係数群を実施の形態７のように決定し、位相をずらしたタップ係数群を持つフィルタを複数個並列に構成することによって、ＡＤ変換器のサンプリングレートのみが高速であり、それ以降の後段の信号処理はシンボル速度と同じでありながら、任意のオーバーサンプル数と同じ打ち抜き精度を得ることのできる復調器が実現できる。図２４ではＮ＝４の場合を示したが、同様の構成によって任意のＮについて本実施の形態を用いることが可能である。
【００７１】
このような構成を用いることで、所望チャネルの近傍に隣接チャネル妨害等が存在していたり、送信側でシンボル速度の２倍以下の周波数帯域に帯域制限されていないような信号が送信された場合のように、シンボル速度の２倍でＡＤ変換すると、妨害成分が所望チャネル信号に折り返されてしまい、復調性能の劣化を招く状況においても、シンボル速度のＮ倍のサンプリングレートでＡＤ変換することで劣化を防ぐことが可能となる。
【００７２】
（実施の形態９）
図２５は本発明を用いる実施の形態９を説明するブロック図である。本実施の形態はＡＤ変換器２５０１、フィルタ係数記憶手段２５０２、２５０３、タップ係数可変トランスバーサル型フィルタ２５０４、２５０５、多重分離化手段２５０６、２５０７、２乗手段２５０８、２５０９、２５１０、２５１１、低域通過手段２５１２、２５１３、２５１４、２５１５、切替手段２５１６、フィルタ係数決定手段２５１７、打抜き点決定手段２５１８、判定部２５１９から構成される。
【００７３】
ここでは一例として、１６倍オーバーサンプリングと同等の打抜き精度を確保するための制御を高速に収束させる場合の構成を示す。シンボル速度の２倍の速度でＡＤ変換された信号を利用し、近似解を求める際のニュートン法のような構成としている。ＡＤ変換後の信号は二つのタップ係数可変トランスバーサル型フィルタ２５０４、２５０５に入力される。
【００７４】
ここで、トランスバーサル型フィルタ２５０４の係数は初期状態として図２６のインパルス応答において｛ａ０、ｊ０、ａ１、ｊ１、…｝のサンプル値が設定されており、もう一方のトランスバーサル型フィルタ２４０５の係数は位相を９０°シフトさせたサンプル値である｛ｅ０、ｍ０、ｅ１、ｍ１、…｝が設定されている。トランスバーサル型フィルタの出力信号は多重分離化手段２５０６、２５０７に入力されて多重分離化された後に切替手段２５１６に入力されるとともに、２乗手段２５０８、２５０９、２５１０、２５１１に入力される。２乗手段の出力信号は各々低域通過フィルタ手段２５１２、２５１３、２５１４、２５１５に入力される。
【００７５】
ここで、低域通過フィルタ手段は一定時間経過後にその累積値がリセットされるようなものとしておく。低域通過フィルタ手段からの出力信号はすべてフィルタ係数決定手段２５１７に入力されると同時に、打抜き点決定手段２５１８にも入力される。打抜き点決定手段２５１８は４つの入力のうち、最大値を示すアドレスを検出し、切替手段２５１６へ入力する。切替手段においては指定されたアドレスの信号を選択して、後段の判定部へ入力することで信号が判定される。フィルタ係数決定手段２５１７では、低域通過フィルタ手段がリセットされる直前に最大値を示すアドレスを検出し、そのアドレスに対応する位相から±４５°位相をシフトしたタップ係数群が選択されるよう、フィルタ係数記憶手段２５０２、２５０３を制御する。例えば、位相ｅに対応する出力が最大値であったとすると、選択されるタップ係数群は｛ｃ０、ｋ０、ｃ１、ｋ１、…｝および｛ｇ０、ｏ０、ｇ１、ｏ１、…｝となる。
【００７６】
次にまた、一定時間経過し低域通過フィルタ手段の累積値がリセットされる直前に、フィルタ係数決定手段２５１７では最大値を示すアドレスを検出し、そのアドレスに対応する位相から±４５°／２（＝±２２．５°）位相をシフトしたタップ係数群が選択されるよう、フィルタ係数記憶手段２５０２、２５０３を制御する。例えば、位相ｇに対応する出力が最大値であったとすると、選択されるタップ係数群は｛ｆ０、ｎ０、ｆ１、ｎ１、…｝および｛ｈ０、ｐ０、ｈ１、ｐ１、…｝となる。
【００７７】
次にまた、一定時間経過し低域通過フィルタ手段の累積値がリセットされる直前に、フィルタ係数決定手段２５１７では最大値を示すアドレスを検出し、そのアドレスに対応する位相から＋４５°／４（＝＋１０．１２５°）または−１０．１２５°シフトしたタップ係数群が選択されるよう、フィルタ係数記憶手段２５０２、２５０３を制御する。＋側と−側のどちらを選択するかは、均等に同確立で選択するようにしておけばよい。例えば、位相ｆに対応する出力が最大値であったとすると、選択されるタップ係数群は｛ｆ０、ｎ０、ｆ１、ｎ１、…｝と｛ｅ０、ｍ０、ｅ１、ｍ１、…｝が選択される。次に再度、位相ｆに対応する出力が最大値であった場合には｛ｆ０、ｎ０、ｆ１、ｎ１、…｝と｛ｇ０、ｏ０、ｇ１、ｏ１｝が選択されるようにしておく。
【００７８】
以上述べたように、近似解を求める際のニュートン法のような構成とすることで、最適な打抜き点に高速に収束することが可能であると同時に、安定した追従動作も可能である。
【００７９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、デジタル変調波の復調器において、広帯域な信号を受信する際に要求されるクロック周波数の増加を必要最小限に抑えながらも、任意のオーバーサンプリング数と同じ復調性能を実現できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明第１の実施の形態に関する復調器の機能結線ブロック図
【図２】補間処理と間引きの機能結線ブロック図
【図３】４倍で０挿入を行った場合のデータを示す図
【図４】ＬＰＦのインパルスレスポンスを示す図
【図５】間引く前の畳み込みを示す図
【図６】間引き後の畳み込みを示したイメージ図
【図７】本発明第２の実施の形態に関する復調器の機能結線ブロック図
【図８】本発明第３の実施の形態に関する復調器の機能結線ブロック図
【図９】本発明第４の実施の形態に関する復調器の機能結線ブロック図
【図１０】本発明第５の実施の形態に関する復調器の機能結線ブロック図
【図１１】本発明第５の実施の形態に関する復調器の機能結線ブロック図
【図１２】従来の復調器の機能結線ブロック図
【図１３】従来のＡＤ変換器のサンプリング周波数を低減した復調器の機能結線ブロック図
【図１４】従来の打ち抜き点決定部を外側に出した復調器の機能結線ブロック図
【図１５】本発明第６の実施の形態における復調器の構成を示すブロック図
【図１６】本発明第６の実施の形態におけるインパルス応答の振幅値を示す図
【図１７】本発明第６の実施の形態における並列構成トランスバーサル型フィルタの構成を示すブロック図
【図１８】本発明第６の実施の形態における並列構成打ち抜き点決定手段の構成を示すブロック図
【図１９】本発明第６の実施の形態における並列構成打ち抜き点決定手段のシミュレーション結果を示す図
【図２０】本発明第６の実施の形態における最大値アドレス検出手段の構成を示すブロック図
【図２１】本発明第６の実施の形態におけるトランスバーサル型フィルタを転置構成とした場合のブロック図
【図２２】本発明第７の実施の形態における並列構成トランスバーサル型フィルタの構成を示すブロック図
【図２３】本発明第７の実施の形態いおける並列構成打ち抜き決定手段の構成を示すブロック図
【図２４】本発明第８の実施の形態における並列構成トランスバーサル型フィルタの構成を示すブロック図
【図２５】本発明第９の実施の形態における、復調器の構成を示すブロック図
【図２６】本発明第９の実施の形態における、トランスバーサル型フィルタのタップ係数を示す図
【符号の説明】
１０１ デジタル変調波
１０２ ＡＤ変換器
１０３ 時間ずらしフィルタ
１０４ 判定部
１０５ 打ち抜き点決定部
２０１ ０挿入
２０２ ＬＰＦ
２０３ 間引き部
７０１ デジタル変調波
７０２ ＡＤ変換器
７０３、７０４ 時間ずらしフィルタ
７０５ 選択部
７０６ 判定部
７０７ 打ち抜き点決定部
８０１ デジタル変調波
８０２ ＡＤ変換器
８０３、８０４、８０５ 時間ずらしフィルタ
８０６ 選択部
８０７ 判定部
８０８ 打ち抜き点決定部
９０１ デジタル変調波
９０２ ＡＤ変換器
９０３、９０４、９０５ 時間ずらしフィルタ
９０６ 選択部
９０７ 判定部
９０８ 打ち抜き点決定部
１００１ 中間周波数帯のデジタル変調波
１００２ ＡＤ変換器
１００３、１００４ 乗算器
１００５、１００６ 時間ずらしフィルタ
１００７ 判定部
１００８ 打ち抜き点決定部
１１０１ 中間周波数帯のデジタル変調波
１１０２ ＡＤ変換器
１１０３ 分配器
１１０４、１１０５ 乗算器
１１０６、１１０７ ハーフバンドフィルタ
１１０８、１１０９ 時間ずらしフィル
１１１０ 判定部
１１１１ 打ち抜き点決定部
１２０１ デジタル変調波
１２０２ ＡＤ変換器
１２０３ 打ち抜き点決定部
１２０４ 間引き部
１２０５ 判定部
１３０１ デジタル変調波
１３０２ ＡＤ変換器
１３０３ 打ち抜き点決定部
１３０４ 間引き部
１３０５ 判定部
１３０６ 補間器
１４０１ デジタル変調波
１４０２ ＡＤ変換器
１４０３ 打ち抜き点決定部
１４０４ 間引き部
１４０５ 判定部
１４０６ 補間器
１５０１ ＡＤ変換器
１５０２ 分配手段
１５０３ 並列構成トランスバーサル型フィルタ手段
１５０４ 並列構成打ち抜き点決定手段
１５０５ 切替手段
１５０６ 判定手段
１８０１ 多重分離化手段
１８０２ ２乗手段
１８０３ 係数（β）乗算手段
１８０４ 加算手段
１８０５ 係数（１−β）乗算手段
１８０６ シンボル周期時間の遅延手段
１８０７ 最大値アドレス検出手段
２２０１ ＡＤ変換器２２０１
２２０２ ＡＤ変換サンプリング時間の遅延手段
２２０３〜２２１０ 多重分離化手段
２２１１〜２２１４ ＡＤ変換サンプリング時間の２倍の時間の遅延手段
２２１５〜２２３０ トランスバーサル型フィルタ手段
２２３１〜２２３８ 加算手段
２３０１ 並列構成打ち抜き決定手段
２４０１ ＡＤ変換器
２４０２ 遅延手段
２４０３ 遅延手段
２４０４ 遅延手段
２４０５ 多重分離化手段
２４０６ タップ係数群が｛ｃ０，ｃ８，ｃ１６｝であるトランスバーサル型フィルタ
２４０７ タップ係数群が｛ｃ１，ｃ９，ｃ１７｝であるトランスバーサル型フィルタ
２４０８ タップ係数群が｛ｃ２，ｃ１０，ｃ１８｝であるトランスバーサル型フィルタ
２４０９ タップ係数群が｛ｃ３，ｃ１１，ｃ１９｝であるトランスバーサル型フィルタ
２４１０ 加算手段
２５０１ ＡＤ変換器
２５０２ フィルタ係数記憶手段
２５０３ フィルタ係数記憶手段
２５０４ タップ係数可変トランスバーサル型フィルタ
２５０５ タップ係数可変トランスバーサル型フィルタ
２５０６ 多重分離化手段
２５０７ 多重分離化手段
２５０８ ２乗手段
２５０９ ２乗手段
２５１０ ２乗手段
２５１１ ２乗手段
２５１２ 低域通過手段
２５１３ 低域通過手段
２５１４ 低域通過手段
２５１５ 低域通過手段
２５１６ 切替手段
２５１７ フィルタ係数決定手段
２５１８ 打抜き点決定手段
２５１９ 判定部
Claims (10)
- ベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記ＡＤ変換手段の出力信号を受けるトランスバーサル型フィルタと、前記トランスバーサル型フィルタの出力信号を判定処理する判定手段と、前記判定手段の出力信号によりトランスバーサル型フィルタのタップ係数群を指定する打ち抜き点決定手段を有する復調器。
- ベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を２つに分岐する分岐手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記分岐手段の出力信号をそれぞれ受ける２つのトランスバーサル型フィルタと、前記２つのトランスバーサル型フィルタの出力信号から１つを選択する選択手段と、前記選択手段の出力信号を判定処理する判定手段と、前記判定手段の出力により前記２つのトランスバーサル型フィルタのタップ係数群を指定し、前記選択手段に選択するトランスバーサル型フィルタの出力を指示する打ち抜き点決定手段を有する復調器。
- ベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を３つに分岐する分岐手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記分岐手段の出力信号のそれぞれを受ける３つのトランスバーサル型フィルタと、前記３つのトランスバーサル型フィルタの出力信号から１つを選択する選択手段と、前記選択手段の出力信号を判定処理する判定手段と、前記判定手段の出力により前記３つのトランスバーサル型フィルタに互いに等間隔だけ時間がずれたタップ係数群をそれぞれ指定し、前記選択手段に選択するトランスバーサル型フィルタの出力を指示する打ち抜き点決定手段を有する復調器。
- ベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を３つに分岐する分岐手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記分岐手段の出力信号のそれぞれを受ける３つのトランスバーサル型フィルタと、前記３つのトランスバーサル型フィルタの出力信号から１つを選択する選択手段と、前記選択手段の出力信号を判定処理する判定手段と、前記３つのトランスバーサル型フィルタの出力により前記３つのトランスバーサル型フィルタに互いに等間隔だけ時間がずれたタップ係数群を指定し、前記選択手段に選択するトランスバーサル型フィルタの出力を指示する打ち抜き点決定手段を有する復調器。
- 中間周波数信号である入力信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を周波数変換する乗算手段と、
互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、前記乗算手段の出力信号を受けるトランスバーサル型フィルタと、前記トランスバーサル型フィルタの出力信号を判定処理する判定手段と、前記判定手段の出力信号によりトランスバーサル型フィルタのタップ係数群を指定する打ち抜き点決定手段を有する復調器。 - ベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力をＬ個（Ｌは２以上の整数）に分岐する分岐手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を有し、前記分岐手段の出力をそれぞれ受けるＬ個のトランスバーサル型フィルタを並列に有する並列構成トランスバーサル型フィルタ手段と、前記フィルタ手段のＬ個のトランスバーサル型フィルタの出力により、１つのトランスバーサル型フィルタの出力を決定する並列構成打ち抜き点決定手段と、前記並列構成打ち抜き点決定手段で決定されたトランスバーサル型フィルタの出力信号のみを後段に出力する切替手段と、前記切替手段の出力信号を判定処理する判定手段とを有する復調器。
- ベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力を２つに分岐する第１の分岐手段と、前記分岐手段の一方の出力を遅延させる第１の遅延手段と、前記第１の分岐手段の他方の出力をＭ個（Ｍは２以上の整数）に分岐する第２の分岐手段と、前記第１の遅延手段の出力をＭ個に分岐する第３の分岐手段と、前記第２の分岐手段の出力をそれぞれ２つに多重分離するＭ個の第１の多重分離化手段と、前記第３の分岐手段の出力をそれぞれ２つに多重分離するＭ個の第２の多重分離化手段と、前記第２の多重分離化手段のそれぞれの出力の一方を遅延する第２の遅延手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を有し、前記第１の多重分離化手段のそれぞれの出力、前記第２の多重分離化手段のそれぞれの出力の他方及び前記第２の遅延手段のそれぞれの出力を受ける４Ｍ個のトランスバーサル型フィルタを並列に有する並列構成トランスバーサル型フィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力を前記Ｍ個の第１の多重分離化手段毎及び前記Ｍ個の第２の多重分離化手段毎に加算する２Ｍ個の加算手段と、前記２Ｍ個の加算手段の出力により、１つの加算手段の出力を決定する並列構成打ち抜き点決定手段と、前記並列構成打ち抜き点決定手段で決定された加算手段の出力のみを後段に出力する切替手段と、前記切替手段の出力を判定処理する判定手段とを有する復調器。
- ベースバンド信号をシンボル速度のＮ倍（Ｎは２以上の整数）のサンプリング速度でサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力をＰ個（Ｐは２以上の整数）に個に分岐する第１の分岐手段と、前記第１の分岐手段の出力をそれぞれＮ個に個に分岐する第２の分岐手段と、前記第２の分岐手段の出力の内、Ｐ（Ｎ−１）個の出力を遅延させるＰ（Ｎ−１）個の遅延手段と、前記遅延手段の出力信号及び遅延させていない分岐手段の出力信号をそれぞれＮ個の信号に多重分離するＰＮ個の多重分離化手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を有し、前記多重分離化手段の出力を受けるＰＮ2個のトランスバーサル型フィルタを並列に有する並列構成トランスバーサル型フィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力を前記多重分離化手段毎に加算するＰＮ個の加算手段と、前記ＰＮ個の加算手段の出力により１つの加算手段の出力を決定する並列構成打ち抜き点決定手段と、前記並列構成打ち抜き点決定手段で決定された加算手段の出力のみを後段に出力する切替手段と、前記切替手段の出力を判定処理する判定手段とを有する復調器。
- ベースバンド信号をサンプリングし量子化するＡＤ変換手段と、互いに時間がずれたタップ係数群を所定の数だけ有し、ＡＤ変換された信号を複数に分配し、各々を入力する複数のトランスバーサル型フィルタと、前記フィルタの出力を多重分離する複数の多重分離化手段と、前記複数の多重分離化手段の各々の出力のいずれか１つを選択する切替手段と、前記複数の多重分離化手段の各々の出力を累積し、累積値が最大となるアドレスを検出する打ち抜き点決定手段と、一定時間毎に前記累積値が最大となるアドレスを検出し、そのアドレスに対応する位相を基準として定められた位相に基いて前記トランスバーサル型フィルタのタップ係数群を決定する手段を有する復調器。
- アドレスに対応する位相を基準として定められた位相が、１回目は±４５度シフトした位置のタップ係数群が選択され、２回目は±４５／２度シフトした位置のタップ係数群が選択され、それ以降は±４５／４度シフトした位置のいずれかが選択される請求項９記載の復調器。
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