JP6040356B1 - 信号処理装置及び信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＦＰＧＡなどの動作速度の遅いデバイスであっても、動作速度の速いＤ／Ａ変換器又はＡ／Ｄ変換器に対応することができる信号処理装置及び信号処理方法を提供する。【解決手段】複数の遅延素子６０１−１〜６０１−８からなるシフトレジスタと、シフトレジスタの出力とフィルタ係数とを乗算する乗算器６０２−１〜６０２−８と、乗算器６０２−１〜６０２−８に与えるフィルタ係数を選択するセレクタ６０３−１〜６０３−８と、フィルタ係数と前記遅延素子の出力との乗算結果を加算する加算器６０４とを設ける。セレクタ６０３−１〜６０３−８は、シフトレジスタがｎ（ｎは整数）毎にシフトする間に、ｎ個のフィルタ係数を切り替える。【選択図】図４

Description

本発明は、信号処理装置及び信号処理方法に関する。

高速伝送への需要の増大に伴い、指定された帯域に多数のキャリアを効率よく配置することで、周波数帯域を有効利用することが検討されている。図１３及び図１４に示す通信システムは、送信側において、変調信号を複数のサブ変調信号に分割し、周波数軸上で分散配置し、受信側で合成できるため、不連続な空き周波数帯域を有効利用できる(非特許文献１参照)。なお、フィルタバンクの入出力周波数と、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換器やＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器の周波数帯域が不整合の場合は、周波数変換器を用いて所望の帯域に周波数を変換する。図１３は、このような通信システムの送信装置１１００の構成を示し、図１４は、受信装置１１５０の構成を示している。

図１３に示すように、送信装置１１００は、変調器１１０１と、送信フィルタバンク１１０２と、周波数変換器１１０５と、Ｄ／Ａ変換器１１０６とから構成される。変調器１１０１と送信フィルタバンク１１０２とにより、送信回路１１０４が構成される。

送信フィルタバンク１１０２は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算部１１１２と、分割フィルタ１１１３ａ、１１１３ｂ、…と、周波数シフタ１１１４ａ、１１１４ｂ、…と、加算器１１１５と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算部１１１６とを有する。

ＦＦＴ演算部１１１２は、変調器１１０１からの変調信号に対してＦＦＴ演算を行い、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。分割フィルタ１１１３ａ、１１１３ｂ、…は、ＦＦＴ演算部１１１２で周波数領域に変換した変調信号を複数のサブ変調信号に分割する。周波数シフタ１１１４ａ、１１１４ｂ、…は、分割フィルタ１１１３ａ、１１１３ｂ、…で分割された各サブ変調信号の帯域を、指定帯域に応じてシフトする。加算器１１１５は、周波数シフタ１１１４ａ、１１１４ｂ、…からのサブ変調信号を加算する。ＩＦＦＴ演算部１１１６は、加算器１１１５からの信号を周波数領域から時間領域に変換する。

周波数変換器１１０５は、ミキサ１１２１と、ローカル発振器１１２２と、バンドパスフィルタ１１２３とを有する。送信フィルタバンク１１０２からの信号は、周波数変換器１１０５により所望の周波数に変換される。そして、周波数変換器１１０５の出力がＤ／Ａ変換器１１０６によりディジタル信号からアナログ信号に変換され、送信信号として出力される。

図１４に示すように、受信装置１１５０は、Ａ／Ｄ変換器１１５２と、周波数変換器１１５５と、受信フィルタバンク１１５１と、復調器１１５４とから構成される。受信フィルタバンク１１５１と復調器１１５４とにより、受信回路１１５６が構成される。

Ａ／Ｄ変換器１１５２は、受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する。周波数変換器１１５５は、ミキサ１１７１と、ローカル発振器１１７２と、バンドパスフィルタ１１７３とを有する。Ａ／Ｄ変換器１１５２からの信号は、周波数変換器１１５５により所望の周波数帯域に変換され、受信フィルタバンク１１５１に入力される。

受信フィルタバンク１１５１は、ＦＦＴ演算部１１６２と、抽出フィルタ１１６３ａ、１１６３ｂ、…と、周波数シフタ１１６４ａ、１１６４ｂ、…と、加算器１１６５と、ＩＦＦＴ演算部１１６６とを有する。

ＦＦＴ演算部１１６２は、受信信号に対してＦＦＴ演算を行い、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。抽出フィルタ１１６３ａ、１１６３ｂ、…は、ＦＦＴ演算部１１６２で周波数領域に変換した信号から、サブ変調信号の成分を抽出する。周波数シフタ１１６４ａ、１１６４ｂ、…は、抽出フィルタ１１６３ａ、１１６３ｂ、…２で抽出された各サブ変調信号の帯域を、元の帯域にシフトする。加算器１１６５は、周波数シフタ１１６４ａ、１１６４ｂ、…からの周波数領域の信号を加算する。ＩＦＦＴ演算部１１６６は、加算器１１６５からの信号を周波数領域から時間領域に変換する。復調器１１５４は、受信データを復調する。

図１５及び図１６は、このような通信システムの説明図である。まず、送信装置１１００の動作について、図１５を用いて説明する。

変調器１１０１からの変調信号は、ＦＦＴ演算部１１１２で時間領域の信号から周波数領域の信号に変換される。ＦＦＴ演算部１１１２からは、図１５（Ａ)に示すような帯域を有する周波数領域の変調信号が出力される。この周波数領域の変調信号は、分割フィルタ１１１３ａ、１１１３ｂ、…に供給される。

分割フィルタ１１１３ａ、１１１３ｂ、…は、変調信号を図１５（Ａ）において破線で示すような帯域のスペクトラムに分割する。これにより、変調信号は、図１５（Ｂ）に示すように、複数のサブ変調信号に分割される。

分割フィルタ１１１３ａ、１１１３ｂ，…の出力信号は、周波数シフタ１１１４ａ、１１１４ｂ、…に供給される。分割フィルタ１１１３ａ、１１１３ｂ，…により分割された複数のサブ変調信号は、図１５（Ｃ）に示すように、周波数シフタ１１１４ａ、１１１４ｂ、…により、指定された帯域にシフトされる。そして、この周波数シフタ１１１４ａ、１１１４ｂ、…からの信号は、加算器１１１５により合成され、ＩＦＦＴ演算部１１１６により、時間領域の信号に戻される。そして、ＩＦＦＴ演算部１１１６からの信号は、周波数変換器１１０５により所望の周波数帯域に変換されて、送信される。

次に、受信装置１１５０の動作について、図１６を用いて説明する。受信信号は、周波数変換部１５５により所望の周波数帯域に変換された後、受信フィルタバンク１１５１のＦＦＴ演算部１１６２に送られる。ＦＦＴ演算部１１６２で時間領域の信号から周波数領域の信号に変換される。ＦＦＴ演算部１１６２からは、図１６（Ａ)に示すような帯域を有する周波数領域の受信信号が出力される。図１６（Ａ）に示すように、受信信号の帯域は、所望の帯域に分散配置されている。この周波数領域の受信信号は、抽出フィルタ１１６３ａ、１１６３ｂ、…に供給される。

抽出フィルタ１１６３ａ、１１６３ｂ、…は、受信信号から、図１６（Ａ）において破線で示すような帯域のスペクトラムの信号を抽出する。これにより、受信信号から、サブ変調信号が抽出される。

抽出フィルタ１１６３ａ、１１６３ｂ、…の出力信号は、周波数シフタ１１６４ａ、１１６４ｂ、…に供給される。図１６（Ｂ）に示すように、周波数シフタ１１６４ａ、１１６４ｂ、…により、分散配置されていたサブ変調信号帯域が元の帯域にシフトされる。そして、この周波数シフタ１１６４ａ、１１６４ｂ、…からの信号は、加算器１１６５により合成され、図１６（Ｃ）に示すように、元の変調信号に戻される。そして、この合成された変調信号がＩＦＦＴ演算部１１６６により、時間領域の信号に戻され、復調器１１５４で、受信データが復調される。

このように、図１３及び図１４に示す通信システムは、送信装置１１００において、変調信号を複数のサブ変調信号に分割し、周波数軸上で分散配置して、送信する。そして、受信装置１１５０で、サブ変調信号の周波数帯域を元の帯域に戻して合成している。これにより、不連続な空き周波数帯域を有効利用できる。

また、非特許文献２には、送側において任意の帯域幅の複数のサブキャリアを生成し、送信フィルタバンク内のバンドパスフィルタで帯域制限して、所望の周波数帯域に配置し、受信側において受信信号から受信フィルタバンク内のバンドパスフィルタでサブキャリアを抽出し、ベースバンド信号を得ることで、マルチキャリア伝送を実現する通信システムが開示されている。図１７はこのような通信システムの送信装置１２００の構成を示し、図１８は受信装置１２５０の構成を示している。

図１７において、送信データは、直並列変換器１２０３により複数のサブキャリア系列に分割されて、変調器１２０１ａ、１２０１ｂ、…に送られる。変調器１２０１ａ、１２０１ｂ、…により、複数のサブキャリア信号が生成される。この複数のサブキャリア信号が送信フィルタバンク１２０２に送られる。なお、直並列変換器１２０３、変調器１２０１ａ、１２０１ｂ、…、送信フィルタバンク１２０２により、送信回路１２０４が構成される。

送信フィルタバンク１２０２は、ＦＦＴ演算部１２１２ａ、１２１２ｂ、…と、バンドパスフィルタ１２１３ａ、１２１３ｂ、…と、周波数シフタ１２１４ａ、１２１４ｂ、…と、加算器１２１５と、ＩＦＦＴ演算部１２１６とを有する。

ＦＦＴ演算部１２１２ａ、１２１２ｂ、…は、各サブキャリア信号に対してＦＦＴ演算を行い、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。バンドパスフィルタ１２１３ａ、１２１３ｂ、…は、各サブキャリア信号の帯域制限を行う。周波数シフタ１２１４ａ、１２１４ｂ、…は、各サブキャリア信号を所望の帯域にシフトする。加算器１２１５は、周波数シフタ１２１４ａ、１２１４ｂ、…からの周波数領域の信号を加算し、マルチキャリア信号を生成する。ＩＦＦＴ演算部１２１６は、加算器１２１５からの信号を周波数領域から時間領域に変換する。

周波数変換器１２０５は、ミキサ１２２１と、ローカル発振器１２２２と、バンドパスフィルタ１２２３とを有する。送信フィルタバンク１２０２からの信号は、周波数変換器１２０５により所望の周波数帯域に変換される。そして、周波数変換器１２０５の出力がＤ／Ａ変換器１２０６によりディジタル信号からアナログ信号に変換され、マルチキャリアの送信信号として出力される。

図１８に示すように、受信装置１２５０は、Ａ／Ｄ変換器１２５２と、周波数変換器１２５５と、受信フィルタバンク１２５１と、複数の復調器１２５４ａ、１２５４ｂ，…と、並直列変換器１２５３とから構成される。なお、受信フィルタバンク１２５１と、復調器１２５４ａ、１２５４ｂ，…と、並直列変換器１２５３とにより、受信回路１２５６が構成される。

Ａ／Ｄ変換器１２５２は、受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する。周波数変換器１２５５は、ミキサ１２７１と、ローカル発振器１２７２と、バンドパスフィルタ１２７３とを有する。Ａ／Ｄ変換器１２５２からの信号は、周波数変換器１２５５により所望の周波数帯域に変換され、受信フィルタバンク１２５１に入力される。

受信フィルタバンク１２５１は、ＦＦＴ演算部１２６２と、バンドパスフィルタ１２６３ａ、１２６３ｂ、…と、周波数シフタ１２６４ａ、１２６４ｂ、…と、ＩＦＦＴ演算部１２６６ａ、１２６６ｂ、…とを有する。

ＦＦＴ演算部１２６２は、受信信号に対してＦＦＴ演算を行い、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。バンドパスフィルタ１２６３ａ、１２６３ｂ、…は、ＦＦＴ演算部１２６２で周波数領域に変換した信号から、各サブキャリア信号を抽出する。周波数シフタ１２６４ａ、１２６４ｂ、…は、各サブキャリア信号を元の帯域にシフトする。ＩＦＦＴ演算部１２６６ａ、１２６６ｂ，…は、受信信号を周波数領域から時間領域に変換する。

復調器１２５４ａ、１２５４ｂ，…は、各サブキャリア信号の系列の信号を復調する。並直列変換器１２５３は、複数のサブキャリア信号を合成し、受信データを出力する。

図１９及び図２０は、図１７及び図１８に示すような通信システムの説明図である。まず、送信装置１２００の動作について、図１９を用いて説明する。

送信信号は、直並列変換器１２０３により複数のサブキャリア系列に分割され、複数の変調器１２０１ａ、１２０１ｂ、…により、変調される。各変調器１２０１ａ、１２０１ｂ、…からのサブキャリア信号は、ＦＦＴ演算部１２１２ａ、１２１２ｂ、…で時間領域の信号から周波数領域の信号に変換され、バンドパスフィルタ１２１３ａ、１２１３ｂ、…で帯域制限される。バンドパスフィルタ１２１３ａ、１２１３ｂ，…からは、図１９（Ａ)に示すような帯域を有する複数のサブキャリア信号が出力される。

バンドパスフィルタ１２１３ａ、１２１３ｂ、…の出力信号は、周波数シフタ１２１４ａ、１２１４ｂ、…に供給される。図１９（Ｂ）に示すように、周波数シフタ１２１４ａ、１２１４ｂ、…により、各サブキャリア信号が所望の帯域にシフトされる。周波数シフタ１２１４ａ、１２１４ｂ、…からの信号は、加算器１２１５により合成され、ＩＦＦＴ演算部１２１６により時間領域の信号に戻された後、周波数変換器１２０５で所望の周波数帯域に変換され、マルチキャリア信号として送信される。

次に、受信装置１２５０の動作について、図２０を用いて説明する。受信信号は、周波数変換器１２５５で所望の帯域に変換された後、受信フィルタバンク１２５１のＦＦＴ演算部１２６２に送られる。ＦＦＴ演算部１２６２で時間領域の信号から周波数領域の信号に変換される。ＦＦＴ演算部１２６２からは、図２０（Ａ)に示すような帯域の複数のサブキャリアを有するマルチキャリア信号が出力される。

バンドパスフィルタ１２６３ａ、１２６３ｂ、…は、受信信号から、図２０（Ａ）において破線で示すような帯域のスペクトラムの信号を抽出する。これにより、受信信号から、複数のサブキャリア信号が抽出される。

バンドパスフィルタ１２６３ａ、１２６３ｂ、…の出力信号は、周波数シフタ１２６４ａ、１２６４ｂ、…に供給される。図２０（Ｂ）に示すように、周波数シフタ１２６４ａ、１２６４ｂ、…により、複数のサブキャリア信号の帯域が元の帯域にシフトされる。この周波数シフタ１２６４ａ、１２６４ｂ、…からのサブキャリア信号は、ＩＦＦＴ演算部１２６６ａ、１２６６ｂ、…で周波数領域の信号から時間領域の信号に変換され、復調器１２０２ａ、１２０２ｂ、…で復調される。そして、復調器１２０２ａ、１２０２ｂ、…の出力信号は、並直列変換器１２５３で合成され、受信データが復調される。

なお、図１７に示した送信装置１２００の構成では、送信データを直並列変換器１２０３で複数のサブキャリア系列に分割した後、複数の変調器１２０１ａ、１２０１ｂ、…で変調を行っているが、図２１に示すように、変調器１３０１で送信データを変調した後、直並列変換器１３０３で複数のサブキャリア系列に分割しても良い。なお、図２１において、ＦＦＴ演算部１３１２ａ、１３１２ｂ、…、バンドパス１３１３ａ、１３１３ｂ、…、周波数シフタ１３１４ａ、１３１４ｂ、…、加算器１３１５、ＩＦＦＴ演算部１３１６は、図１９におけるＦＦＴ演算部１２１２ａ、１２１２ｂ、…、バンドパスフィルタ１２１３ａ、１２１３ｂ、…、周波数シフタ１２１４ａ、１２１４ｂ、…、加算器１２１５、ＩＦＦＴ演算部１２１６と同様である。図２１において、周波数変換器１３０５、ミキサ１３２１、ローカル発振器１３２２、バンドパスフィルタ１３２３、Ｄ／Ａ変換器１３０６は、図１９における、周波数変換器１２０５、ミキサ１２２１、ローカル発振器１２２２、バンドパスフィルタ１２２３、Ｄ／Ａ変換器１２０６と同様である。

また、図１８に示した受信装置１２５０では、複数の復調器１２５４ａ、１２５４ｂ、…で各サブキャリア系列の受信信号を復調した後、並直列変換器１２５３で受信データを合成しているが、図２２に示すように、並直列変換器１３５３で各サブキャリア系列の受信信号を合成した後、復調器１３５４で受信データを復調しても良い。なお、図２２において、Ａ／Ｄ変換器１３５２、周波数変換器１３５５、ミキサ１３７１、ローカル発振器１３７２、バンドパスフィルタ１３７３は、図２０における、Ａ／Ｄ変換器１２５２、周波数変換器１２５５、ミキサ１２７１、ローカル発振器１２７２，バンドパスフィルタ１２７３と同様である。また、図２２において、ＦＦＴ演算部１３６２、バンドパスフィルタ１３６３ａ、１３６３ｂ、…、周波数シフタ１３６４ａ、１３６４ｂ、…、ＩＦＦＴ演算部１３６６ａ、１３６６ｂは、図２０におけるＦＦＴ演算部１２６２、バンドパスフィルタ１２６３ａ、１２６３ｂ、…、周波数シフタ１２６４ａ、１２６４ｂ、…、ＩＦＦＴ演算部１２６６ａ、１２６６ｂと同様である。

また、図２３及び図２４は、メモリを併用することで一つの回路を時分割で使用できるようにした例である。図２３に示すように、送信装置１４００は、変調器１４０１と、ＦＦＴ演算部１４１２と、フィルタ１４１３と、ＩＦＦＴ演算部１４１６と、周波数変換器１４０５と,Ｄ／Ａ変換器１４０６を備えている。変調器１４０１、ＦＦＴ演算部１４１２、フィルタ１４１３、ＩＦＦＴ演算部１４１６には、メモリ１４３１ａ、１４３１ｂ、１４３１ｃ、１４３１ｄが併設されており、変調器１４０１、ＦＦＴ演算部１４１２、フィルタ１４１３、ＩＦＦＴ演算部１４１６は、時分割で使用可能である。周波数変換器１４０５は、所望の周波数となるように、送信信号のキャリア周波数を変換する。Ｄ／Ａ変換器１４０６は、送信信号をディジタル信号からアナログ信号に変換する。

図２４に示すように、受信装置１４５０は、Ａ／Ｄ変換器１４５２と、周波数変換器１４５５と、ＦＦＴ演算部１４６２と、フィルタ１４６３と、ＩＦＦＴ演算部１４６６と、復調器１４５４を備えている。ＦＦＴ演算部１４６２、フィルタ１４６３、ＩＦＦＴ演算部１４６６、復調器１４５４には、メモリ１４７１ａ、１４７１ｂ、１４７１ｃ、１４７１ｄが併設されており、ＦＦＴ演算部１４６２、フィルタ１４６３、ＩＦＦＴ演算部１４６６、復調器１４５４は、時分割で使用可能である。

図１３及び図１４、図１７及び図１８、図２１及び図２２に示したような通信システムの各回路は、図２３及び図２４に示すように、メモリを併用して一つの回路を時分割で使用することで、複数のサブ変調信号やサブキャリアの生成、分散配置、抽出、復調を１つの回路で行うことで、回路規模の削減ができる。また、一つの回路を時分割で使用することで、複数ユーザの信号を一括生成、復調も実現できる（非特許文献２及び非特許文献３）。

ところで、上述の通信システムでは、送信信号を広帯域に分散配置するため、送信側では、送信回路のクロックと比較して、高速なクロック（サンプリングレート）で、Ｄ／Ａ変換器を稼働する必要がある。同様に、受信側では、受信回路のクロックと比較して、高速なクロックで、Ａ／Ｄ変換器を稼働する必要がある。このため、送信装置では、アプサンプラにより送信信号をアップサンプルし、高速のクロックでＤ／Ａ変換して送信している。また、受信側では、受信信号を高速のクロックでＡ／Ｄ変換した後、ダウンサンプラを用いて受信信号をダウンサンプルして、元のクロックに変換している。

すなわち、図２５において、送信回路１５０４は、図１３における送信回路１１０４、図１７における送信回路１２０４、図２１における送信回路１３０４、図２３における送信回路１４０４に対応する。また、Ｄ／Ａ変換器１５０６は、図１３におけるＤ／Ａ変換器１１０６、図１７におけるＤ／Ａ変換器１２０６、図２１におけるＤ／Ａ変換器１３０６、図２３におけるＤ／Ａ変換器１４０６に対応する。

通信システムの送信装置１５００では、図２５に示すように、送信回路１５０４と、周波数変換器１５０５との間に、アップサンプラ１５４０が設けられる。アップサンプラ１５４０は、インターポレータ１５４１とインターポレーションフィルタ１５４２とから構成される。インターポレータ１５４１は、所定間隔毎に送信信号のサンプルに例えば”０”を挿入し、送信信号をオーバーサンプリングする。インターポレーションフィルタ１５４２は、ミラー成分を除去する。

また、図２６において、受信回路１５５６は、図１４における受信回路１１５６、図１８における受信回路１２５６、図２２における受信回路１３５６、図２４における受信回路１４５６に対応する。また、Ａ／Ｄ変換器１５５２は、図１４におけるＡ／Ｄ変換器１１５２、図１８におけるＡ／Ｄ変換器１２５２、図２２におけるＡ／Ｄ変換器１３５２、図２４におけるＡ／Ｄ変換器１４５２に対応する。

受信装置１５５０では、図２６に示すように、周波数変換器１５５５と、受信回路１５５６との間に、ダウンサンプラ１５９０が設けられる。ダウンサンプラ１５９０は、デシメーションフィルタ１５９１と、デシメータ１５９２とから構成される。デシメーションフィルタ１５９１は、折り返し成分を除去する。デシメータ１５９２は、受信信号のサンプルを所定間隔毎に間引き、受信信号のサンプリングレートを下げる。

図２７は、インターポレータを用いたｎ倍（ｎ＝８）アップサンプルの例である。入力シンボルのシンボルレートＢ［Ｈｚ］（周期１／Ｂ［ｓ］）をｎ倍にアップサンプルする場合、ｎ倍のサンプリングレートｎＢ［Ｈｚ］で”０”を（ｎ−１）個挿入する。”０”を挿入するとミラー成分が現れるため、インターポレーションフィルタ１５４２でミラー成分を除去する。

インターポレーションフィルタ１５４２としては、ＦＩＲ（Finite Impulse Respons）フィルタが用いられる。例えば、タップ数ｍが（ｍ＝６４）の場合、ＦＩＲフィルタは、図２８に示すように、遅延素子１６０１−１〜１６０１−６４と、乗算器１６０２−１〜１６０２−６４と、加算器１６０３とから構成される。遅延素子１６０１−１〜１６０１−６４は、６４段のシフトレジスタにより実現でき、１クロック毎にシフトする。乗算器１６０２−１〜１６０２−６４は、各遅延素子１６０１−１〜１６０１−６４のタップからの出力シンボルとフィルタ係数とを乗算する。加算器１６０３は、乗算器１６０２−１〜１６０２−６４の出力を加算する。

図２９はｎ倍（ｎ＝８）のダウンサンプルの例である。サンプリングレートｎＢ［Ｈｚ］の入力信号に対し、１／ｎ倍のレートに変換する。まず、デシメーションフィルタにより折り返し成分をカットする。デシメーションフィルタはインターポレーションフィルタと同様に一般的にＦＩＲフィルタを用いる。次にデシメータによりシンボルレートＢ［Ｈｚ］において、１サンプルを抽出し、受信回路に入力する。

阿部順一、外２名、「帯域分散伝送におけるブラインド型位相補償方式の実験的検証」、信学技報、vol. 111、no. 336、SAT2011-46、pp. 41-46、２０１１年１２月 山下史洋、外２名、「衛星VPFDMモデム装置の特性評価」、信学技報、SAT、衛星通信109(118)、1-6、2009-07-02 阿部順一、外２名、「スペクトラム分解伝送における周波数誤差補償技術の提案 −マルチプルアクセスへの対応−」、信学技報、vol. 114、no. 179、SAT2014-28、pp. 15-19、２０１４年８月

上述のアップサンプラ１５４０やダウンサンプラ１５９０は、例えば、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）で実装することが考えられる。しかしながら、アップサンプラ１５４０及びダウンサンプラ１５９０を実装するＦＰＧＡなどのデバイスの最大動作速度がＤ／Ａ変換器１５０６及びＡ／Ｄ変換器１５５２の動作速度より遅い場合、ＦＰＧＡなどのデバイスの入出力が間に合わず、所望の信号が伝送できない場合があった。

上述の課題を鑑み、本発明は、ＦＰＧＡなどの動作速度の遅いデバイスを用いて動作速度の速いＤ／Ａ変換器又はＡ／Ｄ変換器に対応することができる信号処理装置及び信号処理方法を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するために、本発明の一態様は、第１の送信信号を直列並列変換して第１の並列信号を出力する第１の直並列変換部と、前記第１の直並列変換部が出力した前記第１の並列信号を補間処理して第２の並列信号を出力する補間部と、前記補間部が出力した前記第２の並列信号の周波数を任意の周波数に変換して第３の並列信号を出力する第１の周波数変換部と、前記第１の周波数変換部が出力した前記第３の並列信号を並列直列変換して第２の送信信号を出力する第１の並直列変換部と、を備え、前記補間部は、複数の遅延素子からなるシフトレジスタと、前記シフトレジスタの出力とフィルタ係数とを乗算する乗算器と、前記乗算器に与えるフィルタ係数を選択するセレクタと、前記フィルタ係数と前記遅延素子の出力との乗算結果を加算する加算器と、を備え、前記セレクタは、前記シフトレジスタがシフトする毎にフィルタ係数を切り替える信号処理装置である。

本発明の一態様は、前記の信号処理装置であって、前記補間部における前記シフトレジスタの遅延段数及び各前記セレクタが選択対象とする前記フィルタ係数の数は、前記第１の送信信号のシンボルレートと前記第２の送信信号のサンプリングレートとの比率と、前記フィルタ係数の総数と、前記第１の並列信号の信号数とに基づいている。

本発明の一態様は、第１の受信信号を直列並列変換して第４の並列信号を出力する第２の直並列変換部と、前記第２の直並列変換部が出力した前記第４の並列信号の周波数を任意の周波数に変換して第５の並列信号を出力する第２の周波数変換部と、第２の周波数変換部が出力した前記第５の並列信号を間引き処理して第６の並列信号を出力する間引き処理部と、前記間引き処理部が出力した前記第６の並列信号を並列直列変換して第２の受信信号を出力する第２の並直列変換部と、を備え、前記間引き処理部は、複数の遅延素子からなるシフトレジスタと、前記シフトレジスタの出力とフィルタ係数とを乗算する乗算器と、前記乗算器に与えるフィルタ係数を選択するセレクタと、前記フィルタ係数と前記遅延素子の出力との乗算結果を加算する加算器と、を備え、前記セレクタは、前記シフトレジスタがシフトする毎にフィルタ係数を切り替える信号処理装置である。

本発明の一態様は、前記の信号処理装置であって、前記間引き処理部における前記シフトレジスタの遅延段数及び各前記セレクタが選択対象とする前記フィルタ係数の数は、前記第１の受信信号のサンプリングレートと前記第２の受信信号のシンボルレートとの比率と、前記フィルタ係数の総数と、前記第４の並列信号の信号数とに基づいている。

本発明の一態様は、第１の送信信号を直列並列変換して第１の並列信号を出力する第１の直並列変換部と、前記第１の直並列変換部が出力した前記第１の並列信号を補間処理して第２の並列信号を出力する補間部と、前記補間部が出力した前記第２の並列信号の周波数を任意の周波数に変換して第３の並列信号を出力する第１の周波数変換部と、前記第１の周波数変換部が出力した前記第３の並列信号を並列直列変換して第２の送信信号を出力する第１の並直列変換部と、を備える信号処理装置を用いた信号処理方法であって、前記補間部は、前記第１の並列信号が入力される複数の遅延素子からなるシフトレジスタを備え、前記シフトレジスタがシフトする毎にフィルタ係数を切り替えて選択する選択ステップと、前記シフトレジスタの出力と前記選択ステップで選択した前記フィルタ係数とを乗算する乗算ステップと、前記乗算ステップにおける乗算結果を加算する加算ステップと、を有する信号処理方法である。

本発明の一態様は、前記の信号処理方法であって、前記補間部における前記シフトレジスタの遅延段数及び各前記選択ステップにおいて選択対象とする前記フィルタ係数の数は、前記第１の送信信号のシンボルレートと前記第２の送信信号のサンプリングレートとの比率と、前記フィルタ係数の総数と、前記第１の並列信号の信号数とに基づいている。

本発明の一態様は、第１の受信信号を直列並列変換して第４の並列信号を出力する第２の直並列変換部と、前記第２の直並列変換部が出力した前記第４の並列信号の周波数を任意の周波数に変換して第５の並列信号を出力する第２の周波数変換部と、第２の周波数変換部が出力した前記第５の並列信号を間引き処理して第６の並列信号を出力する間引き処理部と、前記間引き処理部が出力した前記第６の並列信号を並列直列変換して第２の受信信号を出力する第２の並直列変換部と、を備える信号処理装置を用いた信号処理方法であって、前記間引き処理部は、前記第５の並列信号が入力される複数の遅延素子からなるシフトレジスタを備え、前記シフトレジスタがシフトする毎にフィルタ係数を切り替えて選択する選択ステップと、前記シフトレジスタの出力と前記選択ステップで選択した前記フィルタ係数とを乗算する乗算ステップと、前記乗算ステップにおける乗算結果を加算する加算ステップと、を有する信号処理方法である。

本発明の一態様は、前記の信号処理方法であって、前記間引き処理部における前記シフトレジスタの遅延段数及び各前記選択ステップにおいて選択対象とする前記フィルタ係数の数は、前記第１の受信信号のサンプリングレートと前記第２の受信信号のシンボルレートとの比率と、前記フィルタ係数の総数と、前記第４の並列信号の信号数とに基づいている。

本発明によれば、動作速度の遅いデバイスであっても、アップサンプリング処理やダウンサンプリング処理を高速で行うことができる。

本発明の実施形態に係るアップサンプラを用いることができる通信システムの送信装置の一例の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係るダウンサンプラを用いることができる通信システムの受信装置の一例の構成を示すブロック図である。 アップサンプリングを行う際のＦＩＲフィルタの動作の説明図である。 本発明の第１の実施形態に係る高速インターポレータのブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る高速インターポレータにおけるフィルタ係数の説明図である。 本発明の第１の実施形態に係る高速インターポレータを一般化したブロック図である。 本発明の実施形態に係るアップサンプラを並列処理で行う場合のブロック図である。 本発明の実施形態に係る帯域割当信号に応じて回路構成を変更する高速アップサンプラ１４０を備える送信装置１００の構成例を示す図である。 本発明の実施形態に係るダウンサンプラを並列処理で行う場合のブロック図である。 本発明の実施形態に係る帯域割当信号に応じて回路構成を変更する高速ダウンサンプラ１９０を備える受信装置１５０の構成例を示す図である。 本発明の実施形態に係るアップサンプラを用いることができる通信システムの送信装置の他の例の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係るダウンサンプラを用いることができる通信システムの受信装置の他の例の構成を示すブロック図である。 変調信号を分散して伝送する通信システムの一例の送信側のブロック図である。 変調信号を分散して伝送する通信システムの一例の受信側のブロック図である。 変調信号を分散して伝送する通信システムの送信側の説明図である。 変調信号を分散して伝送する通信システムの受信側の説明図である。 マルチキャリア信号を分散して伝送する通信システムの一例の送信側のブロック図である。 マルチキャリア信号を分散して伝送する通信システムの一例の受信側のブロック図である。 マルチキャリア信号を分散して伝送する通信システムの送信側の説明図である。 マルチキャリア信号を分散して伝送する通信システムの受信側の説明図である。 マルチキャリア信号を分散して伝送する通信システムの他の例の送信側のブロック図である。 マルチキャリア信号を分散して伝送する通信システムの他の例の受信側のブロック図である。 メモリを併用する通信システムの送信側のブロック図である。 メモリを併用する通信システムの受信側のブロック図である。 アップサンプラの説明図である。 ダウンサンプラの説明図である。 オーバーサンプリングの説明図である。 ＦＩＲフィルタの説明図である。 ダウンサンプリングの説明図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係るアップサンプラを用いることができる通信システムの送信装置の構成を示すブロック図である。

図１に示すように、送信装置１００は、送信回路１０４と、高速アップサンプラ１４０と、Ｄ／Ａ変換器１０６とから構成される。送信回路１０４としては、変調信号を複数のサブ変調信号に分割し、周波数軸上で分散配置して通信を行うものを用いることができる。また、送信回路１０４としては、送信信号を複数のサブキャリアに分割して、マルチキャリアで通信を行うものを用いることができる。

高速アップサンプラ１４０は、直並列変換器（第１の直並列変換部）１４３と、高速インターポレータ１４１ａ、１４１ｂ、…と、周波数変換器（第１の周波数変換部）１０５ａ、１０５ｂ、…と、並直列変換器（第１の並直列変換部）１４４とから構成される。高速アップサンプラ１４０は、送信回路１０４からの信号をオーバーサンプリングし、ミラー成分を除去するためのフィルタリングを行う。Ｄ／Ａ変換器１０６は、送信信号をディジタル信号からアナログ信号に変換して送信する。

図２は、本発明の第１の実施形態に係るダウンサンプラを用いることができる通信システムの受信装置の構成を示すブロック図である。図２に示すように、受信装置１５０は、Ａ／Ｄ変換器１５２と、高速ダウンサンプラ１９０と、受信回路１５６とから構成される。高速ダウンサンプラ１９０は、直並列変換器（第２の直並列変換部）１９３と、周波数変換器（第２の周波数変換部）１５５ａ、１５５ｂ，…と、高速デシメータ１９２ａ、１９２ｂ，…と、並直列変換器（第２の並直列変換部）１９４とから構成される。高速ダウンサンプラ１９０は、受信信号のサンプリングレートを元のサンプリングレートに戻し、折り返し成分除去のためのフィルタリングを行う。

受信回路１５６としては、複数の周波数軸上に分散配置されて送られてくるサブ変調信号を元の帯域に戻して合成し、データを復調するものを用いることができる。また、受信回路１５６としては、マルチキャリア信号を受信して、データを復調するものを用いることができる。

図１に示すように、本発明の実施形態における高速アップサンプラ１４０は、直並列変換器１４３を用いて入力信号をシンボル単位で並列に分割し、複数の高速インターポレータ１４１ａ、１４１ｂ、…に並列に入力している。高速インターポレータ１４１ａ、１４１ｂ、…は、オーバーサンプリング処理とフィルタリング処理を行う。なお、高速インターポレータ１４１ａ、１４１ｂ、…では、後に説明するように、不要な演算を削除して、高速処理を可能としている。周波数変換器１０５ａ、１０５ｂ、…は、周波数変換を行う。このように、入力信号をｒ個に分割して並列処理を行えば、出力されるサンプリング速度は、各インターポレータのサンプリング速度のｒ倍となる。

次に、高速インターポレータ１４１ａ、１４１ｂ、…について説明する。本実施形態では、高速インターポレータ１４１ａ、１４１ｂ、…として、ＦＩＲフィルタを基本構成としたものを用いている。

ＦＩＲフィルタは、図３に示すように、遅延素子５０１−１〜５０１−６４と、乗算器５０２−１〜５０２−６４と、加算器５０３とから構成される。遅延素子５０１−１〜５０１−６４は、６４段のシフトレジスタにより実現され、１クロック毎にシフトする。乗算器５０２−１〜５０２−６４は、タップ出力とフィルタ係数とを乗算する。加算器５０３は、乗算器５０２−１〜５０２−６４の出力を加算する。図３の例では、タップ数ｍが（ｍ＝６４）である。

高速インターポレータ１４１ａ、１４１ｂ、…は、図３に示すＦＩＲフィルタでオーバーサンプリング処理をしたときと同等の出力を得ることができる。そして、高速インターポレータ１４１ａ、１４１ｂ、…では、不要な演算を削除して、高速処理を可能にする。このことについて、以下に説明する。

図３に示すように、シンボル（ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｈ，…）が入力され、このシンボルを８倍にアップサンプルして、図３に示すＦＩＲフィルタで処理を行うとする。８倍にアップサンプルする時には、入力シンボルの間に、７個の”０”が挿入される。したがって、８倍のアップサンプルを行った場合のインターポレーション後のシンボル系列は、（ａ，０，０，０，０，０，０，０，ｂ，０，０，０，０，０，０，０，ｃ，０，０，０，０，０，０，０，ｄ，０，０，０，０，０，０，０，ｅ，…）となる。

このインターポレーション後のシンボル系列を、図３に示すタップ数６４のＦＩＲフィルタで処理を行うと、サンプリング時間ｔ，ｔ＋１，ｔ＋２，ｔ＋３，…でのフィルタの出力のシンボル系列は、以下のようになる。

ｔ：（α_５６ａ＋α_４８ｂ＋α_４０ｃ＋α_３２ｄ＋α_２４ｅ＋α_１６ｆ＋α_８ｇ＋α_０ｈ）
ｔ＋１：（α_５７ａ＋α_４９ｂ＋α_４１ｃ＋α_３３ｄ＋α_２５ｅ＋α_１７ｆ＋α_９ｇ＋α_１ｈ）
ｔ＋２：（α_５８ａ＋α_５０ｂ＋α_４２ｃ＋α_３４ｄ＋α_２６ｅ＋α_１８ｆ＋α_１０ｇ＋α_２ｈ）
ｔ＋３：（α_５９ａ＋α_５１ｂ＋α_４３ｃ＋α_３５ｄ＋α_２７ｅ＋α_１９ｆ＋α_１１ｇ＋α_３ｈ）

図３に示すＦＩＲフィルタは、タップ数ｍが６４であり、６４個の乗算器５０２−１〜５０２−６４が設けられている。したがって、６４段分のシンボルに対してフィルタ係数の乗算が行われる。これに対して、上記のフィルタの出力シンボルでは、フィルタ係数が乗じる演算が行われているのは、各サンプル時間ｔ，ｔ＋１，ｔ＋２，ｔ＋３，…の何れも、８シンボル分である。これは、インターポレーション後の信号には、シンボルの間に７個の”０”が挿入されており、”０”との演算は、フィルタ係数がどのような場合であっても、その結果は”０”であるためである。このように、”０”との演算の部分は、出力結果には影響がないため、演算は不要である。

つまり、タップ数ｍを（ｍ＝６４）とし、オーバーサンプル数ｎを（ｎ＝８）とすると、図３のＦＩＲフィルタでは、（ｍ／ｎ）（ｎ−１）＝５６回の”０”に対する乗算が発生する。このとき、タップ数ｍに対し（ｍ／ｎ）（ｎ−１）＝５６個の遅延素子に”０”が格納されており、”０”以外のデータはｍ＝８個のみである。すなわち、６４段のタップの出力シンボルのうち、計算が必要なのは８段のタップ出力のみであり、その他のタップ出力は、計算の必要はない。このことから、図３に示すＦＩＲフィルタは、図４に示す構成により実現できる。

すなわち、図４は、本発明の第１の実施形態に係る高速インターポレータ１４１ａ、１４１ｂ，…のブロック図である。図４において、タップ数ｍが（ｍ＝６４）、オーバーサンプル数ｎが（ｎ＝８）の場合、８段の遅延素子６０１−１〜６０１−８が配置される。遅延素子６０１−１〜６０１−８は、８段のシフトレジスタにより実現され、８クロック毎にシフトする。乗算器６０２−１〜６０２−８は、遅延素子６０１−１〜６０１−８のレジスタ出力に、フィルタ係数を乗算する。セレクタ６０３−１〜６０３−８は、乗算器６０２−１〜６０２−８に対するフィルタ係数を選択する。セレクタ６０３−１〜６０３−８は、１クロック毎に順次フィルタ係数を切り替える。加算器６０４は、乗算器６０２−１〜６０２−８の出力を加算する。

図５は、セレクタ６０３−１〜６０８−８で選択するフィルタ係数を示している。セレクタ６０３−１〜６０３−８は、図５に示すようなフィルタ係数が１クロック毎に順次切り替えられる。遅延素子６０１−１〜６０１−８からなるシフトレジスタが８クロック毎にシフトされ、この８クロックの間に、セレクタ６０３−１〜６０３−８は、１クロック毎に、８個のフィルタ係数が順に切り替えられる。

図５に示すように、セレクタ６０３−１〜６０３−８によりフィルタ係数を１クロック毎に順に選択すると、サンプリング時間ｔ，ｔ＋１，ｔ＋２，ｔ＋３，…でのフィルタの出力信号は、以下のように、図３に示したタップ数６４のＦＩＲフィルタでの処理と同様になる。

ｔ：（α_５６ａ＋α_４８ｂ＋α_４０ｃ＋α_３２ｄ＋α_２４ｅ＋α_１６ｆ＋α_８ｇ＋α_０ｈ）
ｔ＋１：（α_５７ａ＋α_４９ｂ＋α_４１ｃ＋α_３３ｄ＋α_２５ｅ＋α_１７ｆ＋α_９ｇ＋α_１ｈ）
ｔ＋２：（α_５８ａ＋α_５０ｂ＋α_４２ｃ＋α_３４ｄ＋α_２６ｅ＋α_１８ｆ＋α_１０ｇ＋α_２ｈ）
ｔ＋３：（α_５９ａ＋α_５１ｂ＋α_４３ｃ＋α_３５ｄ＋α_２７ｅ＋α_１９ｆ＋α_１１ｇ＋α_３ｈ）

このように、遅延素子６０１−１〜６０１−８からなるシフトレジスタをｎクロック毎にシフトさせ、各レジスタ出力のフィルタ係数を１クロック毎に切り替えるような構成とすることで、”０”とフィルタ係数とを乗じる演算部分が削除され、高速処理が可能になると共に、回路規模の削減が図れる。

なお、タップ数ｍ、オーバーサンプル数ｎとした場合、図４に示す構成は、図６に示すように表現できる。すなわち、図６は、本発明の実施形態に係る高速インターポレータ１４１ａ、１４１ｂ、…を一般例で表したものである。なお、図６に示す構成は、ｍをｎで除算したときの剰余が０にならない場合（ｍ ｍｏｄ ｎ≠０）でも適用可能である。図６ではセレクタで選択するフィルタ係数αｋｎ，αｋｎ＋１，αｋｎ＋２，…，α（ｋ＋１）ｎ−１（０≦ｋ＜ｎ）を用いた出力値は独立である。

ただし、図６において、タップ数ｍ、ｎＤ：ｎクロックの遅延器、
０≦ｋ＜ｎ
ｐ＝ｍ （ｍ ｍｏｄ ｎ＝０の場合）、
ｐ＝（［ｍ／ｎ］＋１）ｎ （ｍ ｍｏｄ ｎ≠０の場合）、
［ｘ］：ｘを超えない最大の整数、
αｘ：ｘ≧ｍのときαｘ＝０とする

図７は、本発明の実施形態に係る高速アップサンプラ１４０の構成を示すものである。高速アップサンプラ１４０は、図６に示したインターポレータの処理を並列処理で行うようにしたものである。

図７において、入力シンボルは、ｒ個のインターポレータ７１０−１〜７１０−ｒに入力される。各インターポレータ７１０−１〜７１０−ｒは、図６に示す構成と同様である。インターポレータ７１０−１〜７１０−ｒ内では、入力シンボルはｎ／ｒクロック毎にシフトする長さｍのシフトレジスタに格納される。ｋ番目のインターポレータのｊ番目のレジスタ値に対し、フィルタ係数αｋｎ＋ｊから１クロック毎にｒ個おきにフィルタ係数が読み出され、シフトレジスタ内のシンボルに乗算される。ｋ番目のインターポレータ内のｍ個のレジスタ値に対して同一クロックでフィルタ係数を乗算された結果を加算した値がｋ番目のインターポレータから出力される。並直列変換器７１１は、ｒ個のインターポレータ７１０−１〜７１０−ｒの出力値を、インターポレータの動作クロックのｒ倍のクロックで順次切り替えながら出力する。

ただし、図７において、タップ数ｍ、ｘＤ：ｘクロックの遅延器、
０＜ｒ≦ｎ
０≦ｉ＜ｒ，０≦ｋ＜ｑ
ｑ＝ｎ（ｎ ｍｏｄ ｒ＝０の場合）、
ｑ＝（［ｎ／ｒ］＋１）ｒ （ｎ ｍｏｄ ｒ≠０の場合）、
［ｘ］：ｘを超えない最大の整数、
ｐ＝ｍ （ｍ ｍｏｄ ｑ＝０の場合）、
ｐ＝（［ｍ／ｑ］＋１）ｎ （ｍ ｍｏｄ ｑ≠０の場合）

図１に示した送信装置１００は、予め装置にプリセットされた帯域割当信号の他に、外部から受信する帯域割当信号を用いて帯域の割り当て処理を行う。この外部からの帯域割当信号は、周波数帯域の割当情報を管理する回線制御装置からの制御信号である。また、回線制御装置からの制御信号に加えて、周波数帯域をセンシングして未使用帯域を把握した結果を考慮して、最適な割当帯域を示す信号を生成し、帯域割当信号としてもよい。また、図７に示した高速アップサンプラ１４０を備える送信装置１００において、帯域割当信号に応じて高速アップサンプラ１４０の回路構成を変更するようにしてもよい。

図８は、本発明の実施形態に係る帯域割当信号に応じて回路構成を変更する高速アップサンプラ１４０を備える送信装置１００の構成例を示す図である。図８において、図１と同じ構成については同じ符号を付与しており、説明を省略する。高速化係数算出部１４５は、帯域割当信号に基づいて、図７に示した高速アップサンプラ１４０の回路構成を定める係数ｑ及び係数ｒを求めて、高速アップサンプラ１４０へ出力する。図７に示した高速アップサンプラ１４０は、係数ｑ及び係数ｒに応じた回路構成となるよう自動的に自身の回路構成を変更する機能を有する。高速アップサンプラ１４０は、帯域割当信号に基づいてシンボルレート及びシンボルレートをアップサンプリングするサンプリングレートを設定する。

ここで、帯域割当信号に基づいて高速化係数算出部１４５が係数ｑ、ｒを求める処理について具体例を説明する。高速アップサンプラ１４０が、帯域割当信号に基づいてシンボルレートＢを設定し、そのシンボルレートＢのＮ倍のサンプリングレートＮＢでアップサンプリングしたとする。高速化係数算出部１４５は、シンボルレートＢとサンプリングレートＮＢの比率としてＮＢ／Ｂ＝Ｎを求め、予め入力されているフィルタリングのタップ数ｍ（フィルタ係数の総数と等しい）と、高速インターポレータの並列数Ｒ（インターポレータ７１０−１〜７１０−ｒの内アクティブにする数、並列で処理する信号数と等しい）との関係がＮ ｍｏｄ Ｒ＝０かつｍ ｍｏｄ Ｎ＝０であるかを判断する。高速化係数算出部１４５は、Ｎ ｍｏｄ Ｒ＝０かつｍ ｍｏｄ Ｎ＝０であると判断した場合は、高速アップサンプラ１４０へ係数ｑ＝Ｎ、係数ｒ＝Ｒを入力する。このように、送信装置１００は、帯域割当信号に応じてシンボルレートとサンプリングレートの比率Ｎに対応する高速アップサンプラ１４０の回路を自動で構成することができる。

次に、図２における高速ダウンサンプラ１９０について説明する。高速ダウンサンプラ１９０では、デシメーションフィルタとデシメータが組み合わされる。ダウンサンプリングでは、デシメータの出力信号成分は、ｍシンボルおきになる（図２９参照）。そのため、デシメーションフィルタでは、後段のデシメータで排除される成分について、フィルタ係数を乗算する必要がない。

高速アップサンプラ１４０と同様に、高速ダウンサンプラ１９０は、図６の構成を使用できる。さらに、高速アップサンプラの場合と同様に、高速デシメータは、並列化できる。

図９は、高速デシメータをｒ個に並列化した高速ダウンサンプラの例である。図９において、入力シンボルは、ｒ個のデシメータ８１０−１〜８１０−ｒに入力される。各デシメータ８１０−１〜８１０−ｒは、図６に示す構成と同様である。デシメータ８１０−１〜８１０−ｒ内では、入力シンボルはｎ／ｒクロック毎にシフトする長さｍのシフトレジスタに格納される。ｋ番目のデシメータのｊ番目のレジスタ値に対し、フィルタ係数αｋｎ＋ｊから１クロック毎にｒ個おきにフィルタ係数が読み出され、シフトレジスタ内のシンボルに乗算される。ｋ番目のデシメータ内のｍ個のレジスタ値に対して同一クロックでフィルタ係数を乗算された結果を加算した値がｋ番目のデシメータから出力される。加算器８１１は、ｒ個のデシメータ８１０−１〜８１０−ｒの出力値を加算して出力する。

ただし、図９において、タップ数ｍ、ｎＤ：ｎクロックの遅延器、
０＜ｒ≦ｎ
０≦ｉ＜ｒ，０≦ｋ＜ｑ
ｑ＝ｎ（ｎ ｍｏｄ ｒ＝０の場合）、
ｑ＝（［ｎ／ｒ］＋１）ｒ （ｎ ｍｏｄ ｒ ≠ ０の場合）、
［ｘ］：ｘを超えない最大の整数、
ｐ＝ｍ （ｍ ｍｏｄ ｑ＝０の場合）、
ｐ＝（［ｍ／ｑ］＋１）ｎ （ｍ ｍｏｄ ｑ≠０の場合）

図２に示した受信装置１５０は、図１に示した送信装置１００と同様に、予め装置にプリセットされた帯域割当信号の他に、外部から受信する帯域割当信号を用いて帯域の割り当て処理を行う。また、図９に示した高速ダウンサンプラ１９０を備える受信装置１５０において、帯域割当信号に応じて高速ダウンサンプラ１９０の回路構成を変更するようにしてもよい。

図１０は、本発明の実施形態に係る帯域割当信号に応じて回路構成を変更する高速ダウンサンプラ１９０を備える受信装置１５０の構成例を示す図である。図１０において、図２と同じ構成については同じ符号を付与しており、説明を省略する。高速化係数算出部１５７は、帯域割当信号に基づいて、図９に示した高速ダウンサンプラ１９０の回路構成を定める係数ｑ及び係数ｒを求めて、高速ダウンサンプラ１９０へ出力する。図９に示した高速ダウンサンプラ１９０は、係数ｑ及び係数ｒに応じた回路構成となるよう自身の回路構成を変更する機能を有する。高速ダウンサンプラ１９０は、帯域割当信号に基づいてアップサンプリングされた信号をダウンサンプリングする際のサンプリングレート及びダウンサンプリング後のシンボルレートを設定する。

ここで、帯域割当信号に基づいて高速化係数算出部１５７が係数ｑ、ｒを求める処理について説明する。高速ダウンサンプラ１９０は、帯域割当信号に基づいてアップサンプリングされた信号をダウンサンプリングする際のサンプリングレートＮＢ及びダウンサンプリング後のシンボルレートＢを設定する。高速化係数算出部１５７は、シンボルレートＢとサンプリングレートＮＢの比率としてＮＢ／Ｂ＝Ｎを求め、予め入力されているフィルタリングのタップ数ｍと、高速デシメータの並列数Ｒ（デシメータ８１０−１〜８１０−ｒの内アクティブにする数、並列で処理する信号数）との関係がＮ ｍｏｄ Ｒ＝０かつｍ ｍｏｄ Ｎ＝０であるかを判断する。高速化係数算出部１５７は、Ｎ ｍｏｄ Ｒ＝０かつｍ ｍｏｄ Ｎ＝０であると判断した場合は、高速ダウンサンプラ１９０に係数ｑ＝Ｎ、係数ｒ＝Ｒを入力する。このように、受信装置１５０は、帯域割当信号に応じてシンボルレートとサンプリングレートの比率Ｎに対応する高速ダウンサンプラ１９０の回路を自動で構成することができる。

なお、本発明の実施形態に係る高速アップサンプラ及び高速ダウンサンプラは、図１１及び図１２に示すように、複数の偏波を用いる伝送システムに対し、各偏波ごとに割り当てることで、高速、広帯域複数偏波伝送システムにも適用できる。

図１１に示すように、送信装置２００は、複数偏波送信回路２０４と、高速アップサンプラ２４０ａ及び２４０ｂと、Ｄ／Ａ変換器２０６ａ及び２０６ｂとから構成される。複数偏波送信回路２０４としては、異なるアンテナや偏波に出力できるように、複数の送信信号を生成する。

高速アップサンプラ２４０ａ及び２４０ｂは、複数偏波送信回路２０４からの信号をオーバーサンプリングし、ミラー成分を除去するためのフィルタリングを行う。高速アップサンプラ２４０ａ及び２４０ｂとしては、図７に示したような構成のものを用いることができる。Ｄ／Ａ変換器２０６ａ及び２０６ｂは、送信信号をディジタル信号からアナログ信号に変換して送信する。

図１２に示すように、受信装置２５０は、Ａ／Ｄ変換器２５２ａ及び２５２ｂと、高速ダウンサンプラ２９０ａ及び２９０ｂと、複数偏波受信回路２５６とから構成される。高速ダウンサンプラ２９０ａ及び２９０ｂは、受信信号のサンプリングレートを元のサンプリングレートに戻し、折り返し成分除去のためのフィルタリングを行う。高速ダウンサンプラ２９０ａ及び２９０ｂとしては、図１２に示したような構成のものを用いることができる。複数偏波受信回路２５６は、異なるアンテナや偏波で送られてきた複数の信号から、受信信号を復調する。

なお、信号処理装置の全部または一部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。

１００：送信装置
１０４：送信回路
１０６：Ｄ／Ａ変換器
１４０：高速アップサンプラ
１４１ａ，１４１ｂ，…：高速インターポレータ
１４３：直並列変換器
１４４：並直列変換器
１４５：高速化係数算出部
１５０：受信装置
１５２：Ａ／Ｄ変換器
１５６：受信回路
１５７：高速化係数算出部
１９０：高速ダウンサンプラ
１９２ａ，１９２ｂ，…：高速デシメータ
１９３：直並列変換器
１９４：並直列変換器
６０１−１〜６０１−８：遅延素子
６０２−１〜６０２−８：乗算器
６０３−１〜６０３−８：セレクタ
６０４：加算器

Claims (8)

1. 第１の送信信号を直列並列変換して第１の並列信号を出力する第１の直並列変換部と、
   前記第１の直並列変換部が出力した前記第１の並列信号を補間処理して第２の並列信号を出力する補間部と、
   前記補間部が出力した前記第２の並列信号の周波数を任意の周波数に変換して第３の並列信号を出力する第１の周波数変換部と、
   前記第１の周波数変換部が出力した前記第３の並列信号を並列直列変換して第２の送信信号を出力する第１の並直列変換部と、を備え、
   前記補間部は、
   複数の遅延素子からなるシフトレジスタと、
   前記シフトレジスタの出力とフィルタ係数とを乗算する乗算器と、
   前記乗算器に与えるフィルタ係数を選択するセレクタと、
   前記フィルタ係数と前記遅延素子の出力との乗算結果を加算する加算器と、を備え、
   前記セレクタは、前記シフトレジスタがシフトする毎にフィルタ係数を切り替える信号処理装置。
2. 前記補間部における前記シフトレジスタの遅延段数及び各前記セレクタが選択対象とする前記フィルタ係数の数は、前記第１の送信信号のシンボルレートと前記第２の送信信号のサンプリングレートとの比率と、前記フィルタ係数の総数と、前記第１の並列信号の信号数とに基づいている請求項１に記載の信号処理装置。
3. 第１の受信信号を直列並列変換して第４の並列信号を出力する第２の直並列変換部と、
   前記第２の直並列変換部が出力した前記第４の並列信号の周波数を任意の周波数に変換して第５の並列信号を出力する第２の周波数変換部と、
   第２の周波数変換部が出力した前記第５の並列信号を間引き処理して第６の並列信号を出力する間引き処理部と、
   前記間引き処理部が出力した前記第６の並列信号を並列直列変換して第２の受信信号を出力する第２の並直列変換部と、を備え、
   前記間引き処理部は、
   複数の遅延素子からなるシフトレジスタと、
   前記シフトレジスタの出力とフィルタ係数とを乗算する乗算器と、
   前記乗算器に与えるフィルタ係数を選択するセレクタと、
   前記フィルタ係数と前記遅延素子の出力との乗算結果を加算する加算器と、を備え、
   前記セレクタは、前記シフトレジスタがシフトする毎にフィルタ係数を切り替える信号処理装置。
4. 前記間引き処理部における前記シフトレジスタの遅延段数及び各前記セレクタが選択対象とする前記フィルタ係数の数は、前記第１の受信信号のサンプリングレートと前記第２の受信信号のシンボルレートとの比率と、前記フィルタ係数の総数と、前記第４の並列信号の信号数とに基づいている請求項３に記載の信号処理装置。
5. 第１の送信信号を直列並列変換して第１の並列信号を出力する第１の直並列変換部と、
   前記第１の直並列変換部が出力した前記第１の並列信号を補間処理して第２の並列信号を出力する補間部と、
   前記補間部が出力した前記第２の並列信号の周波数を任意の周波数に変換して第３の並列信号を出力する第１の周波数変換部と、
   前記第１の周波数変換部が出力した前記第３の並列信号を並列直列変換して第２の送信信号を出力する第１の並直列変換部と、を備える信号処理装置を用いた信号処理方法であって、
   前記補間部は、前記第１の並列信号が入力される複数の遅延素子からなるシフトレジスタを備え、
   前記シフトレジスタがシフトする毎にフィルタ係数を切り替えて選択する選択ステップと、
   前記シフトレジスタの出力と前記選択ステップで選択した前記フィルタ係数とを乗算する乗算ステップと、
   前記乗算ステップにおける乗算結果を加算する加算ステップと、
   を有する信号処理方法。
6. 前記補間部における前記シフトレジスタの遅延段数及び各前記選択ステップにおいて選択対象とする前記フィルタ係数の数は、前記第１の送信信号のシンボルレートと前記第２の送信信号のサンプリングレートとの比率と、前記フィルタ係数の総数と、前記第１の並列信号の信号数とに基づいている請求項５に記載の信号処理方法。
7. 第１の受信信号を直列並列変換して第４の並列信号を出力する第２の直並列変換部と、
   前記第２の直並列変換部が出力した前記第４の並列信号の周波数を任意の周波数に変換して第５の並列信号を出力する第２の周波数変換部と、
   第２の周波数変換部が出力した前記第５の並列信号を間引き処理して第６の並列信号を出力する間引き処理部と、
   前記間引き処理部が出力した前記第６の並列信号を並列直列変換して第２の受信信号を出力する第２の並直列変換部と、を備える信号処理装置を用いた信号処理方法であって、
   前記間引き処理部は、前記第５の並列信号が入力される複数の遅延素子からなるシフトレジスタを備え、
   前記シフトレジスタがシフトする毎にフィルタ係数を切り替えて選択する選択ステップと、
   前記シフトレジスタの出力と前記選択ステップで選択した前記フィルタ係数とを乗算する乗算ステップと、
   前記乗算ステップにおける乗算結果を加算する加算ステップと、
   を有する信号処理方法。
8. 前記間引き処理部における前記シフトレジスタの遅延段数及び各前記選択ステップにおいて選択対象とする前記フィルタ係数の数は、前記第１の受信信号のサンプリングレートと前記第２の受信信号のシンボルレートとの比率と、前記フィルタ係数の総数と、前記第４の並列信号の信号数とに基づいている請求項７に記載の信号処理方法。

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