JP5889145B2 - 分波装置、合波装置および中継装置 - Google Patents

Description

本発明は、多様な帯域幅を有する複数の信号を分波する分波装置、複数の信号を合波する合波装置、および中継装置に関する。

従来、マルチレート対応のディジタル合波装置およびディジタル分波装置では、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタおよびフーリエ変換（または高速フーリエ変換：ＦＦＴ）手段を組み合わせることにより、多様な帯域幅の信号のディジタル分波、ディジタル合波が可能である。このような、マルチレート対応のディジタル合波装置やディジタル分波装置に関する技術が、下記特許文献１および下記非特許文献１において開示されている。

特許第２７３８３８５号公報

山下史洋、風間宏志、中須賀好典著 「衛星搭載用帯域幅可変ＦＦＴフィルタバンクの提案と基本動作特性」 電子情報通信学会論文誌 Ｂ Ｖｏｌ．Ｊ８５−Ｂ Ｎｏ．１２ ｐｐ．２２９０−２２９９ ２００２年１２月

しかしながら、上記従来技術によれば分波合波数の増加に伴い、回路規模も増加するという問題があった。例えば上記非特許文献１では、ディジタル分波／合波装置のＦＦＴ回路のポイント数を８、ＦＩＲフィルタのタップ数を２５６で設計することで、４分波／合波を実現している。ここで、分波合波数を４ではなくパラメータＮとすると、ＦＦＴのポイント数はＮポイント、ＦＩＲフィルタのタップ数は３２×Ｎタップとなる。更なる周波数高分解能化のため、分波合波数Ｎを増加させると、Ｎの増加に伴いＦＦＴのポイント数やＦＩＲフィルタのタップ数も増加し、結果として回路規模が増加する。

ここで、衛星通信システムでは、必ずしもシステムで利用する帯域全てにおいて周波数高分解能化が要求されることはなく、一部の帯域のみ周波数高分解能化が要求されることが多い。この周波数高分解能化が要求される部分帯域の周波数位置は、周波数利用状況によって変化すること、また１箇所だけではなく、数箇所の部分帯域に対して同時に周波数高分解能化が要求されることもある。このように、高分解能化が要求される部分帯域の周波数位置や数が時々刻々と変化する場合、上記従来技術では、一部の帯域のみに要求される周波数高分解能化に合わせてＮを増加せざるを得ず、結果として回路規模が無駄に増加してしまうことになる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって回路規模増加を抑えながら、任意な複数の部分帯域に対する周波数高分解能化を実現する分波装置、合波装置および中継装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、マルチキャリア信号を分波する分波装置であって、前記マルチキャリア信号を第１の帯域幅の複数の信号に分波する第１の分波手段と、前記第１の帯域幅の信号を前記第１の帯域幅よりも狭い第２の帯域幅の複数の信号に分波する第２の分波手段と、前記第１の分波手段から出力された複数の分波後信号を受け取り、受け取った分波後信号の一部またはすべてを選択し、必要に応じて並べ替えた上で前記第２の分波手段へ入力させるとともに、前記第２の分波手段へ入力させない分波後信号を必要に応じて並べ替えた上で外部へ出力するスイッチマトリックス手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、任意な複数の部分帯域に対する周波数高分解能化を、回路規模の増加を抑えながら実現できるため、ディジタル分波／合波装置の消費電力を低減すること、小型化、低コスト化が達成できる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる分波装置、合波装置、およびこれらを備えた中継装置の構成例を示す図である。 図２は、分波部の基本構成例を示す図である。 図３は、周波数変換受信ローパスフィルタ部の構成例を示す図である。 図４は、周波数変換受信ローパスフィルタ部の処理を示す図である。 図５は、周波数軸上における２分波処理を示す図である。 図６は、受信チャンネルフィルタ部の周波数特性を示す図である。 図７は、ハーフバンドフィルタの周波数特性例およびインパルス特性例を示す図である。 図８は、一般的なＦＩＲフィルタおよびハーフバンドフィルタの構成例を示す図である。 図９は、ハーフバンドフィルタの通常の構成例および変形例を示す図である。 図１０は、合波部の基本構成例を示す図を示す図である。 図１１は、送信ローパスフィルタ周波数変換部の構成例を示す図である。 図１２は、送信ローパスフィルタ周波数変換部の処理を示す図である。 図１３は、周波数軸上における２合波処理を示す図である。 図１４は、分波／合波処理の一例を示す図である。 図１５は、各周波数変換受信ローパスフィルタ部の抽出対象領域を示す図である。 図１６は、合波部の各送信ローパスフィルタ周波数変換部と各加算器が合波する対象領域を示す図である。 図１７は、分波／合波処理の別の例を示す図である。 図１８は、中継装置が中継する信号の一例を示す図である。 図１９は、中継装置が中継する信号の別の例を示す図である。 図２０は、分波部１４Ｂの構成例を示す図である。 図２１は、合波部１６Ｂの構成例を示す図である。 図２２は、分波部１４Ａと分波部１４Ｂの接続を示す図である。 図２３は、合波部１６Ｂと合波部１６Ａの接続を示す図である。 図２４は、分波部１４Ａと分波部１４Ｂの接続を示す図である。 図２５は、合波部１６Ｂと合波部１６Ａの接続を示す図である。

以下に、本発明にかかる分波装置、合波装置および中継装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
本実施の形態では、回路規模増加を抑えながら、任意な複数の部分帯域に対する周波数高分解能化を実現する分波装置、合波装置、および分波装置、合波装置を備えた中継装置について説明する。

図１は、本実施の形態にかかる分波装置、合波装置、およびこれらを備えた中継装置の構成例を示す図である。図１に示した中継装置は、例えば中継衛星に搭載され、地上から送信されたマルチキャリア信号を中継する。このとき、受信した信号を分波し、必要に応じて並べ替えてから合波して送信する。

図示したように、本実施の形態にかかる中継装置１０は、受信アンテナ１１−０〜１１−２と、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）１２−０〜１２−２と、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１３−０〜１３−２と、分波部１４Ａ−０〜１４Ａ−２と、分波部１４Ｂ−０および１４Ｂ−１と、スイッチマトリックス部１５Ａおよび１５Ｂと、合波部１６Ａ−０〜１６Ａ−２と、合波部１６Ｂ−０および１６Ｂ−１と、Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）１７−０〜１７−２と、アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）１８−０〜１８−２と、送信アンテナ１９−０〜１９−２と、を備えている。この中継装置１０は、ビームエリア１００−０、１００−１および１００−２からアップリンク信号を受信し、後述する各種処理（分波処理や合波処理など）を行った後、ビームエリア３００−０、３００−１および３００−２へダウンリンク信号として送信する。なお、中継装置１０は制御局２００と接続されており、制御局２００は、中継装置１０の内部設定の変更指示や動作指示などを行う。

中継装置１０において、受信アンテナ１１−ｎ（ｎ＝１、２または３）は、ビームエリア１００−ｎからのアップリンク信号を受信する。ダウンコンバータ１２−ｎは、受信アンテナ１１−ｎにより受信されたアップリンク信号をベースバンド帯に変換する。Ａ／Ｄ変換器１３−ｎは、ダウンコンバータ１２−ｎによりベースバンド帯に変換された信号をサンプリングしてディジタル信号に変換する。分波部１４Ａ−ｎは、Ａ／Ｄ変換器１３−ｎから出力されたディジタル信号をｍ個の信号に分波する。スイッチマトリックス部１５Ａは、前段の複数の処理部（分波部１４Ａ−０，１４Ａ−１，１４Ａ−２、合波部１６Ｂ−０，１６Ｂ−１）から入力された信号をスイッチングして後段の複数の処理部（合波部１６Ａ−０，１６Ａ−１，１６Ａ−２、分波部１４Ｂ−０，１４Ｂ−１）へ出力する。合波部１６Ａ−ｎは、スイッチマトリックス部１５Ａから入力された複数の信号を合波する。Ｄ／Ａ変換器１７−ｎは、合波部１６Ａ−ｎから出力されたディジタル信号をアナログ信号に変換する。アップコンバータ１８−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１７−ｎから出力されたアナログベースバンド信号を無線周波数帯の信号に変換する。送信アンテナ１９−ｎは、アップコンバータ１８−ｎから出力された信号をダウンリンク信号としてビームエリア３００−ｎへ送信する。また、分波部１４Ｂ−０および１４Ｂ−１は、分波部１４Ａ−０〜１４Ａ−２で分波された信号の一部をスイッチマトリックス部１５Ａ経由で受け取り、更に最大ｍ個の信号に分波する。スイッチマトリックス部１５Ｂは、分波部１４Ｂ−０および１４Ｂ−１から入力された信号をスイッチングして合波部１６Ｂ−０および１６Ｂ−１へ出力する。合波部１６Ｂ−０および１６Ｂ−１は、スイッチマトリックス部１５Ｂから入力された複数の信号を合波する。ここで、分波部１４Ａ（分波部１４Ａ−０〜１４Ａ−２）と分波部１４Ｂ（分波部１４Ｂ−０および１４Ｂ−１）は異なる種類の分波部である。また、合波部１６Ａ（合波部１６Ａ−０〜１６Ａ−２）と合波部１６Ｂ（合波部１６Ｂ−０および１６Ｂ−１）は異なる種類の合波部である。

なお、アップリンクのビームエリア｛１００−０，１００−１，１００−２｝とダウンリンクのビームエリア｛３００−０，３００−１，３００−２｝は地理的に同じエリア（場所）であってもよい。また、中継装置１０の各構成要素（受信アンテナ、ダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器、…、送信アンテナ）の数は一例であり図１に示したものに限定されない。

本実施の形態の分波装置は、図１に示した複数種類の分波部（分波部１４Ａ，１４Ｂ）を有する。同様に、本実施の形態の合波装置は複数種類の合波部（合波部１６Ａ，１６Ｂ）を有する。

本発明にかかる中継装置１０は、これらの複数種類の分波部および合波部の特徴的な信号処理や構成を利用するものである。そのため、本実施の形態では、はじめに、これらの分波部および合波部の基本構成と動作について説明した上で、これらを複数用いた全体的な動作について説明する。

（分波部の基本構成および動作）
図２は、本実施の形態にかかる分波部の基本構成例を示す図である。図２に例示した分波部は３ステージの構成である。ステージ数をｓｔａｇｅ（＝１，２，３，…）とすると、最大分波数は、「２^stage」で表すことができる。図２の構成では、ｓｔａｇｅ＝３のため、最大８（＝２³）波の分波を実現する。本実施の形態では、ｓｔａｇｅ＝３の場合について説明するが、ｓｔａｇｅ＝４以上の場合においても適用可能である。

図２に示した分波部は、周波数変換およびローパスフィルタ処理を施した後、そのサンプリングレートを入力データ速度の半分にしてから出力する周波数変換受信ローパスフィルタ部（FC+RXHBF）１０１〜１１４と、周波数変換受信ローパスフィルタ部１０７〜１１４からの出力信号に対してフィルタ処理を行う受信チャンネルフィルタ部（CFilter）１２１〜１２８と、を備える。

図３は、周波数変換受信ローパスフィルタ部１０１〜１１４の構成例を示す図である。フィルタのタップ数を１９タップとした場合の構成である。周波数変換受信ローパスフィルタ部１０１〜１１４は、周波数変換部２１と、ローパスフィルタ部（同相側）２２と、ローパスフィルタ部（直交側）２３と、ローパスフィルタ部２２および２３の出力データを１／２に間引く（＝データを２回に１回の割合で間引いて、残りは廃棄する）ダウンサンプラ部２４と、を備える。なお、本受信ローパスフィルタ部は、回路規模（乗算器の数）を少なくするハーフバンドフィルタ（ＨＢＦ：Ｈａｌｆ Ｂａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒ）で構成しても良い。周波数変換部２１は、ローカル信号生成部２１１および複素乗算部２１２を備え、外部設定によって任意の（自由な）周波数オフセットを実現する。ローパスフィルタ部（同相側）２２は、レジスタ部２２１〜２３９を備えるシフトレジスタ部２５２と、乗算器２４０〜２５０と、実数加算部２５１と、を備える。なお、ローパスフィルタ部（直交側）２３の構成は、ローパスフィルタ部（同相側）２２と同様の構成である。

周波数変換受信ローパスフィルタ部１０１〜１１４の処理について説明する。図４は、周波数変換受信ローパスフィルタ部１０１〜１１４の処理を示す図である。周波数変換受信ローパスフィルタ部１０１〜１１４は、サンプリング速度ｆ_sampでサンプリングされた入力信号帯域（帯域幅ｆ_samp）の一部を、中心周波数ゼロにダウンコンバートしながら、ローパスフィルタで抽出する。

例えば、図４（１）に示すように、入力信号帯域に３つの信号スペクトラム（♯０，不要波，♯１）が存在し、この内の信号♯０あるいは信号＃１を抽出する場合、周波数変換部２１は（±０．１２５ｆ_samp）のいずれかにオフセットする。ここで、ｆ_sampはサンプリング周波数である。

周波数変換部２１は、周波数を＋０．１２５ｆ_sampシフトすることで、信号♯１の中心周波数をゼロに周波数変換する（図４（２）♯１）。同様に、周波数を−０．１２５ｆ_sampシフトすることで、信号♯０を中心周波数０に周波数変換する。周波数変換部２１は、上記２つのいずれかの周波数変換を行う。

ローパスフィルタ部２２および２３は、上記処理によって中心周波数０（ＤＣ）に周波数変換した信号を通過させ、少なくとも０．２５ｆ_samp〜０．７５ｆ_sampの領域の信号成分の一部を除去する（図４（３）：信号♯１をＤＣに変換時）。

ダウンサンプラ部２４は、ローパスフィルタ部２２、２３通過後のデータを１／２に間引くため、間引く前の信号の０．５ｆ_samp〜１．０ｆ_sampの領域の周波数成分が、０．０ｆ_samp〜０．５ｆ_sampの領域の周波数成分に被るが、事前にローパスフィルタ部２２，２３で０．２５ｆ_samp〜０．７５ｆ_sampの領域の信号成分を除去しているため、抽出対象の信号帯域にエイリアス成分が被り、Ｓ／Ｎを劣化させることはない（図４（４））。図４（２）〜（４）は、信号＃１をＤＣに周波数変換後、抽出する過程を示したが、周波数変換部２１が、信号♯０を中心周波数０に周波数変換することで、同様に信号＃０をＤＣに周波数変換後、抽出できる。

図５は、周波数軸上における２分波処理を示す図である。…→ローパスフィルタ→ダウンサンプル→周波数変換→…、の流れを示すものである。本実施の形態の分波処理では、このような「周波数変換→ローパスフィルタ→ダウンサンプル→周波数変換→ローパスフィルタ→ダウンサンプル…」の処理を、ダウンサンプル後のサンプリング速度が、そのシステムにおける最小信号帯域幅（帯域幅Ｂｗ）が収まる最小チャンネル幅（Ｆｃ）の２倍以下になるまで繰り返す。その過程で、帯域幅の広い信号（２Ｂｗ，３Ｂｗ，４Ｂｗ，…）は、複数の信号に分解されることになるが構わない。１回（１サイクル）の分波処理そのものは図３，図４に示す通りであるため、詳細な説明は省略する。

つぎに、図２に示した分波部の受信チャンネルフィルタ部（CFilter）１２１〜１２８は、最終段の周波数変換受信ローパスフィルタ部１０７〜１１４から出力される信号を、図６に示す周波数特性によって波形整形しながら、対象とする信号だけを抽出する。

本チャンネルフィルタに要求される振幅対周波数特性（Ａ（ｆ））は、その周波数特性を中心数周波数Ｆｃから折り返した特性（Ａ（Ｆｃ−ｆ））との和が一定となる特性を有する。例えば、本チャンネルフィルタに要求される振幅対周波数特性（Ａ（ｆ））は、下記の式を満たすものである。

Ａ（ｆ）＝１．０ （ｆ≦０．５Ｂｗ） …（１）
Ａ（ｆ）＝０．０ （ｆ＞Ｆｃ−０．５Ｂｗ） …（２）
Ａ（ｆ）＋Ａ（Ｆｃ−ｆ）＝１．０ （０．５Ｂｗ＜ｆ≦Ｆｃ−０．５Ｂｗ）…（３）

また、図６に示す通りｆ＝０．５ＦｃでＡ（ｆ）＝０．５（−３．０ｄＢ）とする。

このような特性を満たすものとして、例えば、フルナイキストフィルタがあり、サンプリング速度がＦｃの２倍の関係の場合、本チャンネルフィルタは、回路規模が小さなハーフバンドフィルタで構成することができる。

上記特性を満たす本チャンネルフィルタを用いて、対象波を波形整形しながら抽出することで、上記過程で複数の信号に分解された広帯域信号（２Ｂｗ，３Ｂｗ，４Ｂｗ，…）を再度合成する際に、元の広帯域信号を、波形、スペクトラム歪み無く、復元することができる。

ハーフバンドフィルタを用いた回路の小型化について図７〜図９を用いて補足する。図７はハーフバンドフィルタ（ＨＢＦ）の周波数特性例と、そのインパルス特性例を示す図である。ＨＢＦの入力サンプリング速度をｆ_SAMPとすると、図７（a）に示すようにＨＢＦの周波数特性は、帯域幅０．５ｆ_SAMP（±０．２５ｆ_SAMP）で正規化電力が−６ｄＢとなる特性を有する。この場合のインパルス係数列は、図７（ｂ）に示すように偶数番目のタップ係数は値を有するが、奇数番目のタップはセンタータップ係数以外、ゼロであること、また左右対称であることが特長となる。

このようなＨＢＦのインパルス系列の特長を活かし、図８（ａ）に示す一般的なＦＩＲフィルタに対して、ＨＢＦは図８（ｂ）に示すように、乗算器の数を約１／４に削減した構成で実現できる。

更に、図９（ａ）に示すように、今回の分波で利用されるように、ＨＢＦと１／２間引き（図中の“↓２”）を組み合わせた通常構成に対して、図９（ｂ）に示す変形を行うことで、ＨＢＦ内部の演算速度（演算の所要時間）を半分に削減することができる。

以下に詳細を示す。図９（ａ）に示す通常構成では、ＨＢＦで演算された出力結果は、後段の１／２間引き（↓２）部で２個に１個の割合で捨てられることになり、演算速度ｆ_SAMPで動作するＨＢＦの消費電力に無駄が生じる。そこで、図９（ｂ）に示す変形構成とし、後段の１／２間引き（↓２）部で２個に１個の割合で通過するデータのみ前段のＨＢＦで演算することで、ＨＢＦの演算速度をｆ_SAMPから０．５ｆ_SAMPに低減する。

図９（ｂ）に示す変形構成の動作を説明する。サンプリング速度ｆ_SAMPでＨＢＦに入力される信号は、はじめにＳ／Ｐ（直列並列変換）部で奇数番目のデータ系列と、偶数番目のデータ系列に変換される。

図９（ａ）で示される通常の構成のシフトレジスタにおいて、シフトレジスタ内に蓄積されるデータを｛塗潰し，斜線，白色｝の各ブロックで分離して表現している。図９（ａ）から明らかなように白色のブロックは演算に用いられない。また斜線のブロックもシフトレジスタの中心以外は演算に用いられないことが図９（ａ）から明らかである。

これに対して図９（ｂ）の構成では、Ｓ／Ｐ後の奇数番目のデータを収容するシフトレジスタＢは、斜線の各ブロックを格納し、Ｓ／Ｐ後の偶数番目のデータを収容するシフトレジスタＡは塗潰した各ブロックを格納する。このように、図９（ｂ）に示す構成では、シフトレジスタＡとシフトレジスタＢにデータを２分配してから演算するので、図９（ａ）の通常構成と同じ動作を、図９（ａ）の通常構成の半分の演算速度で行うことができる。すなわち、変形構成（ｂ）のＨＢＦの演算速度をｆ_SAMPから０．５ｆ_SAMPに低減することができる。この効果により、例えば同相成分（Ｉｃｈ）と直交成分（Ｑｃｈ）の２つのデータ系列に対する演算を交互に行う制御を加えることで、演算速度はｆ_SAMPのまま、乗算器を含めた演算部の回路規模を１／２に削減することもできる。また図９（ｂ）の変形構成により、シフトレジスタＢにおいて、白色のブロックに相当する段数確保は不要となるため、図９（ａ）に示した通常の構成に対して、シフトレジスタの段数を１１段から９段に削減（約３／４倍に削減）することができる。

（合波部の基本構成および動作）
つぎに、合波部の基本動作について説明する。合波部は、分波部と逆の処理を行うものであり、分波部で分波された複数の信号を合波するものである。図１０は、本実施の形態にかかる合波部の基本構成例を示す図である。上述した分波部（図２参照）と同様、合波部は３ステージ（ｓｔａｇｅ＝３）の構成であり、最大８（＝２³）波の合波を実現する。なお、ｓｔａｇｅ＝４以上の場合においても適用可能である。

合波部は、合波対象となる各信号に対してサンプリングレートを入力データ速度の２倍に補間後、周波数変換して出力する送信ローパスフィルタ周波数変換部（TXHBF+FC）３１１〜３２４と、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１〜３２４のうち隣り合う帯域の２つの送信ローパスフィルタ周波数変換部からの出力信号を加算する加算器３３１〜３３７と、を備える。

図１１は、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１〜３２４の構成例を示す図である。フィルタのタップ数を１９タップとした場合の構成である。送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１〜３２４は、入力データ（実数，虚数）を、２倍にアップサンプル（＝各入力データの間にゼロを１つずつ挿入）するアップサンプラ部２５と、ローパスフィルタ部（同相側）２２と、ローパスフィルタ部（直交側）２３と、周波数変換部２１と、を備える。ローパスフィルタ部（同相側）２２、ローパスフィルタ部（直交側）２３、および周波数変換部２１の構成は、それぞれ図３に示した周波数変換受信ローパスフィルタ部（FC+RXHBF）１０１〜１１４におけるローパスフィルタ部（同相側）２２、ローパスフィルタ部（直交側）２３、および周波数変換部２１の構成と同様である。なお、本送信ローパスフィルタ周波数変換部（TXHBF+FC）３１１〜３２４のローパスフィルタ部２２，２３も、周波数変換受信ローパスフィルタ部（FC+RXHBF）１０１〜１１４と同様に、ハーフバンドフィルタで構成しても良い。

送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１〜３２４の処理について説明する。図１２は、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１〜３２４の処理を示す図である。送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１〜３２４は、入力信号のサンプリング速度（＝０．５ｆ_samp）を、２倍（＝１．０ｆ_samp）に補間しながら、入力信号の中心周波数を（±０．１２５ｆ_samp）のいずれかにオフセットする。

例えば、入力ベースバンド信号（図１２（１））は、アップサンプラ部２５で、入力の２倍の速度にアップサンプルされ（図１２（２））、ローパスフィルタ部２２，２３でイメージ成分を除去後（図１２（３））、周波数変換部２１で＋０．１２５ｆ_samp周波数にオフセットされる（図１２（４））。同様に、アップサンプラ部２５、ローパスフィルタ部２２，２３を通した後、周波数変換部２１で、入力ベースバンド信号を−０．１２５ｆ_samp周波数にオフセットすることもできる。

図１３は、周波数軸上における２合波処理を示す図である。…→周波数変換→加算→アップサンプル→ローパスフィルタ→…、の流れを示すものである。本実施の形態の合波処理では、このような「アップサンプル→ローパスフィルタ→周波数変換」後、他の信号の加算処理が加わり、「アップサンプル→ローパスフィルタ→周波数変換→加算→アップサンプル→ローパスフィルタ→周波数変換→加算…」の処理を、アップサンプル後のサンプリング速度が、Ｄ／Ａ変換部３５のサンプリング速度に到達するまで繰り返す。２つの信号を加算する際に、一方を＋０．１２５ｆ_samp周波数にオフセット、もう一方を−０．１２５ｆ_samp周波数にオフセットさせることで、２つの信号が周波数軸上で重なることはない。１回（１サイクル）の合波処理そのものは既存の方法と同等のため、詳細な説明は省略する。

なお、最小チャンネル幅（Ｆｃ）に対するサンプリング速度の関係は、必ずしも前記のように２の倍数である必要はなく、各周波数変換部で設定する周波数シフト量と、ローパスフィルタの周波数特性を変更することで、Ｆｃとサンプリング速度を任意な関係で実現することが可能である。

（分波部および合波部の動作例）
つづいて、分波部および合波部の具体的な動作例について説明する。

図１４は、分波／合波処理を示す図である。図１４（ａ）に示す通り、ここでは、異なる帯域の信号♯１〜♯４が存在する。また図１４（ａ）に示す通り、♯１，♯４の信号帯域は最小信号帯域幅（Ｂｗ）であり、最小チャンネル幅（Ｆｃ）に収まる。♯３の信号帯域は２Ｂｗ、♯２の信号帯域は３Ｂｗ、また♯２の信号と♯３の信号との間には、最小チャンネル幅（Ｆｃ）分の未使用領域が存在しており、未使用領域含め、システム帯域幅としては計８Ｆｃとなる。

はじめに分波部の動作について説明する。図１４（ａ）の信号（帯域：８Ｆｃ，サンプリング速度：３２Ｆｃ）に対して、分波部の周波数変換受信ローパスフィルタ部１０１は、「未使用領域，信号♯３，信号♯４」を、周波数変換受信ローパスフィルタ部１０２は「信号♯１，信号♯２」を、それぞれ図４に示す動作に則り抽出する。

同様に、以降の周波数変換受信ローパスフィルタ部１０３〜１１４が、２分波をベースとした段階的な信号分離が行う。この分波フィルタの分離領域を図１４（ｂ）に示す（１）〜（８）（計８領域）とすると、各周波数変換受信ローパスフィルタ部で抽出する対象領域は、図１５で示される。図１５は、各周波数変換受信ローパスフィルタ部の抽出対象領域を示す図である。図１５は、ステージと、周波数変換受信ローパスフィルタ部と、抽出領域と、から構成される。各ステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部が受け持つ抽出領域を示すものである。

図１５からも明らかなように、ステージ数の増加に伴い、抽出領域を２分割していくトーナメント（ツリー）形式で、分波処理が施される。実際には、図１５に示す各抽出領域の左右の信号成分も一部抽出されるため、受信チャンネルフィルタ部１２１〜１２８が、ステージ３の周波数変換受信ローパスフィルタ部１０７〜１１４の出力信号を、前記した振幅対周波数特性（Ａ（ｆ））で波形整形しながら、所望の領域だけ抽出する。図１４（ｃ）に受信チャンネルフィルタ部１２１〜１２８抽出後の信号スペクトラムを示す。図１４（ｃ）から明らかなように、信号♯２は３つに分離（（２），（３），（４））、信号♯３は２つに分離（（６），（７））される。

なお、ステージ通過ごとに、信号を２分岐するがサンプリング速度も１／２に低減される性質から、ステージ単位で周波数変換受信ローパスフィルタ部や受信チャンネルフィルタ部の演算を時分割動作させることができる。この場合、周波数変換受信ローパスフィルタ部や受信チャンネルフィルタ部の演算回路は、ステージ数分の個数（本実施の形態では３個）で構成可能となる。

つぎに、合波部の動作について説明する。図１４（ｄ）に示すように、本例では分波部で分波された８つの信号の内、信号♯４と信号♯３に相当する（６），（７），（８）の領域の信号が、分波部と合波部の間に位置するスイッチマトリックス部（図１参照）で（８）→（１）、（６）→（２）、（７）→（３）と並び替えられて、合波部に入力される場合の例を示している。それ以外の余った出力領域（（４），（５），（６），（７），（８））には、信号を入力しない。

具体的には、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１〜３２４と加算器３３１〜３３７によって、合波処理が、図１３に示す動作に則り段階的に行われる。

この合波における各信号領域を図１４（ｄ）に示す（１）〜（８）（計８領域）とすると、図１０に示した合波部の各送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１〜３２４と各加算器３３１〜３３７が合波する対象領域は、図１６で示される。図１６は、各送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１〜３２４と各加算器３３１〜３３７の合波対象領域を示す図である。図１６は、ステージと、送信ローパスフィルタ周波数変換部と、加算器と、合波対象領域と、から構成される。各ステージの送信ローパスフィルタ周波数変換部および加算器が受け持つ合波対象領域を示すものである。なお、合波処理では、出力側（下流側）から、ステージ１、ステージ２、ステージ３としている。

図１６からも明らかなように、ステージ数の減少に伴い、合波領域を２倍に拡張していくトーナメント（ツリー）形式で、合波処理が施される。

図１４（ｅ）に、加算器３３７（図１０参照）の出力信号スペクトラムを示す。信号♯４の成分（図１４（ｄ）の（１））は送信ローパスフィルタ周波数変換部３１８を、信号♯３の片方の成分（図１４（ｄ）の（２））は送信ローパスフィルタ周波数変換部３１７をそれぞれ通過後、加算器３３４で合成され、送信ローパスフィルタ周波数変換部３２２に入力される。一方、信号♯３のもう片方の成分（図１４（ｄ）の（３））は、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１６、加算器３３３、送信ローパスフィルタ周波数変換部３２１を通過後、送信ローパスフィルタ周波数変換部３２２の出力と加算器３３６において加算することで、信号♯３が復元されながら、２つの信号の合波信号が生成される。更に送信ローパスフィルタ周波数変換部３２４、加算器３３７を通過することで、図１４（ｅ）に示す出力信号スペクトラムが生成される。

ここで示す合波処理の例では、上記処理から明らかなように、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１，３１２，３１３，３１４，３１５，３１９，３２０，３２３、および加算器３３１，３３２，３３５は信号が通過しないため、これらの回路へのクロック供給を停止させることも可能である。

このように、合波の対象となる全信号帯域幅がシステム帯域の一部である場合は、クロック供給停止による低消費電力化を実現することができる。

図１７は、分波／合波処理の別の例を示す図である。図１４とは合波処理が異なる。
図１７（ｄ）に示すように、本例では分波部で分波された８つの信号の内、信号♯１および♯２に相当する領域（（１），（２），（３），（４））の信号が、分波部と合波部の間に位置するスイッチマトリックス部で（１）→（２）、(２)→（５）、（３）→（６）、（４）→（７）と並び替えられて合波部に入力された場合の例を示している。

この場合、３つに分離されていた信号♯２は、ステージ２の加算器３３５で復元され、更に加算器３３７で信号♯１と合成され、図１７（ｅ）に示す合波信号が生成される。この場合、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１，３１５，３１６，３１８，３２１、および加算器３３３は信号が通過しないため、これらの回路のクロック供給を停止させることが可能である。

このように、合波の対象となる全信号帯域幅がシステム帯域の一部である場合は、クロック供給停止による低消費電力化を実現することを述べたが、同様に分波時において、分波の対象となる全信号帯域幅がシステム帯域の一部である場合も、クロック供給停止による低消費電力化を実現することができる。

以上、分波部と合波部の基本構成、及び動作について説明した。以降では、これら分波部と合波部を複数用いて、任意な複数の部分帯域に対する周波数高分解能化を実現する分波装置、合波装置および中継装置の動作について、図１に示す中継器構成図、図１８，図１９に示す各中継信号例を用いて説明する。

なお、本実施の形態において、図１に示した分波部１４Ｂ（分波部１４Ｂ−０，１４Ｂ−１）は、図２０に示すように、上述した分波部の基本構成（図２参照）に、分波過程の途中から信号を選択できる機能（セレクタ（SEL）４０１〜４０６）を追加している。図２０において、図２に示した分波部と共通の構成要素には同じ符号を付している。

図２０に示した分波部１４Ｂにおいて、セレクタ４０１は、入力端子（ａ）からの入力信号と入力端子（ｂ１）からの入力信号のいずれか一方を選択する。セレクタ４０２は、入力端子（ａ）からの入力信号と入力端子（ｂ２）からの入力信号のいずれか一方を選択する。セレクタ４０３は、周波数変換受信ローパスフィルタ部１０１からの入力信号と入力端子（ｃ１）からの入力信号のいずれか一方を選択する。セレクタ４０４は、周波数変換受信ローパスフィルタ部１０１からの入力信号と入力端子（ｃ２）からの入力信号のいずれか一方を選択する。セレクタ４０５は、周波数変換受信ローパスフィルタ部１０２からの入力信号と入力端子（ｃ３）からの入力信号のいずれか一方を選択する。セレクタ４０６は、周波数変換受信ローパスフィルタ部１０２からの入力信号と入力端子（ｃ４）からの入力信号のいずれか一方を選択する。

同様に、図１に示した合波部１６Ｂ（合波部１６Ｂ−０，１６Ｂ−１）は、図２１に示すように、上述した合波部の基本構成（図１０参照）に、合波過程の途中から信号を出力できる機能（出力端子）を追加している。図２１において、図１０に示した合波部と共通の構成要素には同じ符号を付している。

図２１に示した合波部１６Ｂにおいて、出力端子（ｂ１）は加算器３３５における演算結果、出力端子（ｂ２）は加算器３３６における演算結果、出力端子（ｃ１）は加算器３３１における演算結果、出力端子（ｃ２）は加算器３３２における演算結果、出力端子（ｃ３）は加算器３３３における演算結果、出力端子（ｃ４）は加算器３３４における演算結果を外部へ出力する。

つづいて、本実施の形態の中継装置の全体動作について説明する。分波部１４Ａ、あるいは合波部１６Ａの最小チャンネル幅（Ｆｃ）に対して、図１８は、更にＦｃ／８倍の周波数分解能で部分的な分波／合波を行う場合の中継処理の一例、図１９は、Ｆｃ／２倍の周波数分解能と、Ｆｃ／４倍の周波数分解能が混在する複数の部分的な分波／合波を実現する場合の中継処理の一例を示している。図１８，図１９のいずれの場合も回路変更無く、同一回路構成で各中継を実現することができ、これが本実施の形態の中継装置の特徴である。

はじめに図１８に例示した中継処理について説明する。

本中継処理では、図１８（ａ）に示すビームエリア｛１００−０，１００−１，１００−２｝からの各アップリンク信号を、中継装置１０である中継衛星を経由して、図１８（ｂ）に示すビームエリア｛３００−０，３００−１，３００−２｝への各ダウンリンク信号として中継する。すなわち、中継衛星が、各ビームからのアップリンク信号を、所望のビームエリア向けに振り分け、かつ所望の周波数に変換しながら、ダウンリンク信号として出力する。

図１８から明らかなように、この中継処理では、アップリンク側の帯域信号（１−７）と帯域信号（２−８）を、ダウンリンク側の帯域信号（１−８）と帯域信号（２−６）へ、Ｆｃ／８の周波数分解能で周波数並び替えを行いながら、中継する。一方、残りの帯域信号はＦｃの周波数分解能で周波数並び替えを行いながら中継すればよいため、全帯域をＦｃ／８の周波数分解能で実現することは、分波／合波部の枝数が８倍に増加し、回路リソースが無駄に増加してしまう。

そのため、本実施の形態の中継装置では、所望の中継動作を実現しつつ、回路規模の増加を抑える。中継装置による中継処理を以下に示す。

図１８（ａ）に示すビームエリア１００−０からの信号｛Ａ，Ｂ，ａ，ｂ，ｃ，ｄ｝は、図１に示す受信アンテナ１１−０で受信後、ダウンコンバータ１２−０を経由して無線周波数帯からベースバンド帯に変換される。Ａ／Ｄ変換器１３−０は、ベースバンド帯に変換された信号｛Ａ，Ｂ，ａ，ｂ，ｃ，ｄ｝をサンプリングし、分波部１４Ａ−０は、サンプリング後の信号を図１８（ａ）に示す８つの帯域信号（（１−１）〜（１−８））に分波する。分波の具体的な処理は前記の通りである。

この分波処理により、信号Ａと信号Ｂはそれぞれ３つに分解される。一方、信号｛ａ，ｂ，ｃ，ｄ｝はまだ分波されず、マルチキャリア信号として帯域信号（１−７）として出力される。図１８に示すとおり、信号ａはＦｃ／４、信号ｂは３Ｆｃ／８、信号ｃはＦｃ／８、信号ｄはＦｃ／４の帯域幅に収まるものとする。図１８（ａ）に示す帯域信号（１−７）はスイッチマトリックス部１５Ａを経由して分波部１４Ｂ−０（図２０参照）の入力端子（ａ）に接続される。なお、スイッチマトリックス部１５Ａの接続制御は、図１に示す制御局２００によって行われる。制御局２００は、全ての衛星回線の接続、使用周波数帯を一括して管理しており、通信要求に応じて中継衛星（中継装置１０）におけるスイッチマトリックス部１５Ａおよびスイッチマトリックス部１５Ｂの接続制御を、別の無線周波数回線経由で行う。

同様に、図１８（ａ）に示すビームエリア１００−１からの信号｛Ｃ，ｅ，ｆ，ｇ｝は、図１に示す受信アンテナ１１−１で受信後、ダウンコンバータ１２−１を経由して無線周波数帯からベースバンド帯に変換される。Ａ／Ｄ変換器１３−１は、ベースバンド帯に変換された信号｛Ｃ，ｅ，ｆ，ｇ｝をサンプリングし、分波部１４Ａ−１は、サンプリング後の信号を図１８（ａ）に示す８つの帯域信号（（２−１）〜（２−８））に分波する。この分波処理により、信号Ｃが抽出される。

一方、空き帯域Ｆｃ／４を含む信号｛ｅ，ｆ，ｇ｝はまだ分波されず、マルチキャリア信号として帯域信号（２−８）として出力される。図１８に示す通り、信号ｅは３Ｆｃ／８、信号ｆはＦｃ／４、信号ｇはＦｃ／８の帯域幅に収まるものとする。

図１８（ａ）に示す帯域信号（２−８）はスイッチマトリックス部１５Ａを経由して分波部１４Ｂ−１（図２０参照）の入力端子（ａ）に接続される。

図１８（ａ）に示すビームエリア１００−２からの信号｛Ｄ，Ｅ｝は、図１に示す受信アンテナ１１−２で受信後、ダウンコンバータ１２−２を経由して無線周波数帯からベースバンド帯に変換される。Ａ／Ｄ変換器１３−２は、ベースバンド帯に変換された信号｛Ｄ，Ｅ｝をサンプリングし、分波部１４Ａ−２は、サンプリング後の信号を図１８（ａ）に示す８つの帯域信号（（３−１）〜（３−８））に分波する。この分波処理により、信号Ｄは２つに分解、信号Ｅは３つに分解される。

信号｛Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ｝はＦｃの周波数分解能で周波数並び替えを行えば良いため、Ｆｃの周波数分解能で分波された信号｛Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ｝は、前記の分波／スイッチ／合波処理の要領（図１４，図１７参照）で、スイッチマトリックス部１５Ａを経由しながら合波部１６Ａ｛１６Ａ−０，１６Ａ−１，１６Ａ−２｝に接続される。

一方、信号｛ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇ｝は、更にＦｃ／８の周波数分解能で周波数並び替えを行うため、以下の処理を行う。

分波部１４Ａ｛１４Ａ−０，１４Ａ−１｝と分波部１４Ｂ｛１４Ｂ−０，１４Ｂ−１｝の接続を図２２に示す。本接続図から明らかなように、分波部１４Ｂ−０は、信号｛ａ，ｂ，ｃ，ｄ｝を更にＦｃ／８の周波数分解能で分波する。これにより、信号ａは２つに分解、信号ｂは３つに分解、信号ｄは２つに分解される。同様に分波部１４Ｂ−１は、空き帯域Ｆｃ／４を含む信号｛ｅ，ｆ，ｇ｝を更にＦｃ／８の周波数分解能で分波する。これにより、信号ｅは３つに分解、信号ｆは２つに分解される。

これらＦｃ／８の周波数分解能で分波された信号は、スイッチマトリックス部１５Ｂに入力される（図１参照）。スイッチマトリックス部１５Ｂは、３つに分解された信号ｅ、２つに分解された信号ａ、２つに分解された信号ｆの計７つの信号を合波部１６Ｂ−０に接続する。同様にスイッチマトリックス部１５Ｂは、信号ｇ、信号ｃ、３つに分解された信号ｂ、２つに分解された信号ｄの計７つの信号を合波部１６Ｂ−１に接続する。

合波部１６Ｂ−０は、３つに分解された信号ｅ、２つに分解された信号ａ、２つに分解された信号ｆの計７つの信号を合波し、分解された信号ｅ，ａ，ｆを復元しながら、１つの帯域信号｛ｅ，ａ，ｆ｝を生成する。同様に合波部１６Ｂ−１は、信号ｇ，信号ｃ，及び３つに分解された信号ｂ、２つに分解された信号ｄの計７つの信号を合波し、分解された信号ｂ，ｄを復元しながら、１つの帯域信号｛ｇ，ｃ，ｂ，ｄ｝を生成する。これら合波された信号｛ｅ，ａ，ｆ｝と｛ｇ，ｃ，ｂ，ｄ｝は、Ｆｃ／８の空き帯域を含む形で、いずれも帯域幅Ｆｃとして扱われながら、スイッチマトリックス部１５Ａに入力される。

スイッチマトリックス部１５Ａは、ビームエリア３００−０向けの合波部１６Ａ−０に、３つに分解された信号Ｂ、２つに分解された信号Ｄ、帯域信号｛ｅ，ａ，ｆ｝を、２Ｆｃの空き帯域を含む形で入力する。具体的な周波数配置は、図１８（ｂ）に示す通りであり、帯域信号｛ｅ，ａ，ｆ｝は帯域（１−８）に割り当てられる。

合波部１６Ａ−０から出力された合波信号は、Ｄ／Ａ変換器１７−０でアナログ信号に変換後、アップコンバータ１８−０でベースバンド帯から無線周波数帯に変換され、送信アンテナ１９−０を経由して、ビームエリア３００−０に送信される。

同様に、スイッチマトリックス部１５Ａは、ビームエリア３００−１向けの合波部１６Ａ−１に、３つに分解された信号Ａ、帯域信号｛ｇ，ｃ，ｂ，ｄ｝を、３Ｆｃの空き帯域を含む形で入力する。具体的な周波数配置は、図１８（ｂ）に示す通りであり、帯域信号｛ｇ，ｃ，ｂ，ｄ｝は帯域（２−６）に割り当てられる。

合波部１６Ａ−１から出力された合波信号は、Ｄ／Ａ変換器１７−１でアナログ信号に変換後、アップコンバータ１８−１でベースバンド帯から無線周波数帯に変換され、送信アンテナ１９−１を経由して、ビームエリア３００−１に送信される。

合波部１６Ｂ｛１６Ｂ−０，１６Ｂ−１｝と合波部１６Ａ｛１６Ａ−０，１６Ａ−１｝の接続を図２３に示す。本接続図から明らかなように、合波部１６Ａ−０は、合波部１６Ｂ−０の出力信号｛ｅ，ａ，ｆ｝を更にＦｃの周波数分解能で他の信号とともに合波する。同様に、合波部１６Ａ−１は、合波部１６Ｂ−１の出力信号｛ｇ，ｃ，ｂ，ｄ｝を更にＦｃの周波数分解能で他の信号とともに合波する。

次に、スイッチマトリックス部１５Ａは、ビームエリア３００−２向けの合波部１６Ａ−２に、信号Ｃと３つに分解された信号Ｅを、４Ｆｃの空き帯域を含む形で入力する。具体的な周波数配置は、図１８（ｂ）に示す通りである。合波部１６Ａ−２から出力された合波信号は、Ｄ／Ａ変換器１７−２でアナログ信号に変換後、アップコンバータ１８−２でベースバンド帯から無線周波数帯に変換され、送信アンテナ１９−２を経由して、ビームエリア３００−２に送信される。

以上、Ｆｃ／８倍の周波数分解能で部分的な分波／合波を行う場合の中継処理について説明した。

次に、図１９に例示した中継処理、すなわち、Ｆｃ／２倍の周波数分解能と、Ｆｃ／４倍の周波数分解能が混在する複数の部分的な分波／合波を実現する場合の中継処理について説明する。

本中継処理では、図１９（ａ）に示すビームエリア｛１００，１０１，１０２｝からの各アップリンク信号を、中継装置１０である中継衛星を経由して、図１９（ｂ）に示すビームエリア｛４００，４０１，４０２｝への各ダウンリンク信号として中継する。

図１９から明らかなように、この中継処理では、アップリンク側の帯域信号（１−７）と帯域信号（２−８）を、ダウンリンク側の帯域信号（１−８）と帯域信号（２−６）へ、Ｆｃ／４の周波数分解能で周波数並び替えを行いながら中継するとともに、アップリンク側の帯域信号（１−６），（２−５），（３−６），（３−７）を、ダウンリンク側の帯域信号（１−７），（２−５），（３−７），（３−８）へ、Ｆｃ／２の周波数分解能で周波数並び替えを行いながら中継する。残りの帯域信号はＦｃの周波数分解能で周波数並び替えを行う。

図１９（ａ）に示すビームエリア１００−０からの信号｛Ａ，Ｐ，Ｑ，ａ，ｂ，ｃ｝は、図１に示す受信アンテナ１１−０で受信後、ダウンコンバータ１２−０を経由して無線周波数帯からベースバンド帯に変換される。Ａ／Ｄ変換器１３−０は、ベースバンド帯に変換された信号｛Ａ，Ｐ，Ｑ，ａ，ｂ，ｃ｝をサンプリングし、分波部１４Ａ−０は、サンプリング後の信号を図１９（ａ）に示す８つの帯域信号（（１−１）〜（１−８））に分波する。分波の具体的な処理は前記の通りである。この分波処理により、信号Ａはそれぞれ３つに分解される。

一方、信号｛Ｐ，Ｑ｝と信号｛ａ，ｂ，ｃ｝はまだ分波されず、マルチキャリア信号として帯域信号（１−６），（１−７）として出力される。図１９に示すとおり、信号ＰとＱはＦｃ／２、信号ａはＦｃ／４、信号ｂはＦｃ／２、信号ｃはＦｃ／４の帯域幅に収まるものとする。

図１９（ａ）に示す帯域信号（１−６）はスイッチマトリックス部１５Ａを経由して分波部１４Ｂ−１（図２０参照）の入力端子（ｃ１）に接続される（図２４参照）。一方、図１９（ａ）に示す帯域信号（１−７）はスイッチマトリックス部１５Ａを経由して分波部１４Ｂ−０（図２０参照）の入力端子（ｂ１）に接続される（図２４参照）。

同様に、図１９（ａ）に示すビームエリア１００−１からの信号｛Ｃ，Ｒ，ｄ，ｅ｝は、図１に示す受信アンテナ１１−１で受信後、ダウンコンバータ１２−１を経由して無線周波数帯からベースバンド帯に変換される。Ａ／Ｄ変換器１３−１は、ベースバンド帯に変換された信号｛Ｃ，Ｒ，ｄ，ｅ｝をサンプリングし、分波部１４Ａ−１は、サンプリング後の信号を図１９（ａ）に示す８つの帯域信号（（２−１）〜（２−８））に分波する。この分波処理により、信号Ｃが抽出される。

一方、空き帯域Ｆｃ／２を含む信号Ｒと、空き帯域Ｆｃ／４を含む信号｛ｄ，ｅ｝はまだ分波されず、帯域信号（２−５），（２−８）として出力される。図１９に示す通り、信号ＲはＦｃ／２、信号ｄはＦｃ／２、信号ｅはＦｃ／４の帯域幅に収まるものとする。

図１９（ａ）に示す帯域信号（２−５）はスイッチマトリックス部１５Ａを経由して分波部１４Ｂ−１（図２０参照）の入力端子（ｃ２）に接続される（図２４参照）。一方、図１９（ａ）に示す帯域信号（２−８）はスイッチマトリックス部１５Ａを経由して分波部１４Ｂ−０（図２０参照）の入力端子（ｂ２）に接続される（図２４参照）。

次に、図１９（ａ）に示すビームエリア１００−２からの信号｛Ｄ，Ｓ，Ｔ，Ｕ｝は、図１に示す受信アンテナ１１−２で受信後、ダウンコンバータ１２−２を経由して無線周波数帯からベースバンド帯に変換される。Ａ／Ｄ変換器１２−２は、ベースバンド帯に変換された信号｛Ｄ，Ｓ，Ｔ，Ｕ｝をサンプリングし、分波部１４Ａ−２は、サンプリング後の信号を図１９（ａ）に示す８つの帯域信号（（３−１）〜（３−８））に分波する。この分波処理により、信号Ｄは２つに分解される。また信号Ｔも、一方は信号Ｓ、もう一方は信号Ｕと合わさった状態で２つに分解される。信号Ｓと信号Ｔの半分を含む信号｛Ｓ，０．５Ｔ｝と、信号Ｔの半分と信号Ｕを含む信号｛０．５Ｔ，Ｕ｝はまだ完全に分波されず、帯域信号（３−６），（３−７）として出力される。図１９に示す通り、信号Ｓ，ＵはＦｃ／２、信号ＴはＦｃの帯域幅に収まるものとする。

図１９（ａ）に示す帯域信号（３−６）はスイッチマトリックス部１５Ａを経由して分波部１４Ｂ−１（図２０参照）の入力端子（ｃ３）に接続される（図２４参照）。同様に、図１９（ａ）に示す帯域信号（３−７）はスイッチマトリックス部１５Ａを経由して分波部１４Ｂ−１（図２０参照）の入力端子（ｃ４）に接続される（図２４参照）。

ここで、信号｛Ａ，Ｃ，Ｄ｝はＦｃの周波数分解能で周波数並び替えを行えば良いため、Ｆｃの周波数分解能で分波された信号｛Ａ，Ｃ，Ｄ｝は、上述した分波／スイッチ／合波処理の要領で、スイッチマトリックス部１５Ａを経由しながら合波部１６Ａ｛１６Ａ−０，１６Ａ−１，１６Ａ−２｝に接続する。

一方、信号｛ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ｝は、更にＦｃ／４の周波数分解能で周波数並び替えを行う必要がある。同様に信号｛Ｐ，Ｑ，Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ｝は、更にＦｃ／２の周波数分解能で周波数並び替えを行う必要がある。

そこで本実施の形態の中継装置１０は、これらの周波数並び替え処理を以下に示す手順に従って実施する。

はじめに信号｛ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ｝の並び替え処理について説明する。図１９に示す信号中継処理では、分波部１４Ａ｛１４Ａ−０，１４Ａ−１｝と分波部１４Ｂ−０は、図２４に示す接続が行われる。よって、分波部１４Ａ−０から分波部１４Ｂ−０に入力される信号｛ａ，ｂ，ｃ｝は、Ｆｃ／４の周波数分解能で更に４つに分波される。これにより、信号ｂは２つに分解され、信号ａと信号ｃはそれぞれ１つの信号として抽出される。同様に、分波部１４Ａ−１から分波部１４Ｂ−０に入力される空き帯域Ｆｃ／４を含む信号｛ｄ，ｅ｝も、Ｆｃ／４の周波数分解能で更に４つに分波される。これにより、信号ｄは２つに分解され、信号ｅは１つの信号として抽出される。これらＦｃ／４の周波数分解能で分波された信号は、スイッチマトリックス部１５Ｂを経由して合波部１６Ｂ−０に入力される。

ここで、スイッチマトリックス部１５Ｂは、合波部１６Ｂ−０（図２１参照）の送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１，３１２に２つに分解された信号ｄを、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１３に信号ａを、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１４に信号ｃをそれぞれ接続する。また、スイッチマトリックス部１５Ｂは、合波部１６Ｂ−０の送信ローパスフィルタ周波数変換部３１５に信号ｅを、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１７，３１８に２つに分解された信号ｂをそれぞれ接続する。

合波部１６Ｂ−０は、２つに分解された信号ｄ、信号ａおよび信号ｃを合波し、１つの帯域信号｛ｄ，ａ，ｃ｝を生成した段階で、端子ｂ１から出力する。同様に合波部１６Ｂ−０は、信号ｅおよび２つに分解された信号ｂを空き帯域Ｆｃ／４を含んで合波し、１つの帯域信号｛ｅ，空，ｂ｝を生成した段階で、端子ｂ２から出力する。これら合波された信号｛ｄ，ａ，ｃ｝と｛ｅ，空，ｂ｝は、いずれも帯域幅Ｆｃとして扱われながら、スイッチマトリックス部１５Ａに入力される。

次に、信号｛Ｐ，Ｑ，Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ｝の並び替え処理について説明する。図１９に示す信号中継処理では、分波部１４Ａ｛１４Ａ−０，１４Ａ−１，１４Ａ−２｝と分波部１４Ｂ−１は、図２４に示す接続が行われる。よって、分波部１４Ａ−０から分波部１４Ｂ−１に入力される信号｛Ｐ，Ｑ｝は、Ｆｃ／２の周波数分解能で更に２つに分波される。これにより信号Ｐも信号Ｑも、それぞれ２つに分解される。同様に、分波部１４Ａ−１から分波部１４Ｂ−１に入力される空き帯域Ｆｃ／２を含む信号Ｒは、Ｆｃ／２の周波数分解能で更に２つに分波される。これにより信号Ｒが抽出される。更に、分波部１４Ａ−２から分波部１４Ｂ−１に入力される前記の信号｛Ｓ，０．５Ｔ｝および信号｛０．５Ｔ，Ｕ｝もＦｃ／２の周波数分解能で更に２つに分波される。これにより信号Ｓ、信号Ｕが抽出され、信号Ｔは２つに分解される。

これらＦｃ／２の周波数分解能で分波された信号は、スイッチマトリックス部１５Ｂを経由して合波部１６Ｂ−１に入力される。

ここで、スイッチマトリックス部１５Ｂは、合波部１６Ｂ−１（図２１参照）の送信ローパスフィルタ周波数変換部３１１に信号Ｐを、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１２に信号Ｒを、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１３に信号Ｑを、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１４に信号Ｕを、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１６に信号Ｓを、送信ローパスフィルタ周波数変換部３１７，３１８に２つに分解された信号Ｔをそれぞれ接続する。

合波部１６Ｂ−１は、信号Ｐ，Ｒを合波し、１つの帯域信号｛Ｐ，Ｒ｝を生成した段階で、端子ｃ１から出力する。同様に合波部１６Ｂ−１は、信号Ｑ，Ｕを合波し、１つの帯域信号｛Ｑ，Ｕ｝を生成した段階で、端子ｃ２から出力する。また合波部１６Ｂ−１は、信号Ｓを空き帯域Ｆｃ／２を含めて合波し、１つの帯域信号｛空，Ｓ｝を生成した段階で、端子ｃ３から出力する。最後に合波部１６Ｂ−１は、２つに分解された信号Ｔを合波し、１つの帯域信号｛Ｔ｝を生成した段階で、端子ｃ３から出力する。これら合波された帯域信号｛Ｐ，Ｒ｝，｛Ｑ，Ｕ｝，｛空，Ｓ｝，｛Ｔ｝は、いずれも帯域幅Ｆｃとして扱われながら、スイッチマトリックス部１５Ａに入力される。

スイッチマトリックス部１５Ａは、ビームエリア３００−０向けの合波部１６Ａ−０に、２つに分解された信号Ｄ、帯域信号｛Ｐ，Ｒ｝、帯域信号｛ｄ，ａ，ｃ｝を、４Ｆｃの空き帯域を含む形で入力する。具体的な周波数配置は、図１９（ｂ）に示す通りであり、帯域信号｛Ｐ，Ｒ｝は帯域（１−７）に、帯域信号｛ｄ，ａ，ｃ｝は帯域（１−８）に割り当てられる。合波部１６Ａ−０はこれらの信号を合波し、Ｄ／Ａ変換器１７−０でアナログ信号に変換し、更にアップコンバータ１８−０でベースバンド帯から無線周波数帯に変換後、送信アンテナ１９−０を経由して、ビームエリア３００−０に送信される。

同様に、スイッチマトリックス部１５Ａは、ビームエリア３００−１向けの合波部１６Ａ−１に、３つに分解された信号Ａ、帯域信号｛Ｑ，Ｕ｝および帯域信号｛ｅ，空，ｂ｝を、３Ｆｃの空き帯域を含む形で入力する。具体的な周波数配置は、図１９（ｂ）に示す通りであり、帯域信号｛Ｑ，Ｕ｝は帯域（２−５）に、帯域信号｛ｅ，空，ｂ｝は帯域（２−６）に割り当てられる。合波部１６Ａ−１はこれらの信号を合波し、Ｄ／Ａ変換器１７−１でアナログ信号に変換し、更にアップコンバータ１８−１でベースバンド帯から無線周波数帯に変換後、送信アンテナ１９−１を経由して、ビームエリア３００−１に送信される。

同様に、スイッチマトリックス部１５Ａは、ビームエリア３００−２向けの合波部１６Ａ−１に、信号Ｃ、帯域信号｛空，Ｓ｝，帯域信号｛Ｔ｝を、５Ｆｃの空き帯域を含む形で入力する。具体的な周波数配置は、図１９（ｂ）に示す通りであり、帯域信号｛空，Ｓ｝は帯域（３−７）に、帯域信号｛Ｔ｝は帯域（３−８）に割り当てられる。合波部１６Ａ−２はこれらの信号を合波し、Ｄ／Ａ変換器１７−２でアナログ信号に変換し、更にアップコンバータ１８−２でベースバンド帯から無線周波数帯に変換後、送信アンテナ１９−２を経由して、ビームエリア３００−２に送信される。

図１９に示した信号中継処理における合波部１６Ｂ｛１６Ｂ−０，１６Ｂ−１｝と合波部１６Ａ｛１６Ａ−０，１６Ａ−１，１６Ａ−２｝の接続を図２５に示す。図２５に示す通り、スイッチマトリックス部１５Ａは、合波部１６Ａ−０に対して、合波部１６Ｂ−０の出力信号｛ｄ，ａ，ｃ｝を帯域（１−８）に出力されるように接続し、合波部１６Ｂ−１の出力信号｛Ｐ，Ｒ｝を帯域（１−７）に出力されるように接続する。また、スイッチマトリックス部１５Ａは、合波部１６Ａ−１に対して、合波部１６Ｂ−０の出力信号｛ｅ，空，ｂ｝を帯域（２−６）に出力されるように接続し、合波部１６Ｂ−１の出力信号｛Ｑ，Ｕ｝を帯域（２−５）に出力されるように接続する。また、スイッチマトリックス部１５Ａは、合波部１６Ａ−２に対して、合波部１６Ｂ−１の出力信号｛空，Ｓ｝を帯域（３−７）に出力されるように接続し、合波部１６Ｂ−１の出力信号｛Ｔ｝を帯域（３−８）に出力されるように接続する。

なお、図２４，図２５に示す接続は一例であり、分波部１４Ａの各出力信号（帯域信号（１−１）〜（１−８），（２−１）〜（２−８），（３−１）〜（３−８））は、分波部１４Ｂの各入力端子（（ａ），（ｂ１），（ｂ２），（ｃ１），（ｃ２），（ｃ３），（ｃ４））のいずれにも接続することができる。同様に、合波部１６Ｂの各出力端子（（ａ），（ｂ１），（ｂ２），（ｃ１），（ｃ２），（ｃ３），（ｃ４））は、合波部１６Ａの入力（帯域信号（１−１）〜（１−８），（２−１）〜（２−８），（３−１）〜（３−８））のいずれにも接続することができる。

また、本実施の形態の中継装置１０では｛分波部１４Ａ，合波部１６Ａ｝３式、｛分波部１４Ｂ，合波部１６Ｂ｝２式で構成した場合の例を示したが、それぞれの数は１式以上であれば何式であっても構わない。

また、分波部、合波部は、図２，図１０に示す通り、３ステージ構成で８分波／合波する構成で説明したが、ステージ数３（分波／合波数８）に限定するものではなく、１以上の任意な値で構わない。

また、アップリンクとダウンリンクの各ビームエリアの数もそれぞれ３個としたが、３個に限るものではなく、１個以上の任意な値で構わない。

また、分波部１４Ａ−０〜１４−２から分波部１４Ｂ−０〜１４Ｂ−１に接続される信号に関しては、分波部１４Ｂ−０〜１４Ｂ−１のチャネルフィルタでまとめて波形整形すればよいため、前段に位置する分波部１４Ａ−０〜１４Ａ−２のチャネルフィルタで波形整形する必要はない。そのため、該当のチャネルフィルタをバイパスしてクロックを停止、あるいは削除することで、消費電力を下げる制御を行ってもよい。

なお、第１の分波部（分波部１４Ａ−０〜１４Ａ−２)、第２の分波部（分波部１４Ｂ−０〜１４Ｂ−１）、第１の合波部（合波部１６Ａ−０〜１６Ａ−２）、第２の合波部（合波部１６Ｂ−０〜１６Ｂ−１）は、いずれも、複数のステージで段階的に分波・合波する構成で説明したが、第１の分波部と第１の合波部は、必ずしもこの構成である必要はなく、例えば前記特許文献１（特許第２７３８３８５号公報）で開示されている構成でもよい。この場合、第１の分波部と第１の合波部は、本明細書記載のように信号が通過しない回路へのクロック停止制御による低消費電力化の効果は得られないが、回路規模を抑えながら、任意な複数の部分帯域に対する周波数高分解能化は、同様に達成することができる。

このように、本実施の形態における中継装置１０は、入力信号を帯域幅Ｆｃで分波する第１の分波部（分波部１４Ａ−０〜１４Ａ−２）と、入力信号を帯域幅Ｆｃ／８で分波する第２の分波部（分波部１４Ｂ−０および１４Ｂ−１）と、帯域幅Ｆｃの複数の入力信号を合波する第１の合波部（合波部１６Ａ−０〜１６Ａ−２）と、帯域幅Ｆｃ／８の複数の入力信号を合波する第２の合波部（合波部１６Ｂ−０および１６Ｂ−１）と、第１の分波部からの出力信号を第１の合波部または第２の分波部に振り分けるとともに、第２の合波部からの出力信号を第１の合波部に振り分ける第１のスイッチマトリックス部（スイッチマトリックス部１５Ａ）と、第２の分波部からの出力信号を第２の合波部へ振り分ける第２のスイッチマトリックス部（スイッチマトリックス部１５Ｂ）を備えることとした。また、制御局２００からの指示に従い、各分波部、各合波部および各スイッチマトリックス部の動作設定を変更することとした。これにより、図１８に示す中継も、図１９に示す中継も、回路変更や追加無く、同一の回路構成で実現することができる。よって、中継装置１０を衛星に搭載する場合、衛星打ち上げ後に、周波数高分解能化が要求される部分帯域の周波数位置が、周波数利用状況によって変化する場合や、部分帯域の周波数位置が１箇所だけではなく、数箇所の部分帯域に対して同時に周波数高分解能化が要求される場合でも、制御局２００からの指令により、中継装置１０で対応することができる。したがって、一部の帯域のみに要求される周波数高分解能化に合わせて全帯域を高分解能化する従来設計に対して、回路規模が無駄に増加してしまうことなく、僅かな回路増加で上記の部分高分解能化を実現することができる。例えば、従来技術で周波数分解能をＦｃからＦｃ／８に全帯域高分解能化すると、回路規模は約８倍に増加するが、本実施の形態における中継装置１０の構成では約２倍の増加に抑えることができる。

なお、具体例として、中継装置に分波装置（分波部）および合波装置（合波部）を搭載した場合について説明したが、これに限定するものではない。例えば、各分波装置、合波装置、またはいずれか一方の装置を搭載した無線通信装置への適用も可能である。また、２つの装置を搭載した複数の無線通信装置によって構成される無線通信システム、または、分波装置を搭載した無線通信装置および合波装置を搭載した無線通信装置によって構成される無線通信システムへの適用も可能である。

実施の形態２．
なお、分波部１４Ｂ−０，１４Ｂ−１で分波した信号の一部を復調して、狭帯域信号を復調することも、僅かな回路追加で容易に実現できる。

例えば、図１８に示した中継処理において、分波部１４Ｂ−０で抽出した信号ｃをスイッチマトリックス部１５Ｂに直接接続せず、分波部１４Ｂ−０とスイッチマトリックス部１５Ｂの間に復調器を設けて、復調器で信号ｃを復調し、信号ｃの復調データをスイッチマトリックス部１５Ｂに入力しても良い。同様に、スイッチマトリックス部１５Ｂと合波部１６Ｂ−１の間に変調器を設け、信号ｃの復調データを再度変調し、再変調された信号ｃを合波部１６Ｂ−１に入力しても良い。なお、変復調だけでなく、誤り訂正と再符号化まで含めて、本処理を実施してもよい。

このように、狭帯域信号に対する再生中継を、狭帯域信号に対応した復調器と変調器の追加だけで実現することができるため、回路規模の増加を抑えつつ、再生中継のメリットである低Ｃ／Ｎ環境下での回線成立性向上（性能向上）、アップリンク／ダウンリンク独立した適応変調、復調データのヘッダ情報（送信先情報等を含む）を用いたスイッチマトリックス部１５Ｂの高速スイッチング等を実現することができる。

実施の形態３．
また、分波部１４Ｂ−０，１４Ｂ−１で分波した信号の各受信電力を測定する機能と測定した結果を地上に送信する機能を追加し、部分的な帯域信号のスペクトラムを高い周波数分解能で観測することも、僅かな回路追加で容易に実現できる。

例えば、図１８に示した中継処理において、分波部１４Ｂ−０で８分波した各信号電力を測定する電力測定器を分波部１４Ｂ−０とスイッチマトリックス部１５Ｂの間に設けて、分波後の｛ａ，ｂ，ｃ，ｄ｝の各受信電力を測定し、測定した結果を制御局２００に、別回線で送信する。このような電力測定・送信機能追加するだけで、制御局２００は、部分的な帯域信号のスペクトラムを、高い周波数分解能（図１８の例ではＦｃ／８の分解能）で観測することができる。

更に、中継する信号に不要な狭帯域干渉波が混在する場合、不要な狭帯域干渉波だけを中継装置１０で除去し、ダウンリンク側に不要な狭帯域干渉波を送信させないことも容易に実現できる。例えば、上記電力測定・送信機能を追加した中継装置１０の構成で、かつ図１８に示した中継処理において信号ｃが不要な狭帯域干渉波とした場合、制御局２００は、高い周波数分解能（図１８の例ではＦｃ／８の分解能）で図１８（ａ）の帯域（１−７）を観測できるため、不要波である信号ｃの存在を検知することができる。この場合、制御局２００は、スイッチマトリックス部１５Ｂに対して、分波部１４Ｂ−０で分波した各信号の内、信号ｃだけ合波部１６Ｂ−０および１６Ｂ−１に接続せず、削除する指令を与えることで、中継処理時に信号ｃだけ除去し、ダウンリンクに送信させない制御が実現できる。

同様に、図１９に示した中継処理においても、周波数分解能は図１８に示した中継処理時より落ちるが（Ｆｃ／８→Ｆｃ／４，Ｆｃ／２）、不要な狭帯域干渉波だけ削除することができる。例えば、図１９（ａ）に示すアップリンク信号｛ａ，Ｒ｝が不要波である場合、制御局２００は、その受信電力から不要波であることを検知できるため、スイッチマトリックス部１５Ｂに対して、分波部１４Ｂ−０および１４Ｂ−１で分波した各信号の内、信号｛ａ，Ｒ｝だけ合波部１６Ｂ−０および１６Ｂ−１に接続せず、削除する指令を与えることで、アップリンク信号｛ａ，Ｒ｝を衛星中継時に除去し、ダウンリンクに送信させない制御が実現できる。

実施の形態２の中継装置に対して上記の電力測定器を追加した構成としてもよい。

以上のように、本発明にかかる分波装置は、無線通信の信号を分波する装置として有用であり、特に、一部の帯域を高分解能で分波する場合に適している。

１０ 中継装置、１１−０〜１１−２ 受信アンテナ、１２−０〜１２−２ ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）、１３−０〜１３−２ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、１４Ａ−０〜１４Ａ−２，１４Ｂ−０，１４Ｂ−１ 分波部、１５Ａ，１５Ｂ スイッチマトリックス部、１６Ａ−０〜１６Ａ−２，１６Ｂ−０，１６Ｂ−１ 合波部、１７−０〜１７−２ Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）、１８−０〜１８−２ アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）、１９−０〜１９−２ 送信アンテナ、２１ 周波数変換部、２２ ローパスフィルタ部（同相側）、２３ ローパスフィルタ部（直交側）、２４ ダウンサンプラ部、２５ アップサンプラ部、１００−０〜１００−２，３００−０〜３００−２ ビームエリア、１０１〜１１４ 周波数変換受信ローパスフィルタ部（FC+RXHBF）、１２１〜１２８ 受信チャンネルフィルタ部（CFilter）、２１１ ローカル信号生成部、２１２ 複素乗算部、２２１〜２３９ レジスタ部、２４０〜２５０ 乗算器、２５１ 実数加算部、２５２ シフトレジスタ部、３１１〜３２４ 送信ローパスフィルタ周波数変換部（TXHBF+FC）、３３１〜３３７ 加算器、４０１〜４０６ セレクタ（SEL）。

Claims (17)

1. 第１の周波数分解能が要求される信号および前記第１の周波数分解能よりも高い第２の周波数分解能が要求される信号の混在が許容されたマルチキャリア信号を分波する分波装置であって、
   前記マルチキャリア信号を、前記第１の周波数分解能に対応する帯域幅である第１の帯域幅の複数の信号に分波する第１の分波手段と、
   前記第１の帯域幅の信号を前記第１の帯域幅よりも狭い第２の帯域幅の複数の信号に分波する第２の分波手段と、
   前記第１の分波手段から出力された複数の分波後信号を受け取り、受け取った分波後信号のうち前記第１の周波数分解能が要求される信号を外部へ出力し、前記第２の周波数分解能が要求される信号を前記第２の分波手段へ入力させるスイッチマトリックス手段と、
   を備えることを特徴とする分波装置。
2. 前記スイッチマトリックス手段は、前記第１の分波手段から受け取った分波後信号のうち、マルチキャリア信号を前記第２の分波手段へ入力させる信号として選択することを特徴とする請求項１に記載の分波装置。
3. 前記第１の分波手段は、
   入力信号に対して周波数変換処理およびフィルタ処理を実行して所望の帯域を抽出し、さらに、ダウンサンプリング処理を行ってサンプリングレートを入力信号のデータ速度の半分にして出力する周波数変換受信ローパスフィルタ手段を、２^N+1−２個（Ｎは正の整数）備え、かつ各周波数変換受信ローパスフィルタ手段をＮ段構成にしたツリー型に配置し、Ｍ段目（１≦Ｍ≦Ｎ）に配置された２^M個の各周波数変換受信ローパスフィルタ手段の出力信号をそれぞれ異なる次段の２つの周波数変換受信ローパスフィルタ手段へ入力する構成とした分波処理手段と、
   前記分波処理手段の最終段の各周波数変換受信ローパスフィルタ手段から出力された信号を波形生成しながら、必要とする信号だけを抽出する、当該最終段の周波数変換受信ローパスフィルタ手段と同数のフィルタ手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の分波装置。
4. 前記第２の分波手段は、
   入力信号に対して周波数変換処理およびフィルタ処理を実行して所望の帯域を抽出し、さらに、ダウンサンプリング処理を行ってサンプリングレートを入力信号のデータ速度の半分にして出力する周波数変換受信ローパスフィルタ手段を、２^N+1−２個（Ｎは正の整数）備え、かつ各周波数変換受信ローパスフィルタ手段をＮ段構成にしたツリー型に配置し、Ｍ段目（１≦Ｍ≦Ｎ）に配置された２^M個の各周波数変換受信ローパスフィルタ手段の出力信号をそれぞれ異なる次段の２つの周波数変換受信ローパスフィルタ手段へ入力する構成とした分波処理手段と、
   前記分波処理手段の最終段の各周波数変換受信ローパスフィルタ手段から出力された信号を波形生成しながら、必要とする信号だけを抽出する、当該最終段の周波数変換受信ローパスフィルタ手段と同数のフィルタ手段と、
   を備え、
   １〜Ｍ−１段目に配置されている各周波数変換受信ローパスフィルタ手段は、前段の周波数変換受信ローパスフィルタ手段から出力された信号と外部から入力された信号のいずれか一方を入力信号として選択する構成であることを特徴とする請求項１、２または３に記載の分波装置。
5. 前記フィルタ手段は、
   入力信号を奇数番目の信号と偶数番目の信号に振り分ける信号振り分け手段と、
   前記信号振り分け手段により振り分けられた偶数番目の信号のうち、最新のＫ個（Ｋは２以上の偶数）を保持する第１のシフトレジスタと、
   前記信号振り分け手段により振り分けられた奇数番目の信号のうち、最新のＫ／２個を保持する第２のシフトレジスタと、
   前記第１のシフトレジスタが保持している全てのデータ、および前記第２のシフトレジスタが保持しているデータのうち最も古いデータを用いた演算を行って所望の信号成分を抽出する演算手段と、
   を備えたハーフバンドフィルタであることを特徴とする請求項３または４に記載の分波装置。
6. 請求項１から５のいずれか一つに記載の分波装置とともに中継装置を構成する合波装置であって、
   前記第１の帯域幅の信号を対象として合波処理を行う第１の合波手段と、
   前記第２の分波手段から出力された分波後信号を対象として合波処理を行い前記第１の帯域幅の信号を生成する第２の合波手段と、
   を備え、
   前記第１の合波手段は、前記スイッチマトリックス手段が外部へ出力した信号および前記第２の合波手段が生成した信号を対象として合波処理を行うことを特徴とする合波装置。
7. 前記第２の合波手段は、
   入力信号を、そのサンプリングレートが２倍となるように補間し、さらに、フィルタ処理および周波数変換処理を実行して所望帯域の信号を生成する送信ローパスフィルタ周波数変換手段を、２^N+1−２個（Ｎは正の整数）備え、
   前記送信ローパスフィルタ周波数変換手段をＮ段構成にしたトーナメント型に配置し、かつ１段目には２^N個の送信ローパスフィルタ周波数変換手段を配置し、Ｍ段目（１≦Ｍ≦Ｎ）に配置された２^(N-M+1)個の各送信ローパスフィルタ周波数変換手段からの出力信号を隣り合う帯域ごとに２つずつ組み合わせて加算処理された信号がそれぞれ異なる次段の送信ローパスフィルタ周波数変換手段へ入力する構成とし、
   ２段目からＮ−１段目に配置された送信ローパスフィルタ周波数変換手段は、生成した信号を次段の送信ローパスフィルタ周波数変換手段および外部へ出力することを特徴とする請求項６に記載の合波装置。
8. 前記第１の合波手段は、
   入力信号を、そのサンプリングレートが２倍となるように補間し、さらに、フィルタ処理および周波数変換処理を実行して所望帯域の信号を生成する送信ローパスフィルタ周波数変換手段を、２^N+1−２個（Ｎは正の整数）備え、
   前記送信ローパスフィルタ周波数変換手段をＮ段構成にしたトーナメント型に配置し、かつ１段目には２^N個の送信ローパスフィルタ周波数変換手段を配置し、Ｍ段目（１≦Ｍ≦Ｎ）に配置された２^(N-M+1)個の各送信ローパスフィルタ周波数変換手段からの出力信号を隣り合う帯域ごとに２つずつ組み合わせて加算処理された信号がそれぞれ異なる次段の送信ローパスフィルタ周波数変換手段へ入力する構成とすることを特徴とする請求項６または７に記載の合波装置。
9. マルチキャリア信号を中継する中継装置であって、
   前記マルチキャリア信号を第１の帯域幅の複数の信号に分波する第１の分波手段と、
   前記第１の帯域幅の信号を前記第１の帯域幅よりも狭い第２の帯域幅の複数の信号に分波する第２の分波手段と、
   前記第２の帯域幅の信号を対象とした合波処理を実行して前記第１の帯域幅の信号を生成する第１の合波手段と、
   前記第１の帯域幅の信号を対象とした合波処理を実行する第２の合波手段と、
   前記第１の分波手段から出力された複数の分波後信号および前記第２の合波手段から出力された合波後信号を受け取り、受け取った分波後信号の一部またはすべてを選択して前記第２の分波手段へ入力させるとともに、前記第２の分波手段へ入力させない分波後信号および前記合波後信号を前記第２の合波手段へ入力させる第１のスイッチマトリックス手段と、
   前記第２の分波手段で分波された後の複数の信号を受け取り前記第１の合波手段へ入力させる第２のスイッチマトリックス手段と、
   を備えることを特徴とする中継装置。
10. 前記第２の帯域幅の信号を復調する復調手段を前記第２の分波手段と前記第２のスイッチマトリックス手段の入力側との間にさらに備え、
    前記復調手段で復調された信号を再変調する変調手段を前記第２のスイッチマトリックス手段の出力側と前記第１の合波手段との間にさらに備える、
    ことを特徴とする請求項９に記載の中継装置。
11. 前記第２の分波手段から出力された各分波後信号の電力を測定、測定結果を不要波検出用の情報として外部の制御局へ出力する電力測定手段、
    をさらに備え、
    前記第２のスイッチマトリックス手段は、前記電力測定手段による測定結果に基づく不要波検出結果を前記制御局から取得した場合、当該不要波検出結果が示す信号については前記第１の合波手段へ入力させないことを特徴とする請求項９または１０に記載の中継装置。
12. 前記第１のスイッチマトリックス手段は、前記第１の分波手段から受け取った分波後信号のうち、マルチキャリア信号を前記第２の分波手段へ入力させる信号として選択することを特徴とする請求項９、１０または１１に記載の中継装置。
13. 前記第１の分波手段は、
    入力信号に対して周波数変換処理およびフィルタ処理を実行して所望の帯域を抽出し、さらに、ダウンサンプリング処理を行ってサンプリングレートを入力信号のデータ速度の半分にして出力する周波数変換受信ローパスフィルタ手段を、２^N+1−２個（Ｎは正の整数）備え、かつ各周波数変換受信ローパスフィルタ手段をＮ段構成にしたツリー型に配置し、Ｍ段目（１≦Ｍ≦Ｎ）に配置された２^M個の各周波数変換受信ローパスフィルタ手段の出力信号をそれぞれ異なる次段の２つの周波数変換受信ローパスフィルタ手段へ入力する構成とした分波処理手段と、
    前記分波処理手段の最終段の各周波数変換受信ローパスフィルタ手段から出力された信号を波形生成しながら、必要とする信号だけを抽出する、当該最終段の周波数変換受信ローパスフィルタ手段と同数のフィルタ手段と、
    を備えることを特徴とする請求項９〜１２のいずれか一つに記載の中継装置。
14. 前記第２の分波手段は、
    入力信号に対して周波数変換処理およびフィルタ処理を実行して所望の帯域を抽出し、さらに、ダウンサンプリング処理を行ってサンプリングレートを入力信号のデータ速度の半分にして出力する周波数変換受信ローパスフィルタ手段を、２^N+1−２個（Ｎは正の整数）備え、かつ各周波数変換受信ローパスフィルタ手段をＮ段構成にしたツリー型に配置し、Ｍ段目（１≦Ｍ≦Ｎ）に配置された２^M個の各周波数変換受信ローパスフィルタ手段の出力信号をそれぞれ異なる次段の２つの周波数変換受信ローパスフィルタ手段へ入力する構成とした分波処理手段と、
    前記分波処理手段の最終段の各周波数変換受信ローパスフィルタ手段から出力された信号を波形生成しながら、必要とする信号だけを抽出する、当該最終段の周波数変換受信ローパスフィルタ手段と同数のフィルタ手段と、
    を備え、
    １〜Ｍ−１段目に配置されている各周波数変換受信ローパスフィルタ手段は、前段の周波数変換受信ローパスフィルタ手段から出力された信号と外部から入力された信号のいずれか一方を入力信号として選択する構成であることを特徴とする請求項９〜１３のいずれか一つに記載の中継装置。
15. 前記フィルタ手段は、
    入力信号を奇数番目の信号と偶数番目の信号に振り分ける信号振り分け手段と、
    前記信号振り分け手段により振り分けられた偶数番目の信号のうち、最新のＫ個（Ｋは２以上の偶数）を保持する第１のシフトレジスタと、
    前記信号振り分け手段により振り分けられた奇数番目の信号のうち、最新のＫ／２個を保持する第２のシフトレジスタと、
    前記第１のシフトレジスタが保持している全てのデータ、および前記第２のシフトレジスタが保持しているデータのうち最も古いデータを用いた演算を行って所望の信号成分を抽出する演算手段と、
    を備えたハーフバンドフィルタであることを特徴とする請求項１３または１４に記載の中継装置。
16. 前記第１の合波手段は、
    入力信号を、そのサンプリングレートが２倍となるように補間し、さらに、フィルタ処理および周波数変換処理を実行して所望帯域の信号を生成する送信ローパスフィルタ周波数変換手段を、２^N+1−２個（Ｎは正の整数）備え、
    前記送信ローパスフィルタ周波数変換手段をＮ段構成にしたトーナメント型に配置し、かつ１段目には２^N個の送信ローパスフィルタ周波数変換手段を配置し、Ｍ段目（１≦Ｍ≦Ｎ）に配置された２^(N-M+1)個の各送信ローパスフィルタ周波数変換手段からの出力信号を隣り合う帯域ごとに２つずつ組み合わせて加算処理された信号がそれぞれ異なる次段の送信ローパスフィルタ周波数変換手段へ入力する構成とし、
    ２段目からＮ−１段目に配置された送信ローパスフィルタ周波数変換手段は、生成した信号を次段の送信ローパスフィルタ周波数変換手段および外部へ出力することを特徴とする請求項９〜１５のいずれか一つに記載の中継装置。
17. 前記第２の合波手段は、
    入力信号を、そのサンプリングレートが２倍となるように補間し、さらに、フィルタ処理および周波数変換処理を実行して所望帯域の信号を生成する送信ローパスフィルタ周波数変換手段を、２^N+1−２個（Ｎは正の整数）備え、
    前記送信ローパスフィルタ周波数変換手段をＮ段構成にしたトーナメント型に配置し、かつ１段目には２^N個の送信ローパスフィルタ周波数変換手段を配置し、Ｍ段目（１≦Ｍ≦Ｎ）に配置された２^(N-M+1)個の各送信ローパスフィルタ周波数変換手段からの出力信号を隣り合う帯域ごとに２つずつ組み合わせて加算処理された信号がそれぞれ異なる次段の送信ローパスフィルタ周波数変換手段へ入力する構成とすることを特徴とする請求項９〜１６のいずれか一つに記載の中継装置。

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