JP2001308818A

JP2001308818A - 信号成分分離装置、フィルタ装置、受信装置、通信装置、および、通信方法

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Publication number: JP2001308818A
Application number: JP2001036727A
Authority: JP
Inventors: Kazuyuki Sakota; 和之迫田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-02-18
Filing date: 2001-02-14
Publication date: 2001-11-02
Anticipated expiration: 2021-02-14
Also published as: JP4622115B2

Abstract

(57)【要約】【課題】マルチキャリア通信において、受信機におけ
るＦＦＴ処理の負担を軽減する通信装置、および、それ
に使用する信号成分分離装置、フィルタ装置を提供す
る。【解決手段】受信装置において、ＦＦＴ回路の前段に
信号成分分離装置を設けて、必要とするシンボル系列を
チャネルの信号のみを抽出する。信号成分分離装置４３
は二分岐回路を階層化した構成になっている。各二分岐
回路は、シンボル遅延回路４３ａと、位相オフセット調
整回路４３ｂ、加算回路４３ｃと、減算回路４３ｄから
なる。加算回路４３ｃから一方のシンボル列が出力さ
れ、減算回路４３ｄから他方のシンボル列が出力され
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は通信装置（通信シス
テム）、送信機および受信機、並びに、通信方法に関す
るものであり、特に、マルチキャリア変調を行うディジ
タル通信装置（システム）、ディジタル通信装置（シス
テム）に用いる無線送信機（無線送信装置）無線受信機
（無線受信装置）、並びに、その通信方法に関する。よ
り特定的には、本発明は直交周波数分割多重化（ＯＦＤ
Ｍ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方
式で多重化されたマルチキャリア信号をシンボル系列に
分離する信号成分分離装置、マルチキャリア信号から特
定のシンボルを抽出するフィルタ装置、および、これら
信号成分分離装置、フィルタ装置などを有する信号受信
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＯＦＤＭ方式による変調信号の例として
ＤＡＢ(Digital Audio Broadcasting、ディジタル・オ
ーディオ放送) システムを例示する。ＥＵＲＥＫＡ１４
７プロジェクトが開発した移動受信可能な高品質ディジ
タル音声地上放送方式としてＤＡＢシステムが知られて
いる。ＤＡＢシステムを衛星放送に適用したディジタル
衛星音声放送も実用化が進められている。

【０００３】そのようなディジタル通信システム（装
置）に使用される変調方式としては、マルチパスフェー
ジング、ゴーストなどに強いという特徴を有するＯＦＤ
Ｍ方式が提案されている。ＯＦＤＭ方式は通常、直交す
る数十〜数百の搬送波を使用するマルチキャリア変調方
式であり、各搬送波をＱＡＭ、ＰＳＫなどの変調方式で
変調する。ＤＡＢシステムなどにおいては、マルチキャ
リア通信を適用して多重チャネルのディジタル音声信号
を伝送する。

【０００４】図２１（Ａ）、（Ｂ）はマルチキャリア変
調方式として、ＤＡＢシステムなどに適用されるＯＦＤ
Ｍ方式を用いたディジタル無線通信システムの一構成例
を示す図である。図２１（Ａ）、（Ｂ）はＤＡＢシステ
ムの一部を簡略化して図解している。以下の説明では、
ＤＡＢシステムを例示して、多重化に関する部分を中心
に説明を行う。

【０００５】図２１（Ａ）に図解したＯＦＤＭ方式の無
線通信システムの無線送信装置１０は、符号化回路１１
と、シンボルマッピング回路１２と、マルチプレクサ
（信号多重化処理回路）１３と、周波数インターリーブ
回路１４と、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse
Fast Fourier Transform) 回路１５と、無線送信回路１
６と、アンテナ１７とを有する。

【０００６】情報ビットストリームは、符号化回路１１
において符号化ならびにインターリーブなどの処理がな
された後に、シンボルマッピング回路１２において各ビ
ットが送信シンボルにマッピングされる。この作業はチ
ャネル毎に各々別個に行われ、図２１（Ａ）に示した例
においては、たとえば、チャネルあたり毎秒６４ｋｓｐ
ｓ（シンボル／秒）のシンボルが生成されている。

【０００７】これらのシンボルストリームは、マルチプ
レクサ１３において単純に直列に連結されることにより
多重化されたシンボルストリームとなる。たとえば、６
４ｋｓｐｓのチャネルを１８チャネル分多重すると、多
重されたシンボルストリームの伝送レートは１１５２ｋ
ｓｐｓ（＝１８ｘ６４ｋｓｐｓ）となる。この多重され
たシンボルストリームは周波数インターリーブ回路１４
における周波数インターリーブ処理によりシンボルの並
び替えが行われる。この作業により各チャネルのシンボ
ルはばらばらに並ぶことになる。

【０００８】その後、シンボルストリームは逆高速フー
リエ変換（ＩＦＦＴ）回路１５におけるＩＦＦＴ処理に
よりばらばらに並ぶシンボルが周波数軸上にならべら
れ、これらの周波数軸上でのシンボル表現が時間軸上の
シンボルに変換されて送信回路１６からアンテナ１７を
介して空中に送出される。

【０００９】送信装置１０から出力される６キャリアに
マルチキャリア化されたシンボル列の例を図２２に図解
する。

【００１０】これまで、上述したマルチキャリア化され
た複数のシンボル（シンボル系列）の特定のシンボルの
みを抽出することは行われていなかった。そこで、無線
信号受信機において、図２２に例示したシンボル系列か
ら所望のシンボルまたはキャリア成分を抽出する方法を
既存の技術を用いて行う場合を想定する。

【００１１】図２３はマルチキャリア信号を分離する第
１の方法を示す図である。この方法は、それぞれ対応す
るキャリアの周波数帯域特性を有する帯域フィルタを複
数設けて、それぞれの帯域通過フィルタで対応するシン
ボルを抽出する。そのようなフィルタとしては、たとえ
ば、くし型フィルタを用いることができる。

【００１２】しかしながら、このような方法は、ＯＦＤ
Ｍのようにキャリアの間隔が詰まっている変調方式のシ
ンボルの分離には不向きである。すなわち、ＯＦＤＭ方
式による変調方式ではある周波数帯域に多数のキャリア
が詰まっているので、隣接する信号成分のアイソレーシ
ョンが十分にとれないので、隣接する周波数のキャリア
信号を識別するには各帯域通過フィルタは急峻な周波数
特性を持たねばならない。

【００１３】たとえば、くし型フィルタでそのような急
峻な周波数特性を持つ精度の高いフィルタを各種準備す
ることは困難であるし、価格などの面で相当高価格にな
るので、実現することが困難である。

【００１４】図２４はマルチキャリア信号を分離する第
２の方法を示す図である。図２４において、受信回路２
２で受信した信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路２
３で高速フーリエ変換を行い周波数軸上に並んだ受信シ
ンボル系列を生成し、デマルチプレクサ（信号分離装
置）２９においてシンボル系列をばらばらのシンボルに
分離して、特定のシンボルのみ選択可能にする。しかし
ながら、この方法は、特定のシンボルを抽出する場合で
も、全てのシンボルについて高速フーリエ変換を行うか
ら、複雑なＦＦＴ回路２３を設けなければならず、装置
構成が複雑になる。

【００１５】図２５は一定間隔のキャリア信号成分のみ
抽出する場合の概略構成図である。図２５において、複
数の異なる通過帯域特性を有する複数の帯域通過フィル
タを設けて、フィルタにより帯域制限した信号同士を加
算回路２８Ａ、２８Ｂで加算して所望の信号を得る。こ
の場合も、帯域フィルタとして、たとえば、くし型フィ
ルタを用いる。しかしながら、この方法も、図２３の方
法と同様、マルチキャリア方式なのでキャリアが詰まっ
ていて信号成分のアイソレーションが十分にとれない、
および、急峻な周波数特性を持つ精度の高いフィルタを
準備することが価格などの面で困難になるという問題に
遭遇する。

【００１６】図２１（Ｂ）は、図２１（Ａ）に図解した
ＤＡＢシステムにおける無線信号受信機の概略構成図で
ある。図２１（Ｂ）のＯＦＤＭ方式の無線通信システム
１の無線受信装置２０は、アンテナ２１と、受信回路２
２と、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路２３と、シンボ
ル選択回路２４と、ビット抽出回路２５と、復号回路２
６とを有する。

【００１７】受信回路２２でアンテナ２１で受信した所
望の周波数帯域の信号を周波数変換してベースバンド信
号成分のみを抽出することにより、ベースバンド信号を
得る。このようにして得られたベースバンド信号は、情
報が周波数軸上に並んでいる信号の時間軸上での表現と
なっているので、ＦＦＴ回路２３においてＦＦＴ処理し
て周波数軸上に並んでいるサブキャリアを抽出する。こ
のとき、ＦＦＴ処理によって出力されるシンボルは受信
した信号帯域全体のサブキャリア群となる（たとえば、
本例においては１１５２ｋｓｐｓ分の情報が含まれてい
る）。

【００１８】シンボル選択回路２４は、サブキャリア群
の中から、図２１（Ａ）に図解した送信側で行われた周
波数インターリーブにより配置された所望のチャネルの
シンボルの存在位置からシンボルを抽出する。これによ
り所望のチャネルの情報である６４ｋｂｐｓが抽出され
たことになる。

【００１９】ビット抽出回路２５においてこのようにし
て得られた所望のチャネルのシンボルストリームから受
信ビットストリームを抽出して符号化ビットストリーム
を得た後、復号回路２６においてこれをデコードするこ
とにより、所望のチャネルの情報ビットストリームを得
ている。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】このように、ＯＦＤＭ
のシステムにおいては、サブキャリア毎に異なるチャネ
ルのシンボルを割り当てることにより多重化が行われて
いるが、無線受信装置２０は、送信されてきた全チャネ
ル分の多重化信号を全て受信し、さらにはＦＦＴ回路２
３により全チャネル分のシンボルを抽出した後にシンボ
ル選択回路２４においてチャネルの選定を行っており、
本来必要であった１チャネル分の情報に必要とされる演
算量を上回る演算がＦＦＴ回路２３においてＦＦＴ処理
が行われていることになる。すなわち、無線受信装置２
０が欲していないチャネルの分をも含めてＦＦＴ回路２
３においてＦＦＴ信号処理を行っていることになり、Ｆ
ＦＴ回路２３の回路規模が大きくなるという問題があ
る。

【００２１】上述した問題を解決する方法として、本願
の発明者は、たとえば、平成１１年５月２０日に出願し
た、特願平１１−１４０４４２号に記載された発明を提
案している。特願平１１−１４０４４２号に記載された
発明はシンボル系列から交互のサブキャリアごとシンボ
ル列を分離する回路を二分岐方式で多段に階層的に設け
ている。

【００２２】本発明は、特願平１１−１４０４４２号に
記載された発明とは異なる方法で上記問題を解決すると
ともに、さらに、１シンボルのみを効率よく抽出するこ
とを目的とする。

【００２３】本発明の目的は、シンボル系列を効率よく
二分岐的に分離可能な信号成分分離装置を提供すること
にある。

【００２４】本発明の他の目的は、シンボル系列から特
定のシンボルを効率よく抽出可能なフィルタ装置を提供
することにある。

【００２５】本発明のさらに他の目的は、上記信号成分
分離装置および／またはフィルタ回路を有する受信装置
を提供することにある。

【００２６】本発明のさらに他の目的は、上記受信装置
と送信装置とを有する通信システムを提供することにあ
る。

【００２７】本発明の他の目的は、上記受信処理と上記
送信処理を行う通信方法を提供することにある。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本発明の第１の観点によ
れば、マルチキャリア変調された信号群（シンボル群）
からある信号群を分離する信号成分分離装置であって、
入力信号群をＮ／２^(m+1) シンボル遅延するシンボル遅
延手段と、入力信号群を０Ｈｚを基準として−π（ｋ／
２^m ）ラジアン位相シフトする位相オフセット調整手段
と、上記シンボル遅延手段の出力信号と上記位相オフセ
ット調整手段の出力信号を加算して上記信号選択出力手
段に入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置
する一方のシンボル列を算出する加算手段と、上記シン
ボル遅延手段の出力信号から上記位相オフセット調整手
段の出力信号を減算して上記信号選択出力手段に入力さ
れた多重化信号のうち周波数軸上交互に位置する他方の
シンボル列を算出する減算手段とからなる二分岐回路が
二分岐方式で段階的かつ階層的に接続されている、信号
成分分離装置が提供される。ただし、ｍは二分岐回路の
段数の位置を示すパラメータであり、Ｎは１変調時間内
に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準
としてサブキャリアの周波数オフセットを持つ信号群が
入力されていることを示すパラメータである。

【００２９】本発明の第２の観点によれば、上記信号成
分分離装置を適用した、複数チャネルのサブキャリアが
周期的に配置されているマルチキャリア変調による多重
通信に用いる受信装置が提供される。当該受信装置は、
信号群を受信する受信手段と、入力した信号群をＮ／２
^(m+1) シンボル遅延するシンボル遅延手段と、入力した
信号群を−π（ｋ／２^m ）ラジアン位相シフトする位相
オフセット調整手段と、上記シンボル遅延手段の出力信
号と上記位相オフセット調整手段の出力信号を加算して
上記信号選択出力手段に入力された多重化信号のうち周
波数軸上交互に位置する一方のシンボル列を算出する加
算手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号から上記位
相オフセット調整手段の出力信号を減算して上記信号選
択出力手段に入力された多重化信号のうち周波数軸上交
互に位置する他方のシンボル列を算出する減算手段と、
からなる二分岐回路が二分岐方式で段階的かつ階層的に
接続されている、信号成分分離装置と、上記信号成分分
離装置で分離した信号群について直交変換を行う直交変
換手段と、上記直交変換した情報を復号する復号手段と
を具備する。

【００３０】本発明の第３の観点によれば、上記受信装
置を適用した、複数チャネルのサブキャリアが周期的に
配置されているマルチキャリア変調による多重通信に用
いる、送信装置と受信装置とを有する、通信装置が提供
される。当該通信装置の上記送信装置は、複数チャネル
の情報を独立に符号化する符号化手段と、上記符号化し
た情報をそれぞれ所定の変調方式に基づいて変調して信
号点配置を行う信号点配置手段と、上記複数の信号点配
置した信号を時間周期的に多重化する信号多重化手段
と、上記多重化した信号を逆直交変換する逆直交変換手
段と、上記直交変換した情報を送出する送信手段と、を
有する。当該通信装置の上記受信装置は、上述した受信
装置の構成要素、すなわち、上記送出された信号群を受
信する受信手段と、上記受信した信号群を選択分離する
信号成分分離手段と、上記選択分離された信号を直交変
換する直交変換手段と、上記直交変換した情報を復号す
る復号手段とを有する。上記信号成分分離手段は、上述
した構成を有する。

【００３１】好ましくは、上記送信装置における上記信
号多重化手段は、上記複数の信号点配置した信号を所定
のサブキャリアでチャネルごと周波数をずらして多重化
する。

【００３２】また好ましくは、上記送信装置における上
記信号点配置手段における変調方式は直交周波数多重化
方式（ＯＦＤＭ方式）を用いる変調方式である。

【００３３】また好ましくは、上記送信装置における上
記逆直交変換処理手段は逆フーリエ変換処理を行い、上
記受信機における上記直交変換処理手段はフーリエ変換
処理を行う。

【００３４】本発明の第４の観点によれば、複数チャネ
ルのサブキャリアが周期的に配置されているマルチキャ
リア変調による多重通信に用いる受信装置であって、信
号群を受信する受信手段と、入力信号群をＮ／２^(m+1)
遅延するシンボル遅延手段と、入力信号群を−π（ｋ／
２^m ）ラジアン位相シフトする位相オフセット調整手段
と、上記シンボル遅延手段の出力信号と上記位相オフセ
ット調整手段の出力信号を加算して上記信号選択出力手
段に入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置
する一方のシンボル列を算出する加算手段と、上記シン
ボル遅延手段の出力信号から上記位相オフセット調整手
段の出力信号を減算して上記信号選択出力手段に入力さ
れた多重化信号のうち周波数軸上交互に位置する他方の
シンボル列を算出する減算手段と、からなる二分岐回路
が二分岐方式で段階的かつ階層的に接続されている信号
成分分離装置と、上記信号成分分離装置で分離したシン
ボル列のうち、所定のサブキャリアのシンボル群を１系
列または複数系列選択して出力する信号選択手段と、上
記信号選択手段で選択出力した１系列または複数系列の
シンボル群について周波数オフセット補償する周波数オ
フセット補償手段と、上記周波数オフセット補償手段の
それぞれの出力信号について直交変換を行う２つの直交
変換手段と、上記直交変換した信号を復号する復号手段
とを具備する受信装置が提供される。

【００３５】好ましくは、上記周波数オフセット補償手
段は、上記周波数オフセット補償のために複素正弦波信
号を出力する周波数オフセット補償信号発生手段と、上
記信号群と、上記周波数オフセット補償信号発生手段か
ら出力される複素正弦波信号とを乗算する乗算手段と、
該乗算手段における乗算結果のシンボルを周波数軸に沿
って並べ替えるシンボル並べ替え手段とを有する。

【００３６】本発明の第５の観点によれば、第４の観点
の受信装置を用いた、複数チャネルのサブキャリアが周
期的に配置されているマルチキャリア変調による多重通
信に用いる、送信装置と受信装置とを有する通信装置が
提供される。

【００３７】本発明の第６の観点によれば、複数チャネ
ルのサブキャリアが周期的に配置されているマルチキャ
リア変調による多重通信に用いる受信装置であって、信
号群を受信する受信手段と、入力信号群をＮ／２^(m+1)
遅延するシンボル遅延手段と、入力信号群を−π（ｋ／
２^m ）ラジアン位相シフトする位相オフセット調整手段
と、上記シンボル遅延手段の出力信号と上記位相オフセ
ット調整手段の出力信号を加算して上記信号選択出力手
段に入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置
する一方のシンボル列を算出する加算手段と、上記シン
ボル遅延手段の出力信号から上記位相オフセット調整手
段の出力信号を減算して上記信号選択出力手段に入力さ
れた多重化信号のうち周波数軸上交互に位置する他方の
シンボル列を算出する減算手段と、からなる二分岐回路
が二分岐方式で段階的かつ階層的に接続されている信号
成分分離装置と、上記信号成分分離手段で分離した１系
列または複数系列のシンボル群について周波数オフセッ
ト補償する周波数オフセット補償手段と、上記周波数オ
フセット補償手段のそれぞれの出力信号について直交変
換を行う２つの直交変換手段と、上記直交変換した信号
を復号する復号手段とを具備する受信装置が提供され
る。

【００３８】本発明の第７の観点によれば、上記受信装
置を適用した、複数チャネルのサブキャリアが周期的に
配置されているマルチキャリア変調による多重通信に用
いる、送信装置と受信装置とを有する通信装置が提供さ
れる。

【００３９】本発明の第８の観点によれば、マルチキャ
リア変調された信号群から特定の信号を抽出するフィル
タ装置であって、入力信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシ
ンボル遅延手段と、入力信号群を−π（ｋ／２^m ）ラジ
アン位相シフトする位相オフセット調整手段と、上記シ
ンボル遅延手段の出力信号と上記位相オフセット調整手
段の出力信号を加算して上記信号選択出力手段に入力さ
れた多重化信号のうち周波数軸上交互に位置する一方の
シンボル列を算出する加算手段と、上記シンボル遅延手
段の出力信号から上記位相オフセット調整手段の出力信
号を減算して上記信号選択出力手段に入力された多重化
信号のうち周波数軸上交互に位置する他方のシンボル列
を算出する減算手段と、からなる二分岐回路が二分岐方
式で段階的かつ階層的に接続されている信号成分分離装
置と、上記信号成分分離装置で分離したシンボル列のう
ち、特定のサブキャリアのシンボル群を選択して出力す
る信号選択手段と、上記信号選択手段で選択出力したシ
ンボル群について周波数オフセット補償する周波数オフ
セット補償手段とを具備するフィルタ装置が提供され
る。

【００４０】本発明の第９の観点によれば、上記フィル
タ装置を適用した、複数チャネルのサブキャリアが周期
的に配置されているマルチキャリア変調による多重通信
に用いる受信装置であって、マルチキャリア変調された
信号群を受信する受信手段と、上記受信手段で受信した
マルチキャリア変調された信号群から特定の信号を抽出
するフィルタ装置と、該フィルタ装置で抽出した信号に
ついて直交変換を行う直交変換手段と、上記直交変換し
た信号を復号する復号手段とを具備する受信装置が提供
される。

【００４１】本発明の第１０の観点によれば、マルチキ
ャリア変調された信号群から特定の信号を抽出するフィ
ルタ装置であって、サブキャリアを選択するサブキャリ
ア選択手段と、上記選択されたサブキャリアに応じて、
入力された信号群から特定の信号群を選択して出力す
る、少なくとも１段の信号選択手段と、上記信号選択手
段で選択した信号について周波数オフセット補償する周
波数オフセット補償手段とを具備する、フィルタ装置が
提供される。

【００４２】本発明の第１１の観点によれば、上記フィ
ルタ装置を適用した、複数チャネルのサブキャリアが周
期的に配置されているマルチキャリア変調による多重通
信に用いる受信装置であって、マルチキャリア変調され
た信号群を受信する受信手段と、上記受信手段で受信し
たマルチキャリア変調された信号群から特定の信号を抽
出するフィルタ装置と、該フィルタ装置で抽出した信号
について直交変換を行う直交変換手段と、上記直交変換
した信号を復号する復号手段とを具備する受信装置が提
供される。

【００４３】本発明の第１２の観点によれば、マルチキ
ャリア変調された信号群から特定の信号を抽出するフィ
ルタ装置であって、選択すべきチャネルに応じた複素正
弦波信号を出力する通過サブキャリア選択信号出力手段
と、上記通過サブキャリア選択出力手段から出力された
複素正弦波信号と、入力信号群との乗算を行う乗算手段
と、上記乗算手段における乗算結果のうち、特定の信号
群を選択する少なくとも１段の信号成分分離手段と、上
記信号成分分離装置の出力を周波数軸上に並べ替えるシ
ンボル並べ替え手段とを具備するフィルタ装置が提供さ
れる。

【００４４】本発明の第１３の観点によれば、上記フィ
ルタ装置を適用した、複数チャネルのサブキャリアが周
期的に配置されているマルチキャリア変調による多重通
信に用いる受信装置であって、マルチキャリア変調され
た信号群を受信する受信手段と、上記受信手段で受信し
たマルチキャリア変調された信号群から特定の信号を抽
出するフィルタ装置と、該フィルタ装置で抽出した信号
について直交変換を行う直交変換手段と、上記直交変換
した信号を復号する復号手段とを具備する受信装置が提
供される。

【００４５】本発明の第１４の観点によれば、複数チャ
ネルのサブキャリアが周期的に配置されているマルチキ
ャリア変調による多重通信に用いる受信装置であって、
マルチキャリア変調された信号群を受信する受信手段
と、入力信号群をスイッチングするスイッチング手段
と、上記受信手段で受信したマルチキャリア変調された
信号群を保持するバッファ手段と、上記スイッチング手
段の後段に接続され、入力された信号群のうち特定の信
号群を選択出力するフィルタ装置と、上記フィルタ装置
で抽出した信号について直交変換を行う直交変換手段
と、上記直交変換した信号を復号する復号手段とを具備
し、上記スイッチング手段は１シンボル分の信号群を上
記フィルタ装置に出力し、上記バッファ手段はその間、
入力された１シンボル分の信号群を保持し、上記フィル
タ装置への信号送出終了後、上記バッファ手段に保持し
た信号群を上記スイッチング手段を介して上記フィルタ
装置に送出し、上記フィルタ装置は、上記スイッチング
手段を介して入力された信号群のうち指定されたサブキ
ャリアのみ選択出力する、受信装置が提供される。

【００４６】上記フィルタ装置は、上述した各種のフィ
ルタ装置を適用できる。

【００４７】本発明の第１５の観点によれば、複数チャ
ネルのサブキャリアが周期的に配置されているマルチキ
ャリア変調による多重通信に用いる受信装置であって、
マルチキャリア変調された信号群を受信する受信手段
と、上記受信手段で受信したマルチキャリア変調された
信号群のうち偶数キャリアの信号群を選択して出力する
第１のフィルタ装置と、上記受信手段で受信したマルチ
キャリア変調された信号群のうち奇数キャリアの信号群
を選択して出力する第２のフィルタ装置と、上記第２の
フィルタ装置の出力信号群を保持するバッファ手段と、
上記第１のフィルタ装置の出力信号群をスイッチングす
るスイッチング手段と、上記スイッチング手段の後段に
接続され、スイッチングされた出力信号について直交変
換を行う直交変換手段と、上記直交変換した信号を復号
する復号手段とを具備し、上記スイッチング手段は上記
第１のフィルタ装置の出力信号を上記直交変換手段に送
出し、上記直交変換手段への信号送出終了後、上記バッ
ファ手段に保持した信号群を上記スイッチング手段を介
して上記直交変換手段に送出する、受信装置が提供され
る。

【００４８】上記フィルタ装置は、上述した各種のフィ
ルタ装置を適用できる。

【００４９】本発明の第１６の観点によれば、通信方法
であって、複数チャネルの情報を独立に符号化し、上記
符号化した情報をそれぞれ所定の変調方式に基づいて変
調して信号点配置を行い、上記複数の信号点配置した信
号を時間周期的に多重化し、上記多重化した信号を逆直
交変換し、上記直交変換した情報を送出する符号化送信
工程と、上記送出された信号を受信し、上記受信した直
交変換処理後の多重化信号のうち、希望するチャネルの
信号のみ選択出力し、上記選択出力された信号を直交変
換し、上記直交変換した情報を復号する受信復号工程と
を有する通信方法であって、上記受信工程における信号
選択処理は、Ｎ／２^(m+1) シンボル遅延し、π（ｋ／２
^m ）ラジアンだけ位相シフトし、上記シンボル遅延した
信号と上記位相シフトした信号を加算して上記入力され
た多重化信号のうち周波数軸上交互に位置する一方のシ
ンボル列を算出するか、上記シンボル遅延した信号から
上記位相シフトした信号を減算して上記入力された多重
化信号のうち周波数軸上交互に位置する他方のシンボル
列を算出する方法を二分岐的かつ段階的に行う通信方法
が提供される。

【００５０】

【発明の実施の形態】本発明の通信装置（通信システ
ム）、送信装置（送信機）および受信装置（受信機）、
並びに、通信方法について、添付図面を参照して好適実
施の形態を述べる。

【００５１】下記の実施の形態においては、通信システ
ムとして無線通信システムについて例示するが、本発明
は無線通信システムに限定されず、有線通信システムに
も適用できる。しかしながら下記の実施の形態において
は、無線通信システム、たとえば、ＤＡＢシステムに類
似する直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式を用いて
通信システムについて例示する。

【００５２】通信装置の第１実施の形態図１（Ａ）、（Ｂ）、図２（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）、お
よび、図３を参照して本発明の通信システム、送信装
置、受信装置、並びに、通信方法の第１実施の形態を述
べる。

【００５３】図１（Ａ）、（Ｂ）は本発明の通信システ
ム、送信装置および受信装置、並びに、通信方法の１実
施の形態としてのマルチキャリア変調方式としてＯＦＤ
Ｍ方式を用いたディジタル無線通信システムの構成図で
あり、図１（Ａ）はＯＦＤＭ方式の無線通信システムの
送信装置３０の構成図であり、図１（Ｂ）はＯＦＤＭ方
式の無線通信システムの受信装置４０の構成図である。

【００５４】送信装置３０と受信装置４０とで、ＯＦＤ
Ｍ方式の無線通信システムを構成している。

【００５５】送信装置（送信機）３０送信装置（送信機）３０について述べる。図１（Ａ）に
図解したＯＦＤＭ方式の無線通信システムの送信装置３
０は、第１チャネル用符号化回路３１₁ および第１チャ
ネル用シンボルマッピング回路３２₁ 、第２チャネル用
符号化回路３１₂ および第２チャネル用シンボルマッピ
ング回路３２₂ 、〜、第Ｍチャネル用符号化回路３１_M
および第Ｍチャネル用シンボルマッピング回路３２_M を
有する。この例は、Ｍチャネルの情報ビットストリーム
を符号化する例を示す。送信装置３０はさらに、マルチ
プレクサ（信号多重化処理回路）３４と、スクランブル
処理・ＩＦＦＴ・ガードタイム付加・窓かけ処理回路３
６と、送信回路３８と、アンテナ３９とを有する。

【００５６】送信装置３０は、このように、複数の符号
化回路３１₁ 〜３１_M と複数のシンボルマッピング回路
３２₁ 〜３２_M に対して、１系統のマルチプレクサ３
４、スクランブル処理・ＩＦＦＴ・ガードタイム付加・
窓かけ処理回路３６、送信回路３８を有している。符号
化回路３１およびシンボルマッピング回路３２はチャネ
ル数だけ設けられる。

【００５７】チャネル１〜チャネルＭのそれぞれ独立し
た情報ビットストリームについて、符号化回路３１₁ 〜
３１_M においてそれぞれ独立して符号化、インターリー
ブ等の処理が行われる。

【００５８】符号化回路３１₁ 〜３１_M における符号化
処理の具体例を述べる。ＯＦＤＭ方式の無線通信システ
ムがたとえばＤＡＢシステムのようなオ−ディオ信号の
伝送に適用される場合、情報ビットストリームのビット
信号はオーディオ信号であるから、符号化回路３１₁ 〜
３１_M はそれぞれオーディオ信号について符号化処理を
行う。符号化回路３１₁ 〜３１_M は必要に応じて、さら
にインターリーブ処理をも行う。

【００５９】符号化回路３１₁ 〜３１_M において生成さ
れた各チャネルの符号化ビット信号はシンボルマッピン
グ回路３２₁ 〜３２_M において、送信シンボルにマッピ
ングされ、シンボルストリームが生成される。

【００６０】シンボルマッピング回路３２₁ 〜３２_M に
おいては、ＯＦＤＭ方式に適用する各種の変調方式を適
用することができる。そのような変調方式としては、多
値ＱＡＭ、ＰＳＫなど各種の変調方式が適用できる。こ
のようにシンボルマッピング回路３２₁ 〜３２_M におい
て、図２（Ａ）に図解したように、各チャネルで各々独
立したシンボルストリームが生成される。

【００６１】複数チャネルごとのシンボルストリームは
マルチプレクサ３４において多重化され、多重シンボル
ストリームとして生成される。マルチプレクサ３４は、
図２（Ｂ）に図解したスイッチ回路を有しており、マル
チプレクサ３４の多重化処理によって、図２（Ａ）に図
解した複数チャネルのシンボルが図２（Ｃ）に図解した
ように周波数軸上に複数のチャネルのシンボルが並んだ
多重化シンボルストリームとなる。

【００６２】マルチプレクサ３４において多重化された
多重化シンボルストリームは、スクランブル処理・ＩＦ
ＦＴ・ガードタイム付加・窓かけ処理回路３６におい
て、ランダム位相シフト処理（ＲＰＳ：Randam Phase S
hift）、ランダム直交変換処理（ＲＯＴ：Randam Ortho
gonal Transform)等などによりスクランブルされる。

【００６３】スクランブル処理・ＩＦＦＴ・ガードタイ
ム付加・窓かけ処理回路３６において逆フーリエ変換処
理（ＩＦＦＴ処理）によって周波数ドメイン多重化シン
ボルストリームから時間ドメインの多重化シンボルスト
リームに変換される。さらにスクランブル処理・ＩＦＦ
Ｔ・ガードタイム付加・窓かけ処理回路３６においてガ
ードタイムの付加ならびに窓かけ処理（ウインドー処
理）が施される。

【００６４】スクランブル処理・ＩＦＦＴ・ガードタイ
ム付加・窓かけ処理回路３６は、後述するスクランブル
処理、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast F
ourier Transform) 処理、ガードタイム処理、窓かけ処
理（ウインドー処理）などを総称して１つの手段として
示したものであり、これらの処理を個別の回路または個
別の手段に分離して処理してもよい。

【００６５】スクランブル処理・ＩＦＦＴ・ガードタイ
ム付加・窓かけ処理回路３６における、スクランブル処
理、ガードタイム付加・窓かけ処理は本発明にとって必
須ではない。しかしながら、スクランブル処理を行う
と、通信の秘匿性（機密性）が高まる。

【００６６】直交変換の代表例として、ＩＦＦＴを例示
したが、スクランブル処理・ＩＦＦＴ・ガードタイム付
加・窓かけ処理回路３６におけるＩＦＦＴに代えて、他
の直交変換処理、たとえば、逆離散コサイン変換（ＩＤ
ＣＴ：Inverse Discrete Cosine Transform ）処理を行
うこともできる。

【００６７】以上から、スクランブル処理・ＩＦＦＴ・
ガードタイム付加・窓かけ処理回路３６は基本的には、
直交変換処理を行う回路または手段である。

【００６８】スクランブル処理・ＩＦＦＴ・ガードタイ
ム付加・窓かけ処理回路３６の出力シンボルは、送信回
路３８において高周波信号と畳込まれ所望の周波数帯域
に周波数変換された後、アンテナ３９を介して空中に送
信される。

【００６９】図２（Ａ）〜（Ｃ）を参照してマルチプレ
クサ３４の内部の構成ならびにこの多重化方法により生
成される各チャネルのシンボルの並びについて説明す
る。図２（Ａ）〜（Ｃ）は、図１に図解したマルチプレ
クサ３４における多重送信の基本概念を示す図である。
図１（Ａ）に図解したマルチプレクサ３４は基本的に、
図２（Ｂ）に図解したスイッチング回路として構成され
ている。

【００７０】図２（Ａ）は、マルチプレクサ３４におい
て多重化された各チャネルのシンボルストリームを示し
ている。ここでは、チャネル１（ＣＨ１）からチャネル
４（ＣＨ４）まで４つのチャネルについて例示してい
る。それぞれのチャネルのシンボルストリームは個別に
マルチプレクサ３４に挿入されている。

【００７１】図２（Ｂ）はマルチプレクサ３４における
処理の概念を示したものである。入力されてきた各チャ
ネルのシンボルストリームをサイクリックにスイッチン
グ処理して、各チャネルのシンボルが周期的に現れるよ
うにシンボルを配置する。多重化されたシンボルストリ
ームを図２（Ｃ）に示す。

【００７２】この例示は、最大４チャネルの多重化を行
う場合を例にとったため各チャネルのシンボルの出現周
期は４であるが、最大のチャネル多重数はこれに限定さ
れることはなく、任意の整数ｎに関して２ⁿ （ｎ＝１、
２、３、４、…）に設定することができる。その場合の
各チャネルのシンボルの出現周期は、最大の多重数と同
じ２ⁿ となる。

【００７３】マルチプレクサ３４における多重化処理を
２² チャネルの処理とした場合、実際に通信に用いられ
るチャネル数が最大の多重数よりも小さい場合には、使
われていないチャネルのシンボルとして振幅が「０（ゼ
ロ）」のヌル（Ｎｕｌｌ）シンボルを挿入して、マルチ
プレクサ３４における周期的な多重化処理を行う。

【００７４】図３は複数チャネルのサブキャリアの並び
を示す図である。図３に図解した例示においては、チャ
ネル数が４で、サブキャリア間隔が隣接するチャネルご
と４ｋＨｚのＯＦＤＭ処理を行っている場合、すなわち
１シンボル変調時間が２５０μｓ＝１／４ｋＨｚである
場合を例示している。多重信号のサブキャリア間隔は４
ｋＨｚであるが、チャネル１〜チャネル４は１サブキャ
リア単位で周波数軸上に周期的に出現するため、各チャ
ネルのサブキャリアは、１６ｋＨｚ＝４×４ｋＨｚおき
に出現している。図３における記号ｆ_c はキャリア（搬
送波）周波数（帯域信号の中心周波数）を示す。

【００７５】本発明の実施の形態においては、マルチキ
ャリア変調による多重通信を行うときに、複数チャネル
のサブキャリアが周期的に配置されるようにしている。
その理由は、多数のシンボルの変調を容易にするためで
あり、さらに後述する受信装置４０におけるチャネル選
択回路４３においてチャネル分離を容易にするためであ
る。

【００７６】受信装置の第１実施の形態図１（Ｂ）に図解したＯＦＤＭ方式の無線通信システム
の受信装置４０について述べる。この実施の形態におい
て、送信装置３０と同様、多重チャネル数が４でサブキ
ャリア間隔が４ｋＨｚのＯＦＤＭ処理を行っている場
合、すなわち１シンボル変調時間が２５０μｓ＝１／４
ｋＨｚである場合を例示する。さらに、説明の都合上、
多重信号の信号帯域が１０２４ｋＨｚで、サブキャリア
が２５６本存在する場合を例示する。これは、１チャネ
ルあたりのサブキャリア数が６４本（＝２５６本／４）
の多重である場合に相当する。

【００７７】受信装置４０は、受信アンテナ４１と、高
周波受信回路４２と、信号成分分離装置（デマルチプレ
クサ、または、チャネル選択回路）４３と、ＦＦＴ・デ
スクランブル処理手段４４と、ビット抽出回路４５と、
復号回路４６とを有する。

【００７８】ＯＦＤＭ方式の無線通信システムの送信装
置３０より送信された信号は、受信アンテナ４１で受信
され、高周波受信回路４２においてベースバンド帯域に
ダウンコンバートされる。さらに、図解しないＡ／Ｄ変
換器においてディジタル信号に変換されて、接続線２０
２より信号成分分離装置４３に入力される。

【００７９】信号成分分離装置４３には、チャネル１〜
チャネル４までの信号が周波数軸上に並べられている信
号が時間軸上での表現で入力されることになる。信号成
分分離装置４３は、送信装置３０におけるマルチプレク
サ３４の処理とは逆に、複数のチャネルごとに信号を分
離する（デマルチプレクシングする）。この信号成分分
離装置４３の詳細な回路構成と処理方法については、図
４〜図７を参照して後述する。

【００８０】高周波受信回路４２から信号成分分離装置
４３に入力されるシンボル数は、１変調時間あたり２５
６個であるが、（簡単のためここではオーバーサンプル
は考えない）、所望のチャネルのサブキャリア本数はそ
の１／４であるから、チャネル選択回路４３では周波数
軸上でのデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）が行
われ、６４個（＝２５６個／４）のシンボルが出力され
る。これにより、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４
におけるＦＦＴ処理のシンボル数が１／４に減少する。

【００８１】信号成分分離装置４３の出力シンボルが信
号線２０４を介してＦＦＴ・デスクランブル処理手段４
４に入力される。ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４
において、送信装置３０におけるスクランブル処理・Ｉ
ＦＦＴ・ガードタイム付加・窓かけ処理回路３６で行っ
たＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）とは逆の高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）処理が行われ、周波数軸上に並んでい
るシンボル列が抽出される。

【００８２】信号成分分離装置４３において所望のチャ
ネルのシンボルが選択されて抽出されてＦＦＴ・デスク
ランブル処理手段４４に印加されているから、ＦＦＴ処
理により抽出されたシンボルは、所望のチャネル以外の
他のチャネルのシンボルは含まれていない。すなわち、
処理手段４４における処理は所望のチャネルを受信する
のに必要最低限のポイント数をもつＦＦＴ処理で充分で
ある。その結果、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４
におけるＦＦＴ処理回路が小規模になる。

【００８３】このようにして抽出された所望のチャネル
のシンボルストリームは、スクランブル処理・ＩＦＦＴ
・ガードタイム付加・窓かけ処理回路３６におけるラン
ダム位相シフト処理、ランダム直交変換処理等などの処
理に対応する処理を行い、送信装置３０において行われ
たスクランブルを解いた後、信号線２０６を介してビッ
ト抽出回路４５に入力される。

【００８４】ビット抽出回路４５において、シンボルが
変調されている変調方式に応じてビットを抽出し、符号
化ビットストリームを復号回路４６へ印加する。そのよ
うな変調方式としては、ＯＦＤＭ方式において適用され
るＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭなど様々な変調方式
を適用できる。

【００８５】復号回路４６は、送信装置３０における複
数チャネルの符号化回路３１₁ 〜３１_M で行われた符号
化やインターリーブとは逆のデインターリーブおよび復
号処理を行うことにより、情報ビットストリームを抽出
する。

【００８６】多数のサブキャリアのシンボル列の信号を
受信した受信装置４０に信号成分分離装置４３を設ける
ことにより、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４、ビ
ット抽出回路４５、復号回路４６におけるサンプルレー
トを所望のチャネル分に低下させて（デシメーションし
て）から行うことが可能となり、ＦＦＴ・デスクランブ
ル処理手段４４以降の回路４５〜４６の処理量を大幅
に、たとえば、（１／多重数分）に低減することが可能
となる。

【００８７】特に、信号成分分離装置４３をＦＦＴ・デ
スクランブル処理手段４４の前段に設けてＦＦＴ・デス
クランブル処理手段４４におけるＦＦＴ処理のデータ数
を減少させているので、ＦＦＴ処理のためのメモリ容量
が少なくなり、受信装置４０の小規模化に大きく貢献す
る。また、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４におけ
るＦＦＴ処理時間を短縮できる。

【００８８】各チャネルのサブキャリアは、システムの
周波数帯域全体にまたがって配置されることから、本実
施の形態をＤＡＢシステムのような多数のチャネルが多
重化されている無線通信システムに適用した場合、大き
な周波数ダイバーシティ効果が期待できる。これによ
り、フェーディングによる通信品質の劣化を抑えること
が可能となる。

【００８９】信号成分分離装置４３図４〜図７を参照して、図１（Ｂ）に示した信号成分分
離装置４３の実施の形態について述べる。図４は信号成
分分離装置４３の構成図である。図５は図４に図解した
信号成分分離装置４３を構成する二分岐回路の回路図で
ある。図６は図５に図解したシンボル遅延回路４３ａの
態様を示す図である。図７は図５に図解した位相オフセ
ット調整回路４３ｂの態様を示す図である。本実施の形
態においては、サブキャリアが２³ チャネル＝８チャネ
ルＣ０〜Ｃ７の場合について述べる。

【００９０】図４に図解した信号成分分離装置４３は、
１個の第１段目の二分岐回路４３１と、２個の第２段目
の二分岐回路４３２₁ 、４３２₂ と、４個の第３段目の
二分岐回路４３３₁ 〜４３３₄ を有する。信号成分分離
装置４３のこの回路構成は、シンボルを順次、二分岐す
る二分岐回路４３１：４３２₁ 、４３２₂ ：４３３₁〜
４３３₄ が２の巾乗の形態で拡散するように（または、
２の巾乗の形態でピラミッドのように階層的に）構成さ
れている。

【００９１】二分岐回路の意味は、シンボル列が入力さ
れたとき、サブキャリアごと交互に２系統に分岐したシ
ンボル列を抽出するからである。

【００９２】信号成分分離装置４３は、図４に図解した
ように、個別の二分岐回路４３１、４３２₁ 、４３２
₂ 、および、４３３₁ 〜４３３₄ を組み合わせて構成す
ることができるし、これらの二分岐回路を１個のＤＳＰ
（デジタル信号プロセッサ）で構成することもできる。
以下、個別に二分岐回路を設けて、それを組み合わせた
場合について述べる。

【００９３】図４における記号の意味を説明する。記号
Ｎは高周波受信回路４２から出力され、信号成分分離装
置４３で受信したシンボル系列の１変調時間あたりのサ
ンプルポイント数を示す。記号Ｋ（大文字）は信号成分
分離装置４３の内部の各段の二分岐回路において分離す
るシンボルの分離数を示す。第１段の二分岐回路４３１
は２系列のシンボル列に分離するからＫ＝２であり、第
２段の２つの二分岐回路４３２₁ 、４３２ ₂ で４系列の
シンボル列に分離するからＫ＝４であり、第３段の４つ
の二分岐回路４３３₁ 〜４３３₄ で８系列のシンボル列
に分離するからＫ＝８である。記号ｍは二分岐回路の段
の位置を示す。第１段をｍ＝０とする。記号ｋ（小文
字）はその二分岐回路に０（Ｈｚ）を基準としていくつ
のサブキャリア分の周波数オフセットを持つ信号群が入
力されていることを示すパラメータである。

【００９４】二分岐回路はそれぞれ、パラメータ（ｍ，
ｋ）を用いて表すことができる。その具体的な意味につ
いては図５を参照して述べる。

【００９５】信号成分分離装置４３は、高周波受信回路
４２から出力されたベースバンド帯域のマルチキャリア
・ディジタル信号（マルチキャリア多重信号）をサブキ
ャリア単位に分離する。高周波受信回路４２で受信した
シンボル列は周期的に配列されているから、信号成分分
離装置４３は受信信号を２^C キャリアおきの２^c 個に分
離する。ｃは任意の整数であり、２^c ＝２，４，８，１
６，・・・・となる。

【００９６】図５は図４に図解した二分岐回路の一般的
な回路構成を示す。二分岐回路は、シンボル遅延回路４
３ａと、位相オフセット調整回路４３ｂと、加算回路４
３ｃと、減算回路４３ｄとで構成される。

【００９７】ｍ段のシンボル遅延回路４３ａは、そのシ
ンボル遅延回路４３ａに入力されるシンボルの数のメモ
リ容量を有し、入力されたシンボル系列をシンボル個数
Ｎ／（２^(m+1) ）だけ遅延する。段数ｍは、第１段の段
数ｍ＝０とする。シンボル遅延回路４３ａは、実質的に
は１変調時間内のＮシンボルについて、（２^(m+1) ）シ
ンボルを遅延する。シンボル遅延回路４３ａは、たとえ
ば、ＦＩＦＯ（First-In First-Out) メモリ、通常のラ
ンダムアクセスメモリなどで構成できる。

【００９８】図６にｍ＝０〜ｍ＝３についてのシンボル
遅延回路４３ａの遅延量を図解する。

【００９９】図５に図解した第１段の二分岐回路４３１
に、高周波受信回路４２から８チャネルＣ０〜Ｃ７のシ
ンボル系列が入力された場合、ｍ＝０、２^(m+1) ＝２で
あるから、第１段の二分岐回路４３１のシンボル遅延回
路４３ａはシンボル数Ｎの半分だけ遅延する。

【０１００】同様に、第２段の二分岐回路４３２₁ ，４
３２₂ におけるシンボル遅延回路４３ａは、第１段の二
分岐回路４３１のシンボル遅延回路４３ａの半分のメモ
リ容量を有し、シンボル数Ｎ／４だけ遅延する。第３段
の二分岐回路４３２₁ 〜４３２₄ におけるシンボル遅延
回路４３ａは第１段の二分岐回路４３１のシンボル遅延
回路４３ａの１／４のメモリ容量を有し、シンボル数Ｎ
／８だけ遅延する。

【０１０１】各段の二分岐回路において、出力されるシ
ンボルの数が入力されたシンボルの数の半数となること
から、デシメーションが行われたことと等価になり、後
段の二分岐回路に入力されるシンボル数は前段の二分岐
回路に入力されるシンボル数の半分になり、シンボル遅
延回路４３ａのメモリ容量も、後段にいくにしたがい、
前段の半分になる。

【０１０２】ｍ段の位相オフセット調整回路４３ｂは、
−π（ｋ／（２^m ）（ラジアン）だけ、入力されたシン
ボルの位相をずらす（位相オフセットする）。図３に図
解したように、サブキャリア群により０（Ｈｚ）を基準
として周波数オフセットがあるので、位相オフセット調
整回路４３ｂは、このオフセットにより発生する位相の
回転を調整するための位相シフトを行う。その位相シフ
ト量は、０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリア分の周波
数オフセットを示すｋ（小文字）と段数ｍとに応じた量
の角度、−π（ｋ／２^m ）（ラジアン）である。

【０１０３】図７に各種パラメータｍ，ｋについての位
相オフセット調整回路４３ｂの位相シフト状態を図解す
る。

【０１０４】第１段の二分岐回路４３１における位相オ
フセット調整回路４３ｂは、パラメータがｍ＝０、ｋ
（小文字）＝０であるから、位相の回転は行わない。

【０１０５】第２段の二分岐回路４３２₁ の位相オフセ
ット調整回路４３ｂは、パラメータがｍ＝１，ｋ＝０で
あるから、第１段の二分岐回路４３１における位相オフ
セット調整回路４３ｂと同様、位相回転を行わない。し
かし、第２段の二分岐回路４３２₂ の位相オフセット調
整回路４３ｂは、パラメータがｍ＝１，ｋ（小文字）＝
１であるから、−π／２（ラジアン）だけ位相を回転す
る。この位相回転は、図解のごとく、Ｉ軸とＱ軸とを入
れ換えて、かつ、極性を反転することを意味する。シン
ボルの位相の回転は、π／２の倍数のときは信号の極性
の逆転、または、Ｉ軸とＱ軸との入れ換えを行うだけで
よい。

【０１０６】第３段の二分岐回路４３３₁ 〜４３３₄ の
それぞれの位相オフセット調整回路４３ｂは、パラメー
タ、ｍ＝２，ｋ（小文字）＝１〜３について、図解のご
とく、位相シフトを行う。ｋ＝０の場合は位相シフトを
行わない。

【０１０７】このように、二分岐回路における位相オフ
セット調整回路４３ｂによる位相シフトは、極性の反
転、加減算、係数乗算によって実現できる。

【０１０８】図５に図解した二分岐回路の動作について
述べる。二分岐回路は入力された信号を交互に分離し、
シンボル列を周波数軸上でデシメーションする回路であ
る。

【０１０９】図５に図解のごとく、８チャネルのサブキ
ャリアＣ０，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３〜Ｃ７の信号列（サブキ
ャリア群）が第１段の二分岐回路４３１に入力された場
合、シンボル遅延回路４３ａにおいてシンボル数（Ｎ／
２）だけ遅延したシンボルと、位相オフセット調整回路
４３ｂにおいて、ｋ＝０であり、位相シフトされていな
いシンボル列とを加算回路４３ｃで加算すると、サブキ
ャリアＣ０，Ｃ２，Ｃ４，Ｃ６のシンボル系列のみが分
離して抽出される。

【０１１０】減算回路４３ｄにおいて、シンボル遅延回
路４３ａにおいてシンボル数Ｎ／２だけ遅延したシンボ
ルから位相オフセット調整回路４３ｂにおいて位相シフ
トしていないシンボル列を減じるとサブキャリアＣ１，
Ｃ３，Ｃ５，Ｃ７のシンボル系列のみが分離して抽出さ
れる。このように、第１段の二分岐回路４３１は入力さ
れた交互のサブキャリアごと、シンボル系列を分離す
る。

【０１１１】分離されたシンボル系列は、それぞれ周波
数軸上の分解能が半分にデシメーションされており、出
力されるシンボル数は両出力ともＮ／２シンボルにな
る。

【０１１２】第２段の二分岐回路４３２₁ にサブキャリ
アＣ０，Ｃ２，Ｃ４，Ｃ６が入力されると、シンボル遅
延回路４３ａにおいてシンボル数Ｎ／４だけ遅延したシ
ンボルと、位相オフセット調整回路４３ｂにおいて、ｋ
＝０であり位相回転されていないシンボル列とを加算回
路４３ｃで加算すると、サブキャリアＣ０，Ｃ４のシン
ボル系列が抽出される。二分岐回路４３２₁ の減算回路
４３ｄにおいて、シンボル遅延回路４３ａにおいてＮ／
４だけ遅延したシンボルから位相オフセット調整回路４
３ｂにおいて位相回転されていないシンボル列を減じる
と、サブキャリアＣ２，Ｃ６のシンボル系列が抽出され
る。

【０１１３】このように、第２段の二分岐回路４３１₁
においても入力されたサブキャリアを交互に分離してシ
ンボル系列を出力する。分離されたシンボル系列はそれ
ぞれ、周波数軸上の分解能が半分になっており、デシメ
ーションされている。

【０１１４】なお、第２段の二分岐回路４３１₁ におけ
るシンボル遅延回路４３ａのメモリ容量は、第１段の二
分岐回路４３１におけるシンボル遅延回路４３ａのメモ
リ容量の半分である。

【０１１５】第２段の二分岐回路４３２₂ にサブキャリ
アＣ１，Ｃ３，Ｃ５，Ｃ７が入力されると、シンボル遅
延回路４３ａにおいてＮ／４（サンプリング時間）だけ
遅延したシンボルと、位相オフセット調整回路４３ｂに
おいて、ｋ＝１，ｍ＝１であり、−π／２（ラジアン）
だけ位相シフトされたシンボル列とを加算回路４３ｃで
加算するとサブキャリアＣ１，Ｃ５のシンボル系列が抽
出される。

【０１１６】二分岐回路４３２₁ の減算回路４３ｄにお
いて、シンボル遅延回路４３ａにおいてＮ／４だけ遅延
したシンボルから位相オフセット調整回路４３ｂにおい
て−π／２（ラジアン）だけ位相シフトされたシンボル
列を減じるとサブキャリアＣ３，Ｃ７のシンボル系列が
抽出される。

【０１１７】このように、第２段の二分岐回路４３１₂
においも、入力されたサブキャリアが交互に分離された
シンボル系列を抽出する。分離されたシンボル系列はそ
れぞれ、周波数軸上で分解能が半分になっており、デシ
メーションされている。

【０１１８】なお、第２段の二分岐回路４３１₂ におけ
るシンボル遅延回路４３ａのメモリ容量は、第１段の二
分岐回路４３１におけるシンボル遅延回路４３ａのメモ
リ容量の半分である。

【０１１９】第３段の二分岐回路４３３₁ 〜４３３₄ に
おいても、上記同様のシンボル分離とデシメーションを
行う。その結果、最終的には第３段の二分岐回路４３３
₁ 〜４３３₄ の各出力線から、チャネルＣ０，Ｃ４，Ｃ
２，Ｃ６，Ｃ１，Ｃ５，Ｃ３，Ｃ７のシンボルが分離さ
れて出力される。

【０１２０】これら１サブキャリアごとのシンボルに分
離されたシンボルは、たとえば、図８を参照して後述す
る周波数オフセット補償回路（周波数オフセット補償・
除去手段）を通して周波数オフセットが補正された後
に、図１（Ｂ）に図解したＦＦＴ・デスクランブル処理
手段４４に印加される。ＦＦＴ・デスクランブル処理手
段４４以降の動作は前述した。ＦＦＴ・デスクランブル
処理手段４４には周波数軸上の分解能を落とした信号が
印加されるから、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４
の回路構成は簡単になる。

【０１２１】このように二分岐回路を階層的に組み合わ
せた構成した信号成分分離装置４３によれば、各段で入
力したサブキャリアごと交互にシンボルを交互に分離す
るとともに、周波数軸上における信号成分の分解能を順
次１／２に低下させる（デシメーションする）ことがで
きる。

【０１２２】信号成分分離装置４３の各部を構成してい
る二分岐回路は、基本的に同じ回路構成をしており、第
１段から段２段、第３段にいくに従い、シンボル遅延回
路４３ａのメモリ容量が順次半分になっていくこと、お
よび、位相オフセット調整回路４３ｂにおける位相シフ
ト量を異ならせる他は、基本的に同じ回路構成をしてい
る。したがって、簡単な構成の二分岐回路を組み合わせ
て構成される信号成分分離装置４３の構成も簡単であ
る。さらに、デシメーションが１／（２の巾乗）単位で
行われるから、多数のサブキャリアが変調されたマルチ
キャリアにおいても、回路構成が簡単になる。

【０１２３】以上の実施の形態は８シンボル列について
例示したが、８シンボル列、１６シンボル列、３２シン
ボル列などの分離が可能であることはどの分離も上記と
同様の方法に従って実現できる。また、２シンボル列、
４シンボル列への分離が可能であることは言うまでもな
い。

【０１２４】受信装置の第２実施の形態図８は本発明の第２実施の形態としての受信装置４０Ａ
の構成図である。図８に図解した受信装置４０Ａは、図
１（Ｂ）に図解した受信装置４０と同様、図１（Ａ）に
図解した送信装置３０から送出されたマルチキャリア信
号を受信する。

【０１２５】受信装置４０Ａは、信号成分分離装置４３
と、信号選択回路４７と、２つの周波数オフセット補償
回路４８Ａ、４８Ｂを有する。この実施の形態では、２
つの周波数オフセット補償回路４８Ａ、４８Ｂを設けた
例を図解しているが、周波数オフセット補償回路は複数
並列に設けることができる。

【０１２６】周波数オフセット補償回路４８Ａ、４８Ｂ
の後段には、図１（Ｂ）に図解した、ＦＦＴ・デスクラ
ンブル処理手段４４、ビット抽出回路４５、復号回路４
６などが、周波数オフセット補償回路の個数に合わせた
系統、本実施の形態では２系統、設けられる。

【０１２７】信号成分分離装置４３は、図４に図解した
と同様の二分岐回路を階層化した構成をとることができ
る。したがって、信号成分分離装置４３からはサブキャ
リア単位で信号成分を、２^C 通りに（ただし、Ｃは任意
の整数）、分離した信号成分が得られる。

【０１２８】信号選択回路４７は、信号成分分離装置４
３で分離した信号成分のうち希望するサブキャリアのシ
ンボルを選択して出力する。図４の図解から明らかなよ
うに、信号成分分離装置４３の最終段の二分岐回路の出
力がどのサブキャリア群に対応するか一義的に決まって
いるので、信号選択回路４７におけるシンボルの選択は
容易である。この例では信号選択回路４７は２つのシン
ボルを選択出力しているが、信号選択回路４７における
選択シンボル数は、１または任意の複数にすることがで
きる。

【０１２９】周波数オフセット補償回路４８Ａ、４８Ｂ
は、信号選択回路４７で選択したサブキャリア群の信号
が、図３に図解したように周波数オフセットがあるの
で、それを補償する。

【０１３０】図９は周波数オフセット補償回路４８Ａ、
４８Ｂの回路構成例を示す図である。周波数オフセット
補償回路４８Ａ、４８Ｂはそれぞれ、乗算器４８１と、
ジャイレータ（オシレータ）４８２と、シンボル並べ替
え回路４８３とを有する。

【０１３１】乗算器４８１に入力される信号は、０（Ｈ
ｚ）を基準として、下記に示すプラス方向に異なる周波
数オフセットを有している。

【０１３２】

【数１】ｅｘｐ（ｊ２π（ｋ／Ｎ）ｉ＋πｋ）

【０１３３】このオフセットを除去するため、ジャイレ
ータ４８２は、下記に示す上記オフセットと共役の複素
正弦波の信号を乗算器４８１に出力する。このように、
ジャイレータ４８２は、下記の複素成分信号を発生する
信号発生装置である。

【０１３４】

【数２】ｅｘｐ（−ｊ２π（ｋ／Ｎ）ｉ＋πｋ）

【０１３５】乗算器４８１は信号選択回路４７で選択さ
れたシンボルと、ジャイレータ４８２からの上記複素正
弦波信号との乗算を行い、周波数変換してオフセット成
分を除去する。

【０１３６】シンボル並べ替え回路４８３は周波数変換
した結果のうち、前半部分と後半部分を入れ替えて、そ
の結果を出力する。

【０１３７】本実施の形態において、図１（Ｂ）のＦＦ
Ｔ・デスクランブル処理手段４４におけるＦＦＴ処理の
前に、複数、本実施の形態では２つの処理対象とするシ
ンボル数の削減が行われているので、ＦＦＴ回路の構成
が簡単になり、処理速度が向上する。

【０１３８】すなわち、本実施の形態によれば、ＦＦＴ
・デスクランブル処理手段で扱うシンボル数は上述した
図１（Ｂ）の半分となる。シンボル数をＮで表すと、Ｆ
ＦＴ回路を構成しているゲート数は、（ｌｏｇＮ）に比
例したゲート数となる。したがって、ＦＦＴ回路に入力
されるシンボル数が少なくなると、ＦＦＴ回路のゲート
数は極端に減少する。図１（Ｂ）のＦＦＴ・デスクラン
ブル処理手段４４におけるＦＦＴのゲート数と、図８に
図解した受信装置におけるＦＦＴ・デスクランブル処理
手段の２つのＦＦＴ回路のゲート数の和を比較すると、
本実施の形態のＦＦＴ・デスクランブル処理手段の２つ
のＦＦＴ回路のゲート数の和のほうが小さくなる。この
ことは、２つのＦＦＴ・デスクランブル処理手段を設け
たほうが、図１（Ｂ）に図解の１つのＦＦＴ・デスクラ
ンブル処理手段４４より回路構成が簡単になることを意
味する。さらに構成の簡単なＦＦＴ回路は動作速度を高
めることができる。したがって、図８の受信装置４０Ａ
を用いると、全体の回路構成が簡単になり、動作速度も
向上するという利点がある。

【０１３９】なお、信号選択回路４７におけるサブキャ
リア群の選択は２つに限らず、１サブキャリア群だけで
もよいし、２以上の複数のサブキャリア群を選択するこ
ともできる。

【０１４０】受信装置の第３実施の形態図１０は本発明の第３実施の形態としての受信装置４０
Ｂの構成図である。図１０に図解した受信装置４０Ｂ
は、図１（Ｂ）に図解した受信装置４０と同様、また
は、図８に図解した受信装置４０Ａと同様、図１（Ａ）
に図解した送信装置３０から送出されたマルチキャリア
信号を受信する。

【０１４１】受信装置４０Ｂは、高周波受信回路４２
と、信号成分分離装置４３と、２系列の周波数オフセッ
ト補償回路４８Ａ、４８Ｂとを有する。この実施の形態
では、２つの周波数オフセット補償回路４８Ａ、４８Ｂ
を設けた例を図解しているが、周波数オフセット補償回
路は複数並列に設けることができる。

【０１４２】周波数オフセット補償回路４８Ａ、４８Ｂ
の後段には、図１（Ｂ）に図解した、ＦＦＴ・デスクラ
ンブル処理手段４４、ビット抽出回路４５、復号回路４
６などが、周波数オフセット補償回路の個数に合わせた
系統、本実施の形態では２系統、設けられる。

【０１４３】信号成分分離装置４３には、たとえば、図
４に図解した第１段の二分岐回路４３１と、第２段の二
分岐回路４３２₁ と、第３段目の二分岐回路４３３₁ 、
４３３₂ を設ける。その結果、信号成分分離装置４３か
らはＣ０，Ｃ４，Ｃ２，Ｃ６のサブキャリア群と、Ｃ
１，Ｃ５，Ｃ３，Ｃ７のサブキャリア群とが分離され
る。

【０１４４】周波数オフセット補償回路４８Ａ、４８Ｂ
は、信号成分分離装置４３で分離したサブキャリア群の
信号が、図３に図解したように周波数オフセットがある
ので、それを補償する。周波数オフセット補償回路４８
Ａ、４８Ｂは、第２実施の形態において述べた。すなわ
ち、周波数オフセット補償回路４８Ａ、４８Ｂの回路構
成例を図９に図解し、その動作は上述したので、説明を
省略する。

【０１４５】ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４Ａ、
４４Ｂはそれぞれ、周波数オフセット補償回路４８Ａ、
４８Ｂで周波数オフセット補償された、Ｃ０，Ｃ４，Ｃ
２，Ｃ６のサブキャリア群、Ｃ１，Ｃ５，Ｃ３，Ｃ７の
サブキャリア群についてＦＦＴ処理などを行う。

【０１４６】ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４Ａ、
４４Ｂで扱うシンボル数は上述した図１（Ｂ）の半分と
なる。シンボル数をＮで表すと、ＦＦＴ回路を構成して
いるゲート数は、（ｌｏｇＮ）に比例したゲート数とな
る。したがって、ＦＦＴ回路に入力されるシンボル数が
少なくなると、ＦＦＴ回路のゲート数は極端に減少す
る。図１（Ｂ）のＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４
におけるＦＦＴのゲート数と、図１０に図解したＦＦＴ
・デスクランブル処理手段４４Ａ、４４Ｂの２つのＦＦ
Ｔ回路のゲート数の和を比較すると、ＦＦＴ・デスクラ
ンブル処理手段４４Ａ、４４Ｂの２つのＦＦＴ回路のゲ
ート数の和のほうが小さくなる。このことは、２つのＦ
ＦＴ・デスクランブル処理手段４４Ａ、４４Ｂを設けた
ほうが、図１（Ｂ）に図解の１つのＦＦＴ・デスクラン
ブル処理手段４４より回路構成が簡単になることを意味
する。さらに構成の簡単なＦＦＴ回路は動作速度を高め
ることができる。したがって、図１０の受信装置４０Ｂ
を用いると、全体の回路構成が簡単になり、動作速度も
向上するという利点がある。

【０１４７】以上の例示は、周波数オフセット補償回
路、および、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４Ａ、
４４Ｂを２系統設ける場合について述べたが、これらを
２の巾乗の数だけ並列に設けることができる。

【０１４８】受信装置の第４実施の形態図１１は本発明の第４実施の形態の受信装置４０Ｃの概
略構成図である。受信装置４０Ｃも、上述した第１〜第
３実施の形態の受信装置４０、４０Ａ、４０Ｂと同様、
図１（Ａ）の送信装置３０から送出されたマルチキャリ
ア信号を分離して復号する。

【０１４９】受信装置４０Ｃは、受信アンテナ４１、高
周波受信回路４２、フィルタ装置４９、ＦＦＴ・デスク
ランブル処理手段４４を有する。ＦＦＴ・デスクランブ
ル処理手段４４以降の回路は、図１（Ｂ）と同様であ
る。

【０１５０】図１１に図解した受信装置４０Ｃと上述し
た受信装置４０、４０Ａ、４０Ｂとの相違を述べると、
受信装置４０Ｃは受信装置４０、４０Ａ、４０Ｂのよう
に信号成分分離装置４３を用いて複数のシンボル系列を
抽出するのではなく、フィルタ装置４９により所望の１
つのサブキャリア群の信号成分のみを抽出して、その結
果を、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４以降の回路
で処理する。

【０１５１】高周波受信回路４２は上述したように、受
信アンテナ４１アンテナで受信した高周波信号をベース
バンド帯域に周波数変換を行い、ベースバンド帯域に周
波数変換したアナログ信号からディジタル信号（９シン
ボル列）に変換する。

【０１５２】フィルタ装置４９は、高周波受信回路４２
からのディジタル・シンボル列を入力してサブキャリア
単位でフィルタして、所望のサブキャリア群のみ抽出す
る。フィルタ装置４９は、出力されるサブキャリア群を
表現するのに最低必要なサンプル数しか出力しない。そ
の結果、周波数軸上の大幅なデシメーションが実現され
る。

【０１５３】信号成分分離装置（二分岐回路）とフィル
タ装置との相違を述べる。信号成分分離装置は、１信号
群を入力して、１信号群を分離した２信号群を出力す
る。これに対して、フィルタ装置は、１信号群を入力し
て、特定の周波数帯域の１信号群を選択して出力する。

【０１５４】ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４以降
の回路は、図１（Ｂ）の受信装置４０などの回路を参照
して述べたと同様の処理を行う。

【０１５５】フィルタ装置の第１実施の形態図１２は図１１に示したフィルタ装置の第１の実施の形
態の回路例である。図１２に図解したフィルタ装置４９
は、信号成分分離装置（デマルチプレクサ）４９１と、
シンボル群選択回路４９２と、周波数オフセット補償回
路（周波数オフセット補償・除去回路）４９３とで構成
されている。

【０１５６】フィルタ装置４９の構成は、図８の回路構
成、すなわち、信号成分分離装置４３、信号選択回路４
７、周波数オフセット補償・除去回路４８Ａ、４８Ｂと
類似しており、フィルタ装置４９は実質的に図８のこれ
らの回路４３、４７、４８Ａ、４８Ｂと同等の処理を行
う。

【０１５７】信号成分分離装置４９１は図８の信号成分
分離装置４３と同様、図４に図解した二分岐回路の組み
合わせの回路構成である。シンボル群選択回路４９２は
図８の信号選択回路４７と同様である。周波数オフセッ
ト補償・除去回路４９３は図９に図解した周波数オフセ
ット補償・除去回路４８Ａ、４８Ｂと同様の回路構成で
ある。

【０１５８】信号成分分離装置４９１は、高周波受信回
路４２から出力されたシンボル列について所望のサブキ
ャリア間隔でシンボルを分離する。周波数オフセット補
償・除去回路（周波数オフセット補償回路）４９３は、
図９に図解した回路構成をしており、入力されたシンボ
ル（信号）を基準を０（Ｈｚ）としてサブキャリア群に
周波数変換を行い、周波数オフセット除去を行う。

【０１５９】図１１のＦＦＴ・デスクランブル処理手段
４４は選択されたシンボルについてのみＦＦＴ処理を行
うので、ＤＦＴのポイント数を小さく抑えることがで
き、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４の回路構成は
簡単になる。

【０１６０】フィルタ装置の第２実施の形態図１３は図１１のフィルタ装置の第２の実施の形態の回
路例である。第２実施の形態のフィルタ装置は、受信し
たサブキャリア群を、奇数組のキャリアと偶数組のキャ
リアとに２分岐するフィルタ装置である。第２実施の形
態のフィルタ装置４９Ａは、サブキャリア選択回路４９
４と、フィルタ・デシメーション回路４９５と、周波数
オフセット補償・除去回路４９３とを有する。

【０１６１】図１４は図１３に図解したフィルタ・デシ
メーション回路４９５の回路構成例を示す図である。フ
ィルタ・デシメーション回路４９５は、シンボル遅延回
路４９５ａと、位相オフセット調整回路４９５ｂと、加
算回路４９５ｃとで構成されている。

【０１６２】フィルタ・デシメーション回路４９５の回
路構成は、図５に図解した信号成分分離装置４３の１単
位の二分岐回路に類似している。すなわち、シンボル遅
延回路４９５ａはシンボル遅延回路４３ａに対応し、位
相オフセット調整回路４９５ｂは位相オフセット調整回
路４３ｂに対応し、加算回路４９５ｃは加算回路４３ｃ
に対応している。ただし、フィルタ・デシメーション回
路４９５には、減算回路４３ｄは設けられていない。そ
の理由は、フィルタ・デシメーション回路４９５におい
ては、図５に図解した二分岐回路のように偶数サブキャ
リアと奇数サブキャリアの両者を必要とせず、いずれか
一方のみの出力でよいからである。

【０１６３】シンボル遅延回路４９５ａは、入力された
サブキャリアＣ０〜Ｃ７を、パラメータＮ、ｍによって
定められたポイント分、すなわち、Ｎ／（２^m+1 ）だ
け、予め遅延する。本実施の形態においては、ｍ＝０で
あり、シンボル遅延回路４９５ａの遅延はＮ／２とな
る。

【０１６４】サブキャリア選択回路４９４が希望するサ
ブキャリアを選択する。位相オフセット調整回路４９５
ｂは、入力されたサブキャリアＣ０〜Ｃ７に対して、サ
ブキャリア選択回路４９４で選択した通過サブキャリア
群に応じて位相シフトを行う。

【０１６５】位相オフセット調整回路４９５ｂで行う回
転位相の値（位相シフト量）は、−（α／２^m ）π（ラ
ジアン）である。パラメータαは、通過させるサブキャ
リア群およびパラメータｍによって決定される値であ
り、下記の表１に示す規則性をもっている。下記表にお
いて、Ｃ０〜Ｃ７は、０Ｈｚから並んだサブキャリアを
意味する。

【０１６６】

【表１】

【０１６７】フィルタ・デシメーション回路４９５を多
段にすることにより、Ｋ（大文字）＝８，１６，３２な
どのフィルタ装置を構成することができる。その場合、
各々の段の位相オフセット調整回路４９５ｂで行われる
回転位相の値は下記の表２に示す値となる。ただし、表
２にはＫ＝８までを例示した。

【０１６８】

【表２】

【０１６９】本実施の形態において、位相オフセット調
整回路４９５ｂで行う回転位相の値は、偶数キャリアを
通過させるときには０（ｒａｄ）であり、奇数キャリア
を通過させるときにはπ（ｒａｄ）である。どちらの回
転位相が適用されるかは、サブキャリア選択回路４０４
により適宜指示される。

【０１７０】加算回路４９５ｃは、位相オフセット調整
回路４９５ｂで行った回転位相処理したサブキャリア
と、シンボル遅延回路４９５ａで遅延したサブキャリア
とを加算する。その結果、たとえば、フィルタ・デシメ
ーション回路４９５に、サブキャリアＣ０〜Ｃ７が入力
されたとき、フィルタ・デシメーション回路４９５から
は、サブキャリア選択回路４９４で指定されたいずれか
一方のサブキャリア系列のシンボルが出力される。

【０１７１】図１３のフィルタ装置４９Ａ内の周波数オ
フセット補償・除去回路４９３は、図１２の周波数オフ
セット補償・除去回路４９３と同様、図９に図解したと
同様の回路構成をしている。周波数オフセット補償・除
去回路４９３は、上述した図８の周波数オフセット補償
・除去回路４８Ａ、４８Ｂ、または、図１２の周波数オ
フセット補償・除去回路４９３と同様の動作を行う。

【０１７２】図１３に図解したフィルタ装置４９Ａにお
いては、フィルタ・デシメーション回路４９５により周
波数軸上でのデシメーションが行われ、出力シンボルの
数が半分になる。したがって、それ以降の信号処理が、
簡単で、迅速になる。

【０１７３】フィルタ装置の第３実施の形態図１５は、図１１に図解したフィルタ装置の第３の実施
の形態の回路図である。図１５に図解したフィルタ装置
４９Ｂは、サブキャリア選択回路４９４と、第１のフィ
ルタ・デシメーション回路４９５Ａと、第２のフィルタ
・デシメーション回路４９５Ｂと、周波数オフセット補
償・除去回路４９３とを有する。フィルタ装置４９Ｂ
は、図１３に図解したフィルタ装置４９Ａのフィルタ・
デシメーション回路４９５を直列に設けられた２段のフ
ィルタ・デシメーション回路４９５Ａ、４９５Ｂに置き
換えた回路である。フィルタ・デシメーション回路４９
５Ａ、４９５Ｂは共に、図１４に図解した回路構成であ
り、第１段のフィルタ・デシメーション回路４９５Ａは
ｍ＝０であり、第２段のフィルタ・デシメーション回路
４９５Ｂはｍ＝１であり、このパラメータｍを適用する
と、図６に図解したように、それぞれのフィルタ・デシ
メーション回路４９５Ａ，４９５Ｂにおける遅延量が規
定される。

【０１７４】周波数オフセット補償・除去回路４９３は
図９に図解した回路と同様の回路構成をとることができ
る。

【０１７５】位相オフセット調整回路４９５ｂで行う回
転位相の値（位相シフト量）は、−（α／２^m ）π（ラ
ジアン）である。パラメータαは、通過させるサブキャ
リア群およびパラメータｍによって決定される値であ
り、表１に示す規則性をもっている。

【０１７６】フィルタ・デシメーション回路４９５を多
段にすることにより、Ｋ（大文字）＝８，１６，３２な
どのフィルタ装置を構成することができる。その場合、
各々の段の位相オフセット調整回路４９５ｂで行われる
回転位相の値は表２に示す値となる。本実施の形態にお
いて、位相オフセット調整回路４９５ｂで行う回転位相
の値は、偶数キャリアを通過させるときには０（ｒａ
ｄ）であり、奇数キャリアを通過させるときにはπ（ｒ
ａｄ）である。どちらの回転位相が適用されるかは、サ
ブキャリア選択回路４０４により適宜指示される。

【０１７７】加算回路４９５ｃは、位相オフセット調整
回路４９５ｂで行った回転位相処理したサブキャリア
と、シンボル遅延回路４９５ａで遅延したサブキャリア
とを加算する。その結果、たとえば、フィルタ・デシメ
ーション回路４９５に、サブキャリアＣ０〜Ｃ７が入力
されたとき、フィルタ・デシメーション回路４９５から
は、サブキャリア選択回路４９４で指定されたいずれか
一方のサブキャリア系列のシンボルが出力される。

【０１７８】図１５に図解したフィルタ装置４９Ｂは、
２段のフィルタ・デシメーション回路４９５Ａ、４９５
Ｂを設けているので、４つのサブキャリア群のいずれか
を出力するフィルタ装置となる。すなわち、周波数軸上
で１／４のデシメーションを行った信号を出力する回路
である。本実施の形態においては、２個のフィルタ・デ
シメーション回路４９５Ａ、４９５Ｂを２段に直列連結
した場合を例示したが、さらに３段、４段と多段（ｍ）
に連結し、２³ 、２⁴ 、２^m のサブキャリア群に分離
し、そのうちの１つのサブキャリア群を通過させること
が可能となる。その場合、各フィルタ・デシメーション
回路のパラメータｍの規則性は図４と同様である。ま
た、回転させる位相の値については、表１および表２に
示した規則性による決定される。

【０１７９】フィルタ装置の第４実施の形態図１６は、図１１に図解したフィルタ装置の第４の実施
の形態の回路例である。フィルタ装置４９Ｃは、乗算器
４９６と、通過サブキャリア選択信号出力回路４９７
と、フィルタ・デシメーション回路４９９と、シンボル
並べ替え回路４９８とを有する。

【０１８０】乗算器４９６に入力されるシンボル列の周
波数オフセットは、図９の乗算器４８１に入力されるシ
ンボル列の周波数オフセットと同じである。

【０１８１】通過サブキャリア選択信号出力回路４９７
は、その周波数オフセットを除去するため、図９に図解
したジャイレータ（オシレータ）４８２と同様、選択す
べきチャネルに応じた複素正弦波信号を乗算器４９６に
出力する。

【０１８２】乗算器４９６は、高周波受信回路４２から
のシンボル系列と通過サブキャリア選択信号出力回路４
９７から出力された複素正弦波信号との乗算を行う。こ
の演算は、フィルタ装置４９Ｃに入力されたシンボル系
列のうち、フィルタ装置４９Ｃで選択するシンボル（サ
ブキャリア成分）に０（Ｈｚ）が含まれるように周波数
オフセットを持たせるためである。したがって、通過サ
ブキャリア選択信号出力回路４９７からは選択するサブ
キャリアのうち、０（Ｈｚ）から正周波数方向で最も近
いサブキャリア分の周波数の信号と共役を出力し、乗算
器４９６がその共役信号と入力されたシンボルとの乗算
を行い、周波数オフセットを除去する。

【０１８３】フィルタ・デシメーション回路４９９につ
いて、図１７を参照して述べる。図１７は、図１６に図
解したフィルタ・デシメーション回路４９９の回路例で
ある。フィルタ・デシメーション回路４９９は、シンボ
ル遅延回路４９５ａと加算回路４９５ｃとで構成されて
いる。フィルタ・デシメーション回路４９９の回路構成
は、図５に図解した二分岐回路から位相オフセット調整
回路４３ｂと減算回路４３ｄを削除した回路構成であ
り、図１４に図解したフィルタ・デシメーション回路４
９５の回路構成から位相オフセット調整回路４９５ｂを
削除した回路構成である。フィルタ・デシメーション回
路４９９は、入力されたサブキャリアのうち、０（Ｈ
ｚ）を基準として偶数番目のサブキャリアのチャネルの
シンボル系列のみを選択出力する回路である。フィルタ
・デシメーション回路４９９によっても、出力されるシ
ンボル数が１／２となり、周波数軸上でデシメーション
が行われたことになる。

【０１８４】シンボル並べ替え回路４９８は、フィルタ
・デシメーション回路４９９から出力されたシンボル群
（サブキャリア群）の順序を、前半部分と後半部分とを
入れ換えて、後半部分のシンボルのみを有効なシンボル
として出力する。

【０１８５】フィルタ装置の第５実施の形態図１８は、図１１に図解したフィルタ装置の第５の実施
の形態の回路例である。フィルタ装置４９Ｄは、乗算器
４９６と、チャネル選択信号出力回路４９７と、第１お
よび第２のフィルタ・デシメーション回路４９９Ａ、４
９９Ｂと、シンボル並べ替え回路４９８とを有する。第
１および第２のフィルタ・デシメーション回路４９９
Ａ、４９９Ｂはそれぞれ、図１７を参照して述べたフィ
ルタ・デシメーション回路４９９と同様の回路構成をし
ている。

【０１８６】フィルタ装置４９Ｄは、図１６に図解した
フィルタ装置４９Ｃに、第２のフィルタ・デシメーショ
ン回路４９９Ｂを追加したものである。フィルタ・デシ
メーション回路４９９Ｂの追加により、図１５に図解し
た２段のフィルタ・デシメーション回路４９５Ａ、４９
５Ｂの回路構成と同様、図１６に図解したフィルタ装置
４９Ｃより、さらに通過キャリアを１／２に制限するこ
とができる。その他は、図１６に図解したフィルタ装置
４９Ｃと同様である。

【０１８７】なお、フィルタ・デシメーション回路４９
９をさらに多段に直列接続することにより、たとえば、
ｍ段直列接続することにより、通過キャリアを１／２^m
に制限することができる。

【０１８８】受信装置の第５実施の形態図１９は本発明の第５実施の形態の受信装置の構成図で
ある。受信装置４０Ｄは、受信アンテナ４１、高周波受
信回路４２、スイッチ回路５０、バッファ回路５２、フ
ィルタ装置４９、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４
４、および、図解を省略した図１（Ｂ）に図解のビット
抽出回路４５、復号回路４６を有する。

【０１８９】高周波受信回路４２は上記同様の動作を行
う。

【０１９０】スイッチ回路５０は初期状態において、高
周波受信回路４２の信号をフィルタ装置４９に出力す
る。その間、バッファ回路５２は、１シンボル分の信号
が全てフィルタ装置４９に転送されるまで、高周波受信
回路４２の信号を蓄積し続ける。

【０１９１】フィルタ装置４９は上述した各種の実施の
形態として示したフィルタ装置４９であり、高周波受信
回路４２からスイッチ回路５０を通過して入力された信
号のうちの指定された一部のサブキャリアのみ、たとえ
ば、偶数キャリアのみの信号を抽出して、周波数軸上で
のデシメーションを行い、その選択信号をＦＦＴ・デス
クランブル処理手段４４に出力する。

【０１９２】ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４は、
高周波受信回路４２で受信したサブキャリア数より少な
いサブキャリア数についてＦＦＴ処理を行う回路として
構成されている。すなわち、ＦＦＴ・デスクランブル処
理手段４４は小型、高速動作可能に構成されている。Ｆ
ＦＴ・デスクランブル処理手段４４でＦＦＴ処理などを
行った後、図１（Ａ）に図解したビット抽出回路４５、
復号回路４６などにおける処理が行われる。

【０１９３】バッファ回路５２は、高周波受信回路４２
からの１シンボル分の信号が全てフィルタ装置４９に転
送された後、スイッチ回路５０を経由してフィルタ装置
４９に信号の送出を開始する。スイッチ回路５０は高周
波受信回路４２の信号がフィルタ装置４９に転送し終わ
ると、バッファ回路５２からの信号をフィルタ装置４９
に印加するように切り替わる。フィルタ装置４９は、先
に通過させなかった信号成分のうち本通信において必要
となる信号成分を通過させた信号、たとえば、奇数キャ
リアを抽出し、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４に
印加する。ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４は、再
度入力された信号をＦＦＴ処理して受信シンボルを抽出
し、ビット抽出回路４５以降の回路の処理を行わせる。

【０１９４】図１９に図解した回路構成をとることによ
り、高周波受信回路４２において受信したシンボルをＦ
ＦＴ処理するに本来必要なＦＦＴ回路より小規模の回路
で、受信シンボルの抽出が可能となる。すなわち、図１
９の回路構成をとると、ＦＦＴ・デスクランブル処理手
段４４の回路規模を小規模にすることができる。

【０１９５】図１９に図解した受信装置の回路構成は、
受信シンボルを半分にした場合を例示したが、フィルタ
装置４９における通過キャリアをさらに減縮することに
より、４分割、８分割などにすることができる。その結
果、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４の回路規模は
一段と小型になる。

【０１９６】受信装置の第６実施の形態図２０は本発明の第６実施の形態の受信装置の構成図で
ある。受信装置４０Ｅは、受信アンテナ４１、高周波受
信回路４２、第１のフィルタ装置４９Ａ、第２のフィル
タ装置４９Ｂ、スイッチ回路５０、バッファ回路５２、
ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４、および、図解を
省略した図１（Ｂ）に図解のビット抽出回路４５、復号
回路４６を有する。

【０１９７】高周波受信回路４２は上記同様の動作を行
う。

【０１９８】フィルタ装置４９Ａ，４９Ｂは、上述した
各種のフィルタ装置４９の回路構成をとることができ、
第１のフィルタ装置４９Ａは、たとえば、偶数キャリア
の信号の抽出を行い、第２のフィルタ装置４９Ｂは、た
とえば、奇数キャリアの信号の抽出を行う。すなわち、
本実施の形態においては、フィルタ装置４９Ａ，４９Ｂ
はそれぞれ、シンボルを１／２にデシメーションを行
う。

【０１９９】スイッチ回路５０は初期状態において、フ
ィルタ装置４９Ａから出力される偶数キャリアの信号を
ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４に出力する。その
間、フィルタ装置４９Ｂで選択された奇数キャリアの信
号がバッファ回路５２に蓄積されていく。

【０２００】バッファ回路５２はフィルタ装置４９Ａで
抽出されたＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４に印加
する信号が全てＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４に
転送されるまで、フィルタ装置４９Ｂからの信号を蓄積
し続ける。

【０２０１】ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４は、
フィルタ装置４９Ａから出力された高周波受信回路４２
で受信したサブキャリア数より少ないサブキャリア数に
ついてＦＦＴ処理を行う回路として構成されている。す
なわち、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４は小型、
高速動作可能に構成されている。ＦＦＴ・デスクランブ
ル処理手段４４でＦＦＴ処理などを行った後、図１
（Ａ）に図解したビット抽出回路４５、復号回路４６な
どにおける処理が行われる。

【０２０２】バッファ回路５２は、フィルタ装置４９Ａ
からの偶数キャリアの信号が全てＦＦＴ・デスクランブ
ル処理手段４４に転送された後、スイッチ回路５０を経
由してＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４に蓄積した
信号をＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４に転送す
る。

【０２０３】スイッチ回路５０はフィルタ装置４９Ａか
らＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４への信号転送が
終わると、バッファ回路５２からの信号をＦＦＴ・デス
クランブル処理手段４４に印加するように切り替わる。

【０２０４】フィルタ装置４９Ｂ、バッファ回路５２
は、先に通過させなかった信号成分のうち本通信におい
て必要となる信号成分を通過させた信号、たとえば、奇
数キャリアを生成し、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段
４４に印加する。

【０２０５】ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４４は、
再度入力された信号をＦＦＴ処理して受信シンボルを抽
出し、ビット抽出回路４５以降の回路の処理を行わせ
る。

【０２０６】図２０に図解した受信装置の回路構成をと
ることにより、高周波受信回路４２において受信したシ
ンボルをＦＦＴ処理するに本来必要なＦＦＴ回路より小
規模の回路で、受信シンボルの抽出が可能となる。すな
わち、図２０の回路構成をとると、ＦＦＴ・デスクラン
ブル処理手段４４の回路規模を小規模にすることができ
る。

【０２０７】図２０に図解した回路構成は、受信シンボ
ルを半分にデシメーションした場合を例示したが、フィ
ルタ装置４９Ａ，４９Ｂにおける通過キャリアをさらに
減縮することにより、４分割、８分割などにすることが
できる。その結果、ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４
４の回路規模は一段と小型になる。

【０２０８】本発明の通信システム、送信装置（送信
機）３０、受信装置（受信機）４０、および、受信装置
（受信機）４０の一部を構成する信号成分分離装置、フ
ィルタ装置は上述した構成に限らず、種々の変形態様、
または、上述した実施の形態を適宜組み合わせることが
できる。

【０２０９】以上、本発明の実施の形態として、無線通
信システムを例示したが、本発明は無線通信システムに
限らず、有線通信システムなどにも適用できる。

【０２１０】

【発明の効果】本発明によればマルチキャリア変調信号
を適切に分離可能な信号成分分離装置が提供できた。

【０２１１】本発明によれば、１入力マルチキャリア変
調信号群から２^c （ｃは任意の整数）の信号群に信号を
分離する信号成分分離装置が提供できた。

【０２１２】本発明によれば、１入力マルチキャリア変
調信号群から特定の１出力信号群に選択するフィルタ装
置が提供できた。

【０２１３】本発明によれば上記信号成分分離装置を有
する適切な受信装置が提供できた。本発明の受信装置
は、ＦＦＴの回路規模を小型にすることができ、さら
に、ＦＦＴ処理が高速である。

【０２１４】本発明によれば上記フィルタ装置を有する
適切な受信装置が提供できた。本発明の受信装置は、Ｆ
ＦＴの回路規模を小型化であり、ＦＦＴ処理が高速であ
る。

【０２１５】本発明によれば、マルチキャリア変調を行
う送信装置と上記受信装置とが協動する通信システムを
提供できる。

【０２１６】本発明によれば、マルチキャリア変調とそ
の復調を行う通信方法が提供できた。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１（Ａ）、（Ｂ）は、本発明の通信システ
ム、送信装置および受信装置、並びに、通信方法の１実
施の形態としてのマルチキャリア変調方式としてＯＦＤ
Ｍ方式を用いた、たとえば、ＤＡＢシステムに適用する
ディジタル無線通信システムの構成図であり、図１
（Ａ）はＯＦＤＭ方式の無線通信システムの送信装置の
構成図であり、図１（Ｂ）はＯＦＤＭ方式の無線通信シ
ステムの受信装置の構成図である。

【図２】図２（Ａ）〜（Ｃ）は、図１（Ａ）に図解した
送信装置の処理を示すグラフであり、図２（Ａ）は、各
チャネルで各々独立したシンボルストリームを示し、図
２（Ｂ）は、図１（Ａ）に図解したマルチプレクサの概
略構成図であり、図２（Ｃ）は、マルチキャリア変調信
号を示すグラフである。

【図３】図３は、図１（Ａ）の送信装置による変調され
た複数チャネルのサブキャリアの並びを示すグラフであ
る。

【図４】図４は、図１（Ｂ）に図解した信号成分分離装
置の構成図である。

【図５】図５は、図４に図解した信号成分分離装置を構
成する二分岐回路の構成図である。

【図６】図６は、図５に図解したシンボル遅延回路の態
様を示す図である。

【図７】図７は、図５に図解した位相オフセット調整回
路の態様を示す図である。

【図８】図８は、本発明の第２実施の形態としての受信
装置の構成図である。

【図９】図９は、図８に図解したの周波数オフセット補
償・除去回路の構成図である。

【図１０】図１０は、本発明の第３実施の形態としての
受信装置の構成図である。

【図１１】図１１は、本発明の第４実施の形態の受信装
置の概略構成図である。

【図１２】図１２は、図１１に示したフィルタ装置の第
１の実施の形態の構成図である。

【図１３】図１３は、図１１のフィルタ装置の第２の実
施の形態の構成図である。

【図１４】図１４は、図１３に図解したフィルタ・デシ
メーション回路の構成図である。

【図１５】図１５は、図１１に図解したフィルタ装置の
第３の実施の形態の構成図である。

【図１６】図１６は、図１１に図解したフィルタ装置の
第４の実施の形態の構成図である。

【図１７】図１７は、図１６に図解したフィルタ・デシ
メーション回路の構成図である。

【図１８】図１８は、図１１に図解したフィルタ装置の
第５の実施の形態の構成図である。

【図１９】図１９は、本発明の第５実施の形態の受信装
置の構成図である。

【図２０】図２０は、本発明の第６実施の形態の受信装
置の構成図である。

【図２１】図２１（Ａ）、（Ｂ）は、マルチキャリア変
調方式として、ＤＡＢシステムなどに適用されるＯＦＤ
Ｍ方式を用いたディジタル無線通信システムの一構成例
を示す図であり、図２１（Ａ）と送信装置の構成図であ
り、図２１（Ｂ）は受信装置の構成図である。

【図２２】図２２は、図２１（Ａ）の送信装置から出力
されるマルチキャリア化されたシンボル列の例を示した
グラフである。

【図２３】図２３は、マルチキャリア信号を分離する従
来の第１の方法を示すグラフである。

【図２４】図２４は、マルチキャリア信号を分離する従
来の第２の方法を示す受信装置の構成図である。

【図２５】図２５は、従来の一定周期のキャリアを抽出
することを示すグラフである。

【符号の説明】

１０・・無線送信装置１１・・符号化回路１２・・シンボルマッピング回路１３・・マルチプレクサ（信号多重化処理回路）１４・・周波数インターリーブ回路１５・・逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）１６・・無線送信回路１７・・アンテナ２０・・無線受信装置２１・・アンテナ２２・・受信回路２３・・高速フーリエ変換（ＦＦＴ）２４・・シンボル選択回路２５・・ビット抽出回路２６・・復号回路３０・・送信装置（送信機）３１・・符号化回路３２・・シンボルマッピング回路３４・・マルチプレクサ（信号多重化処理回路）３６・・スクランブル処理・ＩＦＦＴ・ガードタイム付
加・窓かけ処理回路３８・・送信回路３９・・アンテナ４０・・受信装置（受信機）４１・・受信アンテナ４２・・高周波受信回路４３・・信号成分分離装置４３ａ・・シンボル遅延回路４３ｂ・・位相オフセット調整回路４３ｃ・・加算回路４３ｄ・・減算回路４４・・ＦＦＴ・デスクランブル処理手段４５・・ビット抽出回路４６・・復号回路４７・・信号選択回路４８Ａ，４８Ｂ・・周波数オフセット補償回路４８１・・乗算器４８２・・ジャイレータ（オシレータ）４８３・・シンボル並べ替え回路４９・・フィルタ装置４９１・・信号成分分離装置（デマルチプレクサ）４９２・・シンボル群選択回路４９３・・周波数オフセット補償・除去回路４９４・・サブキャリア選択回路４９５・・フィルタ・デシメーション回路４９５ａ・・シンボル遅延回路４９５ｂ・・位相オフセット調整回路４９５ｃ・・加算回路４９６・・乗算器４９７・・通過サブキャリア選択信号出力回路４９８・・シンボル並べ替え回路４９９・・フィルタ・デシメーション回路５０・・スイッチ回路５２・・バッファ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】マルチキャリア変調された信号群（シンボ
ル群）からある信号群を分離する信号成分分離装置であ
って、入力信号群をＮ／２^(m+1) シンボル遅延するシンボル遅
延手段と、入力信号群を０Ｈｚを基準として−π（ｋ／２^m ）ラジ
アン位相シフトする位相オフセット調整手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号と上記位相オフセット
調整手段の出力信号を加算して上記信号選択出力手段に
入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置する
一方のシンボル列を算出する加算手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号から上記位相オフセッ
ト調整手段の出力信号を減算して上記信号選択出力手段
に入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置す
る他方のシンボル列を算出する減算手段とからなる二分
岐回路が二分岐方式で段階的かつ階層的に接続されてい
る、信号成分分離装置であって、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、信号成分分離装置。
【請求項２】複数チャネルのサブキャリアが周期的に配
置されているマルチキャリア変調による多重通信に用い
る受信装置であって、信号群を受信する受信手段と、入力した信号群をＮ／２^(m+1) シンボル遅延するシンボ
ル遅延手段と、入力した信号群を−π（ｋ／２^m ）ラジ
アン位相シフトする位相オフセット調整手段と、上記シ
ンボル遅延手段の出力信号と上記位相オフセット調整手
段の出力信号を加算して上記信号選択出力手段に入力さ
れた多重化信号のうち周波数軸上交互に位置する一方の
シンボル列を算出する加算手段と、上記シンボル遅延手
段の出力信号から上記位相オフセット調整手段の出力信
号を減算して上記信号選択出力手段に入力された多重化
信号のうち周波数軸上交互に位置する他方のシンボル列
を算出する減算手段と、からなる二分岐回路が二分岐方
式で段階的かつ階層的に接続されている、信号成分分離
装置と、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、上記信号成分分離装置で分離した信号群について直交変
換を行う直交変換手段と、上記直交変換した情報を復号する復号手段とを具備する
受信装置。
【請求項３】複数チャネルのサブキャリアが周期的に配
置されているマルチキャリア変調による多重通信に用い
る、送信装置と受信装置とを有する通信装置であって、上記送信装置は、複数チャネルの情報を独立に符号化する符号化手段と、上記符号化した情報をそれぞれ所定の変調方式に基づい
て変調して信号点配置を行う信号点配置手段と、上記複数の信号点配置した信号を時間周期的に多重化す
る信号多重化手段と、上記多重化した信号を逆直交変換する逆直交変換手段
と、上記直交変換した情報を送出する送信手段と、を有し、上記受信装置は、上記送出された信号群を受信する受信手段と、上記受信した信号群を選択分離する信号成分分離手段
と、上記選択分離された信号を直交変換する直交変換手段
と、上記直交変換した情報を復号する復号手段とを有し、上記信号成分分離手段は、入力信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延手段
と、入力信号群を−π（ｋ／２^m ）ラジアン位相シフトする
位相オフセット調整手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号と上記位相オフセット
調整手段の出力信号を加算して上記信号選択出力手段に
入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置する
一方のシンボル列を算出する加算手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号から上記位相オフセッ
ト調整手段の出力信号を減算して上記信号選択出力手段
に入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置す
る他方のシンボル列を算出する減算手段とからなる二分
岐回路が二分岐方式で段階的かつ階層的に接続されて構
成されている、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、通信装置。
【請求項４】上記送信装置における上記信号多重化手段
は、上記複数の信号点配置した信号を所定のサブキャリ
アでチャネルごと周波数をずらして多重化する請求項３
記載の通信装置。
【請求項５】上記送信装置における上記信号点配置手段
における変調方式は直交周波数多重化方式（ＯＦＤＭ方
式）を用いる変調方式である、請求項３記載の通信装置。
【請求項６】上記送信装置における上記逆直交変換処理
手段は逆フーリエ変換処理を行い、上記受信機における上記直交変換処理手段はフーリエ変
換処理を行う、請求項３記載の通信装置。
【請求項７】複数チャネルのサブキャリアが周期的に配
置されているマルチキャリア変調による多重通信に用い
る受信装置であって、信号群を受信する受信手段と、入力信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延手段
と、入力信号群を−π（ｋ／２^m ）ラジアン位相シフト
する位相オフセット調整手段と、上記シンボル遅延手段
の出力信号と上記位相オフセット調整手段の出力信号を
加算して上記信号選択出力手段に入力された多重化信号
のうち周波数軸上交互に位置する一方のシンボル列を算
出する加算手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号か
ら上記位相オフセット調整手段の出力信号を減算して上
記信号選択出力手段に入力された多重化信号のうち周波
数軸上交互に位置する他方のシンボル列を算出する減算
手段と、からなる二分岐回路が二分岐方式で段階的かつ
階層的に接続されている信号成分分離装置と、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、上記信号成分分離装置で分離したシンボル列のうち、所
定のサブキャリアのシンボル群を１系列または複数系列
選択して出力する信号選択手段と、上記信号選択手段で選択出力した１系列または複数系列
のシンボル群について周波数オフセット補償する周波数
オフセット補償手段と、上記周波数オフセット補償手段のそれぞれの出力信号に
ついて直交変換を行う２つの直交変換手段と、上記直交変換した信号を復号する復号手段とを具備する受信装置。
【請求項８】上記周波数オフセット補償手段は、上記周波数オフセット補償のために複素正弦波信号を出
力する周波数オフセット補償信号発生手段と、上記信号群と、上記周波数オフセット補償信号発生手段
から出力される複素正弦波信号とを乗算する乗算手段
と、該乗算手段における乗算結果のシンボルを周波数軸に沿
って並べ替えるシンボル並べ替え手段とを有する、請求項７記載の受信装置。
【請求項９】複数チャネルのサブキャリアが周期的に配
置されているマルチキャリア変調による多重通信に用い
る、送信装置と受信装置とを有する通信装置であって、上記送信装置は、複数チャネルの情報を独立に符号化する符号化手段と、上記符号化した情報をそれぞれ所定の変調方式に基づい
て変調して信号点配置を行う信号点配置手段と、上記複数の信号点配置した信号を時間周期的に多重化す
る信号多重化手段と、上記多重化した信号を逆直交変換する逆直交変換手段
と、上記直交変換した信号群を送出する送信手段と、を有し、上記受信装置は、上記送出された信号群を受信する受信手段と、上記受信した信号群を分離する信号成分分離装置であっ
て、入力信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延手段
と、入力信号群を−π（ｋ／２^m ）ラジアン位相シフトする
位相オフセット調整手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号と上記位相オフセット
調整手段の出力信号を加算して上記信号選択出力手段に
入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置する
一方のシンボル列を算出する加算手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号から上記位相オフセッ
ト調整手段の出力信号を減算して上記信号選択出力手段
に入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置す
る他方のシンボル列を算出する減算手段と、からなる二分岐回路が二分岐方式で段階的かつ階層的に
接続されている信号成分分離装置と、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、上記信号成分分離装置で分離したシンボル列のうち、所
定のサブキャリアのシンボル群を１系列または複数系列
選択して出力する信号選択手段と、上記信号選択手段で選択出力した１系列または複数系列
のシンボル群について周波数オフセット補償する周波数
オフセット補償手段と、上記周波数オフセット補償手段のそれぞれの出力信号に
ついて直交変換を行う２つの直交変換手段と、上記直交変換した信号を復号する復号手段とを具備する
通信装置。
【請求項１０】上記送信装置における上記信号多重化手
段は、上記複数の信号点配置した信号を所定のサブキャ
リアでチャネルごと周波数をずらして多重化する請求項
９記載の通信装置。
【請求項１１】上記送信装置における上記信号点配置手
段における変調方式は直交周波数多重化方式（ＯＦＤＭ
方式）を用いる変調方式である、請求項９記載の通信装置。
【請求項１２】上記送信装置における上記逆直交変換処
理手段は逆フーリエ変換処理を行い、上記受信機における上記直交変換処理手段はフーリエ変
換処理を行う、請求項９記載の通信装置。
【請求項１３】上記周波数オフセット補償手段は、上記周波数オフセット補償のために複素正弦波信号を出
力する周波数オフセット補償信号発生手段と、上記信号群と、上記周波数オフセット補償信号発生手段
から出力される複素正弦波信号とを乗算する乗算手段
と、該乗算手段における乗算結果のシンボルを周波数軸に沿
って並べ替えるシンボル並べ替え手段とを有する、請求項９記載の通信装置。
【請求項１４】複数チャネルのサブキャリアが周期的に
配置されているマルチキャリア変調による多重通信に用
いる受信装置であって、信号群を受信する受信手段と、入力信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延手段
と、入力信号群を−π（ｋ／２^m ）ラジアン位相シフト
する位相オフセット調整手段と、上記シンボル遅延手段
の出力信号と上記位相オフセット調整手段の出力信号を
加算して上記信号選択出力手段に入力された多重化信号
のうち周波数軸上交互に位置する一方のシンボル列を算
出する加算手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号か
ら上記位相オフセット調整手段の出力信号を減算して上
記信号選択出力手段に入力された多重化信号のうち周波
数軸上交互に位置する他方のシンボル列を算出する減算
手段と、からなる二分岐回路が二分岐方式で段階的かつ
階層的に接続されている信号成分分離装置と、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、上記信号成分分離手段で分離した１系列または複数系列
のシンボル群について周波数オフセット補償する周波数
オフセット補償手段と、上記周波数オフセット補償手段のそれぞれの出力信号に
ついて直交変換を行う２つの直交変換手段と、上記直交変換した信号を復号する復号手段とを具備する
受信装置。
【請求項１５】上記周波数オフセット補償手段は、上記周波数オフセット補償のために複素正弦波信号を出
力する周波数オフセット補償信号発生手段と、上記信号群と、上記周波数オフセット補償信号発生手段
から出力される複素正弦波信号とを乗算する乗算手段
と、該乗算手段における乗算結果のシンボルを周波数軸に沿
って並べ替えるシンボル並べ替え手段とを有する、請求
項１４記載の受信装置。
【請求項１６】複数チャネルのサブキャリアが周期的に
配置されているマルチキャリア変調による多重通信に用
いる、送信装置と受信装置とを有する通信装置であっ
て、上記送信装置は、複数チャネルの情報を独立に符号化する符号化手段と、上記符号化した情報をそれぞれ所定の変調方式に基づい
て変調して信号点配置を行う信号点配置手段と、上記複数の信号点配置した信号を時間周期的に多重化す
る信号多重化手段と、上記多重化した信号を逆直交変換する逆直交変換手段
と、上記直交変換した信号群を送出する送信手段と、を有し、上記受信装置は、上記送出された信号群を受信する受信手段と、上記受信した信号群を分離する信号成分分離装置であっ
て、入力信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延手段
と、入力信号群を−π（ｋ／２^m ）ラジアン位相シフトする
位相オフセット調整手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号と上記位相オフセット
調整手段の出力信号を加算して上記信号選択出力手段に
入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置する
一方のシンボル列を算出する加算手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号から上記位相オフセッ
ト調整手段の出力信号を減算して上記信号選択出力手段
に入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置す
る他方のシンボル列を算出する減算手段と、からなる二分岐回路が二分岐方式で段階的かつ階層的に
接続されている信号成分分離装置と、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、上記信号成分分離装置で分離した１系列または複数系列
のシンボル群について周波数オフセット補償する周波数
オフセット補償手段と、上記周波数オフセット補償手段のそれぞれの出力信号に
ついて直交変換を行う２つの直交変換手段と、上記直交変換した信号を復号する復号手段とを具備する
通信装置。
【請求項１７】上記送信装置における上記信号多重化手
段は、上記複数の信号点配置した信号を所定のサブキャ
リアでチャネルごと周波数をずらして多重化する請求項
１６記載の通信装置。
【請求項１８】上記送信装置における上記信号点配置手
段における変調方式は直交周波数多重化方式（ＯＦＤＭ
方式）を用いる変調方式である、請求項１６記載の通信装置。
【請求項１９】上記送信装置における上記逆直交変換処
理手段は逆フーリエ変換処理を行い、上記受信機における上記直交変換処理手段はフーリエ変
換処理を行う、請求項１６記載の通信装置。
【請求項２０】上記周波数オフセット補償手段は、上記周波数オフセット補償のために複素正弦波信号を出
力する周波数オフセット補償信号発生手段と、上記信号群と、上記周波数オフセット補償信号発生手段
から出力される複素正弦波信号とを乗算する乗算手段
と、該乗算手段における乗算結果のシンボルを周波数軸に沿
って並べ替えるシンボル並べ替え手段とを有する、請求項１６記載の通信装置。
【請求項２１】マルチキャリア変調された信号群から特
定の信号を抽出するフィルタ装置であって、入力信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延手段
と、入力信号群を−π（ｋ／２^m ）ラジアン位相シフト
する位相オフセット調整手段と、上記シンボル遅延手段
の出力信号と上記位相オフセット調整手段の出力信号を
加算して上記信号選択出力手段に入力された多重化信号
のうち周波数軸上交互に位置する一方のシンボル列を算
出する加算手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号か
ら上記位相オフセット調整手段の出力信号を減算して上
記信号選択出力手段に入力された多重化信号のうち周波
数軸上交互に位置する他方のシンボル列を算出する減算
手段と、からなる二分岐回路が二分岐方式で段階的かつ
階層的に接続されている信号成分分離装置と、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、上記信号成分分離装置で分離したシンボル列のうち、特
定のサブキャリアのシンボル群を選択して出力する信号
選択手段と、上記信号選択手段で選択出力したシンボル群について周
波数オフセット補償する周波数オフセット補償手段とを
具備するフィルタ装置。
【請求項２２】上記周波数オフセット補償手段は、上記周波数オフセット補償のために複素正弦波信号を出
力する周波数オフセット補償信号発生手段と、上記信号群と、上記周波数オフセット補償信号発生手段
から出力される複素正弦波信号とを乗算する乗算手段
と、該乗算手段における乗算結果のシンボルを周波数軸に沿
って並べ替えるシンボル並べ替え手段とを有する、請求項２１記載のフィルタ装置。
【請求項２３】複数チャネルのサブキャリアが周期的に
配置されているマルチキャリア変調による多重通信に用
いる受信装置であって、マルチキャリア変調された信号群を受信する受信手段
と、上記受信手段で受信したマルチキャリア変調された信号
群から特定の信号を抽出するフィルタ装置と、該フィルタ装置で抽出した信号について直交変換を行う
直交変換手段と、上記直交変換した信号を復号する復号手段とを具備し、上記フィルタ装置は、入力信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延手段
と、入力信号群を−π（ｋ／２^m ）ラジアン位相シフト
する位相オフセット調整手段と、上記シンボル遅延手段
の出力信号と上記位相オフセット調整手段の出力信号を
加算して上記信号選択出力手段に入力された多重化信号
のうち周波数軸上交互に位置する一方のシンボル列を算
出する加算手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号か
ら上記位相オフセット調整手段の出力信号を減算して上
記信号選択出力手段に入力された多重化信号のうち周波
数軸上交互に位置する他方のシンボル列を算出する減算
手段と、からなる二分岐回路が二分岐方式で段階的かつ
階層的に接続されている信号成分分離装置と、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、上記信号成分分離装置で分離したシンボル列のうち、特
定のサブキャリアのシンボル群を選択して出力する信号
選択手段と、上記信号選択手段で選択出力したシンボル群について周
波数オフセット補償する周波数オフセット補償手段とを
具備する受信装置。
【請求項２４】上記周波数オフセット補償手段は、上記周波数オフセット補償のために複素正弦波信号を出
力する周波数オフセット補償信号発生手段と、上記信号群と、上記周波数オフセット補償信号発生手段
から出力される複素正弦波信号とを乗算する乗算手段
と、該乗算手段における乗算結果のシンボルを周波数軸に沿
って並べ替えるシンボル並べ替え手段とを有する、請求項２３記載の受信装置。
【請求項２５】マルチキャリア変調された信号群から特
定の信号を抽出するフィルタ装置であって、サブキャリアを選択するサブキャリア選択手段と、上記選択されたサブキャリアに応じて、入力された信号
群から特定の信号群を選択して出力する、少なくとも１
段の信号選択手段と、上記信号選択手段で選択した信号について周波数オフセ
ット補償する周波数オフセット補償手段とを具備する、
フィルタ装置。
【請求項２６】上記信号選択手段は、上記選択されたサブキャリアに応じて、入力された信号
群を位相シフトする位相オフセット調整手段と、入力された信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延
手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号と上記位相オフセット
調整手段の出力信号を加算して上記信号選択出力手段に
入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置する
一方のシンボル列を算出する加算手段とを有する、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、請求項２５記載のフィルタ装置。
【請求項２７】上記周波数オフセット補償手段は、上記周波数オフセット補償のために複素正弦波信号を出
力する周波数オフセット補償信号発生手段と、上記信号群と、上記周波数オフセット補償信号発生手段
から出力される複素正弦波信号とを乗算する乗算手段
と、該乗算手段における乗算結果のシンボルを周波数軸に沿
って並べ替えるシンボル並べ替え手段とを有する、請求項２５記載のフィルタ装置。
【請求項２８】複数チャネルのサブキャリアが周期的に
配置されているマルチキャリア変調による多重通信に用
いる受信装置であって、マルチキャリア変調された信号群を受信する受信手段
と、上記受信手段で受信したマルチキャリア変調された信号
群から特定の信号を抽出するフィルタ装置と、該フィルタ装置で抽出した信号について直交変換を行う
直交変換手段と、上記直交変換した信号を復号する復号手段とを具備し、上記フィルタ装置は、サブキャリアを選択するサブキャリア選択手段と、上記選択されたサブキャリアに応じて、入力された信号
群から特定の信号群を選択して出力する、少なくとも１
段の信号選択手段と、上記信号選択手段で選択した信号について周波数オフセ
ット補償する周波数オフセット補償手段とを具備する、受信装置。
【請求項２９】上記信号選択手段は、上記選択されたサブキャリアに応じて、入力された信号
群を位相シフトする位相オフセット調整手段と、入力された信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延
手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号と上記位相オフセット
調整手段の出力信号を加算して上記信号選択出力手段に
入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位置する
一方のシンボル列を算出する加算手段とを有する、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、請求項２８記載の受信装置。
【請求項３０】上記周波数オフセット補償手段は、上記周波数オフセット補償のために複素正弦波信号を出
力する周波数オフセット補償信号発生手段と、上記信号群と、上記周波数オフセット補償信号発生手段
から出力される複素正弦波信号とを乗算する乗算手段
と、該乗算手段における乗算結果のシンボルを周波数軸に沿
って並べ替えるシンボル並べ替え手段とを有する、請求項２８記載の受信装置。
【請求項３１】マルチキャリア変調された信号群から特
定の信号を抽出するフィルタ装置であって、選択すべきチャネルに応じた複素正弦波信号を出力する
通過サブキャリア選択信号出力手段と、上記通過サブキャリア選択出力手段から出力された複素
正弦波信号と、入力信号群との乗算を行う乗算手段と、上記乗算手段における乗算結果のうち、特定の信号群を
選択する少なくとも１段の信号成分分離手段と、上記信号成分分離装置の出力を周波数軸上に並べ替える
シンボル並べ替え手段とを具備するフィルタ装置。
【請求項３２】上記信号成分分離手段は、入力信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延手段
と、上記シンボル遅延手段の出力信号と上記入力信号群とを
加算して周波数軸上交互に位置する一方のシンボル列を
算出する加算手段とからなる回路が二分岐方式で段階的
かつ階層的に接続されているただし、ｍは二分岐回路の
段数の位置を示すパラメータであり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、請求項３１記載のフィルタ装置。
【請求項３３】複数チャネルのサブキャリアが周期的に
配置されているマルチキャリア変調による多重通信に用
いる受信装置であって、マルチキャリア変調された信号群を受信する受信手段
と、上記受信手段で受信したマルチキャリア変調された信号
群から特定の信号を抽出するフィルタ装置と、該フィルタ装置で抽出した信号について直交変換を行う
直交変換手段と、上記直交変換した信号を復号する復号手段とを具備し、上記フィルタ装置は、選択すべきチャネルに応じた複素正弦波信号を出力する
通過サブキャリア選択信号出力手段と、上記通過サブキャリア選択出力手段から出力された複素
正弦波信号と、入力信号群との乗算を行う乗算手段と、上記乗算手段における乗算結果のうち、特定の信号群を
選択する少なくとも１段の信号成分分離手段と、上記信号成分分離装置の出力を周波数軸上に並べ替える
シンボル並べ替え手段とを有する、受信装置。
【請求項３４】上記信号成分分離手段は、入力信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延手段
と、上記シンボル遅延手段の出力信号と上記入力信号群とを
加算して周波数軸上交互に位置する一方のシンボル列を
算出する加算手段とからなる回路が二分岐方式で段階的
かつ階層的に接続されているただし、ｍは二分岐回路の
段数の位置を示すパラメータであり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、請求項３３記載の受信装置。
【請求項３５】上記周波数オフセット補償手段は、上記周波数オフセット補償のために複素正弦波信号を出
力する周波数オフセット補償信号発生手段と、上記信号群と、上記周波数オフセット補償信号発生手段
から出力される複素正弦波信号とを乗算する乗算手段
と、該乗算手段における乗算結果のシンボルを周波数軸に沿
って並べ替えるシンボル並べ替え手段とを有する、請求項３３記載の受信装置。
【請求項３６】複数チャネルのサブキャリアが周期的に
配置されているマルチキャリア変調による多重通信に用
いる受信装置であって、マルチキャリア変調された信号群を受信する受信手段
と、入力信号群をスイッチングするスイッチング手段と、上記受信手段で受信したマルチキャリア変調された信号
群を保持するバッファ手段と、上記スイッチング手段の後段に接続され、入力された信
号群のうち特定の信号群を選択出力するフィルタ装置
と、上記フィルタ装置で抽出した信号について直交変換を行
う直交変換手段と、上記直交変換した信号を復号する復号手段とを具備し、上記スイッチング手段は１シンボル分の信号群を上記フ
ィルタ装置に出力し、上記バッファ手段はその間、入力
された１シンボル分の信号群を保持し、上記フィルタ装
置への信号送出終了後、上記バッファ手段に保持した信
号群を上記スイッチング手段を介して上記フィルタ装置
に送出し、上記フィルタ装置は、上記スイッチング手段を介して入
力された信号群のうち指定されたサブキャリアのみ選択
出力する、受信装置。
【請求項３７】上記フィルタ装置は、入力信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延手段
と、入力信号群を−π（ｋ／２^m ）ラジアン位相シフト
する位相オフセット調整手段と、上記シンボル遅延手段
の出力信号と上記位相オフセット調整手段の出力信号を
加算して上記信号選択出力手段に入力された多重化信号
のうち周波数軸上交互に位置する一方のシンボル列を算
出する加算手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号か
ら上記位相オフセット調整手段の出力信号を減算して上
記信号選択出力手段に入力された多重化信号のうち周波
数軸上交互に位置する他方のシンボル列を算出する減算
手段と、からなる二分岐回路が二分岐方式で段階的かつ
階層的に接続されている信号成分分離装置と、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、上記信号成分分離装置で分離したシンボル列のうち、特
定のサブキャリアのシンボル群を選択して出力する信号
選択手段と、上記信号選択手段で選択出力したシンボル群について周
波数オフセット補償する周波数オフセット補償手段とを
具備する、請求項３６記載の受信装置。
【請求項３８】上記フィルタ装置は、サブキャリアを選択するサブキャリア選択手段と、上記選択されたサブキャリアに応じて、入力された信号
群から特定の信号群を選択して出力する、少なくとも１
段の信号選択手段と、上記信号選択手段で選択した信号について周波数オフセ
ット補償する周波数オフセット補償手段とを具備する、請求項３６記載の受信装置。
【請求項３９】上記フィルタ装置は、選択すべきチャネルに応じた複素正弦波信号を出力する
通過サブキャリア選択信号出力手段と、上記通過サブキャリア選択出力手段から出力された複素
正弦波信号と、入力信号群との乗算を行う乗算手段と、上記乗算手段における乗算結果のうち、特定の信号群を
選択する少なくとも１段の信号成分分離手段と、上記信号成分分離装置の出力を周波数軸上に並べ替える
シンボル並べ替え手段とを具備する、請求項３６記載の
受信装置。
【請求項４０】複数チャネルのサブキャリアが周期的に
配置されているマルチキャリア変調による多重通信に用
いる受信装置であって、マルチキャリア変調された信号群を受信する受信手段
と、上記受信手段で受信したマルチキャリア変調された信号
群のうち偶数キャリアの信号群を選択して出力する第１
のフィルタ装置と、上記受信手段で受信したマルチキャリア変調された信号
群のうち奇数キャリアの信号群を選択して出力する第２
のフィルタ装置と、上記第２のフィルタ装置の出力信号群を保持するバッフ
ァ手段と、上記第１のフィルタ装置の出力信号群をスイッチングす
るスイッチング手段と、上記スイッチング手段の後段に接続され、スイッチング
された出力信号について直交変換を行う直交変換手段
と、上記直交変換した信号を復号する復号手段とを具備し、上記スイッチング手段は上記第１のフィルタ装置の出力
信号を上記直交変換手段に送出し、上記直交変換手段へ
の信号送出終了後、上記バッファ手段に保持した信号群
を上記スイッチング手段を介して上記直交変換手段に送
出する、受信装置。
【請求項４１】上記第１および第２のフィルタ装置はそ
れぞれ、入力信号群をＮ／２^(m+1) 遅延するシンボル遅延手段
と、入力信号群を−π（ｋ／２^m ）ラジアン位相シフト
する位相オフセット調整手段と、上記シンボル遅延手段
の出力信号と上記位相オフセット調整手段の出力信号を
加算して上記信号選択出力手段に入力された多重化信号
のうち周波数軸上交互に位置する一方のシンボル列を算
出する加算手段と、上記シンボル遅延手段の出力信号か
ら上記位相オフセット調整手段の出力信号を減算して上
記信号選択出力手段に入力された多重化信号のうち周波
数軸上交互に位置する他方のシンボル列を算出する減算
手段と、からなる二分岐回路が二分岐方式で段階的かつ
階層的に接続されている信号成分分離装置と、ただし、ｍは二分岐回路の段数の位置を示すパラメータ
であり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、上記信号成分分離装置で分離したシンボル列のうち、特
定のサブキャリアのシンボル群を選択して出力する信号
選択手段と、上記信号選択手段で選択出力したシンボル群について周
波数オフセット補償する周波数オフセット補償手段とを
具備する、請求項４０記載の受信装置。
【請求項４２】上記第１および第２のフィルタ装置はそ
れぞれ、サブキャリアを選択するサブキャリア選択手段と、上記選択されたサブキャリアに応じて、入力された信号
群から特定の信号群を選択して出力する、少なくとも１
段の信号選択手段と、上記信号選択手段で選択した信号について周波数オフセ
ット補償する周波数オフセット補償手段とを具備する、請求項４０記載の受信装置。
【請求項４３】上記第１および第２のフィルタ装置はそ
れぞれ、選択すべきチャネルに応じた複素正弦波信号を出力する
通過サブキャリア選択信号出力手段と、上記通過サブキャリア選択出力手段から出力された複素
正弦波信号と、入力信号群との乗算を行う乗算手段と、上記乗算手段における乗算結果のうち、特定の信号群を
選択する少なくとも１段の信号成分分離手段と、上記信号成分分離装置の出力を周波数軸上に並べ替える
シンボル並べ替え手段とを具備する、請求項４０記載の受信装置。
【請求項４４】複数チャネルの情報を独立に符号化し、上記符号化した情報をそれぞれ所定の変調方式に基づい
て変調して信号点配置を行い、上記複数の信号点配置した信号を時間周期的に多重化
し、上記多重化した信号を逆直交変換し、上記直交変換した情報を送出する符号化送信工程と、上記送出された信号を受信し、上記受信した直交変換処理後の多重化信号のうち、希望
するチャネルの信号のみ選択出力し、上記選択出力された信号を直交変換し、上記直交変換した情報を復号する受信復号工程とを有す
る通信方法であって、上記受信工程における信号選択処理は、Ｎ／２^(m+1) シンボル遅延し、 π（ｋ／２^m ）ラジアンだけ位相シフトし、上記シンボル遅延した信号と上記位相シフトした信号を
加算して上記入力された多重化信号のうち周波数軸上交
互に位置する一方のシンボル列を算出するか、上記シン
ボル遅延した信号から上記位相シフトした信号を減算し
て上記入力された多重化信号のうち周波数軸上交互に位
置する他方のシンボル列を算出する方法を二分岐的かつ
段階的に行うただし、ｍは二分岐処理の段の位置を示す
パラメータであり、Ｎは１変調時間内に存在するシンボルの数であり、ｋは０（Ｈｚ）を基準としてサブキャリアの周波数オフ
セットを持つ信号群が入力されていることを示すパラメ
ータである、通信方法。