WO2020183569A1 - 位相可変逓倍器及びアンテナ装置 - Google Patents

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WO2020183569A1
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signal
amplitude
phase
signals
gain amplifier
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PCT/JP2019/009690
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航 山本
恒次 堤
翔 池田
津留　正臣
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H01Q3/36—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/16—Networks for phase shifting
    • H03H11/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift

Definitions

  • the present invention adds a 90 degree phase difference between a first signal having a frequency twice the frequency of the input signal and a second signal having a frequency twice the frequency of the input signal. It relates to a phase variable multiplier and an antenna device for synthesizing a first signal and a second signal having a phase difference of 90 degrees between the two signals.
  • Patent Document 1 discloses a multiplier including a multiplier for multiplying a local signal having an angular frequency of ⁇ c / 2 and a local signal having an angular frequency of ⁇ c / 2 and having a phase difference ⁇ . .. ⁇ is the phase difference between the two local signals, and the frequency of the two local signals is fc / 2.
  • the multiplier disclosed in Patent Document 1 multiplier by multiplying the two local signals, and generates a signal of frequency f c.
  • a low frequency band phase shifter is connected to the previous stage of the multiplier included in the multiplier disclosed in Patent Document 1, for example, the frequency of the low frequency band signal generated by the signal source is doubled.
  • a phase variable multiplier capable of changing the phase of the signal.
  • the phase variable multiplier for example, when a signal having a phase of 0 degrees is input to the phase shifter, if the phase shift amount of the phase shifter is ⁇ , the phase of the output signal of the phase shifter becomes ⁇ . , The multiplier doubles the frequency of the signal output from the phase shifter. At this time, since the multiplier also doubles the phase of the signal output from the phase shifter, the phase of the output signal of the multiplier becomes 2 ⁇ .
  • the phase shift of the output signal of the multiplier is larger than the phase shift of the output signal of the phase shifter, so that there is a problem that the phase shift resolution is lowered by passing through the multiplier. ..
  • the present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and the phase variable capable of doubling the frequency of the input signal and shifting the phase of the input signal without causing deterioration of the phase shift resolution.
  • the purpose is to obtain a multiplier and an antenna device.
  • the phase variable multiplier includes a 90-degree distributor that distributes an input signal into an in-phase signal and an orthogonal signal, and two in-phase signals that divide each of the in-phase signal and the orthogonal signal into two and divide them into two.
  • Four signals including one or more signals in which the amplitude of one or more signals is set according to the phase shift amount of the input signal and the amplitudes are set among the four signals of the two divided orthogonal signals.
  • the amplitude setting circuit that outputs as a signal after setting, one of the in-phase signals of the two in-phase signals included in the after-setting signal, and the two orthogonal signals included in the after-setting signal.
  • a first mixer that generates a first signal having a frequency twice the frequency of the input signal by multiplying one of the orthogonal signals, and two in-phase signals included in the set signal.
  • the ratio of the amplitude to the first signal is the tangent of the phase shift amount.
  • a phase difference of 90 degrees is added between the first signal and the second signal with the second mixer that generates a second signal that is the inverse of the tangent and has twice the frequency. It is provided with a 90-degree synthesizer for synthesizing a first signal and a second signal having a phase difference of 90 degrees with the second signal.
  • the present invention it is possible to double the frequency of the input signal and shift the phase of the input signal without causing deterioration of the phase shift resolution.
  • FIG. It is a block diagram which shows the antenna device which includes the phase variable multiplier which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram which shows the phase variable multiplier which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is explanatory drawing which shows the synthesis of the 1st signal and the 2nd signal.
  • FIG. It is a block diagram which shows the phase variable multiplier which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an antenna device including a phase variable multiplier according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing a phase variable multiplier according to the first embodiment.
  • the phase variable multipliers 1-1 to 1-N shift the phase of the input signal and output the phase-shifted input signal to the phased array antenna 2.
  • N is an integer of 2 or more.
  • the phased array antenna 2 has N antenna elements 2-1 to 2-N.
  • the antenna element 2-n transmits an input signal whose phase has been shifted by the phase variable multiplier 1-n.
  • the input terminal 11 is a terminal for inputting a sinusoidal input signal sin ( ⁇ 0 t) having a frequency of f 0 from the outside.
  • ⁇ 0 is the angular frequency and t is the time.
  • a sine wave input signal sin ( ⁇ 0 t) is input from the input terminal 11.
  • this is only an example, and for example, the input signal cos ( ⁇ 0 t) of the cosine wave having a frequency of f 0 may be input from the input terminal 11.
  • the 90-degree distributor 12 distributes the input signal input from the input terminal 11 into an in-phase signal (hereinafter referred to as "I signal”) and an orthogonal signal (hereinafter referred to as "Q signal”), and divides the I signal and the I signal.
  • I signal in-phase signal
  • Q signal orthogonal signal
  • Each of the Q signals is output to the amplitude setting circuit 13.
  • the I signal is sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal is cos ( ⁇ 0 t).
  • the amplitude setting circuit 13 includes a control circuit 14, a first variable gain amplifier 15, and a second variable gain amplifier 16.
  • the amplitude setting circuit 13 distributes each of the I signal and the Q signal output from the 90-degree distributor 12 into two. Of the two I signals divided into two by the amplitude setting circuit 13, one I signal is input to the first variable gain amplifier 15, and the other I signal is input to the second mixer 18, which will be described later. .. Of the two Q signals distributed by the amplitude setting circuit 13, one Q signal is input to the first mixer 17 described later, and the other Q signal is input to the second variable gain amplifier 16. ..
  • the amplitude setting circuit 13 sets the amplitude of two of the four signals, the two I signals divided into two and the two Q signals divided into two, into the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t). Set accordingly.
  • the amplitude setting circuit 13 sets the amplitude of one I signal according to the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t), and inputs the amplitude of the other Q signal. It is set according to the phase shift amount ⁇ of the signal sin ( ⁇ 0 t).
  • the phase variable multiplier shown in FIG. 2 of the four signals not only the signal whose amplitude is set by the amplitude setting circuit 13, but also all four signals output from the amplitude setting circuit 13 are set signals. It is called.
  • the internal memory of the control circuit 14 stores the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t).
  • the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t) is stored in the internal memory of the control circuit 14.
  • the control circuit 14 outputs the control signal C 1 for controlling the first variable gain amplifier 15 to the first variable gain amplifier 15 so that the amplitude of the I signal becomes the cosine cos ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • the control circuit 14 outputs a control signal C 2 for controlling the second variable gain amplifier 16 to the second variable gain amplifier 16 so that the amplitude of the Q signal becomes a sine sin ⁇ with a phase shift amount ⁇ .
  • the first variable gain amplifier 15 follows the control signal C1 output from the control circuit 14 so that the amplitude of one of the two I signals becomes the cosine cos ⁇ of the phase shift amount ⁇ . Set the amplitude of the I signal of. One I signal after the amplitude is set by the first variable gain amplifier 15 is cos ⁇ sin ( ⁇ 0 t). The first variable gain amplifier 15 outputs one I signal after setting the amplitude to the first mixer 17.
  • Second variable gain amplifier 16 in accordance with a control signal C 2 output from the control circuit 14, so that the amplitude of the other of the Q signal of the two Q signals becomes a sine sin ⁇ amount of phase shift theta, other Set the amplitude of the Q signal of.
  • the other Q signal after the amplitude is set by the second variable gain amplifier 16 is sin ⁇ cos ( ⁇ 0 t).
  • the second variable gain amplifier 16 outputs the other Q signal after setting the amplitude to the second mixer 18.
  • the first mixer 17 multiplies the one I signal whose amplitude is set by the first variable gain amplifier 15 with the one Q signal output from the amplitude setting circuit 13 to obtain the input signal sin ( ⁇ ).
  • the first signal generated by the first mixer 17 is cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t).
  • the first mixer 17 outputs the generated first signal to the 90-degree synthesizer 19.
  • the second mixer 18 multiplies the other I signal output from the amplitude setting circuit 13 with the other Q signal whose amplitude is set by the second variable gain amplifier 16 to obtain the input signal sin ( ⁇ ).
  • the second signal generated by the second mixer 18 is sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t), and the ratio cos ⁇ / sin ⁇ of the amplitude cos ⁇ of the first signal and the amplitude sin ⁇ of the second signal is the phase shift amount.
  • the reciprocal of the tangent of ⁇ is 1 / tan ⁇ .
  • the second mixer 18 outputs the generated second signal to the 90-degree synthesizer 19.
  • the 90 degree synthesizer 19 adds a 90 degree phase difference between the first signal generated by the first mixer 17 and the second signal generated by the second mixer 18, and the second The first signal and the second signal having a phase difference of 90 degrees from the signal are combined.
  • the 90-degree synthesizer 19 outputs a combined signal of the first signal and the second signal to the output terminal 20.
  • the combined signal of the first signal and the second signal is sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ), and the frequency of the combined signal is 2f 0 .
  • the phase difference between the combined signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) and the input signal sin ( ⁇ 0 t) is ⁇ .
  • the 90-degree distributor 12 distributes the input signal sin ( ⁇ 0 t) of the frequency f 0 input from the input terminal 11 to the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0 t).
  • the 90-degree distributor 12 outputs each of the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) to the amplitude setting circuit 13.
  • Amplitude setting circuit 13 receives the I signal sin ( ⁇ 0 t) from 90 ° distributor 12, to 2 distributes the I signal sin ( ⁇ 0 t).
  • the amplitude setting circuit 13 outputs one I signal sin ( ⁇ 0 t) of the two divided I signal sins ( ⁇ 0 t) to the first variable gain amplifier 15 and outputs the other I signal sin ( ⁇ 0 t) to the first variable gain amplifier 15.
  • ⁇ 0 t) is output to the second mixer 18.
  • Amplitude setting circuit 13 receives the Q signal cos ( ⁇ 0 t) from 90 ° distributor 12, Q signal cos a ( ⁇ 0 t) 2 dispensing.
  • the control circuit 14 sets the control signal C 1 that controls the first variable gain amplifier 15 to the first variable gain amplifier 15 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the cosine cos ⁇ of the phase shift amount ⁇ . Output to.
  • the first variable gain amplifier 15 receives the control signal C 1 from the control circuit 14, the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the cosine cos ⁇ of the phase shift amount ⁇ according to the control signal C 1.
  • the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) is set.
  • the first variable gain amplifier 15 outputs one I signal cos ⁇ sin ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the first mixer 17.
  • the control circuit 14 sets the control signal C 2 that controls the second variable gain amplifier 16 to the second variable gain amplifier so that the amplitude of the Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes a sine sin ⁇ with a phase shift amount ⁇ . Output to 16.
  • the second variable gain amplifier 16 receives the control signal C 2 from the control circuit 14, the amplitude of the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes a sine sin ⁇ with a phase shift amount ⁇ according to the control signal C 2.
  • the amplitude of the Q signal cos ( ⁇ 0 t) is set.
  • the second variable gain amplifier 16 outputs the other Q signal sin ⁇ cos ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the second mixer 18.
  • the first mixer 17 receives the I signal cos ⁇ sin ( ⁇ 0 t) from the first variable gain amplifier 15 receives the Q signal cos ( ⁇ 0 t) from the amplitude setting circuit 13, the I signal cos ⁇ sin ( ⁇ 0 t ) And the Q signal cos ( ⁇ 0 t).
  • the frequency 2f is twice the frequency f 0 of the input signal sin ( ⁇ 0 t).
  • first signal cos ⁇ sin with 0 (2 ⁇ 0 t) is generated.
  • the first mixer 17 outputs the generated first signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 19.
  • the second mixer 18 receives the I signal sin ( ⁇ 0 t) from the amplitude setting circuit 13 receives the Q signal sin ⁇ cos ( ⁇ 0 t) from the second variable gain amplifier 16, the I signal sin ( ⁇ 0 t ) And the Q signal sin ⁇ cos ( ⁇ 0 t).
  • the frequency 2f is twice the frequency f 0 of the input signal sin ( ⁇ 0 t).
  • second signal sin ⁇ sin with 0 (2 ⁇ 0 t) is generated.
  • / Sin ⁇ is the reciprocal 1 / tan ⁇ of the tangent of the phase shift amount ⁇ .
  • the 90-degree synthesizer 19 can perform 90-degree synthesis of the first signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) and the second signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t).
  • the second mixer 18 outputs the generated second signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 19.
  • the 90-degree synthesizer 19 has a first signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) generated by the first mixer 17 and a second signal sin ⁇ sin (2 ⁇ ) generated by the second mixer 18. A phase difference of 90 degrees is added from 0 t).
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing the composition of the first signal and the second signal.
  • 31 represents the first signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) generated by the first mixer 17, and 32 has a 90 degree phase difference from the first signal by the 90 degree synthesizer 19. The second signal after being added is shown.
  • 90 degrees synthesizer 19 by changing the phase of the second signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) 90 degrees, the first signal cos ⁇ sin with (2 ⁇ 0 t) a second signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t ), A phase difference of 90 degrees is added.
  • the 90-degree synthesizer 19 changes the phase of the first signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) by 90 degrees, so that the first signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) and the second signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) are changed.
  • a phase difference of 90 degrees may be added to sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t).
  • the 90-degree synthesizer 19 adds a 90-degree phase difference between the first signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) and the second signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t), and then, as shown in FIG. The first signal and the second signal are combined.
  • the 90-degree synthesizer 19 outputs a combined signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) of the first signal and the second signal to the output terminal 20.
  • 33 shows a combined signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) of the first signal and the second signal.
  • the phase difference between the combined signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) and the input signal sin ( ⁇ 0 t) coincides with the phase shift amount ⁇ , and the frequency 2f 0 of the combined signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) is the input signal sin. It is twice the frequency f 0 of ( ⁇ 0 t).
  • phase difference between the combined signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) and the input signal sin ( ⁇ 0 t) coincides with the phase shift amount ⁇ , which is described in Non-Patent Document 1.
  • the phase of the input signal sin ( ⁇ 0 t) is not doubled as in the phase variable multiplier in which the phase shifter is connected to the previous stage of the multiplier. Therefore, in the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 2, unlike the phase variable multiplier in which the phase shifter is connected in front of the multiplier, the phase shift resolution is not deteriorated.
  • the 90-degree distributor 12 that distributes the input signal into the I signal and the Q signal, the two I signals that divide the I signal and the Q signal into two, and the two I signals that are divided into two are divided into two.
  • An amplitude setting circuit that sets the amplitudes of the two signals out of the four signals with the two Q signals according to the amount of phase shift of the input signal, and outputs four signals including the signal for which the amplitude is set as a signal after setting.
  • the phase variable multiplier 1 was configured to include the 13. Further, the phase variable multiplier 1 includes an I signal of one of the two I signals included in the post-setting signal and a Q signal of one of the two Q signals included in the post-setting signal.
  • the first mixer 17 is provided to generate a first signal having a frequency twice the frequency of the input signal by multiplying by.
  • the phase variable multiplier 1 multiplies the other I signal of the two I signals included in the set signal and the other Q signal of the two Q signals contained in the set signal. By doing so, the ratio of the amplitude to the first signal is the inverse of the tangent of the phase shift amount, and the second mixer 18 that generates the second signal having a frequency twice the frequency of the input signal. It has. Further, the phase variable multiplier 1 adds a phase difference of 90 degrees between the first signal and the second signal, and the first signal having a phase difference of 90 degrees between the first signal and the second signal.
  • phase variable multiplier 1 can perform double multiplication of the frequency of the input signal and phase shift of the input signal without causing deterioration of the phase shift resolution.
  • FIG. 4 is a configuration diagram showing another phase variable multiplier according to the first embodiment. In the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 2, the first variable gain amplifier 15 sets the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t), and the second variable gain amplifier 16 sets the other Q signal cos. The amplitude of ( ⁇ 0 t) is set. However, this is only an example, and as shown in FIG. 4, the first variable gain amplifier 15 sets the amplitude of the other I signal sin ( ⁇ 0 t), and the second variable gain amplifier 16 sets the amplitude. The amplitude of one Q signal cos ( ⁇ 0 t) may be set.
  • FIG. 4 is a configuration diagram showing another phase variable multiplier according to the first embodiment. In the phase variable multiplier 1 shown in FIG.
  • the first variable gain amplifier 15 has the other I signal so that the amplitude of the other I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the cosine cos ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • Second variable gain amplifier 16 the amplitude of one of the Q signal cos ( ⁇ 0 t) is such that the sine sin ⁇ amount of phase shift theta, to set the amplitude of one of the Q signal cos ( ⁇ 0 t) ..
  • First mixer 17 an amplitude setting circuit one output from the 13 I signal sin ( ⁇ 0 t), second variable gain amplifier 16 by one of the Q signal sin ⁇ cos whose amplitude is set ( ⁇ 0 t) By multiplying with, the first signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) is generated.
  • the second mixer 18 has the other I signal cos ⁇ sin ( ⁇ 0 t) whose amplitude is set by the first variable gain amplifier 15 and the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 13. By multiplying with, a second signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) is generated.
  • / Cos ⁇ is the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ . Since the ratio sin ⁇ / cos ⁇ of the amplitude sin ⁇ of the first signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) and the amplitude cos ⁇ of the second signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) is the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ , it is synthesized 90 degrees.
  • the first signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) and the second signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) can be combined 90 degrees.
  • Embodiment 2 In the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 2, the amplitude setting circuit 13 measures the Q signal cos ( ⁇ 0 t) so that the amplitude of the Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes the sine sin ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • a second variable gain amplifier 16 for setting the amplitude is provided.
  • the amplitude setting circuit 40 replaces the second variable gain amplifier 16 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the sine sin ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • the phase variable multiplier 1 including the second variable gain amplifier 42 for setting the amplitude of ( ⁇ 0 t) will be described.
  • FIG. 5 is a configuration diagram showing a phase variable multiplier according to the second embodiment.
  • the amplitude setting circuit 40 includes a control circuit 41, a first variable gain amplifier 15, and a second variable gain amplifier 42. Similar to the amplitude setting circuit 13 shown in FIG. 2, the amplitude setting circuit 40 distributes the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) output from the 90 degree distributor 12 into two. ..
  • one I signal sin ( ⁇ 0 t) is input to the first variable gain amplifier 15 and the other I signal sin ( ⁇ 0 t) is input to the first variable gain amplifier 15.
  • ( ⁇ 0 t) is input to the second variable gain amplifier 42.
  • one Q signal cos ( ⁇ 0 t) is input to the first mixer 17, and the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) is input.
  • 0 t) is input to the second mixer 43 described later.
  • the amplitude setting circuit 40 sets the amplitude of each of the two I signal sins ( ⁇ 0 t) according to the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t).
  • the phase variable multiplier shown in FIG. 5 of the four signals, not only the signal whose amplitude is set by the amplitude setting circuit 40 but also all four signals output from the amplitude setting circuit 40 are set signals. It is called.
  • the internal memory of the control circuit 41 stores the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t).
  • the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t) is stored in the internal memory of the control circuit 41.
  • the control circuit 41 controls the first variable gain amplifier 15 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the cosine cos ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • the signal C 1 is output to the first variable gain amplifier 15.
  • Control circuit 41 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) is sinusoidal sin ⁇ amount of phase shift theta, a control signal C 3 for controlling the second variable gain amplifier 42 the second variable gain amplifier 42 Output to.
  • Second variable gain amplifier 42 in accordance with a control signal C 3 outputted from the control circuit 41, the amplitude of the other of the I signal sin ( ⁇ 0 t) of the two I signals sin ( ⁇ 0 t) is the phase shift The amplitude of the other I signal sin ( ⁇ 0 t) is set so that the sine sin ⁇ of the quantity ⁇ is obtained.
  • the second variable gain amplifier 42 outputs the other I signal sin ⁇ sin ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the second mixer 43.
  • the second mixer 43 has the other I signal sin ⁇ sin ( ⁇ 0 t) whose amplitude is set by the second variable gain amplifier 42 and the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 40. By multiplying with, a second signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) is generated.
  • the ratio cos ⁇ / sin ⁇ of the amplitude cos ⁇ of the first signal cos ⁇ sin ( ⁇ 0 t) and the amplitude sin ⁇ of the second signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) is the reciprocal 1 / tan ⁇ of the tangent of the phase shift amount ⁇ .
  • the second mixer 43 outputs the generated second signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 19.
  • the 90-degree distributor 12 uses the input signal sin ( ⁇ 0 t) of the frequency f 0 input from the input terminal 11 as the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0). Distribute to t). The 90-degree distributor 12 outputs each of the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) to the amplitude setting circuit 40.
  • Amplitude setting circuit 40 receives the I signal sin ( ⁇ 0 t) from 90 ° distributor 12, to 2 distributes the I signal sin ( ⁇ 0 t).
  • the amplitude setting circuit 40 outputs one I signal sin ( ⁇ 0 t) out of the two divided I signal sins ( ⁇ 0 t) to the first variable gain amplifier 15, and outputs the other I signal sin ( ⁇ 0 t) to the first variable gain amplifier 15.
  • ⁇ 0 t) is output to the second variable gain amplifier 42.
  • Amplitude setting circuit 40 receives the Q signal cos ( ⁇ 0 t) from 90 ° distributor 12, Q signal cos a ( ⁇ 0 t) 2 dispensing.
  • the control circuit 41 controls the first variable gain amplifier 15 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the cosine cos ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • the signal C 1 is output to the first variable gain amplifier 15.
  • the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the cosine cos ⁇ of the phase shift amount ⁇ according to the control signal C 1.
  • the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) of is set.
  • the first variable gain amplifier 15 outputs one I signal cos ⁇ sin ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the first mixer 17.
  • Control circuit 41 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) is sinusoidal sin ⁇ amount of phase shift theta, a control signal C 3 for controlling the second variable gain amplifier 42 the second variable gain amplifier 42 Output to.
  • the amplitude of the other I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes a sine sin ⁇ with a phase shift amount ⁇ according to the control signal C 3.
  • the amplitude of the other I signal sin ( ⁇ 0 t) is set.
  • the second variable gain amplifier 42 outputs the other I signal sin ⁇ sin ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the second mixer 43.
  • the first mixer 17 multiplies one I signal cos ⁇ sin ( ⁇ 0 t) by one Q signal cos ( ⁇ 0 t), thereby multiplying the first signal cos ⁇ sin (2 ⁇ ). 0 t) is generated.
  • the first mixer 17 outputs the generated first signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 19.
  • the second mixer 43 receives the I signal sin ⁇ sin ( ⁇ 0 t) from the second variable gain amplifier 42 receives the Q signal cos ( ⁇ 0 t) from the amplitude setting circuit 40, the I signal sin ⁇ sin ( ⁇ 0 t ) And the Q signal cos ( ⁇ 0 t).
  • the frequency 2f is twice the frequency f 0 of the input signal sin ( ⁇ 0 t).
  • second signal sin ⁇ sin with 0 (2 ⁇ 0 t) is generated.
  • / Sin ⁇ is the reciprocal 1 / tan ⁇ of the tangent of the phase shift amount ⁇ .
  • the second mixer 43 outputs the generated second signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 19.
  • the 90-degree synthesizer 19 has a first signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) generated by the first mixer 17 and a second signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) generated by the second mixer 43. A phase difference of 90 degrees is added to 2 ⁇ 0 t). Similar to the first embodiment, the 90-degree synthesizer 19 synthesizes the first signal and the second signal after adding the phase difference of 90 degrees, and combines the first signal and the second signal. The combined signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) of is output to the output terminal 20.
  • the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 5 like the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 1, does not cause deterioration of the phase shift resolution, but doubles the frequency of the input signal and transfers the input signal. Can be done with the phase.
  • FIG. 6 is a configuration diagram showing another phase variable multiplier according to the second embodiment. In the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 5, the first variable gain amplifier 15 sets the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t), and the second variable gain amplifier 42 sets the other I signal sin. The amplitude of ( ⁇ 0 t) is set. However, this is only an example, and as shown in FIG. 6, the first variable gain amplifier 15 sets the amplitude of one Q signal cos ( ⁇ 0 t), and the second variable gain amplifier 42 sets the amplitude. The amplitude of the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) may be set.
  • FIG. 6 is a configuration diagram showing another phase variable multiplier according to the second embodiment. In the phase variable multiplier 1 shown in FIG.
  • the first variable gain amplifier 15 has one Q signal so that the amplitude of one Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes the cosine cos ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • the amplitude of cos ( ⁇ 0 t) is set.
  • Second variable gain amplifier 42 the amplitude of the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) is such that the sine sin ⁇ amount of phase shift theta, to set the amplitude of the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) .
  • the first mixer 17 has one I signal sin ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 40 and one Q signal cos ⁇ cos ( ⁇ 0 t) whose amplitude is set by the first variable gain amplifier 15.
  • the second mixer 43 includes a the other output from the amplitude setting circuit 40 I signal sin ( ⁇ 0 t), the second variable gain amplifier 42 the other Q signal whose amplitude is set by sin ⁇ cos ( ⁇ 0 t) By multiplying with, a second signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) is generated.
  • the amplitude setting circuit 13 includes a first variable gain amplifier 15 and a second variable gain amplifier 16.
  • the amplitude setting circuit 50 sets the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • the phase variable multiplier 1 including the gain amplifier 52 will be described.
  • FIG. 7 is a configuration diagram showing a phase variable multiplier according to the third embodiment.
  • the amplitude setting circuit 50 includes a control circuit 51 and a variable gain amplifier 52. Similar to the amplitude setting circuit 13 shown in FIG. 2, the amplitude setting circuit 50 divides each of the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) output from the 90 degree distributor 12 into two. ..
  • one of the I signal sin ( ⁇ 0 t) is input to the variable gain amplifier 52, the other of the I signal sin (omega 0 t) is input to the second mixer 54 described later.
  • the two Q signal cos ( ⁇ 0 t) divided into two by the amplitude setting circuit 50 one Q signal cos ( ⁇ 0 t) is input to the first mixer 53 described later, and the other Q signal cos. ( ⁇ 0 t) is input to the second mixer 54.
  • the amplitude setting circuit 50 sets the amplitude of one of the four signals, the two I signals divided into two and the two Q signals divided into two, into the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t). Set accordingly. Specifically, the amplitude setting circuit 50 sets the amplitude of one of the two distributed I signals sin ( ⁇ 0 t) according to the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t). In the phase variable multiplier shown in FIG. 7, of the four signals, not only the signal whose amplitude is set by the amplitude setting circuit 50 but also all four signals output from the amplitude setting circuit 50 are set signals. It is called.
  • the internal memory of the control circuit 51 stores the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t).
  • the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t) is stored in the internal memory of the control circuit 51.
  • the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t) may be given to the control circuit 51 from the outside.
  • the control circuit 51 outputs a control signal C 4 for controlling the variable gain amplifier 52 to the variable gain amplifier 52 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • variable gain amplifier 52 in accordance with a control signal C 4 output from the control circuit 51, so that the amplitude of one of the I signal sin (omega 0 t) is tangent tan ⁇ amount of phase shift theta, one of the I signal sin ( Set the amplitude of ⁇ 0 t).
  • the variable gain amplifier 52 outputs one I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the first mixer 53.
  • the first mixer 53 multiplies one I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t) whose amplitude is set by the variable gain amplifier 52 and one Q signal cos ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 50. doing, generates a first signal tan ⁇ sin having twice the frequency 2f 0 of the frequency f 0 of the input signal sin ( ⁇ 0 t) (2 ⁇ 0 t).
  • the first mixer 53 outputs the generated first signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 55.
  • the second mixer 54 multiplies the other I signal sin ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 50 with the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 50. in, it generates a second signal sin having twice the frequency 2f 0 of the frequency f 0 of the input signal sin ( ⁇ 0 t) (2 ⁇ 0 t).
  • the ratio tan .theta / 1 and a is "1" amplitude of tan .theta and second signal sin of the first signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) (2 ⁇ 0 t) is the tangent tan .theta amount of phase shift theta.
  • the second mixer 54 outputs the generated second signal sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 55.
  • the 90 degree synthesizer 55 is placed between the first signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) generated by the first mixer 53 and the second signal sin (2 ⁇ 0 t) generated by the second mixer 54. A 90-degree phase difference is added, and the first signal and the second signal having a 90-degree phase difference with the second signal are combined.
  • the 90-degree synthesizer 55 outputs a combined signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) of the first signal and the second signal to the output terminal 20.
  • the frequency of the composite signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) is 2f 0
  • the phase difference between the composite signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) and the input signal sin ( ⁇ 0 t) is ⁇ .
  • the 90-degree distributor 12 uses the input signal sin ( ⁇ 0 t) of the frequency f 0 input from the input terminal 11 as the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0). Distribute to t). The 90-degree distributor 12 outputs each of the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) to the amplitude setting circuit 50.
  • Amplitude setting circuit 50 receives the I signal sin ( ⁇ 0 t) from 90 ° distributor 12, to 2 distributes the I signal sin ( ⁇ 0 t). Amplitude setting circuit 50 of the second distributing the two I signals sin ( ⁇ 0 t), and outputs one of the I signal sin a ( ⁇ 0 t) to the variable gain amplifier 52, the other of the I signal sin (omega 0 t ) Is output to the second mixer 54. Amplitude setting circuit 50 receives the Q signal cos ( ⁇ 0 t) from 90 ° distributor 12, Q signal cos a ( ⁇ 0 t) 2 dispensing.
  • the control circuit 51 outputs a control signal C 4 for controlling the variable gain amplifier 52 to the variable gain amplifier 52 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • the variable gain amplifier 52 receives the control signal C 4 from the control circuit 51, the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ according to the control signal C 4 .
  • the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t) is set.
  • the variable gain amplifier 52 outputs one I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the first mixer 53.
  • the first mixer 53 When the first mixer 53 receives the I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t) from the variable gain amplifier 52 and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) from the amplitude setting circuit 50, the first mixer 53 receives the I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t) and Q. Multiply with the signal cos ( ⁇ 0 t). By multiplying the I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) by the first mixer 53, the frequency 2f is twice the frequency f 0 of the input signal sin ( ⁇ 0 t). first signal tan ⁇ sin with 0 (2 ⁇ 0 t) is generated. The first mixer 53 outputs the generated first signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 55.
  • the second mixer 54 When the second mixer 54 receives the I signal sin ( ⁇ 0 t) from the amplitude setting circuit 50 and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) from the amplitude setting circuit 50, the second mixer 54 receives the I signal sin ( ⁇ 0 t) and Q. Multiply by the signal cos ( ⁇ 0 t). By multiplying the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) by the second mixer 54, the frequency 2f is twice the frequency f 0 of the input signal sin ( ⁇ 0 t). Second signal sin having 0 (2 ⁇ 0 t) is generated.
  • the 90 degree synthesizer 55 is placed between the first signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) generated by the first mixer 53 and the second signal sin (2 ⁇ 0 t) generated by the second mixer 54. A 90 degree phase difference is added. Similar to the 90-degree synthesizer 19 shown in FIG. 2, the 90-degree synthesizer 55 synthesizes the first signal and the second signal after adding a 90-degree phase difference, and combines the first signal with the first signal. The combined signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) with the second signal is output to the output terminal 20.
  • the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 7 like the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 1, does not cause deterioration of the phase shift resolution, but doubles the frequency of the input signal and transfers the input signal. Can be done with the phase.
  • FIG. 8 is a configuration diagram showing another phase variable multiplier according to the third embodiment. In the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 7, the variable gain amplifier 52 sets the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t). However, this is only an example, and as shown in FIG. 8, the variable gain amplifier 52 uses the other I signal sin ( ⁇ 0 t) so that the amplitude of the other I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ . The amplitude of the signal sin ( ⁇ 0 t) may be set.
  • FIG. 8 is a configuration diagram showing another phase variable multiplier according to the third embodiment. In the phase variable multiplier 1 shown in FIG.
  • the first mixer 53 has one I signal sin ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 50 and one Q signal output from the amplitude setting circuit 50. By multiplying with cos ( ⁇ 0 t), the first signal sin ( 2 ⁇ 0 t) is generated.
  • the second mixer 54 multiplies the other I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t) whose amplitude is set by the variable gain amplifier 52 and the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 50. By doing so, a second signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) is generated.
  • the variable gain amplifier 52 has one Q signal cos ( ⁇ 0 t) so that the amplitude of one Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • the amplitude of may be set.
  • FIG. 9 is a configuration diagram showing another phase variable multiplier according to the third embodiment.
  • the first mixer 53 has one I signal sin ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 50 and one whose amplitude is set by the variable gain amplifier 52.
  • the second mixer 54 multiplies the other I signal sin ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 50 with the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 50. Then, the second signal sin (2 ⁇ 0 t) is generated. “1” which is the amplitude of the first signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) generated by the first mixer 53 and the amplitude tan ⁇ of the second signal sin (2 ⁇ 0 t) generated by the second mixer 54.
  • FIG. 10 is a configuration diagram showing another phase variable multiplier according to the third embodiment.
  • the first mixer 53 has one I signal sin ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 50 and one Q signal output from the amplitude setting circuit 50. By multiplying with cos ( ⁇ 0 t), the first signal sin ( 2 ⁇ 0 t) is generated.
  • the second mixer 54 multiplies the other I signal sin ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 50 with the other Q signal tan ⁇ cos ( ⁇ 0 t) whose amplitude is set by the variable gain amplifier 52. By doing so, a second signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) is generated.
  • the amplitude setting circuit 13 includes a first variable gain amplifier 15 and a second variable gain amplifier 16.
  • the amplitude setting circuit 60 includes a first variable gain amplifier 62 and a second variable gain amplifier 63 in place of the first variable gain amplifier 15 and the second variable gain amplifier 16. The phase variable multiplier 1 will be described.
  • FIG. 11 is a configuration diagram showing a phase variable multiplier according to the fourth embodiment.
  • the amplitude setting circuit 60 includes a control circuit 61, a first variable gain amplifier 62, and a second variable gain amplifier 63. Similar to the amplitude setting circuit 13 shown in FIG. 2, the amplitude setting circuit 60 divides each of the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) output from the 90 degree distributor 12 into two. ..
  • one I signal sin ( ⁇ 0 t) is input to the first variable gain amplifier 62, and the other I signal sin ( ⁇ 0 t) is input to the first variable gain amplifier 62.
  • ( ⁇ 0 t) is input to the second mixer 54.
  • one Q signal cos ( ⁇ 0 t) is input to the second variable gain amplifier 63, and the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) is input to the second mixer 54.
  • the amplitude setting circuit 60 sets the amplitude of one of the two-divided I signals sin ( ⁇ 0 t) according to the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t), and sets the amplitude of one of the two-divided Q signals cos ( set according to the phase shift ⁇ of omega 0 t) amplitude of the input signal sin a ( ⁇ 0 t).
  • the phase variable multiplier shown in FIG. 11 of the four signals, not only the signal whose amplitude is set by the amplitude setting circuit 60 but also all four signals output from the amplitude setting circuit 60 are set signals. It is called.
  • the internal memory of the control circuit 61 stores the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t).
  • the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t) is stored in the internal memory of the control circuit 61.
  • the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t) may be given to the control circuit 61 from the outside.
  • the control circuit 61 sets the control signal C 5 that controls the first variable gain amplifier 62 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the reciprocal 1 / cos ⁇ of the cosine of the phase shift amount ⁇ . Output to the variable gain amplifier 62.
  • the control circuit 61 sets the control signal C 6 that controls the second variable gain amplifier 63 to the second variable gain amplifier 63 so that the amplitude of the Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes a sine sin ⁇ with a phase shift amount ⁇ . Output to.
  • the first variable gain amplifier 62 sets the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t) to be the inverse of the cosine of the phase shift amount ⁇ , 1 / cos ⁇ , according to the control signal C 5 output from the control circuit 61. , Set the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t). The first variable gain amplifier 62 outputs one I signal (1 / cos ⁇ ) sin ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the first mixer 64.
  • Second variable gain amplifier 63 in accordance with the control signal C 6 output from the control circuit 61, so that the amplitude of one of the Q signal cos ( ⁇ 0 t) is sinusoidal sin ⁇ amount of phase shift theta, one of Q The amplitude of the signal cos ( ⁇ 0 t) is set.
  • the second variable gain amplifier 63 outputs one Q signal sin ⁇ cos ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the first mixer 64.
  • the amplitude was set by one I signal (1 / cos ⁇ ) sin ( ⁇ 0 t) whose amplitude was set by the first variable gain amplifier 62, and the amplitude was set by the second variable gain amplifier 63.
  • the first mixer 64 outputs the generated first signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 55.
  • the 90-degree distributor 12 uses the input signal sin ( ⁇ 0 t) of the frequency f 0 input from the input terminal 11 as the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0). Distribute to t). The 90-degree distributor 12 outputs each of the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) to the amplitude setting circuit 60.
  • Amplitude setting circuit 60 receives the I signal sin ( ⁇ 0 t) from 90 ° distributor 12, to 2 distributes the I signal sin ( ⁇ 0 t).
  • the amplitude setting circuit 60 outputs one I signal sin ( ⁇ 0 t) of the two divided I signal sins ( ⁇ 0 t) to the first variable gain amplifier 62, and outputs the other I signal sin ( ⁇ 0 t) to the first variable gain amplifier 62.
  • ⁇ 0 t) is output to the second mixer 54.
  • Amplitude setting circuit 60 receives the Q signal cos ( ⁇ 0 t) from 90 ° distributor 12, Q signal cos a ( ⁇ 0 t) 2 dispensing.
  • the amplitude setting circuit 60 outputs one Q signal cos ( ⁇ 0 t) out of the two divided Q signal cos ( ⁇ 0 t) to the second variable gain amplifier 63, and outputs the other Q signal cos ( ⁇ 0 t). ⁇ 0 t) is output to the second mixer 54.
  • the control circuit 61 sets the control signal C 5 that controls the first variable gain amplifier 62 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the reciprocal 1 / cos ⁇ of the cosine of the phase shift amount ⁇ . Output to the variable gain amplifier 62.
  • the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t) according to the control signal C 5 is the inverse of the cosine of the phase shift amount ⁇ .
  • the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t) is set so as to be / cos ⁇ .
  • the first variable gain amplifier 62 outputs one I signal (1 / cos ⁇ ) sin ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the first mixer 64.
  • the control circuit 61 sets the control signal C 6 that controls the second variable gain amplifier 63 to the second variable gain amplifier 63 so that the amplitude of the Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes a sine sin ⁇ with a phase shift amount ⁇ . Output to.
  • the second variable gain amplifier 63 receives the control signal C 6 from the control circuit 61, the amplitude of one Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes a sine sin ⁇ with a phase shift amount ⁇ according to the control signal C 6. Is set to the amplitude of one Q signal cos ( ⁇ 0 t).
  • the second variable gain amplifier 63 outputs one Q signal sin ⁇ cos ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the first mixer 64.
  • the first mixer 64 receives the I signal (1 / cos ⁇ ) sin ( ⁇ 0 t) from the first variable gain amplifier 62 receives the Q signal sin ⁇ cos ( ⁇ 0 t) from the second variable gain amplifier 63 , I signal (1 / cos ⁇ ) sin ( ⁇ 0 t) and Q signal sin ⁇ cos ( ⁇ 0 t) are multiplied.
  • I signal (1 / cos ⁇ ) sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal sin ⁇ cos and ( ⁇ 0 t) is multiplied by the input signal sin the frequency f 0 of the ( ⁇ 0 t)
  • the first signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) having twice the frequency 2f 0 is generated.
  • the first mixer 64 outputs the generated first signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 55.
  • the second mixer 54 multiplies the other I signal sin ( ⁇ 0 t) by the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) to obtain the second signal sin (2 ⁇ ). 0 t) is generated. The second mixer 54 outputs the generated second signal sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 55.
  • the 90-degree synthesizer 55 has a first signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) generated by the first mixer 64 and a second signal sin (2 ⁇ 0 t) generated by the second mixer 54, as in the third embodiment. A phase difference of 90 degrees is added to 2 ⁇ 0 t). Similar to the third embodiment, the 90-degree synthesizer 55 synthesizes the first signal and the second signal after adding the phase difference of 90 degrees, and combines the first signal and the second signal. The combined signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) of is output to the output terminal 20.
  • the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 11 like the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 1, does not cause deterioration of the phase shift resolution, but doubles the frequency of the input signal and transfers the input signal. Can be done with the phase.
  • FIG. 12 is a configuration diagram showing another phase variable multiplier according to the fourth embodiment. In the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 11, the first variable gain amplifier 62 sets the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t), and the second variable gain amplifier 63 sets one Q signal cos. The amplitude of ( ⁇ 0 t) is set. However, this is only an example, and as shown in FIG. 12, the first variable gain amplifier 62 sets the amplitude of the other I signal sin ( ⁇ 0 t), and the second variable gain amplifier 63 sets the amplitude. The amplitude of the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) may be set.
  • FIG. 12 is a configuration diagram showing another phase variable multiplier according to the fourth embodiment. In the phase variable multiplier 1 shown in FIG.
  • the amplitude of the other I signal sin ( ⁇ 0 t) is set to 1 / cos ⁇ , which is the inverse of the cosine of the phase shift amount ⁇ .
  • the amplitude of the other I signal sin ( ⁇ 0 t) is set.
  • Second variable gain amplifier 63 the amplitude of the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) is such that the sine sin ⁇ amount of phase shift theta, to set the amplitude of the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) ..
  • the first mixer 64 multiplies one I signal sin ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 60 and one Q signal cos ( ⁇ 0 t) output from the amplitude setting circuit 60.
  • the first signal sin (2 ⁇ 0 t) is generated.
  • the amplitude was set by the other I signal (1 / cos ⁇ ) sin ( ⁇ 0 t) whose amplitude was set by the first variable gain amplifier 62, and the amplitude was set by the second variable gain amplifier 63. by multiplying the other of Q signal sin ⁇ cos ( ⁇ 0 t) and generates a second signal tan ⁇ sin (2 ⁇ 0 t).
  • the amplitude setting circuit 13 includes a first variable gain amplifier 15 and a second variable gain amplifier 16.
  • the amplitude setting circuit 70 includes a first variable gain amplifier 72, a second variable gain amplifier 73, a third variable gain amplifier 74, and a fourth variable gain amplifier 75. The vessel 1 will be described.
  • FIG. 13 is a configuration diagram showing a phase variable multiplier according to the fifth embodiment.
  • the amplitude setting circuit 70 includes a control circuit 71, a first variable gain amplifier 72, a second variable gain amplifier 73, a third variable gain amplifier 74, and a fourth variable gain amplifier 75. Similar to the amplitude setting circuit 13 shown in FIG. 2, the amplitude setting circuit 70 distributes each of the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) output from the 90 degree distributor 12 into two. ..
  • one I signal sin ( ⁇ 0 t) is input to the first variable gain amplifier 72, and the other I signal sin ( ⁇ 0 t) is input to the first variable gain amplifier 72.
  • ( ⁇ 0 t) is input to the second variable gain amplifier 73.
  • one Q signal cos ( ⁇ 0 t) is input to the third variable gain amplifier 74 and the other Q signal cos.
  • ( ⁇ 0 t) is input to the fourth variable gain amplifier 75.
  • the amplitude setting circuit 70 sets the amplitude of each of the two-divided I signals sin ( ⁇ 0 t) according to the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t), and sets each of the two-divided Q signals cos ( set according to the phase shift ⁇ of omega 0 t) amplitude of the input signal sin a ( ⁇ 0 t).
  • all four signals output from the amplitude setting circuit 70 are referred to as post-setting signals.
  • the internal memory of the control circuit 71 stores the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t).
  • the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t) is stored in the internal memory of the control circuit 71.
  • the phase shift amount ⁇ of the input signal sin ( ⁇ 0 t) may be given to the control circuit 71 from the outside.
  • the control circuit 71 sets the control signal C 7 that controls the first variable gain amplifier 72 to the first variable gain amplifier 72 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ . Output to.
  • the control circuit 71 sets the control signal C 8 that controls the second variable gain amplifier 73 to the second variable gain amplifier 73 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the sine sin ⁇ of the phase shift amount ⁇ . Output to.
  • the control circuit 71 sets the control signal C 9 that controls the third variable gain amplifier 74 to the third variable gain amplifier 74 so that the amplitude of the Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes the cosine cos ⁇ of the phase shift amount ⁇ . Output to.
  • the control circuit 71 sets the control signal C 10 for controlling the fourth variable gain amplifier 75 so that the amplitude of the Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes the reciprocal 1 / tan ⁇ of the tangent of the phase shift amount ⁇ . Output to the variable gain amplifier 75.
  • the first variable gain amplifier 72 follows the control signal C 7 output from the control circuit 71 so that the amplitude of the one I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ . The amplitude of the signal sin ( ⁇ 0 t) is set. The first variable gain amplifier 72 outputs one I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the first mixer 76.
  • the second variable gain amplifier 73 follows the control signal C 8 output from the control circuit 71 so that the amplitude of the other I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the sine sin ⁇ of the phase shift amount ⁇ . The amplitude of the signal sin ( ⁇ 0 t) is set. The second variable gain amplifier 73 outputs the other I signal sin ⁇ sin ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the second mixer 77.
  • the third variable gain amplifier 74 follows the control signal C 9 output from the control circuit 71 so that the amplitude of the one Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes the cosine cos ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • the amplitude of the signal cos ( ⁇ 0 t) is set.
  • the third variable gain amplifier 74 outputs one Q signal cos ⁇ cos ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the first mixer 76.
  • the amplitude of the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) is set to the reciprocal 1 / tan ⁇ of the tangent of the phase shift amount ⁇ .
  • the amplitude of the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) is set.
  • the fourth variable gain amplifier 75 outputs the other Q signal (1 / tan ⁇ ) cos ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the second mixer 77.
  • the first mixer 76 In the first mixer 76, one I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t) whose amplitude is set by the first variable gain amplifier 72 and one Q signal cos ⁇ cos whose amplitude is set by the third variable gain amplifier 74. ( ⁇ 0 t) and by multiplication to produce a first signal sin ⁇ sin having twice the frequency 2f 0 of the frequency f 0 of the input signal sin ( ⁇ 0 t) (2 ⁇ 0 t).
  • the first mixer 76 outputs the generated first signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 78.
  • the second mixer 77 In the second mixer 77, the other I signal sin ⁇ sin ( ⁇ 0 t) whose amplitude is set by the second variable gain amplifier 73 and the other Q signal whose amplitude is set by the fourth variable gain amplifier 75 ( 1 / tan .theta) by multiplying the cos ( ⁇ 0 t), generating a second signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t).
  • the ratio sin [theta / cos [theta] of the amplitude cos [theta] of amplitude sin [theta and second signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) of the first signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) is the tangent tan ⁇ amount of phase shift theta.
  • the second mixer 77 outputs the generated second signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 78.
  • the 90 ° combiner 78 between the first signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) and the second signal cos ⁇ sin generated by the second mixer 77 which is generated by the first mixer 76 (2 ⁇ 0 t) A 90-degree phase difference is added, and the first signal and the second signal having a 90-degree phase difference with the second signal are combined.
  • the 90-degree synthesizer 78 outputs a combined signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) of the first signal and the second signal to the output terminal 20.
  • the frequency of the composite signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) is 2f 0
  • the phase difference between the composite signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) and the input signal sin ( ⁇ 0 t) is ⁇ .
  • the 90-degree distributor 12 uses the input signal sin ( ⁇ 0 t) of the frequency f 0 input from the input terminal 11 as the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0). Distribute to t). The 90-degree distributor 12 outputs each of the I signal sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ( ⁇ 0 t) to the amplitude setting circuit 70.
  • Amplitude setting circuit 70 receives the I signal sin ( ⁇ 0 t) from 90 ° distributor 12, to 2 distributes the I signal sin ( ⁇ 0 t).
  • the amplitude setting circuit 70 outputs one of the two I signal sins ( ⁇ 0 t) divided into two to the first variable gain amplifier 72, and outputs the other I signal sin ( ⁇ 0 t) to the first variable gain amplifier 72.
  • ⁇ 0 t) is output to the second variable gain amplifier 73.
  • Amplitude setting circuit 70 receives the Q signal cos ( ⁇ 0 t) from 90 ° distributor 12, Q signal cos a ( ⁇ 0 t) 2 dispensing.
  • the amplitude setting circuit 70 outputs one Q signal cos ( ⁇ 0 t) of the two divided Q signal cos ( ⁇ 0 t) to the third variable gain amplifier 74, and outputs the other Q signal cos ( ⁇ 0 t). ⁇ 0 t) is output to the fourth variable gain amplifier 75.
  • the control circuit 71 sets the control signal C 7 that controls the first variable gain amplifier 72 to the first variable gain amplifier 72 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ . Output to.
  • the first variable gain amplifier 72 receives the control signal C 7 from the control circuit 71, the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ according to the control signal C 7.
  • the amplitude of one I signal sin ( ⁇ 0 t) is set.
  • the first variable gain amplifier 72 outputs one I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the first mixer 76.
  • the control circuit 71 outputs a control signal C 8 for controlling the second variable gain amplifier 73 to the second variable gain amplifier 73 so that the amplitude of the I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes a sine sin ⁇ .
  • the second variable gain amplifier 73 receives the control signal C 8 from the control circuit 71, the amplitude of the other I signal sin ( ⁇ 0 t) becomes a sine sin ⁇ with a phase shift amount ⁇ according to the control signal C 8.
  • the amplitude of the other I signal sin ( ⁇ 0 t) is set.
  • the second variable gain amplifier 73 outputs the other I signal sin ⁇ sin ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the second mixer 77.
  • the control circuit 71 sets the control signal C 9 that controls the third variable gain amplifier 74 to the third variable gain amplifier 74 so that the amplitude of the Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes the cosine cos ⁇ of the phase shift amount ⁇ . Output to.
  • the third variable gain amplifier 74 receives the control signal C 9 from the control circuit 71, the amplitude of one Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes the cosine cos ⁇ with the phase shift amount ⁇ according to the control signal C 9. Is set to the amplitude of one Q signal cos ( ⁇ 0 t).
  • the third variable gain amplifier 74 outputs one Q signal cos ⁇ cos ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the first mixer 76.
  • the control circuit 71 sets the control signal C 10 for controlling the fourth variable gain amplifier 75 so that the amplitude of the Q signal cos ( ⁇ 0 t) becomes the reciprocal 1 / tan ⁇ of the tangent of the phase shift amount ⁇ . Output to the variable gain amplifier 75.
  • the fourth variable gain amplifier 75 receives the control signal C 10 from the control circuit 71, the amplitude of the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) according to the control signal C 10 is the reciprocal 1 / of the tangent of the phase shift amount ⁇ .
  • the amplitude of the other Q signal cos ( ⁇ 0 t) is set so as to be tan ⁇ .
  • the fourth variable gain amplifier 75 outputs the other Q signal (1 / tan ⁇ ) cos ( ⁇ 0 t) after setting the amplitude to the second mixer 77.
  • the first mixer 76 receives the I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t) from the first variable gain amplifier 72 and the Q signal cos ⁇ cos ( ⁇ 0 t) from the third variable gain amplifier 74, the first mixer 76 receives the I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t). ⁇ 0 t) is multiplied by the Q signal cos ⁇ cos ( ⁇ 0 t). By multiplying the I signal tan ⁇ sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal cos ⁇ cos ( ⁇ 0 t) by the first mixer 76, the frequency 2f is twice the frequency f 0 of the input signal sin ( ⁇ 0 t). first signal sin ⁇ sin with 0 (2 ⁇ 0 t) is generated. The first mixer 76 outputs the generated first signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 78.
  • the second mixer 77 receives the I signal sin ⁇ sin ( ⁇ 0 t) from the second variable gain amplifier 73 and the Q signal (1 / tan ⁇ ) cos ( ⁇ 0 t) from the fourth variable gain amplifier 75, , I signal sin ⁇ sin ( ⁇ 0 t) and Q signal (1 / tan ⁇ ) cos ( ⁇ 0 t) are multiplied.
  • the second mixer 77 by I signal sin ⁇ sin ( ⁇ 0 t) and the Q signal and the (1 / tan ⁇ ) cos ( ⁇ 0 t) is multiplied by the input signal sin the frequency f 0 of the ( ⁇ 0 t) A second signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) having twice the frequency 2f 0 is generated.
  • the second mixer 77 outputs the generated second signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) to the 90-degree synthesizer 78.
  • the ratio of the amplitude sin ⁇ of the first signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) generated by the first mixer 76 to the amplitude cos ⁇ of the second signal cos ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) generated by the second mixer 77 sin ⁇ / Cos ⁇ is the tangent tan ⁇ of the phase shift amount ⁇ .
  • 90 ° combiner 78 between the first signal sin ⁇ sin (2 ⁇ 0 t) and the second signal cos ⁇ sin generated by the second mixer 77 which is generated by the first mixer 76 (2 ⁇ 0 t) A 90 degree phase difference is added. Similar to the 90-degree synthesizer 19 shown in FIG. 2, the 90-degree synthesizer 78 synthesizes the first signal and the second signal after adding a 90-degree phase difference, and combines the first signal with the first signal. The combined signal sin (2 ⁇ 0 t + ⁇ ) with the second signal is output to the output terminal 20.
  • the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 13 like the phase variable multiplier 1 shown in FIG. 1, does not cause deterioration of the phase shift resolution, but doubles the frequency of the input signal and transfers the input signal. Can be done with the phase.
  • the invention of the present application is capable of freely combining the respective embodiments, modifying any constituent element of each embodiment, or omitting any constituent element in each embodiment. ..
  • the present invention adds a 90 degree phase difference between a first signal having a frequency twice the frequency of the input signal and a second signal having a frequency twice the frequency of the input signal. It is suitable for a phase variable multiplier and an antenna device that synthesizes a first signal and a second signal having a phase difference of 90 degrees between the two signals.
  • 1 Phase variable multiplier 1-1 to 1-N Phase variable multiplier, 2 Phased array antenna, 2-1 to 2-N antenna element, 11 input terminal, 12 90 degree distributor, 13 amplitude setting circuit, 14 control Circuit, 15 1st variable gain amplifier, 16 2nd variable gain amplifier, 17 1st mixer, 18 2nd mixer, 19 90 degree synthesizer, 20 output terminals, 31 1st signal, 32 1st Second signal after 90 degree phase difference is added to the signal, 33 composite signal, 40 amplitude setting circuit, 41 control circuit, 42 second variable gain amplifier, 43 second mixer, 50 amplitude setting circuit, 51 control circuit, 52 variable gain amplifier, 53 first mixer, 54 second mixer, 55 90 degree synthesizer, 60 amplitude setting circuit, 61 control circuit, 62 first variable gain amplifier, 63 second variable gain Amplifier, 64 1st mixer, 70 amplitude setting circuit, 71 control circuit, 72 1st variable gain amplifier, 73 2nd variable gain amplifier, 74 3rd variable gain amplifier, 75 4th variable gain amplifier, 76 1st mixer,

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Abstract

入力信号をＩ信号とＱ信号に分配する９０度分配器（１２）と、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれを２分配し、２分配した２つのＩ信号と、２分配した２つのＱ信号との４つの信号のうち、２つの信号の振幅を入力信号の移相量に応じて設定し、振幅を設定した信号を含む４つの信号を設定後信号として出力する振幅設定回路（１３）と、設定後信号に含まれている２つのＩ信号のうちの一方のＩ信号と、設定後信号に含まれている２つのＱ信号のうちの一方のＱ信号とを乗算することで、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号を生成する第１のミキサ（１７）と、設定後信号に含まれている２つのＩ信号のうちの他方のＩ信号と、設定後信号に含まれている２つのＱ信号のうちの他方のＱ信号とを乗算することで、第１の信号との振幅の比が、移相量の正接又は正接の逆数であり、かつ、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第２の信号を生成する第２のミキサ（１８）と、第１の信号と第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する９０度合成器（１９）とを備えるように、位相可変逓倍器（１）を構成した。

Description

位相可変逓倍器及びアンテナ装置
　この発明は、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号と、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する位相可変逓倍器及びアンテナ装置に関するものである。
　以下の特許文献１には、角周波数がωｃ／２のローカル信号と、角周波数がωｃ／２で位相差φを有するローカル信号とを乗算する乗算器を含む逓倍器が開示されている。φは、２つのローカル信号の位相差であり、２つのローカル信号の周波数は、ｆｃ／２である。
　特許文献１に開示されている逓倍器では、乗算器が２つのローカル信号を乗算することで、周波数ｆｃの信号を生成している。
特開平１１-９７９３４号公報
　特許文献１に開示されている逓倍器が有する乗算器の前段に、低周波数帯の移相器を接続すれば、例えば、信号源により生成された低周波数帯の信号の周波数を２逓倍しつつ、信号の位相を変えることができる位相可変逓倍器を構成することが可能である。
　当該位相可変逓倍器では、例えば、位相が０度の信号が移相器に入力されると、移相器の移相量がθであれば、移相器の出力信号の位相がθになり、乗算器が移相器から出力された信号の周波数を２逓倍する。このとき、乗算器は移相器から出力された信号の位相についても２倍にするため、乗算器の出力信号の位相が２θになる。
　このように当該位相可変逓倍器では、乗算器の出力信号の移相が移相器の出力信号の移相よりも大きくなるため乗算器を通すことで移相分解能が低くなるという課題があった。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる位相可変逓倍器及びアンテナ装置を得ることを目的とする。
　この発明に係る位相可変逓倍器は、入力信号を同相信号と直交信号に分配する９０度分配器と、同相信号及び直交信号のそれぞれを２分配し、２分配した２つの同相信号と、２分配した２つの直交信号との４つの信号のうち、１つ以上の信号の振幅を入力信号の移相量に応じて設定し、振幅を設定した１つ以上の信号を含む４つの信号を設定後信号として出力する振幅設定回路と、設定後信号に含まれている２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、設定後信号に含まれている２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号を生成する第１のミキサと、設定後信号に含まれている２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、設定後信号に含まれている２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、第１の信号との振幅の比が、移相量の正接又は正接の逆数であり、かつ、２倍の周波数を有する第２の信号を生成する第２のミキサと、第１の信号と第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する９０度合成器とを備えるようにしたものである。
　この発明によれば、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる。
実施の形態１に係る位相可変逓倍器を含むアンテナ装置を示す構成図である。 実施の形態１に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。 第１の信号と第２の信号との合成を示す説明図である。 実施の形態１に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態２に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態２に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態３に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態３に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態３に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態３に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態４に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態４に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態５に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る位相可変逓倍器を含むアンテナ装置を示す構成図である。
　図２は、実施の形態１に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。
　図１及び図２において、位相可変逓倍器１－１～１－Ｎは、入力信号の位相を移相し、位相を移相した入力信号をフェーズドアレイアンテナ２に出力する。Ｎは、２以上の整数である。
　以下、Ｎ個の位相可変逓倍器１－１～１－Ｎを区別しない場合、位相可変逓倍器１のように表記する。
　フェーズドアレイアンテナ２は、Ｎ個のアンテナ素子２－１～２－Ｎを有している。
　アンテナ素子２－ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は、位相可変逓倍器１－ｎと接続されている。
　アンテナ素子２－ｎは、位相可変逓倍器１－ｎにより位相が移相された入力信号を送信する。
　入力端子１１は、外部から、周波数がｆ０の正弦波の入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を入力するための端子である。ω０は、角周波数であり、ｔは、時刻である。
　図２に示す位相可変逓倍器では、正弦波の入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）が入力端子１１から入力されている。しかし、これは一例に過ぎず、例えば、周波数がｆ０の余弦波の入力信号ｃｏｓ（ω０ｔ）が入力端子１１から入力されるものであってもよい。
　９０度分配器１２は、入力端子１１から入力された入力信号を同相信号（以下、「Ｉ信号」と称する）と直交信号（以下、「Ｑ信号」と称する）に分配し、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれを振幅設定回路１３に出力する。
　Ｉ信号は、ｓｉｎ（ω０ｔ）であり、Ｑ信号は、ｃｏｓ（ω０ｔ）である。
　振幅設定回路１３は、制御回路１４、第１の可変利得増幅器１５及び第２の可変利得増幅器１６を備えている。
　振幅設定回路１３は、９０度分配器１２から出力されたＩ信号及びＱ信号のそれぞれを２分配する。
　振幅設定回路１３により２分配された２つのＩ信号のうち、一方のＩ信号は、第１の可変利得増幅器１５に入力され、他方のＩ信号は、後述する第２のミキサ１８に入力される。
　振幅設定回路１３により２分配された２つのＱ信号のうち、一方のＱ信号は、後述する第１のミキサ１７に入力され、他方のＱ信号は、第２の可変利得増幅器１６に入力される。
　振幅設定回路１３は、２分配した２つのＩ信号と、２分配した２つのＱ信号との４つの信号のうち、２つの信号の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θに応じて設定する。
　図２に示す位相可変逓倍器では、振幅設定回路１３が、一方のＩ信号の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θに応じて設定し、他方のＱ信号の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θに応じて設定している。
　図２に示す位相可変逓倍器では、４つの信号のうち、振幅設定回路１３によって、振幅が設定されている信号だけでなく、振幅設定回路１３から出力される４つの信号の全てを設定後信号と称する。
　制御回路１４の内部メモリは、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θを記憶している。
　図２に示す位相可変逓倍器１では、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θが、制御回路１４の内部メモリに記憶されている。しかし、これは一例に過ぎず、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θが、外部から制御回路１４に与えられるものであってもよい。
　制御回路１４は、Ｉ信号の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、第１の可変利得増幅器１５を制御する制御信号Ｃ１を第１の可変利得増幅器１５に出力する。
　制御回路１４は、Ｑ信号の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器１６を制御する制御信号Ｃ２を第２の可変利得増幅器１６に出力する。
　第１の可変利得増幅器１５は、制御回路１４から出力された制御信号Ｃ１に従って、２つのＩ信号のうちの一方のＩ信号の振幅が、移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、一方のＩ信号の振幅を設定する。
　第１の可変利得増幅器１５により振幅が設定された後の一方のＩ信号は、ｃｏｓθｓｉｎ（ω０ｔ）である。
　第１の可変利得増幅器１５は、振幅を設定した後の一方のＩ信号を第１のミキサ１７に出力する。
　第２の可変利得増幅器１６は、制御回路１４から出力された制御信号Ｃ２に従って、２つのＱ信号のうちの他方のＱ信号の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＱ信号の振幅を設定する。
　第２の可変利得増幅器１６により振幅が設定された後の他方のＱ信号は、ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）である。
　第２の可変利得増幅器１６は、振幅を設定した後の他方のＱ信号を第２のミキサ１８に出力する。
　第１のミキサ１７は、第１の可変利得増幅器１５により振幅が設定された一方のＩ信号と、振幅設定回路１３から出力された一方のＱ信号とを乗算することで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第１の信号を生成する。
　第１のミキサ１７により生成された第１の信号は、ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）である。
　第１のミキサ１７は、生成した第１の信号を９０度合成器１９に出力する。
　第２のミキサ１８は、振幅設定回路１３から出力された他方のＩ信号と、第２の可変利得増幅器１６により振幅が設定された他方のＱ信号とを乗算することで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第２の信号を生成する。
　第２のミキサ１８により生成された第２の信号は、ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）であり、第１の信号の振幅ｃｏｓθと第２の信号の振幅ｓｉｎθとの比ｃｏｓθ／ｓｉｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。
　第２のミキサ１８は、生成した第２の信号を９０度合成器１９に出力する。
　９０度合成器１９は、第１のミキサ１７により生成された第１の信号と第２のミキサ１８により生成された第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する。
　９０度合成器１９は、第１の信号と第２の信号との合成信号を出力端子２０に出力する。
　第１の信号と第２の信号との合成信号は、ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）であり、合成信号の周波数は、２ｆ０である。
　合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）と、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）との位相差は、θである。
　位相可変逓倍器１－ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）の出力端子２０は、合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）をフェーズドアレイアンテナ２のアンテナ素子２－ｎに出力するための端子である。
　次に、図２に示す位相可変逓倍器１の動作について説明する。
　９０度分配器１２は、入力端子１１から入力された周波数ｆ０の入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）をＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）に分配する。
　９０度分配器１２は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のそれぞれを振幅設定回路１３に出力する。
　振幅設定回路１３は、９０度分配器１２からＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を２分配する。
　振幅設定回路１３は、２分配した２つのＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を第１の可変利得増幅器１５に出力し、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を第２のミキサ１８に出力する。
　振幅設定回路１３は、９０度分配器１２からＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を２分配する。
　振幅設定回路１３は、２分配した２つのＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を第１のミキサ１７に出力し、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を第２の可変利得増幅器１６に出力する。
　制御回路１４は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、第１の可変利得増幅器１５を制御する制御信号Ｃ１を第１の可変利得増幅器１５に出力する。
　第１の可変利得増幅器１５は、制御回路１４から制御信号Ｃ１を受けると、制御信号Ｃ１に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第１の可変利得増幅器１５は、振幅を設定した後の一方のＩ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω０ｔ）を第１のミキサ１７に出力する。
　制御回路１４は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）号の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器１６を制御する制御信号Ｃ２を第２の可変利得増幅器１６に出力する。
　第２の可変利得増幅器１６は、制御回路１４から制御信号Ｃ２を受けると、制御信号Ｃ２に従って、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第２の可変利得増幅器１６は、振幅を設定した後の他方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）を第２のミキサ１８に出力する。
　第１のミキサ１７は、第１の可変利得増幅器１５からＩ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω０ｔ）を受け、振幅設定回路１３からＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算する。
　第１のミキサ１７によって、Ｉ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）が生成される。
　第１のミキサ１７は、生成した第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器１９に出力する。
　第２のミキサ１８は、振幅設定回路１３からＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を受け、第２の可変利得増幅器１６からＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算する。
　第２のミキサ１８によって、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）が生成される。
　第１のミキサ１７により生成された第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｃｏｓθと、第２のミキサ１８により生成された第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｓｉｎθとの比ｃｏｓθ／ｓｉｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。
　第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｃｏｓθと、第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｓｉｎθとの比ｃｏｓθ／ｓｉｎθが、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθであるため、９０度合成器１９では、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）と第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）との９０度合成を行うことができる。
　第２のミキサ１８は、生成した第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器１９に出力する。
　９０度合成器１９は、図３に示すように、第１のミキサ１７により生成された第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）と第２のミキサ１８により生成された第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）との間に９０度の位相差を付加する。
　図３は、第１の信号と第２の信号との合成を示す説明図である。
　図３において、３１は、第１のミキサ１７により生成された第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）を示し、３２は、９０度合成器１９によって、第１の信号と９０度の位相差が付加された後の第２の信号を示している。
　図３では、９０度合成器１９が、第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の位相を９０度変えることで、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）と第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）との間に９０度の位相差を付加している。しかし、これは一例に過ぎず、９０度合成器１９が、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）の位相を９０度変えることで、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）と第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）との間に９０度の位相差を付加するようにしてもよい。
　９０度合成器１９は、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）と第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）との間に９０度の位相差を付加したのち、図３に示すように、第１の信号と第２の信号とを合成する。
　９０度合成器１９は、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。
　図３において、３３は、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）を示している。
　合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）の振幅は、（（ｃｏｓθ）２＋（ｓｉｎθ）２）１／２＝１であり、合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）の位相は、（２ω０ｔ＋θ）である。
　合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）と入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）との位相差は、移相量θと一致しており、合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）の周波数２ｆ０は、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍になっている。
　図２に示す位相可変逓倍器１では、合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）と入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）との位相差が、移相量θと一致しており、非特許文献１に記載の逓倍器の前段に移相器が接続されている位相可変逓倍器のように、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の位相が２逓倍されていない。したがって、図２に示す位相可変逓倍器１では、逓倍器の前段に移相器が接続されている位相可変逓倍器のように、移相分解能の劣化を招くことがない。
　以上の実施の形態１は、入力信号をＩ信号とＱ信号に分配する９０度分配器１２と、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれを２分配し、２分配した２つのＩ信号と、２分配した２つのＱ信号との４つの信号のうち、２つの信号の振幅を入力信号の移相量に応じて設定し、振幅を設定した信号を含む４つの信号を設定後信号として出力する振幅設定回路１３とを備えるように、位相可変逓倍器１を構成した。また、位相可変逓倍器１は、設定後信号に含まれている２つのＩ信号のうちの一方のＩ信号と、設定後信号に含まれている２つのＱ信号のうちの一方のＱ信号とを乗算することで、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号を生成する第１のミキサ１７を備えている。位相可変逓倍器１は、設定後信号に含まれている２つのＩ信号のうちの他方のＩ信号と、設定後信号に含まれている２つのＱ信号のうちの他方のＱ信号とを乗算することで、第１の信号との振幅の比が、移相量の正接の逆数であり、かつ、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第２の信号を生成する第２のミキサ１８を備えている。また、位相可変逓倍器１は、第１の信号と第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する９０度合成器１９とを備えている。したがって、位相可変逓倍器１は、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる。
　図２に示す位相可変逓倍器１では、第１の可変利得増幅器１５が、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定し、第２の可変利得増幅器１６が、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定している。しかし、これは一例に過ぎず、図４に示すように、第１の可変利得増幅器１５が、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定し、第２の可変利得増幅器１６が、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定するようにしてもよい。
　図４は、実施の形態１に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。
　図４に示す位相可変逓倍器１では、第１の可変利得増幅器１５が、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。第２の可変利得増幅器１６が、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第１のミキサ１７は、振幅設定回路１３から出力された一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）と、第２の可変利得増幅器１６により振幅が設定された一方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第２のミキサ１８は、第１の可変利得増幅器１５により振幅が設定された他方のＩ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω０ｔ）と、振幅設定回路１３から出力された他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第１のミキサ１７により生成された第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｓｉｎθと、第２のミキサ１８により生成された第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｃｏｓθとの比ｓｉｎθ／ｃｏｓθは、移相量θの正接ｔａｎθである。
　第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｓｉｎθと、第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｃｏｓθとの比ｓｉｎθ／ｃｏｓθが、移相量θの正接ｔａｎθであるため、９０度合成器１９では、第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）と、第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）との９０度合成を行うことができる。
実施の形態２．
　図２に示す位相可変逓倍器１では、振幅設定回路１３が、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定する第２の可変利得増幅器１６を備えている。
　実施の形態２では、振幅設定回路４０が、第２の可変利得増幅器１６の代わりに、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する第２の可変利得増幅器４２を備えている位相可変逓倍器１について説明する。
　図５は、実施の形態２に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。図５において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　振幅設定回路４０は、制御回路４１、第１の可変利得増幅器１５及び第２の可変利得増幅器４２を備えている。
　振幅設定回路４０は、図２に示す振幅設定回路１３と同様に、９０度分配器１２から出力されたＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のそれぞれを２分配する。
　振幅設定回路４０により２分配された２つのＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）は、第１の可変利得増幅器１５に入力され、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）は、第２の可変利得増幅器４２に入力される。
　振幅設定回路４０により２分配された２つのＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）は、第１のミキサ１７に入力され、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）は、後述する第２のミキサ４３に入力される。
　振幅設定回路４０は、２分配したそれぞれのＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θに応じて設定する。
　図５に示す位相可変逓倍器では、４つの信号のうち、振幅設定回路４０によって、振幅が設定されている信号だけでなく、振幅設定回路４０から出力される４つの信号の全てを設定後信号と称する。
　制御回路４１の内部メモリは、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θを記憶している。
　図５に示す位相可変逓倍器１では、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θが、制御回路４１の内部メモリに記憶されている。しかし、これは一例に過ぎず、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θが、外部から制御回路４１に与えられるものであってもよい。
　制御回路４１は、図２に示す制御回路１４と同様に、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、第１の可変利得増幅器１５を制御する制御信号Ｃ１を第１の可変利得増幅器１５に出力する。
　制御回路４１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器４２を制御する制御信号Ｃ３を第２の可変利得増幅器４２に出力する。
　第２の可変利得増幅器４２は、制御回路４１から出力された制御信号Ｃ３に従って、２つのＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）のうちの他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第２の可変利得増幅器４２は、振幅を設定した後の他方のＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω０ｔ）を第２のミキサ４３に出力する。
　第２のミキサ４３は、第２の可変利得増幅器４２により振幅が設定された他方のＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω０ｔ）と、振幅設定回路４０から出力された他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅ｃｏｓθと第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｓｉｎθとの比ｃｏｓθ／ｓｉｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。
　第２のミキサ４３は、生成した第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器１９に出力する。
　次に、図５に示す位相可変逓倍器１の動作について説明する。
　９０度分配器１２は、実施の形態１と同様に、入力端子１１から入力された周波数ｆ０の入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）をＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）に分配する。
　９０度分配器１２は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のそれぞれを振幅設定回路４０に出力する。
　振幅設定回路４０は、９０度分配器１２からＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を２分配する。
　振幅設定回路４０は、２分配した２つのＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を第１の可変利得増幅器１５に出力し、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を第２の可変利得増幅器４２に出力する。
　振幅設定回路４０は、９０度分配器１２からＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を２分配する。
　振幅設定回路４０は、２分配した２つのＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を第１のミキサ１７に出力し、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を第２のミキサ４３に出力する。
　制御回路４１は、図２に示す制御回路１４と同様に、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、第１の可変利得増幅器１５を制御する制御信号Ｃ１を第１の可変利得増幅器１５に出力する。
　第１の可変利得増幅器１５は、実施の形態１と同様に、制御信号Ｃ１に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第１の可変利得増幅器１５は、振幅を設定した後の一方のＩ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω０ｔ）を第１のミキサ１７に出力する。
　制御回路４１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器４２を制御する制御信号Ｃ３を第２の可変利得増幅器４２に出力する。
　第２の可変利得増幅器４２は、制御回路４１から制御信号Ｃ３を受けると、制御信号Ｃ３に従って、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第２の可変利得増幅器４２は、振幅を設定した後の他方のＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω０ｔ）を第２のミキサ４３に出力する。
　第１のミキサ１７は、実施の形態１と同様に、一方のＩ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω０ｔ）と一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第１のミキサ１７は、生成した第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器１９に出力する。
　第２のミキサ４３は、第２の可変利得増幅器４２からＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω０ｔ）を受け、振幅設定回路４０からＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算する。
　第２のミキサ４３によって、Ｉ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）が生成される。
　第１のミキサ１７により生成された第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｃｏｓθと、第２のミキサ４３により生成された第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｓｉｎθとの比ｃｏｓθ／ｓｉｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。
　第２のミキサ４３は、生成した第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器１９に出力する。
　９０度合成器１９は、実施の形態１と同様に、第１のミキサ１７により生成された第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）と第２のミキサ４３により生成された第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）との間に９０度の位相差を付加する。
　９０度合成器１９は、実施の形態１と同様に、９０度の位相差を付加した後の、第１の信号と第２の信号とを合成し、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。
　以上より、図５に示す位相可変逓倍器１は、図１に示す位相可変逓倍器１と同様に、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる。
　図５に示す位相可変逓倍器１では、第１の可変利得増幅器１５が、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定し、第２の可変利得増幅器４２が、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定している。しかし、これは一例に過ぎず、図６に示すように、第１の可変利得増幅器１５が、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定し、第２の可変利得増幅器４２が、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定するようにしてもよい。
　図６は、実施の形態２に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。
　図６に示す位相可変逓倍器１では、第１の可変利得増幅器１５が、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定する。第２の可変利得増幅器４２が、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第１のミキサ１７は、振幅設定回路４０から出力された一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）と、第１の可変利得増幅器１５により振幅が設定された一方のＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第２のミキサ４３は、振幅設定回路４０から出力された他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）と、第２の可変利得増幅器４２により振幅が設定された他方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
実施の形態３．
　図２に示す位相可変逓倍器１では、振幅設定回路１３が、第１の可変利得増幅器１５及び第２の可変利得増幅器１６を備えている。
　実施の形態３では、振幅設定回路５０が、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正接ｔａｎθになるように、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する可変利得増幅器５２を備えている位相可変逓倍器１について説明する。
　図７は、実施の形態３に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。図７において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　振幅設定回路５０は、制御回路５１及び可変利得増幅器５２を備えている。
　振幅設定回路５０は、図２に示す振幅設定回路１３と同様に、９０度分配器１２から出力されたＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のそれぞれを２分配する。
　振幅設定回路５０により２分配された２つのＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）は、可変利得増幅器５２に入力され、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）は、後述する第２のミキサ５４に入力される。
　振幅設定回路５０により２分配された２つのＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）は、後述する第１のミキサ５３に入力され、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）は、第２のミキサ５４に入力される。
　振幅設定回路５０は、２分配した２つのＩ信号と、２分配した２つのＱ信号との４つの信号のうち、１つの信号の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θに応じて設定する。
　具体的には、振幅設定回路５０は、２分配した一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θに応じて設定する。
　図７に示す位相可変逓倍器では、４つの信号のうち、振幅設定回路５０によって、振幅が設定されている信号だけでなく、振幅設定回路５０から出力される４つの信号の全てを設定後信号と称する。
　制御回路５１の内部メモリは、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θを記憶している。
　図７に示す位相可変逓倍器１では、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θが、制御回路５１の内部メモリに記憶されている。しかし、これは一例に過ぎず、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θが、外部から制御回路５１に与えられるものであってもよい。
　制御回路５１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正接ｔａｎθになるように、可変利得増幅器５２を制御する制御信号Ｃ４を可変利得増幅器５２に出力する。
　可変利得増幅器５２は、制御回路５１から出力された制御信号Ｃ４に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正接ｔａｎθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　可変利得増幅器５２は、振幅を設定した後の一方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）を第１のミキサ５３に出力する。
　第１のミキサ５３は、可変利得増幅器５２により振幅が設定された一方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）と、振幅設定回路５０から出力された一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第１のミキサ５３は、生成した第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。
　第２のミキサ５４は、振幅設定回路５０から出力された他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）と、振幅設定回路５０から出力された他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｔａｎθと第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅である“１”との比ｔａｎθ／１は、移相量θの正接ｔａｎθである。
　第２のミキサ５４は、生成した第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。
　９０度合成器５５は、第１のミキサ５３により生成された第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）と第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する。
　９０度合成器５５は、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。
　合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）の周波数は、２ｆ０であり、合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）と、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）との位相差は、θである。
　次に、図７に示す位相可変逓倍器１の動作について説明する。
　９０度分配器１２は、実施の形態１と同様に、入力端子１１から入力された周波数ｆ０の入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）をＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）に分配する。
　９０度分配器１２は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のそれぞれを振幅設定回路５０に出力する。
　振幅設定回路５０は、９０度分配器１２からＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を２分配する。
　振幅設定回路５０は、２分配した２つのＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を可変利得増幅器５２に出力し、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を第２のミキサ５４に出力する。
　振幅設定回路５０は、９０度分配器１２からＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を２分配する。
　振幅設定回路５０は、２分配した２つのＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を第１のミキサ５３に出力し、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を第２のミキサ５４に出力する。
　制御回路５１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正接ｔａｎθになるように、可変利得増幅器５２を制御する制御信号Ｃ４を可変利得増幅器５２に出力する。
　可変利得増幅器５２は、制御回路５１から制御信号Ｃ４を受けると、制御信号Ｃ４に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正接ｔａｎθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　可変利得増幅器５２は、振幅を設定した後の一方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）を第１のミキサ５３に出力する。
　第１のミキサ５３は、可変利得増幅器５２からＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）を受け、振幅設定回路５０からＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算する。
　第１のミキサ５３によって、Ｉ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）が生成される。
　第１のミキサ５３は、生成した第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。
　第２のミキサ５４は、振幅設定回路５０からＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を受け、振幅設定回路５０からＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算する。
　第２のミキサ５４によって、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）が生成される。
　第１のミキサ５３により生成された第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｔａｎθと、第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅である“１”との比ｔａｎθ／１は、移相量θの正接ｔａｎθである。
　第２のミキサ５４は、生成した第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。
　９０度合成器５５は、第１のミキサ５３により生成された第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）と第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）との間に９０度の位相差を付加する。
　９０度合成器５５は、図２に示す９０度合成器１９と同様に、９０度の位相差を付加した後の、第１の信号と第２の信号とを合成し、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。
　以上より、図７に示す位相可変逓倍器１は、図１に示す位相可変逓倍器１と同様に、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる。
　図７に示す位相可変逓倍器１では、可変利得増幅器５２が、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定している。しかし、これは一例に過ぎず、図８に示すように、可変利得増幅器５２が、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正接ｔａｎθになるように他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定するようにしてもよい。
　図８は、実施の形態３に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。
　図８に示す位相可変逓倍器１では、第１のミキサ５３が、振幅設定回路５０から出力された一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）と、振幅設定回路５０から出力された一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第２のミキサ５４は、可変利得増幅器５２により振幅が設定された他方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）と、振幅設定回路５０から出力された他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第１のミキサ５３により生成された第１の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅である“１”と、第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｔａｎθとの比１／ｔａｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。
　また、図９に示すように、可変利得増幅器５２が、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正接ｔａｎθになるように一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定するようにしてもよい。
　図９は、実施の形態３に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。
　図９に示す位相可変逓倍器１では、第１のミキサ５３が、振幅設定回路５０から出力された一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）と、可変利得増幅器５２により振幅が設定された一方のＱ信号ｔａｎθｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第２のミキサ５４は、振幅設定回路５０から出力された他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）と、振幅設定回路５０から出力された他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第１のミキサ５３により生成された第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｔａｎθと、第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅である“１”との比ｔａｎθ／１は、移相量θの正接ｔａｎθである。
　また、図１０に示すように、可変利得増幅器５２が、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正接ｔａｎθになるように他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定するようにしてもよい。
　図１０は、実施の形態３に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。
　図１０に示す位相可変逓倍器１では、第１のミキサ５３が、振幅設定回路５０から出力された一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）と、振幅設定回路５０から出力された一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第２のミキサ５４は、振幅設定回路５０から出力された他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）と、可変利得増幅器５２により振幅が設定された他方のＱ信号ｔａｎθｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第１のミキサ５３により生成された第１の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅である“１”と、第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｔａｎθとの比１／ｔａｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。
実施の形態４．
　図２に示す位相可変逓倍器１では、振幅設定回路１３が、第１の可変利得増幅器１５及び第２の可変利得増幅器１６を備えている。
　実施の形態４では、振幅設定回路６０が、第１の可変利得増幅器１５及び第２の可変利得増幅器１６の代わりに、第１の可変利得増幅器６２及び第２の可変利得増幅器６３を備えている位相可変逓倍器１について説明する。
　図１１は、実施の形態４に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。図１１において、図２及び図７と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　振幅設定回路６０は、制御回路６１、第１の可変利得増幅器６２及び第２の可変利得増幅器６３を備えている。
　振幅設定回路６０は、図２に示す振幅設定回路１３と同様に、９０度分配器１２から出力されたＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のそれぞれを２分配する。
　振幅設定回路６０により２分配された２つのＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）は、第１の可変利得増幅器６２に入力され、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）は、第２のミキサ５４に入力される。
　振幅設定回路６０により２分配された２つのＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）は、第２の可変利得増幅器６３に入力され、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）は、第２のミキサ５４に入力される。
　振幅設定回路６０は、２分配した一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θに応じて設定し、２分配した一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θに応じて設定する。
　図１１に示す位相可変逓倍器では、４つの信号のうち、振幅設定回路６０によって、振幅が設定されている信号だけでなく、振幅設定回路６０から出力される４つの信号の全を設定後信号と称する。
　制御回路６１の内部メモリは、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θを記憶している。
　図１１に示す位相可変逓倍器１では、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θが、制御回路６１の内部メモリに記憶されている。しかし、これは一例に過ぎず、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θが、外部から制御回路６１に与えられるものであってもよい。
　制御回路６１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの余弦の逆数１／ｃｏｓθになるように、第１の可変利得増幅器６２を制御する制御信号Ｃ５を第１の可変利得増幅器６２に出力する。
　制御回路６１は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器６３を制御する制御信号Ｃ６を第２の可変利得増幅器６３に出力する。
　第１の可変利得増幅器６２は、制御回路６１から出力された制御信号Ｃ５に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの余弦の逆数１／ｃｏｓθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第１の可変利得増幅器６２は、振幅を設定した後の一方のＩ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω０ｔ）を第１のミキサ６４に出力する。
　第２の可変利得増幅器６３は、制御回路６１から出力された制御信号Ｃ６に従って、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第２の可変利得増幅器６３は、振幅を設定した後の一方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）を第１のミキサ６４に出力する。
　第１のミキサ６４は、第１の可変利得増幅器６２により振幅が設定された一方のＩ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω０ｔ）と、第２の可変利得増幅器６３により振幅が設定された一方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第１のミキサ６４は、生成した第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。
　次に、図１１に示す位相可変逓倍器１の動作について説明する。
　９０度分配器１２は、実施の形態１と同様に、入力端子１１から入力された周波数ｆ０の入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）をＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）に分配する。
　９０度分配器１２は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のそれぞれを振幅設定回路６０に出力する。
　振幅設定回路６０は、９０度分配器１２からＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を２分配する。
　振幅設定回路６０は、２分配した２つのＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を第１の可変利得増幅器６２に出力し、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を第２のミキサ５４に出力する。
　振幅設定回路６０は、９０度分配器１２からＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を２分配する。
　振幅設定回路６０は、２分配した２つのＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を第２の可変利得増幅器６３に出力し、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を第２のミキサ５４に出力する。
　制御回路６１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの余弦の逆数１／ｃｏｓθになるように、第１の可変利得増幅器６２を制御する制御信号Ｃ５を第１の可変利得増幅器６２に出力する。
　第１の可変利得増幅器６２は、制御回路６１から制御信号Ｃ５を受けると、制御信号Ｃ５に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの余弦の逆数１／ｃｏｓθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第１の可変利得増幅器６２は、振幅を設定した後の一方のＩ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω０ｔ）を第１のミキサ６４に出力する。
　制御回路６１は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器６３を制御する制御信号Ｃ６を第２の可変利得増幅器６３に出力する。
　第２の可変利得増幅器６３は、制御回路６１から制御信号Ｃ６を受けると、制御信号Ｃ６に従って、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第２の可変利得増幅器６３は、振幅を設定した後の一方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）を第１のミキサ６４に出力する。
　第１のミキサ６４は、第１の可変利得増幅器６２からＩ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω０ｔ）を受け、第２の可変利得増幅器６３からＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算する。
　第１のミキサ６４によって、Ｉ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）が生成される。
　第１のミキサ６４は、生成した第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。
　第２のミキサ５４は、実施の形態３と同様に、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）と他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第２のミキサ５４は、生成した第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。
　９０度合成器５５は、実施の形態３と同様に、第１のミキサ６４により生成された第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）と第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）との間に９０度の位相差を付加する。
　９０度合成器５５は、実施の形態３と同様に、９０度の位相差を付加した後の、第１の信号と第２の信号とを合成し、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。
　以上より、図１１に示す位相可変逓倍器１は、図１に示す位相可変逓倍器１と同様に、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる。
　図１１に示す位相可変逓倍器１では、第１の可変利得増幅器６２が、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定し、第２の可変利得増幅器６３が、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定している。しかし、これは一例に過ぎず、図１２に示すように、第１の可変利得増幅器６２が、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定し、第２の可変利得増幅器６３が、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定するようにしてもよい。
　図１２は、実施の形態４に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。
　図１２に示す位相可変逓倍器１では、第１の可変利得増幅器６２が、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの余弦の逆数１／ｃｏｓθになるように、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。第２の可変利得増幅器６３が、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第１のミキサ６４は、振幅設定回路６０から出力された一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）と、振幅設定回路６０から出力された一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第２のミキサ５４は、第１の可変利得増幅器６２により振幅が設定された他方のＩ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω０ｔ）と、第２の可変利得増幅器６３により振幅が設定された他方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第１のミキサ６４により生成された第１の信号ｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅である“１”と、第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｔａｎθとの比１／ｔａｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。
実施の形態５．
　図２に示す位相可変逓倍器１では、振幅設定回路１３が、第１の可変利得増幅器１５及び第２の可変利得増幅器１６を備えている。
　実施の形態５では、振幅設定回路７０が、第１の可変利得増幅器７２、第２の可変利得増幅器７３、第３の可変利得増幅器７４及び第４の可変利得増幅器７５を備えている位相可変逓倍器１について説明する。
　図１３は、実施の形態５に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。図１３において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　振幅設定回路７０は、制御回路７１、第１の可変利得増幅器７２、第２の可変利得増幅器７３、第３の可変利得増幅器７４及び第４の可変利得増幅器７５を備えている。
　振幅設定回路７０は、図２に示す振幅設定回路１３と同様に、９０度分配器１２から出力されたＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のそれぞれを２分配する。
　振幅設定回路７０により２分配された２つのＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）は、第１の可変利得増幅器７２に入力され、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）は、第２の可変利得増幅器７３に入力される。
　振幅設定回路７０により２分配された２つのＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）は、第３の可変利得増幅器７４に入力され、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）は、第４の可変利得増幅器７５に入力される。
　振幅設定回路７０は、２分配したそれぞれのＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θに応じて設定し、２分配したそれぞれのＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θに応じて設定する。
　図１３に示す位相可変逓倍器では、振幅設定回路７０から出力される４つの信号の全てを設定後信号と称する。
　制御回路７１の内部メモリは、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θを記憶している。
　図１３に示す位相可変逓倍器１では、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θが、制御回路７１の内部メモリに記憶されている。しかし、これは一例に過ぎず、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の移相量θが、外部から制御回路７１に与えられるものであってもよい。
　制御回路７１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正接ｔａｎθになるように、第１の可変利得増幅器７２を制御する制御信号Ｃ７を第１の可変利得増幅器７２に出力する。
　制御回路７１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器７３を制御する制御信号Ｃ８を第２の可変利得増幅器７３に出力する。
　制御回路７１は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、第３の可変利得増幅器７４を制御する制御信号Ｃ９を第３の可変利得増幅器７４に出力する。
　制御回路７１は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθになるように、第４の可変利得増幅器７５を制御する制御信号Ｃ１０を第４の可変利得増幅器７５に出力する。
　第１の可変利得増幅器７２は、制御回路７１から出力された制御信号Ｃ７に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正接ｔａｎθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第１の可変利得増幅器７２は、振幅を設定した後の一方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）を第１のミキサ７６に出力する。
　第２の可変利得増幅器７３は、制御回路７１から出力された制御信号Ｃ８に従って、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第２の可変利得増幅器７３は、振幅を設定した後の他方のＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω０ｔ）を第２のミキサ７７に出力する。
　第３の可変利得増幅器７４は、制御回路７１から出力された制御信号Ｃ９に従って、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第３の可変利得増幅器７４は、振幅を設定した後の一方のＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω０ｔ）を第１のミキサ７６に出力する。
　第４の可変利得増幅器７５は、制御回路７１から出力された制御信号Ｃ１０に従って、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθになるように、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第４の可変利得増幅器７５は、振幅を設定した後の他方のＱ信号（１／ｔａｎθ）ｃｏｓ（ω０ｔ）を第２のミキサ７７に出力する。
　第１のミキサ７６は、第１の可変利得増幅器７２により振幅が設定された一方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）と、第３の可変利得増幅器７４により振幅が設定された一方のＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第１のミキサ７６は、生成した第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器７８に出力する。
　第２のミキサ７７は、第２の可変利得増幅器７３により振幅が設定された他方のＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω０ｔ）と、第４の可変利得増幅器７５により振幅が設定された他方のＱ信号（１／ｔａｎθ）ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）を生成する。
　第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｓｉｎθと第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｃｏｓθとの比ｓｉｎθ／ｃｏｓθは、移相量θの正接ｔａｎθである。
　第２のミキサ７７は、生成した第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器７８に出力する。
　９０度合成器７８は、第１のミキサ７６により生成された第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）と第２のミキサ７７により生成された第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する。
　９０度合成器７８は、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。
　合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）の周波数は、２ｆ０であり、合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）と、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）との位相差は、θである。
　次に、図１３に示す位相可変逓倍器１の動作について説明する。
　９０度分配器１２は、実施の形態１と同様に、入力端子１１から入力された周波数ｆ０の入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）をＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）に分配する。
　９０度分配器１２は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のそれぞれを振幅設定回路７０に出力する。
　振幅設定回路７０は、９０度分配器１２からＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を２分配する。
　振幅設定回路７０は、２分配した２つのＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を第１の可変利得増幅器７２に出力し、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）を第２の可変利得増幅器７３に出力する。
　振幅設定回路７０は、９０度分配器１２からＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を２分配する。
　振幅設定回路７０は、２分配した２つのＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を第３の可変利得増幅器７４に出力し、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）を第４の可変利得増幅器７５に出力する。
　制御回路７１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正接ｔａｎθになるように、第１の可変利得増幅器７２を制御する制御信号Ｃ７を第１の可変利得増幅器７２に出力する。
　第１の可変利得増幅器７２は、制御回路７１から制御信号Ｃ７を受けると、制御信号Ｃ７に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正接ｔａｎθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第１の可変利得増幅器７２は、振幅を設定した後の一方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）を第１のミキサ７６に出力する。
　制御回路７１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器７３を制御する制御信号Ｃ８を第２の可変利得増幅器７３に出力する。
　第２の可変利得増幅器７３は、制御回路７１から制御信号Ｃ８を受けると、制御信号Ｃ８に従って、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第２の可変利得増幅器７３は、振幅を設定した後の他方のＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω０ｔ）を第２のミキサ７７に出力する。
　制御回路７１は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、第３の可変利得増幅器７４を制御する制御信号Ｃ９を第３の可変利得増幅器７４に出力する。
　第３の可変利得増幅器７４は、制御回路７１から制御信号Ｃ９を受けると、制御信号Ｃ９に従って、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第３の可変利得増幅器７４は、振幅を設定した後の一方のＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω０ｔ）を第１のミキサ７６に出力する。
　制御回路７１は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθになるように、第４の可変利得増幅器７５を制御する制御信号Ｃ１０を第４の可変利得増幅器７５に出力する。
　第４の可変利得増幅器７５は、制御回路７１から制御信号Ｃ１０を受けると、制御信号Ｃ１０に従って、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅が移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθになるように、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω０ｔ）の振幅を設定する。
　第４の可変利得増幅器７５は、振幅を設定した後の他方のＱ信号（１／ｔａｎθ）ｃｏｓ（ω０ｔ）を第２のミキサ７７に出力する。
　第１のミキサ７６は、第１の可変利得増幅器７２からＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）を受け、第３の可変利得増幅器７４からＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算する。
　第１のミキサ７６によって、Ｉ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）が生成される。
　第１のミキサ７６は、生成した第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器７８に出力する。
　第２のミキサ７７は、第２の可変利得増幅器７３からＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω０ｔ）を受け、第４の可変利得増幅器７５からＱ信号（１／ｔａｎθ）ｃｏｓ（ω０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号（１／ｔａｎθ）ｃｏｓ（ω０ｔ）とを乗算する。
　第２のミキサ７７によって、Ｉ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω０ｔ）とＱ信号（１／ｔａｎθ）ｃｏｓ（ω０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω０ｔ）の周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を有する第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）が生成される。
　第２のミキサ７７は、生成した第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）を９０度合成器７８に出力する。
　第１のミキサ７６により生成された第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｓｉｎθと、第２のミキサ７７により生成された第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）の振幅ｃｏｓθとの比ｓｉｎθ／ｃｏｓθは、移相量θの正接ｔａｎθである。
　９０度合成器７８は、第１のミキサ７６により生成された第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω０ｔ）と第２のミキサ７７により生成された第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω０ｔ）との間に９０度の位相差を付加する。
　９０度合成器７８は、図２に示す９０度合成器１９と同様に、９０度の位相差を付加した後の、第１の信号と第２の信号とを合成し、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。
　以上より、図１３に示す位相可変逓倍器１は、図１に示す位相可変逓倍器１と同様に、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明は、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号と、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する位相可変逓倍器及びアンテナ装置に適している。
　１　位相可変逓倍器、１－１～１－Ｎ　位相可変逓倍器、２　フェーズドアレイアンテナ、２－１～２－Ｎ　アンテナ素子、１１　入力端子、１２　９０度分配器、１３　振幅設定回路、１４　制御回路、１５　第１の可変利得増幅器、１６　第２の可変利得増幅器、１７　第１のミキサ、１８　第２のミキサ、１９　９０度合成器、２０　出力端子、３１　第１の信号、３２　第１の信号と９０度の位相差が付加された後の第２の信号、３３　合成信号、４０　振幅設定回路、４１　制御回路、４２　第２の可変利得増幅器、４３　第２のミキサ、５０　振幅設定回路、５１　制御回路、５２　可変利得増幅器、５３　第１のミキサ、５４　第２のミキサ、５５　９０度合成器、６０　振幅設定回路、６１　制御回路、６２　第１の可変利得増幅器、６３　第２の可変利得増幅器、６４　第１のミキサ、７０　振幅設定回路、７１　制御回路、７２　第１の可変利得増幅器、７３　第２の可変利得増幅器、７４　第３の可変利得増幅器、７５　第４の可変利得増幅器、７６　第１のミキサ、７７　第２のミキサ、７８　９０度合成器。

Claims (13)

  1. 　入力信号を同相信号と直交信号に分配する９０度分配器と、
    　前記同相信号及び前記直交信号のそれぞれを２分配し、２分配した２つの同相信号と、２分配した２つの直交信号との４つの信号のうち、１つ以上の信号の振幅を前記入力信号の移相量に応じて設定し、前記振幅を設定した１つ以上の信号を含む前記４つの信号を設定後信号として出力する振幅設定回路と、
    　前記設定後信号に含まれている２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記設定後信号に含まれている２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号を生成する第１のミキサと、
    　前記設定後信号に含まれている２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記設定後信号に含まれている２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号との振幅の比が、前記移相量の正接又は正接の逆数であり、かつ、前記２倍の周波数を有する第２の信号を生成する第２のミキサと、
    　前記第１の信号と前記第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、前記第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と前記第２の信号とを合成する９０度合成器と
    　を備えた位相可変逓倍器。
  2. 　前記振幅設定回路は、
    　前記２分配した２つの同相信号のうちの一方の同相信号の振幅が、前記移相量の余弦になるように、前記一方の同相信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
    　前記２分配した２つの直交信号のうちの他方の直交信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記他方の直交信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器とを備え、
    　前記第１のミキサは、
    　前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    　前記第２のミキサは、
    　前記振幅設定回路により２分配された同相信号のうちの他方の同相信号と、前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
  3. 　前記振幅設定回路は、
    　前記２分配した２つの同相信号のうちの他方の同相信号の振幅が、前記移相量の余弦になるように、前記他方の同相信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
    　前記２分配した２つの直交信号のうちの一方の直交信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記一方の直交信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器とを備え、
    　前記第１のミキサは、
    　前記振幅設定回路により２分配された２つの２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    　前記第２のミキサは、
    　前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
  4. 　前記振幅設定回路は、
    　前記２分配した２つの同相信号のうちの一方の同相信号の振幅が、前記移相量の余弦になるように、前記一方の同相信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
    　前記２分配した２つの同相信号のうちの他方の同相信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記他方の同相信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器とを備え、
    　前記第１のミキサは、
    　前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    　前記第２のミキサは、
    　前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
  5. 　前記振幅設定回路は、
    　前記２分配した２つの直交信号のうちの一方の直交信号の振幅が、前記移相量の余弦になるように、前記一方の直交信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
    　前記２分配した２つの直交信号のうちの他方の直交信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記他方の直交信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器とを備え、
    　前記第１のミキサは、
    　前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    　前記第２のミキサは、
    　前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の直交信号とを乗算することで前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
  6. 　前記振幅設定回路は、
    　前記２分配した２つの同相信号のうちの一方の同相信号の振幅が、前記移相量の正接になるように、前記一方の同相信号の振幅を設定する可変利得増幅器を備え、
    　前記第１のミキサは、
    　前記可変利得増幅器により振幅が設定された一方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    　前記第２のミキサは、
    　前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
  7. 　前記振幅設定回路は、
    　前記２分配した２つの同相信号のうちの他方の同相信号の振幅が、前記移相量の正接になるように、前記他方の同相信号の振幅を設定する可変利得増幅器を備え、
    　前記第１のミキサは、
    　前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    　前記第２のミキサは、
    　前記可変利得増幅器により振幅が設定された一方の直交信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
  8. 　前記振幅設定回路は、
    　前記２分配した２つの直交信号のうちの一方の直交信号の振幅が、前記移相量の正接になるように、前記一方の直交信号の振幅を設定する可変利得増幅器を備え、
    　前記第１のミキサは、
    　前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記可変利得増幅器により振幅が設定された一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    　前記第２のミキサは、
    　前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
  9. 　前記振幅設定回路は、
    　前記２分配した２つの直交信号のうちの他方の直交信号の振幅が、前記移相量の正接になるように、前記他方の直交信号の振幅を設定する可変利得増幅器を備え、
    　前記第１のミキサは、
    　前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    　前記第２のミキサは、
    　前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記可変利得増幅器により振幅が設定された他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
  10. 　前記振幅設定回路は、
    　前記２分配した２つの同相信号のうちの一方の同相信号の振幅が、前記移相量の余弦の逆数になるように、前記一方の同相信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
    　前記２分配した２つの直交信号のうちの一方の直交信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記一方の直交信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器とを備え、
    　前記第１のミキサは、
    　前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の同相信号と、前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    　前記第２のミキサは、
    　前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
  11. 　前記振幅設定回路は、
    　前記２分配した２つの同相信号のうちの他方の同相信号の振幅が、前記移相量の余弦の逆数になるように、前記他方の同相信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
    　前記２分配した２つの直交信号のうちの他方の直交信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記他方の直交信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器とを備え、
    　前記第１のミキサは、
    　前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    　前記第２のミキサは、
    　前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の同相信号と、前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
  12. 　前記振幅設定回路は、
    　前記２分配した２つの同相信号のうちの一方の同相信号の振幅が、前記移相量の正接になるように、前記一方の同相信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
    　前記２分配した２つの同相信号のうちの他方の同相信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記他方の同相信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器と、
    　前記２分配した２つの直交信号のうちの一方の直交信号の振幅が、前記移相量の余弦になるように、前記一方の直交信号の振幅を設定する第３の可変利得増幅器と、
    　前記２分配した２つの直交信号のうちの他方の直交信号の振幅が、前記移相量の正接の逆数になるように、前記他方の直交信号の振幅を設定する第４の可変利得増幅器とを備え、
    　前記第１のミキサは、
    　前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の同相信号と、前記第３の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    　前記第２のミキサは、
    　前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の同相信号と、前記第４の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
  13. 　入力信号の位相を移相する複数の位相可変逓倍器と、
    　前記複数の位相可変逓倍器により位相が移相されたそれぞれの入力信号を送信する複数のアンテナ素子を有するフェーズドアレイアンテナとを備えたアンテナ装置であり、
    　前記複数の位相可変逓倍器のそれぞれは、
    　前記入力信号を同相信号と直交信号に分配する９０度分配器と、
    　前記同相信号及び前記直交信号のそれぞれを２分配し、２分配した２つの同相信号と、２分配した２つの直交信号との４つの信号のうち、１つ以上の信号の振幅を前記入力信号の移相量に応じて設定し、前記振幅を設定した１つ以上の信号を含む前記４つの信号を設定後信号として出力する振幅設定回路と、
    　前記設定後信号に含まれている２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記設定後信号に含まれている２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号を生成する第１のミキサと、
    　前記設定後信号に含まれている２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記設定後信号に含まれている２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号との振幅の比が、前記移相量の正接又は正接の逆数であり、かつ、前記２倍の周波数を有する第２の信号を生成する第２のミキサと、
    　前記第１の信号と前記第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、前記第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と前記第２の信号とを合成する９０度合成器と
    　を備えていることを特徴とするアンテナ装置。
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