WO2021171541A1 - 移相器及びアンテナ装置 - Google Patents

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WO2021171541A1
WO2021171541A1 PCT/JP2020/008251 JP2020008251W WO2021171541A1 WO 2021171541 A1 WO2021171541 A1 WO 2021171541A1 JP 2020008251 W JP2020008251 W JP 2020008251W WO 2021171541 A1 WO2021171541 A1 WO 2021171541A1
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phase
phase shift
variable gain
gain amplifier
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航 山本
恒次 堤
津留　正臣
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/16—Networks for phase shifting
    • H03H11/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H01Q3/36—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters

Definitions

  • the present disclosure relates to a phase shifter and an antenna device including the phase shifter.
  • the antenna device used in the radar device generally includes a phased array antenna and a phase shifter.
  • the phase shifter switches the phase of the high frequency signal given to the phased array antenna.
  • a vector synthesis type phase shifter can be used as the phase shifter.
  • the vector synthesis type phase shifter generally includes a 90-degree distributor that distributes an input signal into four signals, and a plurality of amplifiers that amplify each of the amplitudes of the four signals by an amplification factor according to the amount of phase shift. It is equipped with a variable gain amplifier.
  • Examples of the four signals include a signal having a phase of 0 degrees, a signal having a phase of 90 degrees, a signal having a phase of 180 degrees, and a signal having a phase of 270 degrees.
  • the 90-degree distributor may be provided outside the vector synthesis type phase shifter.
  • the vector synthesis type phase shifter synthesizes four signals after amplification and outputs a composite signal of four signals as a signal after phase shift.
  • the 90 degree distributor is realized by, for example, a polyphase filter (see, for example, Non-Patent Document 1).
  • a polyphase filter see, for example, Non-Patent Document 1
  • polyphase filters are connected in multiple stages in order to reduce the phase error of the four signals.
  • phase accuracy of the signal after phase shift output from the phase shifter including the 90 degree distributor to which the polyphase filter is connected in multiple stages improves as the number of stages of the polyphase filter increases.
  • power loss of the signal passing through the phase shifter increases as the number of stages of the polyphase filter increases.
  • the present disclosure has been made to solve the above-mentioned problems, and can compensate for the phase error of the signal after the phase shift without increasing the number of stages of the polyphase filter in the 90 degree distributor.
  • the purpose is to get a vessel.
  • the phase shifter is a 90-degree distributor that distributes an input signal, a first signal, a second signal having a phase difference of 90 degrees from the first signal, and a first signal and 180.
  • the third signal having a phase difference of degrees and the fourth signal having a phase difference of 270 degrees are output, the frequency of the input signal is included in the first frequency band.
  • a first phase shift circuit that amplifies each of the three signals from the first signal to the fourth signal according to the phase shift amount of the input signal, and outputs a combined signal of the amplified three signals.
  • any of the three signals Each of the two signals and one of the first to fourth signals, which is not amplified by the first phase shift circuit, is amplified according to the amount of phase shift, and the three signals after amplification are combined.
  • a compensation circuit including a second phase shift circuit that outputs a signal, and one or more of the first phase shift circuit and the second phase shift circuit compensates for the phase error of the combined signal. It is equipped.
  • the phase shifter is provided so that one or more of the first phase shift circuit and the second phase shift circuit includes a compensation circuit for compensating for the phase error of the combined signal. Configured. Therefore, the phase shifter according to the present disclosure can compensate for the phase error of the signal after the phase shift without increasing the number of stages of the polyphase filter in the 90 degree distributor.
  • FIG. It is a block diagram which shows the antenna device which includes the phase shifter 1 which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram which shows the phase shifter 1 which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. Output from the phase shift circuit 2 when the first phase shift circuit 11 does not include the first phase compensation circuit 31 and the second phase shift circuit 12 does not include the second phase compensation circuit 32. It is explanatory drawing which shows the phase error of the composite signal.
  • Frequency f of the input signal when it is a lower frequency than the center frequency f c, the first signal output from the 90-degree distributor 10 having a precise 90-degree phase difference characteristic, the second signal, the third It is explanatory drawing which shows the polar coordinate display of each of the signal of the above and the fourth signal.
  • Frequency f of the input signal when it is higher frequency than the center frequency f c, the first signal output from the 90-degree distributor 10 having a precise 90-degree phase difference characteristic, the second signal, the third It is explanatory drawing which shows the polar coordinate display of each of the signal of the above and the fourth signal.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an antenna device including the phase shifter 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing the phase shifter 1 according to the first embodiment.
  • the antenna device includes a phase shifter 1, a control circuit 3, and a phased array antenna 5.
  • the phase shifter 1 is a vector synthesis type phase shifter, and includes a phase shift circuit 2 and a multiplier 4.
  • the control circuit 3 is provided outside the phase shifter 1. However, this is only an example, and as shown in FIG. 12, the control circuit 3 may be provided inside the phase shifter 1.
  • FIG. 12 is a configuration diagram showing another antenna device including the phase shifter 1 according to the first embodiment. When an input signal is given from the outside, the phase shifter 1 shifts the input signal and outputs the signal after the phase shift to the phased array antenna 5.
  • the input signal is, for example, a high frequency signal.
  • the phased array antenna 5 includes a plurality of antenna elements.
  • the antenna element radiates radio waves related to the phase-shifted signal output from the phase-shifter 1 into space.
  • the antenna device shown in FIG. 1 includes only one phase shifter 1 for simplification of the drawing. In reality, the antenna device includes the same number of phase shifters 1 as the plurality of antenna elements included in the phased array antenna 5.
  • the phase shift circuit 2 includes a 90 degree distributor 10, a first phase shift circuit 11, and a second phase shift circuit 12.
  • the phase shift circuit 2 shown in FIG. 2 includes a 90-degree distributor 10. However, this is only an example, and the 90-degree distributor 10 may be provided outside the phase shift circuit 2.
  • the input terminal 2a of the phase shift circuit 2 is a terminal for inputting an input signal which is a signal to be phase shift from the outside of the phase shift circuit 2.
  • the phase shift circuit 2 shifts the input signal input from the input terminal 2a, and outputs the signal after the phase shift to the multiplier 4.
  • the 90 degree distributor 10 is realized by one polyphase filter.
  • the 90 degree distributor 10 distributes the input signal input from the input terminal 2a into four signals. That is, the 90-degree distributor 10 includes a first signal, a second signal having a phase difference of 90 degrees from the first signal, and a third signal having a phase difference of 180 degrees from the first signal. , The first signal and the fourth signal having a phase difference of 270 degrees are distributed.
  • the 90-degree distributor 10 outputs the first signal, the second signal, and the third signal to the first phase shift circuit 11.
  • the 90-degree distributor 10 outputs the first signal, the third signal, and the fourth signal to the second phase shift circuit 12.
  • the first signal is a signal with a phase of 0 degrees and the second signal is a signal with a phase of 90 degrees.
  • the third signal is a signal having a phase of 180 degrees
  • the fourth signal is a signal having a phase of 270 degrees.
  • each of the first signal, the second signal, the third signal, and the fourth signal has a phase error, and the magnitude of the phase error differs depending on the frequency of the input signal. Therefore, the phase of the first signal may be deviated from 0 degrees, and the phase of the second signal may be deviated from 90 degrees. Further, the phase of the third signal may be deviated from 180 degrees, and the phase of the fourth signal may be deviated from 270 degrees.
  • the 90 degree distributor 10 is realized by one polyphase filter.
  • the 90 degree distributor 10 may be realized by a multi-stage polyphase filter.
  • the phase error generated in each of the first signal, the second signal, the third signal, and the fourth signal is one polyphase. It is reduced compared to what is achieved by the filter.
  • the 90-degree distributor 10 is realized by a multi-stage polyphase filter, the power loss of the signal passing through the phase shifter 1 is realized by the 90-degree distributor 10 by one polyphase filter. It will increase more than if it were. Therefore, even if the power loss of the signal passing through the phase shifter 1 increases, the number of stages of the polyphase filter needs to be determined within a range where there is no practical problem.
  • the first phase shift circuit 11 includes a first variable gain amplifier 21, a second variable gain amplifier 22, and a third variable gain amplifier 23. Further, the first phase shift circuit 11 includes a first phase compensation circuit 31 as a compensation circuit. In the first phase shift circuit 11, if the frequency of the input signal is included in the first frequency band and the phase shift amount of the input signal is greater than 0 degrees and 180 degrees or less, the phase shift of the input signal is performed. Each of the first signal, the second signal and the third signal is amplified according to the quantity. The first phase shift circuit 11 outputs a combined signal of the first signal after amplification, the second signal after amplification, and the third signal after amplification to the multiplier 4.
  • a phase shifter 1 is phase-shifted frequency band signals from the (f L ⁇ f H) the center frequency f c of the phase shifter 1 is phase shiftable frequency band (f L ⁇ f H) It is in the range up to the upper limit frequency f H of.
  • the first phase shift circuit 11 amplifies each of the first signal, the second signal, and the third signal.
  • the first phase shift circuit 11 is any 3 of the first signal to the fourth signal.
  • Each of the two signals may be amplified according to the amount of phase shift of the input signal.
  • the first phase shift circuit 11 inputs the second signal, the third signal, and the fourth signal, respectively. It is amplified according to the amount of phase shift, and the combined signal of the three amplified signals is output to the multiplier 4. If the phase shift amount of the input signal is, for example, greater than 180 degrees and 360 degrees or less, the first phase shift circuit 11 inputs each of the third signal, the fourth signal, and the first signal. It is amplified according to the amount of phase shift, and the combined signal of the amplified three signals is output to the multiplier 4.
  • the first phase shift circuit 11 uses the fourth signal, the first signal, and the second signal. Each of the above is amplified according to the phase shift amount of the input signal, and the combined signal of the amplified three signals is output to the multiplier 4.
  • the second phase shift circuit 12 includes a first variable gain amplifier 21, a third variable gain amplifier 23, and a fourth variable gain amplifier 24. Further, the second phase shift circuit 12 includes a second phase compensation circuit 32 as a compensation circuit.
  • the frequency of the input signal is included in the second frequency band that does not overlap with the first frequency band and is continuous with the first frequency band, and the input signal When the phase shift amount of is greater than 180 degrees and 360 degrees or less, each of the first signal, the third signal, and the fourth signal is amplified according to the phase shift amount of the input signal.
  • the second phase shift circuit 12 outputs a combined signal of the first signal after amplification, the third signal after amplification, and the fourth signal after amplification to the multiplier 4.
  • the second frequency band is a range from the lower limit frequency f L of the frequency band (f L to f H ) in which the phase shifter 1 can shift the phase to the center frequency f c.
  • the second phase shift circuit 12 amplifies each of the first signal, the third signal, and the fourth signal.
  • the second phase shift circuit 12 will be the three signals amplified by the first phase shift circuit 11.
  • Each of the two signals and one of the first to fourth signals, which is not amplified by the first phase shift circuit 11, is amplified according to the phase shift amount of the input signal. May be good.
  • the second phase shift circuit 12 uses the fourth signal, the first signal, and the second signal. Each of the above is amplified according to the phase shift amount of the input signal, and the combined signal of the amplified three signals is output to the multiplier 4. If the amount of phase shift of the input signal is, for example, greater than 0 degrees and 180 degrees or less, the second phase shift circuit 12 inputs each of the first signal, the second signal, and the third signal. It is amplified according to the amount of phase shift, and the combined signal of the amplified three signals is output to the multiplier 4.
  • the second phase shift circuit 12 inputs each of the second signal, the third signal, and the fourth signal. It is amplified according to the amount of phase shift, and the combined signal of the amplified three signals is output to the multiplier 4.
  • the first variable gain amplifier 21 amplifies the first signal output from the 90-degree distributor 10, and outputs the amplified first signal to the multiplier 4.
  • the second variable gain amplifier 22 amplifies the second signal output from the 90-degree distributor 10, and outputs the amplified second signal to the first phase compensation circuit 31.
  • the third variable gain amplifier 23 amplifies the third signal output from the 90-degree distributor 10, and outputs the amplified third signal to the multiplier 4.
  • the fourth variable gain amplifier 24 amplifies the fourth signal output from the 90-degree distributor 10, and outputs the amplified fourth signal to the second phase compensation circuit 32.
  • the first phase compensation circuit 31 is realized by a circuit that delays the phase or a circuit that advances the phase.
  • a circuit that delays the phase is realized by, for example, a resistor and a capacitor.
  • a circuit that advances the phase is realized by, for example, a resistor and an inductor.
  • the first phase compensation circuit 31 delays the phase of the amplified second signal output from the second variable gain amplifier 22 or advances the phase of the amplified second signal to cause the first phase. Compensates for the phase error of the combined signal output from the phase shift circuit 11.
  • the second phase compensation circuit 32 is realized by a circuit that delays the phase or a circuit that advances the phase.
  • the second phase compensation circuit 32 delays the phase of the amplified fourth signal output from the fourth variable gain amplifier 24, or advances the phase of the amplified fourth signal to advance the second phase. Compensates for the phase error of the combined signal output from the phase shift circuit 12 of.
  • the frequency information input terminal 3a of the control circuit 3 is a terminal for inputting frequency information indicating the frequency of the input signal from the outside of the control circuit 3.
  • the phase shift amount input terminal 3b of the control circuit 3 is a terminal for inputting the phase shift amount of the input signal from the outside of the control circuit 3.
  • the fourth variable gain amplifier 24 Set the amplification factor to 0. Further, the control circuit 3 adjusts the amplification factors of the first variable gain amplifier 21, the second variable gain amplifier 22, and the third variable gain amplifier 23 according to the phase shift amount of the input signal.
  • the control circuit 3 if the frequency of the input signal is included in the second frequency band and the phase shift amount of the input signal is larger than 180 degrees and 360 degrees or less, the second variable gain amplifier 22 Set the amplification factor to 0. Further, the control circuit 3 adjusts the amplification factors of the first variable gain amplifier 21, the third variable gain amplifier 23, and the fourth variable gain amplifier 24 according to the phase shift amount of the input signal.
  • the multiplier 4 is realized by, for example, a mixer.
  • the multiplier 4 doubles the frequency of the composite signal output from the first phase shift circuit 11 or the frequency of the composite signal output from the second phase shift circuit 12.
  • the frequency of the composite signal is doubled by the multiplier 4, so that the phase of the composite signal is also doubled.
  • the multiplier 4 outputs the combined signal after frequency multiplication to the phased array antenna 5.
  • the output terminal 4a of the multiplier 4 is a terminal for outputting the combined signal after frequency multiplication to the phased array antenna 5.
  • phase shifter 1 shown in FIG. 2
  • Each of the first signal, the second signal, the third signal, and the fourth signal output from the 90-degree distributor 10 has different phase errors depending on the frequency f of the input signal input from the input terminal 2a. have. Since each of the first signal, the second signal, the third signal, and the fourth signal has a phase error, the phase shift circuit 2 has the first phase compensation circuit 31 and the second phase. If the compensation circuit 32 is not provided, a phase error occurs in the combined signal output from the phase shift circuit 2.
  • FIG. 3 shows a phase shift circuit when the first phase shift circuit 11 does not include the first phase compensation circuit 31 and the second phase shift circuit 12 does not include the second phase compensation circuit 32. It is explanatory drawing which shows the phase error of the composite signal which is output from 2.
  • the RMS of the phase error er ⁇ is determined by the transistor sizes of the first variable gain amplifier 21, the second variable gain amplifier 22, the third variable gain amplifier 23, the fourth variable gain amplifier 24, and the like. However, as shown in FIG. 3, the RMS of the phase error er ⁇ changes when the frequency f of the input signal is different.
  • the frequency f of the input signal is higher than the center frequency f c, when a low frequency f 0 than the upper limit frequency f H, 90-degree distributor 10, the highly accurate 90 degree phase difference characteristic An example of having is shown. Therefore, in the example of FIG. 3, when the frequency f of the input signal is the frequency f 0 , the RMS of the phase error er ⁇ of the combined signal output from the phase shift circuit 2 is minimized. Further, when the frequency f of the input signal is the lower limit frequency f L , the RMS of the phase error er ⁇ of the combined signal output from the phase shift circuit 2 is maximized.
  • FIG. 4 shows an output from the phase shift circuit 2 when the first phase shift circuit 11 includes the first phase compensation circuit 31 and the second phase shift circuit 12 includes the second phase compensation circuit 32. It is explanatory drawing which shows the phase error of the composite signal to be made.
  • the horizontal axis of FIG. 4 is the frequency
  • the vertical axis of FIG. 4 is the RMS of the phase error er ⁇ when the phase shift amount is ⁇ , as shown in the equation (1).
  • the RMS 1 is an RMS having a phase error er ⁇ of the combined signal output from the first phase shift circuit 11.
  • the curve showing RMS 1 is on the high frequency side (in the figure, the curve showing RMS shown in FIG. 3). It is almost parallel to the right side).
  • the frequency f 1 is the frequency f of the input signal at which the RMS of the phase error er ⁇ of the combined signal output from the first phase shift circuit 11 is minimized.
  • the RMS 2 is an RMS having a phase error er ⁇ of the combined signal output from the second phase shift circuit 12. In the example of FIG.
  • the curve showing RMS 2 is on the low frequency side (in the figure, the curve showing RMS shown in FIG. 3). It has moved almost in parallel to the left side).
  • the frequency f 2 is the frequency f of the input signal at which the RMS of the phase error er ⁇ of the combined signal output from the second phase shift circuit 12 is minimized. f L ⁇ f 2 ⁇ f 0 .
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing the phase shift amount ⁇ of the input signal.
  • 0 ⁇ ⁇ 180 indicates that the phase shift amount ⁇ of the input signal is larger than 0 degrees and 180 degrees or less.
  • 180 ⁇ 360 indicates that the phase shift amount ⁇ of the input signal is larger than 180 degrees and 360 degrees or less.
  • Conditions combined signal is outputted from the first phase shift circuit 11, the frequency f of the input signal is included in the first frequency band (f c ⁇ f H), the phase shift of the input signal ⁇ is, It is when it is larger than 0 degrees and 180 degrees or less.
  • Conditions combined signal is output from the second phase shift circuit 12, the frequency f of the input signal is included in a second frequency band (f L ⁇ f c), the phase shift of the input signal ⁇ is, It is when it is larger than 180 degrees and 360 degrees or less. Therefore, as shown in FIGS. 3 and 4, the RMS 1 of the phase error er ⁇ of the combined signal output from the first phase shift circuit 11 has the first phase compensation when the frequency f is the upper limit frequency f H.
  • the phase error er ⁇ of the combined signal output from the phase shift circuit not provided with the circuit 31 is smaller than the RMS. Further, as shown in FIGS. 3 and 4, the RMS 2 having the phase error er ⁇ of the combined signal output from the second phase shift circuit 12 has a second phase compensation when the frequency f is the lower limit frequency f L. The phase error er ⁇ of the combined signal output from the phase shift circuit not provided with the circuit 32 is smaller than the RMS.
  • the 90-degree distributor 10 sets the input signal sin ( ⁇ t) as the first signal sin ( ⁇ t) and the second signal sin ( ⁇ t + 90).
  • the third signal sin ( ⁇ t + 180) and the fourth signal sin ( ⁇ t + 270) are distributed.
  • ⁇ is an angular frequency and t is a time.
  • ⁇ 2 ⁇ f.
  • each of the first signal sin ( ⁇ t), the second signal sin ( ⁇ t + 90), the third signal sin ( ⁇ t + 180), and the fourth signal sin ( ⁇ t + 270) has a phase error as described above. I have something to do.
  • the 90-degree distributor 10 outputs the first signal sin ( ⁇ t), the second signal sin ( ⁇ t + 90), and the third signal sin ( ⁇ t + 180) to the first phase shift circuit 11.
  • the 90-degree distributor 10 outputs the first signal sin ( ⁇ t), the third signal sin ( ⁇ t + 180), and the fourth signal sin ( ⁇ t + 270) to the second phase shift circuit 12.
  • the control circuit 3 acquires the frequency information input from the frequency information input terminal 3a, and acquires the phase shift amount ⁇ of the input signal input from the phase shift amount input terminal 3b.
  • the control circuit 3 the frequency f of the input signal indicated by the frequency information is included in the first frequency band (f c ⁇ f H), the phase shift of the input signal ⁇ is 180 degrees or less greater than 0 degrees If so, the amplification factor of the fourth variable gain amplifier 24 is set to 0. Further, the control circuit 3 adjusts the amplification factors of the first variable gain amplifier 21, the second variable gain amplifier 22, and the third variable gain amplifier 23 according to the phase shift amount ⁇ of the input signal.
  • the control circuit 3 the frequency f of the input signal indicated by the frequency information is included in a second frequency band (f L ⁇ f c), the phase shift of the input signal ⁇ is less 360 degrees greater than 180 degrees If so, the amplification factor of the second variable gain amplifier 22 is set to 0. Further, the control circuit 3 adjusts the amplification factors of the first variable gain amplifier 21, the third variable gain amplifier 23, and the fourth variable gain amplifier 24 according to the phase shift amount ⁇ of the input signal.
  • the control circuit 3 adjusts the respective amplification factors, assuming that the phase shift circuit 2 does not include the first phase compensation circuit 31 and the second phase compensation circuit 32.
  • the control circuit 3 sets the amplification factor ⁇ 3 of the third variable gain amplifier 23 to 0, and sets the fourth variable gain amplifier 23 to 0.
  • the amplification factor ⁇ 4 of the variable gain amplifier 24 is set to 0.
  • the control circuit 3 has an amplification factor ⁇ 1 of the first variable gain amplifier 21 so that the combined signal of the first signal after amplification and the second signal after amplification becomes sin ( ⁇ t + ⁇ ).
  • the amplification factor ⁇ 2 of the second variable gain amplifier 22 are adjusted. Since the process itself of adjusting the amplification factor ⁇ 1 and the amplification factor ⁇ 2 so that the synthesized signal becomes sin ( ⁇ t + ⁇ ) is a known technique, detailed description thereof will be omitted.
  • the control circuit 3 sets the amplification factor ⁇ 1 of the first variable gain amplifier 21 to 0, and sets the fourth variable gain amplifier 21 to 0.
  • the amplification factor ⁇ 4 of the variable gain amplifier 24 is set to 0.
  • the control circuit 3 has an amplification factor ⁇ 2 of the second variable gain amplifier 22 so that the combined signal of the second signal after amplification and the third signal after amplification becomes sin ( ⁇ t + ⁇ ).
  • the amplification factor ⁇ 3 of the third variable gain amplifier 23 are adjusted.
  • the control circuit 3 sets the amplification factor ⁇ 1 of the first variable gain amplifier 21 to 0, and the second variable gain amplifier 21 is set to 0.
  • the amplification factor ⁇ 2 of the variable gain amplifier 22 is set to 0.
  • the control circuit 3 has an amplification factor ⁇ 3 of the third variable gain amplifier 23 so that the combined signal of the third signal after amplification and the fourth signal after amplification becomes sin ( ⁇ t + ⁇ ).
  • the amplification factor ⁇ 4 of the fourth variable gain amplifier 24 are adjusted.
  • the control circuit 3 sets the amplification factor ⁇ 2 of the second variable gain amplifier 22 to 0, and the third variable gain amplifier 22 is set to 0.
  • the amplification factor ⁇ 3 of the variable gain amplifier 23 is set to 0.
  • the control circuit 3 has an amplification factor ⁇ 4 of the fourth variable gain amplifier 24 so that the combined signal of the fourth signal after amplification and the first signal after amplification becomes sin ( ⁇ t + ⁇ ).
  • the amplification factor ⁇ 1 of the first variable gain amplifier 21 are adjusted.
  • the control circuit 3 sets the amplification factor ⁇ 2 of the second variable gain amplifier 22 to 0, and the amplification factor ⁇ of the third variable gain amplifier 23. 3 is set to 0, and the amplification factor ⁇ 4 of the fourth variable gain amplifier 24 is set to 0. Then, the control circuit 3 sets the amplification factor ⁇ 1 of the first variable gain amplifier 21 to 1. For example, if the phase shift amount ⁇ of the input signal is 90 degrees, the control circuit 3 sets the amplification factor ⁇ 1 of the first variable gain amplifier 21 to 0, and the amplification factor ⁇ of the third variable gain amplifier 23. 3 is set to 0, and the amplification factor ⁇ 4 of the fourth variable gain amplifier 24 is set to 0. Then, the control circuit 3 sets the amplification factor ⁇ 2 of the second variable gain amplifier 22 to 1.
  • the control circuit 3 sets the amplification factor ⁇ 1 of the first variable gain amplifier 21 to 0, and the amplification factor ⁇ of the second variable gain amplifier 22. 2 is set to 0, and the amplification factor ⁇ 4 of the fourth variable gain amplifier 24 is set to 0. Then, the control circuit 3 sets the amplification factor ⁇ 3 of the third variable gain amplifier 23 to 1. For example, if the phase shift amount ⁇ of the input signal is 270 degrees, the control circuit 3 sets the amplification factor ⁇ 1 of the first variable gain amplifier 21 to 0, and the amplification factor ⁇ of the second variable gain amplifier 22. 2 is set to 0, and the amplification factor ⁇ 3 of the third variable gain amplifier 23 is set to 0. Then, the control circuit 3 sets the amplification factor ⁇ 4 of the fourth variable gain amplifier 24 to 1.
  • the 90 degree phase difference characteristic of the 90-degree distributor 10 for convenience of explanation, the frequency f of the input signal, when the center frequency f c, so that a high-precision, 90-degree distributor 10 is designed It is assumed that it has been done. 6, the frequency f of the input signal, when the center frequency f c, the first signal output from the 90-degree distributor 10 having a precise 90-degree phase difference characteristic, the second signal, the third It is explanatory drawing which shows the polar coordinate display of each of the signal of the above and the fourth signal.
  • the frequency f of the input signal is the center frequency f c, as shown in FIG. 6, the first signal is 0 degree direction of the signal 41, and the signal 41 is input to the first variable gain amplifier 21 NS.
  • the second signal becomes a signal 42 in the direction of 90 degrees, and the signal 42 is input to the second variable gain amplifier 22.
  • the third signal becomes the signal 43 in the 180-degree direction, and the signal 43 is input to the third variable gain amplifier 23.
  • the fourth signal becomes a signal 44 in the direction of 270 degrees, and the signal 44 is input to the fourth variable gain amplifier 24.
  • the frequency f of the input signal is higher than the center frequency f c is caused a phase error 45
  • the signal 46 having a phase error 45 as a second signal is inputted to the second variable gain amplifier 22 .
  • the signal 47 having the phase error 45 is input to the fourth variable gain amplifier 24 as the fourth signal.
  • the frequency f of the input signal is lower than the center frequency f c is caused a phase error 48
  • the signal 49 having a phase error 48, as a second signal is input to the second variable gain amplifier 22.
  • the signal 50 having the phase error 48 is input to the fourth variable gain amplifier 24 as the fourth signal.
  • the 90 degree distributor 10 is designed so that the phase of the signal 46 having a phase error 45 is ahead of the phase of the signal 42 in the direction of 90 degrees. Therefore, the first phase compensation circuit 31 is designed to have a delay amount capable of delaying the phase of the signal 46 and bringing the phase of the signal 46 closer to the phase of the signal 42.
  • the phase shifter 1 may be designed so that the phase of the signal 46 having a phase error 45 lags the phase of the signal 42 in the direction of 90 degrees.
  • the first phase compensation circuit 31 is designed to have a lead amount capable of advancing the phase of the signal 46 and bringing the phase of the signal 46 closer to the phase of the signal 42.
  • the 90 degree distributor 10 is designed so that the phase of the signal 50 having the phase error 48 lags the phase of the signal 44 in the direction of 270 degrees. Therefore, the second phase compensation circuit 32 is designed to have a lead amount capable of advancing the phase of the signal 50 and bringing the phase of the signal 50 closer to the phase of the signal 44.
  • the 90-degree distributor 10 may be designed so that the phase of the signal 50 having the phase error 48 is ahead of the phase of the signal 44 in the direction of 270 degrees. In this case, the second phase compensation circuit 32 is designed to have a delay amount capable of delaying the phase of the signal 50 and bringing the phase of the signal 50 closer to the phase of the signal 44.
  • the frequency f of the input signal is included in the first frequency band (f c ⁇ f H), the phase shift of the input signal ⁇ is, if 180 degrees or less greater than 0 degrees, the second The phase error of the amplified second signal output from the variable gain amplifier 22 of the above is compensated by the first phase compensation circuit 31.
  • Frequency f of the input signal is included in a second frequency band (f L ⁇ f c), the phase shift of the input signal ⁇ is, if 360 degrees or less larger than 180 degrees, the fourth variable gain The phase error of the amplified fourth signal output from the amplifier 24 is compensated by the second phase compensation circuit 32.
  • FIG. 7 shows a first signal after amplification by the first variable gain amplifier 21, a second signal after phase compensation by the first phase compensation circuit 31, and a third signal after amplification by the third variable gain amplifier 23. It is explanatory drawing which shows each polar coordinate display in the signal of 1 and the 4th signal after phase compensation by a 2nd phase compensation circuit 32. In FIG. 7, the same reference numerals as those in FIG. 6 indicate the same or corresponding parts, and thus the description thereof will be omitted.
  • the second signal after phase compensation by the first phase compensation circuit 31 becomes a signal 51 in a direction of about 90 degrees, and the signal 51 is input to the second variable gain amplifier 22.
  • the fourth signal after phase compensation by the second phase compensation circuit 32 becomes a signal 52 in a direction of about 270 degrees, and the signal 52 is input to the fourth variable gain amplifier 24.
  • the phase error of the amplified second signal output from the second variable gain amplifier 22 is compensated by the first phase compensation circuit 31, so that the combined signal output from the first phase shift circuit 11
  • the RMS of the phase error er ⁇ of is RMS 1 shown in FIG.
  • the phase error of the amplified fourth signal output from the fourth variable gain amplifier 24 is compensated by the second phase compensation circuit 32, so that the combined signal output from the second phase shift circuit 12
  • the RMS of the phase error er ⁇ of is the RMS 2 shown in FIG.
  • Multiplier 4 obtains if the frequency f of the input signal has been included in the first frequency band (f c ⁇ f H), output from the first phase-shifting circuit 11 the composite signal sin ( ⁇ t + ⁇ ) ..
  • Multiplier 4 acquires a frequency f a second frequency band of the input signal if it contains the (f L ⁇ f c), the synthesized signal output from the second phase shift circuit 12 sin ( ⁇ t + ⁇ ) ..
  • the multiplier 4 doubles the frequency of the combined signal sin ( ⁇ t + ⁇ ) by calculating the square of the acquired combined signal sin ( ⁇ t + ⁇ ). By multiplying the frequency of the composite signal by 2 by the multiplier 4, the phase ⁇ of the composite signal is also doubled.
  • the multiplier 4 outputs the combined signal sin (2 ⁇ t + 2 ⁇ ) after frequency multiplication to the phased array antenna 5.
  • the amount of phase shift theta have been limited to a range of 0 ⁇ ⁇ 180.
  • the phase of the composite signal after the frequency multiplication is 2 [Theta]
  • the frequency f of the input signal is included in the first frequency band (f c ⁇ f H)
  • the amount of phase shift of phase shifter 1, 360 It will be in the range of degrees.
  • the frequency f of the input signal is included in the second frequency band (f L ⁇ f c)
  • the amount of phase shift theta have been limited to the range of 180 ⁇ ⁇ 360.
  • the phase of the composite signal after the frequency multiplication is 2 [Theta]
  • the amount of phase shift of phase shifter 1, 360 It will be in the range of degrees.
  • the phase shifter 1 receives the first signal and the second signal having a phase difference of 90 degrees from the first signal from the 90-degree distributor 10 that distributes the input signal.
  • a third signal having a phase difference of 180 degrees from the first signal and a fourth signal having a phase difference of 270 degrees from the first signal are output, the frequency of the input signal becomes the first frequency. If it is included in the band, each of the three signals from the first signal to the fourth signal is amplified according to the phase shift amount of the input signal, and the combined signal of the amplified three signals is output.
  • the first phase shift circuit 11 is provided.
  • phase shifter 1 does not overlap the first frequency band and the second frequency band continuous with the first frequency band includes the frequency of the input signal, any of them. Amplify and amplify each of any two of the three signals and one of the first to fourth signals that is not amplified by the first phase shift circuit 11 according to the amount of phase shift.
  • a second phase shift circuit 12 for outputting a combined signal of the latter three signals is provided. Then, the phase shifter 1 is provided so that one or more of the first phase shift circuit 11 and the second phase shift circuit 12 includes a compensation circuit for compensating for the phase error of the combined signal. Was configured. Therefore, the phase shifter 1 can compensate for the phase error of the signal after the phase shift without increasing the number of stages of the polyphase filter in the 90 degree distributor 10.
  • the first phase compensation circuit 31 is connected to the output side of the second variable gain amplifier 22, and the second phase compensation circuit 32 is connected to the output side of the fourth variable gain amplifier 24. It is connected to the.
  • the first phase compensation circuit 31 is connected to the input side of the second variable gain amplifier 22, and the second phase compensation circuit 32 is connected to the input side of the fourth variable gain amplifier 24. It may be connected.
  • FIG. 8 is a configuration diagram showing the phase shifter 1 according to the second embodiment.
  • the same reference numerals as those in FIG. 2 indicate the same or corresponding parts, and thus the description thereof will be omitted.
  • the frequency f of the input signal a frequency lower than the center frequency f c, for example, when it is f L + (f c -f L ) / 2
  • the frequency f of the input signal is 90 ° distributor 10 It has a highly accurate 90-degree phase difference characteristic.
  • the frequency f of the input signal when the frequency is lower than the center frequency f c, the first signal output from the 90-degree distributor 10 having a precise 90-degree phase difference characteristic
  • the second It is explanatory drawing which shows each polar coordinate display in a signal, a 3rd signal and a 4th signal.
  • Frequency f of the input signal when it is f L + (f c -f L ) / 2 , as shown in FIG.
  • the first signal is 0 degree direction of the signal 41, and the signal 41 is first It is input to the variable gain amplifier 21 of 1.
  • the second signal becomes a signal 42 in the direction of 90 degrees, and the signal 42 is input to the second variable gain amplifier 22.
  • the third signal becomes the signal 43 in the 180-degree direction, and the signal 43 is input to the third variable gain amplifier 23.
  • the fourth signal becomes a signal 44 in the direction of 270 degrees, and the signal 44 is input to the fourth variable gain amplifier 24.
  • the frequency f of the input signal for example, when included in the first frequency band (f c ⁇ f H), resulting phase error 61, the signal 62 having a phase error 61, a second signal Is input to the second variable gain amplifier 22. Further, the signal 63 having the phase error 61 is input to the fourth variable gain amplifier 24 as the fourth signal.
  • the 90 degree distributor 10 is designed so that the phase of the signal 62 having the phase error 61 is ahead of the phase of the signal 42 in the direction of 90 degrees. Therefore, the first phase compensation circuit 31 is designed to have a delay amount capable of delaying the phase of the signal 62 and bringing the phase of the signal 62 closer to the phase of the signal 42.
  • the phase shifter 1 may be designed so that the phase of the signal 62 having a phase error 61 lags the phase of the signal 42 in the direction of 90 degrees.
  • the first phase compensation circuit 31 is designed to have a lead amount capable of advancing the phase of the signal 62 and bringing the phase of the signal 62 closer to the phase of the signal 42.
  • the frequency f of the input signal is included in the first frequency band (f c ⁇ f H), the phase shift of the input signal ⁇ is, if 180 degrees or less greater than 0 degrees, the second The phase error of the amplified second signal output from the variable gain amplifier 22 of the above is compensated by the first phase compensation circuit 31.
  • Frequency f of the input signal is included in a second frequency band (f L ⁇ f c), the phase shift of the input signal ⁇ is, if 360 degrees or less larger than 180 degrees, the fourth variable gain Since the phase error of the amplified fourth signal output from the amplifier 24 is small, the phase error is not compensated.
  • the first phase shift circuit 11 uses the first phase compensation circuit 31 as a compensation circuit to compensate for the phase error of the second signal after amplification by the second variable gain amplifier 22.
  • the phase shifter 1 shown in FIG. 8 was configured so as to include it. Therefore, the phase shifter 1 shown in FIG. 8 compensates for the phase error of the signal after the phase shift without increasing the number of stages of the polyphase filter in the 90 degree distributor 10, similarly to the phase shifter 1 shown in FIG. can do. Further, the phase shifter 1 shown in FIG. 8 can have a simpler configuration than the phase shifter 1 shown in FIG.
  • FIG. 10 is a configuration diagram showing the phase shifter 1 according to the third embodiment.
  • the same reference numerals as those in FIG. 2 indicate the same or corresponding parts, and thus the description thereof will be omitted.
  • the frequency f of the input signal a frequency higher than the center frequency f c, for example, when it is f c + (f H -f c ) / 2
  • the frequency f of the input signal is 90 ° distributor 10 It has a highly accurate 90-degree phase difference characteristic.
  • the frequency f of the input signal when the frequency higher than the center frequency f c, the first signal output from the 90-degree distributor 10 having a precise 90-degree phase difference characteristic
  • the second It is explanatory drawing which shows each polar coordinate display in a signal, a 3rd signal and a 4th signal.
  • the first signal becomes the signal 41 in the direction of 0 degrees, and the signal 41 becomes the first signal 41. It is input to the variable gain amplifier 21 of 1.
  • the second signal becomes a signal 42 in the direction of 90 degrees, and the signal 42 is input to the second variable gain amplifier 22.
  • the third signal becomes the signal 43 in the 180-degree direction, and the signal 43 is input to the third variable gain amplifier 23.
  • the fourth signal becomes a signal 44 in the direction of 270 degrees, and the signal 44 is input to the fourth variable gain amplifier 24.
  • the frequency f of the input signal for example, when contained in a second frequency band (f L ⁇ f c), resulting phase error 71, the signal 72 having a phase error 71, the second signal Is input to the second variable gain amplifier 22.
  • the signal 73 having the phase error 71 is input to the fourth variable gain amplifier 24 as the fourth signal.
  • the 90 degree distributor 10 is designed so that the phase of the signal 73 having the phase error 71 lags the phase of the signal 44 in the direction of 270 degrees. Therefore, the second phase compensation circuit 32 is designed to have a lead amount capable of advancing the phase of the signal 73 and bringing the phase of the signal 73 closer to the phase of the signal 44.
  • the 90-degree distributor 10 may be designed so that the phase of the signal 73 having the phase error 71 is ahead of the phase of the signal 44 in the direction of 270 degrees.
  • the second phase compensation circuit 32 is designed to have a delay amount capable of delaying the phase of the signal 73 and bringing the phase of the signal 73 closer to the phase of the signal 44.
  • the frequency f of the input signal is included in a second frequency band (f L ⁇ f c)
  • the phase shift of the input signal ⁇ is, if 360 degrees or less larger than 180 degrees
  • the fourth The phase error of the fourth signal after amplification output from the variable gain amplifier 24 of the above is compensated by the second phase compensation circuit 32.
  • Frequency f of the input signal is included in the first frequency band (f c ⁇ f H)
  • the phase shift of the input signal ⁇ is, if 180 degrees or less greater than 0 degrees
  • a second variable gain Since the phase error of the amplified second signal output from the amplifier 22 is small, the phase error is not compensated.
  • the second phase shift circuit 12 uses the second phase compensation circuit 32 as a compensation circuit to compensate for the phase error of the fourth signal after amplification by the fourth variable gain amplifier 24.
  • the phase shifter 1 shown in FIG. 10 was configured so as to include it. Therefore, the phase shifter 1 shown in FIG. 10 compensates for the phase error of the signal after the phase shift without increasing the number of stages of the polyphase filter in the 90 degree distributor 10, similarly to the phase shifter 1 shown in FIG. can do. Further, the phase shifter 1 shown in FIG. 10 can have a simpler configuration than the phase shifter 1 shown in FIG.
  • the phase shifter 1 has been described assuming that the second frequency band is lower than the first frequency band. However, this is only an example, and the second frequency band may be higher than the first frequency band.
  • the present disclosure is suitable for a phase shifter and an antenna device including the phase shifter.
  • phase shifter 2 phase shift circuit, 2a input terminal, 3 control circuit, 3a frequency information input terminal, 3b phase shift amount input terminal, 4 multiplier, 4a output terminal, 5 phased array antenna, 10 90 degree distributor, 11 1st phase shift circuit, 12 2nd phase shift circuit, 21 1st variable gain amplifier, 22 2nd variable gain amplifier, 23 3rd variable gain amplifier, 24 4th variable gain amplifier, 31st 1 phase compensation circuit, 32 second phase compensation circuit, 410 degree direction signal, 42 90 degree direction signal, 43 180 degree direction signal, 44 270 degree direction signal, 45 phase error, 46,47 Signal with phase error, 48 Phase error, 49,50 Signal with phase error, 51 90 degree direction signal, 52 270 degree direction signal, 61 Phase error, 62,63 Signal with phase error , 71 Phase error, 72,73 Signal with phase error.

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  • Amplifiers (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

移相器（１）が、入力信号を分配する９０度分配器（１０）から、第１の信号と、第１の信号と９０度の位相差を有する第２の信号と、第１の信号と１８０度の位相差を有する第３の信号と、第１の信号と２７０度の位相差を有する第４の信号とが出力されると、入力信号の周波数が第１の周波数帯域に含まれていれば、第１の信号から第４の信号のうちのいずれか３つの信号のそれぞれを入力信号の移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を出力する第１の移相回路（１１）を備えている。また、移相器（１）が、第１の周波数帯域と重ならず、かつ、第１の周波数帯域と連続している第２の周波数帯域に、入力信号の周波数が含まれていれば、いずれか３つの信号のうちのいずれか２つの信号と、第１の信号から第４の信号のうち、第１の移相回路（１１）によって増幅されない１つの信号とのそれぞれを移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を出力する第２の移相回路（１２）を備えている。そして、第１の移相回路（１１）及び第２の移相回路（１２）のうち、１つ以上の移相回路が、合成信号の位相誤差を補償する補償回路を備えているように、移相器（１）を構成した。

Description

移相器及びアンテナ装置
　本開示は、移相器と、移相器を備えるアンテナ装置とに関するものである。
　レーダ装置に用いられるアンテナ装置は、一般的に、フェーズドアレイアンテナと移相器とを備えている。当該フェーズドアレイアンテナから放射されるビームの方向を変更する際には、当該移相器が、当該フェーズドアレイアンテナに与える高周波信号の位相の切り替えを行う。
　当該移相器として、ベクトル合成型移相器を用いることが可能である。当該ベクトル合成型移相器は、一般的に、入力信号を、４つの信号に分配する９０度分配器と、４つの信号の振幅のそれぞれを移相量に応じた増幅率によって増幅する複数の可変利得増幅器とを備えている。４つの信号としては、例えば、位相が０度の信号と、位相が９０度の信号と、位相が１８０度の信号と、位相が２７０度の信号とが該当する。なお、９０度分配器は、ベクトル合成型移相器の外部に設けられていることもある。
　当該ベクトル合成型移相器は、増幅後の４つの信号を合成し、移相後の信号として、４つの信号の合成信号を出力する。
　当該９０度分配器は、例えば、ポリフェーズフィルタによって実現される（例えば、非特許文献１を参照）。
　非特許文献１に記載されている９０度分配器は、４つの信号の位相誤差を低減するために、ポリフェーズフィルタが多段に接続されている。
Yan-Yu Huang,"An Ultra-Compact, Linearly-Controlled Variable Phase Shifter Designed With a Novel RC Poly-Phase Filter," IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 60, NO. 2, FEBRUARY 2012
　ポリフェーズフィルタが多段に接続されている９０度分配器を備える移相器から出力される移相後の信号の位相精度は、ポリフェーズフィルタの段数が増えるほど向上する。しかし、ポリフェーズフィルタの段数が増えるほど、移相器を通過する信号の電力損失が増大してしまうという課題があった。
　本開示は、上記のような課題を解決するためになされたもので、９０度分配器におけるポリフェーズフィルタの段数を増やすことなく、移相後の信号の位相誤差を補償することができる移相器を得ることを目的とする。
　本開示に係る移相器は、入力信号を分配する９０度分配器から、第１の信号と、第１の信号と９０度の位相差を有する第２の信号と、第１の信号と１８０度の位相差を有する第３の信号と、第１の信号と２７０度の位相差を有する第４の信号とが出力されると、入力信号の周波数が第１の周波数帯域に含まれていれば、第１の信号から第４の信号のうちのいずれか３つの信号のそれぞれを入力信号の移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を出力する第１の移相回路と、第１の周波数帯域と重ならず、かつ、第１の周波数帯域と連続している第２の周波数帯域に、入力信号の周波数が含まれていれば、いずれか３つの信号のうちのいずれか２つの信号と、第１の信号から第４の信号のうち、第１の移相回路によって増幅されない１つの信号とのそれぞれを移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を出力する第２の移相回路とを備え、第１の移相回路及び第２の移相回路のうち、１つ以上の移相回路が、合成信号の位相誤差を補償する補償回路を備えているものである。
　本開示によれば、第１の移相回路及び第２の移相回路のうち、１つ以上の移相回路が、合成信号の位相誤差を補償する補償回路を備えるように、移相器を構成した。したがって、本開示に係る移相器は、９０度分配器におけるポリフェーズフィルタの段数を増やすことなく、移相後の信号の位相誤差を補償することができることができる。
実施の形態１に係る移相器１を備えるアンテナ装置を示す構成図である。 実施の形態１に係る移相器１を示す構成図である。 第１の移相回路１１が第１の位相補償回路３１を備えておらず、第２の移相回路１２が第２の位相補償回路３２を備えていない場合の、移相回路２から出力される合成信号の位相誤差を示す説明図である。 第１の移相回路１１が第１の位相補償回路３１を備え、第２の移相回路１２が第２の位相補償回路３２を備えている場合の、移相回路２から出力される合成信号の位相誤差を示す説明図である。 入力信号の移相量θを示す説明図である。 入力信号の周波数ｆが、中心周波数ｆｃであるとき、高精度な９０度位相差特性を有する９０度分配器１０から出力される第１の信号、第２の信号、第３の信号及び第４の信号におけるそれぞれの極座標表示を示す説明図である。 第１の可変利得増幅器２１による増幅後の第１の信号、第１の位相補償回路３１による位相補償後の第２の信号、第３の可変利得増幅器２３による増幅後の第３の信号及び第２の位相補償回路３２による位相補償後の第４の信号におけるそれぞれの極座標表示を示す説明図である。 実施の形態２に係る移相器１を示す構成図である。 入力信号の周波数ｆが、中心周波数ｆｃよりも低い周波数であるとき、高精度な９０度位相差特性を有する９０度分配器１０から出力される第１の信号、第２の信号、第３の信号及び第４の信号におけるそれぞれの極座標表示を示す説明図である。 実施の形態３に係る移相器１を示す構成図である。 入力信号の周波数ｆが、中心周波数ｆｃよりも高い周波数であるとき、高精度な９０度位相差特性を有する９０度分配器１０から出力される第１の信号、第２の信号、第３の信号及び第４の信号におけるそれぞれの極座標表示を示す説明図である。 実施の形態１に係る移相器１を備える他のアンテナ装置を示す構成図である。
　以下、本開示をより詳細に説明するために、本開示を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る移相器１を備えるアンテナ装置を示す構成図である。図２は、実施の形態１に係る移相器１を示す構成図である。
　アンテナ装置は、移相器１と、制御回路３と、フェーズドアレイアンテナ５とを備えている。
　移相器１は、ベクトル合成型移相器であり、移相回路２及び逓倍器４を備えている。図１に示すアンテナ装置では、制御回路３が移相器１の外部に設けられている。しかし、これは一例に過ぎず、図１２に示すように、制御回路３が移相器１の内部に設けられていてもよい。図１２は、実施の形態１に係る移相器１を備える他のアンテナ装置を示す構成図である。
　移相器１は、外部から入力信号が与えられると、入力信号を移相し、移相後の信号をフェーズドアレイアンテナ５に出力する。入力信号は、例えば、高周波信号である。
　フェーズドアレイアンテナ５は、複数のアンテナ素子を備えている。アンテナ素子は、移相器１から出力された移相後の信号に係る電波を空間に放射する。
　図１に示すアンテナ装置は、図面の簡単化のため、１つの移相器１のみを備えている。実際には、アンテナ装置は、フェーズドアレイアンテナ５が備える複数のアンテナ素子と同数の移相器１を備えている。
　移相回路２は、９０度分配器１０、第１の移相回路１１及び第２の移相回路１２を備えている。
　図２に示す移相回路２は、９０度分配器１０を備えている。しかし、これは一例に過ぎず、９０度分配器１０は、移相回路２の外部に設けられていてもよい。
　移相回路２の入力端子２ａは、移相回路２の外部から、移相対象の信号である入力信号を入力するための端子である。
　移相回路２は、入力端子２ａから入力された入力信号を移相し、移相後の信号を逓倍器４に出力する。
　９０度分配器１０は、１つのポリフェーズフィルタによって実現されている。
　９０度分配器１０は、入力端子２ａから入力された入力信号を４つの信号に分配する。
　即ち、９０度分配器１０は、第１の信号と、第１の信号と９０度の位相差を有する第２の信号と、第１の信号と１８０度の位相差を有する第３の信号と、第１の信号と２７０度の位相差を有する第４の信号とに分配する。
　９０度分配器１０は、第１の信号と、第２の信号と、第３の信号とを第１の移相回路１１に出力する。
　９０度分配器１０は、第１の信号と、第３の信号と、第４の信号とを第２の移相回路１２に出力する。
　入力信号の位相が０度であれば、第１の信号は、位相が０度の信号であり、第２の信号は、位相が９０度の信号である。また、第３の信号は、位相が１８０度の信号であり、第４の信号は、位相が２７０度の信号である。
　ただし、第１の信号、第２の信号、第３の信号及び第４の信号のそれぞれは、位相誤差を有しており、位相誤差の大きさは、入力信号の周波数によって異なる。このため、第１の信号の位相は、０度からずれており、第２の信号の位相は、９０度からずれていることがある。また、第３の信号の位相は、１８０度からずれており、第４の信号の位相は、２７０度からずれていることがある。
　図２に示す移相回路２では、９０度分配器１０が、１つのポリフェーズフィルタによって実現されている。しかし、これは一例に過ぎず、９０度分配器１０が、多段のポリフェーズフィルタによって実現されていてもよい。
　９０度分配器１０が、多段のポリフェーズフィルタによって実現されている場合、第１の信号、第２の信号、第３の信号及び第４の信号のそれぞれに生じる位相誤差は、１つのポリフェーズフィルタによって実現されている場合よりも低減される。
　ただし、９０度分配器１０が、多段のポリフェーズフィルタによって実現されている場合、移相器１を通過する信号の電力損失は、９０度分配器１０が、１つのポリフェーズフィルタによって実現されている場合よりも増大する。したがって、移相器１を通過する信号の電力損失が増大しても、実用上問題のない範囲で、ポリフェーズフィルタの段数が決定されている必要がある。
　第１の移相回路１１は、第１の可変利得増幅器２１、第２の可変利得増幅器２２及び第３の可変利得増幅器２３を備えている。また、第１の移相回路１１は、補償回路として、第１の位相補償回路３１を備えている。
　第１の移相回路１１は、入力信号の周波数が第１の周波数帯域に含まれており、入力信号の移相量が、０度よりも大きく１８０度以下であれば、入力信号の移相量に従って、第１の信号、第２の信号及び第３の信号のそれぞれを増幅する。
　第１の移相回路１１は、増幅後の第１の信号と増幅後の第２の信号と増幅後の第３の信号との合成信号を逓倍器４に出力する。
　第１の周波数帯域は、移相器１が移相可能な周波数帯域（ｆＬ～ｆＨ）の中心周波数ｆｃから、移相器１が移相可能な周波数帯域（ｆＬ～ｆＨ）の上限周波数ｆＨまでの範囲である。
　図２に示す移相回路２では、第１の移相回路１１が、第１の信号、第２の信号及び第３の信号のそれぞれを増幅している。しかし、これは一例に過ぎず、入力信号の周波数が第１の周波数帯域に含まれていれば、第１の移相回路１１が、第１の信号から第４の信号のうちのいずれか３つの信号のそれぞれを入力信号の移相量に従って増幅するようにしてもよい。
　入力信号の移相量が、例えば、９０度よりも大きく２７０度以下であれば、第１の移相回路１１が、第２の信号、第３の信号及び第４の信号のそれぞれを入力信号の移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を逓倍器４に出力する。
　入力信号の移相量が、例えば、１８０度よりも大きく３６０度以下であれば、第１の移相回路１１が、第３の信号、第４の信号及び第１の信号のそれぞれを入力信号の移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を逓倍器４に出力する。
　入力信号の移相量が、例えば、２７０度よりも大きく４５０度（＝９０度）以下であれば、第１の移相回路１１が、第４の信号、第１の信号及び第２の信号のそれぞれを入力信号の移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を逓倍器４に出力する。
　第２の移相回路１２は、第１の可変利得増幅器２１、第３の可変利得増幅器２３及び第４の可変利得増幅器２４を備えている。また、第２の移相回路１２は、補償回路として、第２の位相補償回路３２を備えている。
　第２の移相回路１２は、入力信号の周波数が、第１の周波数帯域と重ならず、かつ、第１の周波数帯域と連続している第２の周波数帯域に含まれており、入力信号の移相量が、１８０度よりも大きく３６０度以下であれば、入力信号の移相量に従って、第１の信号、第３の信号及び第４の信号のそれぞれを増幅する。
　第２の移相回路１２は、増幅後の第１の信号と増幅後の第３の信号と増幅後の第４の信号との合成信号を逓倍器４に出力する。
　第２の周波数帯域は、移相器１が移相可能な周波数帯域（ｆＬ～ｆＨ）の下限周波数ｆＬから、中心周波数ｆｃまでの範囲である。
　図２に示す移相回路２では、第２の移相回路１２が、第１の信号、第３の信号及び第４の信号のそれぞれを増幅している。しかし、これは一例に過ぎず、入力信号の周波数が第２の周波数帯域に含まれていれば、第２の移相回路１２が、第１の移相回路１１によって増幅される３つの信号のうちのいずれか２つの信号と、第１の信号から第４の信号のうち、第１の移相回路１１によって増幅されない１つの信号とのそれぞれを入力信号の移相量に従って増幅するようにしてもよい。
　入力信号の移相量が、例えば、２７０度よりも大きく４５０度（＝９０度）以下であれば、第２の移相回路１２が、第４の信号、第１の信号及び第２の信号のそれぞれを入力信号の移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を逓倍器４に出力する。
　入力信号の移相量が、例えば、０度よりも大きく１８０度以下であれば、第２の移相回路１２が、第１の信号、第２の信号及び第３の信号のそれぞれを入力信号の移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を逓倍器４に出力する。
　入力信号の移相量が、例えば、９０度よりも大きく２７０度以下であれば、第２の移相回路１２が、第２の信号、第３の信号及び第４の信号のそれぞれを入力信号の移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を逓倍器４に出力する。
　第１の可変利得増幅器２１は、９０度分配器１０から出力された第１の信号を増幅し、増幅後の第１の信号を逓倍器４に出力する。
　第２の可変利得増幅器２２は、９０度分配器１０から出力された第２の信号を増幅し、増幅後の第２の信号を第１の位相補償回路３１に出力する。
　第３の可変利得増幅器２３は、９０度分配器１０から出力された第３の信号を増幅し、増幅後の第３の信号を逓倍器４に出力する。
　第４の可変利得増幅器２４は、９０度分配器１０から出力された第４の信号を増幅し、増幅後の第４の信号を第２の位相補償回路３２に出力する。
　第１の位相補償回路３１は、位相を遅延させる回路、又は、位相を進める回路によって実現される。位相を遅延させる回路は、例えば、抵抗とコンデンサとよって実現される。位相を進める回路は、例えば、抵抗とインダクタとよって実現される。
　第１の位相補償回路３１は、第２の可変利得増幅器２２から出力された増幅後の第２の信号の位相を遅延、又は、増幅後の第２の信号の位相を進めることによって、第１の移相回路１１から出力される合成信号の位相誤差を補償する。
　第２の位相補償回路３２は、位相を遅延させる回路、又は、位相を進める回路によって実現される。
　第２の位相補償回路３２は、第４の可変利得増幅器２４から出力された増幅後の第４の信号の位相を遅延、又は、増幅後の第４の信号の位相を進めることによって、第２の移相回路１２から出力される合成信号の位相誤差を補償する。
　制御回路３の周波数情報入力端子３ａは、制御回路３の外部から、入力信号の周波数を示す周波数情報を入力するための端子である。
　制御回路３の移相量入力端子３ｂは、制御回路３の外部から、入力信号の移相量を入力するための端子である。
　制御回路３は、入力信号の周波数が第１の周波数帯域に含まれており、入力信号の移相量が、０度よりも大きく、１８０度以下であれば、第４の可変利得増幅器２４の増幅率を０に設定する。また、制御回路３は、入力信号の移相量に従って、第１の可変利得増幅器２１、第２の可変利得増幅器２２及び第３の可変利得増幅器２３におけるそれぞれの増幅率を調整する。
　制御回路３は、入力信号の周波数が第２の周波数帯域に含まれており、入力信号の移相量が、１８０度よりも大きく、３６０度以下であれば、第２の可変利得増幅器２２の増幅率を０に設定する。また、制御回路３は、入力信号の移相量に従って、第１の可変利得増幅器２１、第３の可変利得増幅器２３及び第４の可変利得増幅器２４におけるそれぞれの増幅率を調整する。
　逓倍器４は、例えば、ミキサによって実現される。
　逓倍器４は、第１の移相回路１１から出力された合成信号の周波数、又は、第２の移相回路１２から出力された合成信号の周波数を２逓倍する。逓倍器４によって、合成信号の周波数が２逓倍されることによって、合成信号の位相も２倍になる。
　逓倍器４は、周波数逓倍後の合成信号をフェーズドアレイアンテナ５に出力する。
　逓倍器４の出力端子４ａは、周波数逓倍後の合成信号をフェーズドアレイアンテナ５に出力するための端子である。
　次に、図２に示す移相器１の動作について説明する。
　９０度分配器１０から出力される第１の信号、第２の信号、第３の信号及び第４の信号のそれぞれは、入力端子２ａから入力される入力信号の周波数ｆに応じて異なる位相誤差を有している。
　第１の信号、第２の信号、第３の信号及び第４の信号のそれぞれが、位相誤差を有しているため、移相回路２が、第１の位相補償回路３１及び第２の位相補償回路３２を備えていなければ、移相回路２から出力される合成信号に位相誤差が生じる。
　図３は、第１の移相回路１１が第１の位相補償回路３１を備えておらず、第２の移相回路１２が第２の位相補償回路３２を備えていない場合の、移相回路２から出力される合成信号の位相誤差を示す説明図である。
　図３の横軸は、周波数であり、図３の縦軸は、以下の式（１）に示すように、移相量がθであるときの位相誤差ｅｒθのＲＭＳ（Ｒｏｏｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ）である。θ＝１，２，３，・・・，３６０である。

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　位相誤差ｅｒθのＲＭＳは、第１の可変利得増幅器２１、第２の可変利得増幅器２２、第３の可変利得増幅器２３及び第４の可変利得増幅器２４におけるそれぞれのトランジスタサイズ等によって決定される。
　ただし、位相誤差ｅｒθのＲＭＳは、図３に示すように、入力信号の周波数ｆが異なると、変化する。
　図３では、入力信号の周波数ｆが、中心周波数ｆｃよりも高く、上限周波数ｆＨよりも低い周波数ｆ０であるときに、９０度分配器１０が、高精度な９０度位相差特性を有している例を示している。
　このため、図３の例では、入力信号の周波数ｆが、周波数ｆ０であるときに、移相回路２から出力される合成信号の位相誤差ｅｒθのＲＭＳが最小になっている。また、入力信号の周波数ｆが、下限周波数ｆＬであるときに、移相回路２から出力される合成信号の位相誤差ｅｒθのＲＭＳが最大になっている。
　図４は、第１の移相回路１１が第１の位相補償回路３１を備え、第２の移相回路１２が第２の位相補償回路３２を備えている場合の、移相回路２から出力される合成信号の位相誤差を示す説明図である。
　図４の横軸は、周波数であり、図４の縦軸は、式（１）に示すように、移相量がθであるときの位相誤差ｅｒθのＲＭＳである。
　ＲＭＳ１は、第１の移相回路１１から出力される合成信号の位相誤差ｅｒθのＲＭＳである。図４の例では、第１の移相回路１１が第１の位相補償回路３１を備えることによって、ＲＭＳ１を示す曲線は、図３に記載のＲＭＳを示す曲線が高周波数側（図中、右側）に概ね平行移動したものとなっている。周波数ｆ１は、第１の移相回路１１から出力される合成信号の位相誤差ｅｒθのＲＭＳが最小になる、入力信号の周波数ｆである。ｆ０＜ｆ１＜ｆＨである。
　ＲＭＳ２は、第２の移相回路１２から出力される合成信号の位相誤差ｅｒθのＲＭＳである。図４の例では、第２の移相回路１２が第２の位相補償回路３２を備えることによって、ＲＭＳ２を示す曲線は、図３に記載のＲＭＳを示す曲線が低周波数側（図中、左側）に概ね平行移動したものとなっている。周波数ｆ２は、第２の移相回路１２から出力される合成信号の位相誤差ｅｒθのＲＭＳが最小になる、入力信号の周波数ｆである。ｆＬ＜ｆ２＜ｆ０である。
　図５は、入力信号の移相量θを示す説明図である。
　図５において、０＜θ≦１８０は、入力信号の移相量θが、０度よりも大きく１８０度以下であることを示している。
　１８０＜θ≦３６０は、入力信号の移相量θが、１８０度よりも大きく３６０度以下であることを示している。
　第１の移相回路１１から合成信号が出力される条件は、入力信号の周波数ｆが第１の周波数帯域（ｆｃ～ｆＨ）に含まれており、入力信号の移相量θが、０度よりも大きく１８０度以下であるときである。
　第２の移相回路１２から合成信号が出力される条件は、入力信号の周波数ｆが第２の周波数帯域（ｆＬ～ｆｃ）に含まれており、入力信号の移相量θが、１８０度よりも大きく３６０度以下であるときである。
　したがって、第１の移相回路１１から出力される合成信号の位相誤差ｅｒθのＲＭＳ１は、図３及び図４に示すように、周波数ｆが上限周波数ｆＨのとき、第１の位相補償回路３１を備えていない移相回路から出力される合成信号の位相誤差ｅｒθのＲＭＳよりも小さくなっている。
　また、第２の移相回路１２から出力される合成信号の位相誤差ｅｒθのＲＭＳ２は、図３及び図４に示すように、周波数ｆが下限周波数ｆＬのとき、第２の位相補償回路３２を備えていない移相回路から出力される合成信号の位相誤差ｅｒθのＲＭＳよりも小さくなっている。
　入力端子２ａから入力信号ｓｉｎ（ωｔ）が入力されると、９０度分配器１０は、入力信号ｓｉｎ（ωｔ）を、第１の信号ｓｉｎ（ωｔ）と、第２の信号ｓｉｎ（ωｔ＋９０）と、第３の信号ｓｉｎ（ωｔ＋１８０）と、第４の信号ｓｉｎ（ωｔ＋２７０）とに分配する。ωは、角周波数であり、ｔは、時刻である。ω＝２πｆである。
　ただし、第１の信号ｓｉｎ（ωｔ）、第２の信号ｓｉｎ（ωｔ＋９０）、第３の信号ｓｉｎ（ωｔ＋１８０）及び第４の信号ｓｉｎ（ωｔ＋２７０）のそれぞれは、上述したように、位相誤差を有していることがある。
　９０度分配器１０は、第１の信号ｓｉｎ（ωｔ）と、第２の信号ｓｉｎ（ωｔ＋９０）と、第３の信号ｓｉｎ（ωｔ＋１８０）とを第１の移相回路１１に出力する。
　９０度分配器１０は、第１の信号ｓｉｎ（ωｔ）と、第３の信号ｓｉｎ（ωｔ＋１８０）と、第４の信号ｓｉｎ（ωｔ＋２７０）とを第２の移相回路１２に出力する。
　制御回路３は、周波数情報入力端子３ａから入力された周波数情報を取得し、移相量入力端子３ｂから入力された入力信号の移相量θを取得する。
　制御回路３は、周波数情報が示す入力信号の周波数ｆが第１の周波数帯域（ｆｃ～ｆＨ）に含まれており、入力信号の移相量θが、０度よりも大きく１８０度以下であれば、第４の可変利得増幅器２４の増幅率を０に設定する。また、制御回路３は、入力信号の移相量θに従って、第１の可変利得増幅器２１、第２の可変利得増幅器２２及び第３の可変利得増幅器２３におけるそれぞれの増幅率を調整する。
　制御回路３は、周波数情報が示す入力信号の周波数ｆが第２の周波数帯域（ｆＬ～ｆｃ）に含まれており、入力信号の移相量θが、１８０度よりも大きく３６０度以下であれば、第２の可変利得増幅器２２の増幅率を０に設定する。また、制御回路３は、入力信号の移相量θに従って、第１の可変利得増幅器２１、第３の可変利得増幅器２３及び第４の可変利得増幅器２４におけるそれぞれの増幅率を調整する。
　以下、制御回路３による増幅率の調整例を説明する。なお、制御回路３は、移相回路２が、第１の位相補償回路３１及び第２の位相補償回路３２を備えていないものとして、それぞれの増幅率を調整する。
　例えば、入力信号の移相量θが、０度よりも大きく、９０度よりも小さければ、制御回路３は、第３の可変利得増幅器２３の増幅率β３を０に設定し、第４の可変利得増幅器２４の増幅率β４を０に設定する。
　そして、制御回路３は、増幅後の第１の信号と、増幅後の第２の信号との合成信号が、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）となるように、第１の可変利得増幅器２１の増幅率β１と、第２の可変利得増幅器２２の増幅率β２とを調整する。合成信号が、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）となるように、増幅率β１と増幅率β２とを調整する処理自体は、公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
　例えば、入力信号の移相量θが、９０度よりも大きく、１８０度よりも小さければ、制御回路３は、第１の可変利得増幅器２１の増幅率β１を０に設定し、第４の可変利得増幅器２４の増幅率β４を０に設定する。
　そして、制御回路３は、増幅後の第２の信号と、増幅後の第３の信号との合成信号が、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）となるように、第２の可変利得増幅器２２の増幅率β２と、第３の可変利得増幅器２３の増幅率β３とを調整する。
　例えば、入力信号の移相量θが、１８０度よりも大きく、２７０度よりも小さければ、制御回路３は、第１の可変利得増幅器２１の増幅率β１を０に設定し、第２の可変利得増幅器２２の増幅率β２を０に設定する。
　そして、制御回路３は、増幅後の第３の信号と、増幅後の第４の信号との合成信号が、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）となるように、第３の可変利得増幅器２３の増幅率β３と、第４の可変利得増幅器２４の増幅率β４とを調整する。
　例えば、入力信号の移相量θが、２７０度よりも大きく、３６０度よりも小さければ、制御回路３は、第２の可変利得増幅器２２の増幅率β２を０に設定し、第３の可変利得増幅器２３の増幅率β３を０に設定する。
　そして、制御回路３は、増幅後の第４の信号と、増幅後の第１の信号との合成信号が、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）となるように、第４の可変利得増幅器２４の増幅率β４と、第１の可変利得増幅器２１の増幅率β１とを調整する。
　例えば、入力信号の移相量θが０度であれば、制御回路３は、第２の可変利得増幅器２２の増幅率β２を０に設定し、第３の可変利得増幅器２３の増幅率β３を０に設定し、第４の可変利得増幅器２４の増幅率β４を０に設定する。そして、制御回路３は、第１の可変利得増幅器２１の増幅率β１を１に設定する。
　例えば、入力信号の移相量θが９０度であれば、制御回路３は、第１の可変利得増幅器２１の増幅率β１を０に設定し、第３の可変利得増幅器２３の増幅率β３を０に設定し、第４の可変利得増幅器２４の増幅率β４を０に設定する。そして、制御回路３は、第２の可変利得増幅器２２の増幅率β２を１に設定する。
　例えば、入力信号の移相量θが１８０度であれば、制御回路３は、第１の可変利得増幅器２１の増幅率β１を０に設定し、第２の可変利得増幅器２２の増幅率β２を０に設定し、第４の可変利得増幅器２４の増幅率β４を０に設定する。そして、制御回路３は、第３の可変利得増幅器２３の増幅率β３を１に設定する。
　例えば、入力信号の移相量θが２７０度であれば、制御回路３は、第１の可変利得増幅器２１の増幅率β１を０に設定し、第２の可変利得増幅器２２の増幅率β２を０に設定し、第３の可変利得増幅器２３の増幅率β３を０に設定する。そして、制御回路３は、第４の可変利得増幅器２４の増幅率β４を１に設定する。
　ここで、９０度分配器１０が有する９０度位相差特性が、説明の便宜上、入力信号の周波数ｆが、中心周波数ｆｃであるとき、高精度であるように、９０度分配器１０が設計されているものとする。
　図６は、入力信号の周波数ｆが、中心周波数ｆｃであるとき、高精度な９０度位相差特性を有する９０度分配器１０から出力される第１の信号、第２の信号、第３の信号及び第４の信号におけるそれぞれの極座標表示を示す説明図である。
　入力信号の周波数ｆが中心周波数ｆｃであるときは、図６に示すように、第１の信号は、０度の方向の信号４１となり、信号４１が第１の可変利得増幅器２１に入力される。第２の信号は、９０度の方向の信号４２となり、信号４２が第２の可変利得増幅器２２に入力される。第３の信号は、１８０度の方向の信号４３となり、信号４３が第３の可変利得増幅器２３に入力される。第４の信号は、２７０度の方向の信号４４となり、信号４４が第４の可変利得増幅器２４に入力される。
　しかし、入力信号の周波数ｆが中心周波数ｆｃよりも高いときは、位相誤差４５が生じ、位相誤差４５を有する信号４６が、第２の信号として、第２の可変利得増幅器２２に入力される。また、位相誤差４５を有する信号４７が、第４の信号として、第４の可変利得増幅器２４に入力される。
　入力信号の周波数ｆが中心周波数ｆｃよりも低いときは、位相誤差４８が生じ、位相誤差４８を有する信号４９が、第２の信号として、第２の可変利得増幅器２２に入力される。また、位相誤差４８を有する信号５０が、第４の信号として、第４の可変利得増幅器２４に入力される。
　図６の例では、位相誤差４５を有する信号４６の位相が、９０度の方向の信号４２の位相よりも進むように、９０度分配器１０が設計されている。このため、第１の位相補償回路３１は、信号４６の位相を遅らせて、信号４６の位相を信号４２の位相に近づけることができる遅延量を有するように設計される。なお、位相誤差４５を有する信号４６の位相が、９０度の方向の信号４２の位相よりも遅れるように、移相器１が設計される場合がある。この場合には、第１の位相補償回路３１は、信号４６の位相を進めて、信号４６の位相を信号４２の位相に近づけることができる進み量を有するように設計される。
　図６の例では、位相誤差４８を有する信号５０の位相が、２７０度の方向の信号４４の位相よりも遅れるように、９０度分配器１０が設計されている。このため、第２の位相補償回路３２は、信号５０の位相を進めて、信号５０の位相を信号４４の位相に近づけることができる進み量を有するように設計される。なお、位相誤差４８を有する信号５０の位相が、２７０度の方向の信号４４の位相よりも進むように、９０度分配器１０が設計される場合がある。この場合には、第２の位相補償回路３２は、信号５０の位相を遅らせて、信号５０の位相を信号４４の位相に近づけることができる遅延量を有するように設計される。
　以上より、入力信号の周波数ｆが第１の周波数帯域（ｆｃ～ｆＨ）に含まれており、入力信号の移相量θが、０度よりも大きく１８０度以下であれば、第２の可変利得増幅器２２から出力された増幅後の第２の信号の位相誤差が、第１の位相補償回路３１によって補償される。
　入力信号の周波数ｆが第２の周波数帯域（ｆＬ～ｆｃ）に含まれており、入力信号の移相量θが、１８０度よりも大きく３６０度以下であれば、第４の可変利得増幅器２４から出力された増幅後の第４の信号の位相誤差が、第２の位相補償回路３２によって補償される。
　図７は、第１の可変利得増幅器２１による増幅後の第１の信号、第１の位相補償回路３１による位相補償後の第２の信号、第３の可変利得増幅器２３による増幅後の第３の信号及び第２の位相補償回路３２による位相補償後の第４の信号におけるそれぞれの極座標表示を示す説明図である。
　図７において、図６と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　第１の位相補償回路３１による位相補償後の第２の信号は、約９０度の方向の信号５１となり、信号５１が第２の可変利得増幅器２２に入力される。
　第２の位相補償回路３２による位相補償後の第４の信号は、約２７０度の方向の信号５２となり、信号５２が第４の可変利得増幅器２４に入力される。
　第２の可変利得増幅器２２から出力された増幅後の第２の信号の位相誤差が、第１の位相補償回路３１によって補償されることによって、第１の移相回路１１から出力される合成信号の位相誤差ｅｒθのＲＭＳが、図４に示すＲＭＳ１になる。
　第４の可変利得増幅器２４から出力された増幅後の第４の信号の位相誤差が、第２の位相補償回路３２によって補償されることによって、第２の移相回路１２から出力される合成信号の位相誤差ｅｒθのＲＭＳが、図４に示すＲＭＳ２になる。
　逓倍器４は、入力信号の周波数ｆが第１の周波数帯域（ｆｃ～ｆＨ）に含まれていれば、第１の移相回路１１から出力された合成信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）を取得する。
　逓倍器４は、入力信号の周波数ｆが第２の周波数帯域（ｆＬ～ｆｃ）に含まれていれば、第２の移相回路１２から出力された合成信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）を取得する。
　逓倍器４は、取得した合成信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の２乗を算出することによって、合成信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の周波数を２逓倍する。逓倍器４によって、合成信号の周波数が２逓倍されることによって、合成信号の位相θも２倍になる。
　逓倍器４は、周波数逓倍後の合成信号ｓｉｎ（２ωｔ＋２θ）をフェーズドアレイアンテナ５に出力する。
　入力信号の周波数ｆが第１の周波数帯域（ｆｃ～ｆＨ）に含まれているときの、移相量θが、０＜θ≦１８０の範囲に限られている。しかし、周波数逓倍後の合成信号の位相が２θになるため、周波数ｆが第１の周波数帯域（ｆｃ～ｆＨ）に含まれているときの、移相器１の移相量が、３６０度の範囲になる。
　また、入力信号の周波数ｆが第２の周波数帯域（ｆＬ～ｆｃ）に含まれているときの、移相量θが、１８０＜θ≦３６０の範囲に限られている。しかし、周波数逓倍後の合成信号の位相が２θになるため、周波数ｆが第２の周波数帯域（ｆＬ～ｆｃ）に含まれているときの、移相器１の移相量が、３６０度の範囲になる。
　以上の実施の形態１では、移相器１が、入力信号を分配する９０度分配器１０から、第１の信号と、第１の信号と９０度の位相差を有する第２の信号と、第１の信号と１８０度の位相差を有する第３の信号と、第１の信号と２７０度の位相差を有する第４の信号とが出力されると、入力信号の周波数が第１の周波数帯域に含まれていれば、第１の信号から第４の信号のうちのいずれか３つの信号のそれぞれを入力信号の移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を出力する第１の移相回路１１を備えている。また、移相器１が、第１の周波数帯域と重ならず、かつ、第１の周波数帯域と連続している第２の周波数帯域に、入力信号の周波数が含まれていれば、いずれか３つの信号のうちのいずれか２つの信号と、第１の信号から第４の信号のうち、第１の移相回路１１によって増幅されない１つの信号とのそれぞれを移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を出力する第２の移相回路１２を備えている。そして、第１の移相回路１１及び第２の移相回路１２のうち、１つ以上の移相回路が、合成信号の位相誤差を補償する補償回路を備えているように、移相器１を構成した。したがって、移相器１は、９０度分配器１０におけるポリフェーズフィルタの段数を増やすことなく、移相後の信号の位相誤差を補償することができる。
　図２に示す移相器１では、第１の位相補償回路３１が第２の可変利得増幅器２２の出力側に接続され、第２の位相補償回路３２が第４の可変利得増幅器２４の出力側に接続されている。しかし、これは一例に過ぎず、第１の位相補償回路３１が第２の可変利得増幅器２２の入力側に接続され、第２の位相補償回路３２が第４の可変利得増幅器２４の入力側に接続されていてもよい。
実施の形態２．
　実施の形態２では、第１の移相回路１１が第１の位相補償回路３１を備え、第２の移相回路１２が第２の位相補償回路３２を備えていない移相器１について説明する。
　図８は、実施の形態２に係る移相器１を示す構成図である。図８において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　図８に示す移相器１では、入力信号の周波数ｆが、中心周波数ｆｃよりも低い周波数、例えば、ｆＬ＋（ｆｃ－ｆＬ）／２であるとき、９０度分配器１０が、高精度な９０度位相差特性を有している。
　図９は、入力信号の周波数ｆが、中心周波数ｆｃよりも低い周波数であるとき、高精度な９０度位相差特性を有する９０度分配器１０から出力される第１の信号、第２の信号、第３の信号及び第４の信号におけるそれぞれの極座標表示を示す説明図である。
　入力信号の周波数ｆが、ｆＬ＋（ｆｃ－ｆＬ）／２であるときは、図９に示すように、第１の信号は、０度の方向の信号４１となり、信号４１が第１の可変利得増幅器２１に入力される。第２の信号は、９０度の方向の信号４２となり、信号４２が第２の可変利得増幅器２２に入力される。第３の信号は、１８０度の方向の信号４３となり、信号４３が第３の可変利得増幅器２３に入力される。第４の信号は、２７０度の方向の信号４４となり、信号４４が第４の可変利得増幅器２４に入力される。
　しかし、入力信号の周波数ｆが、例えば、第１の周波数帯域（ｆｃ～ｆＨ）に含まれているときは、位相誤差６１が生じ、位相誤差６１を有する信号６２が、第２の信号として、第２の可変利得増幅器２２に入力される。また、位相誤差６１を有する信号６３が、第４の信号として、第４の可変利得増幅器２４に入力される。
　図９の例では、位相誤差６１を有する信号６２の位相が、９０度の方向の信号４２の位相よりも進むように、９０度分配器１０が設計されている。このため、第１の位相補償回路３１は、信号６２の位相を遅らせて、信号６２の位相を信号４２の位相に近づけることができる遅延量を有するように設計される。なお、位相誤差６１を有する信号６２の位相が、９０度の方向の信号４２の位相よりも遅れるように、移相器１が設計される場合がある。この場合には、第１の位相補償回路３１は、信号６２の位相を進めて、信号６２の位相を信号４２の位相に近づけることができる進み量を有するように設計される。
　以上より、入力信号の周波数ｆが第１の周波数帯域（ｆｃ～ｆＨ）に含まれており、入力信号の移相量θが、０度よりも大きく１８０度以下であれば、第２の可変利得増幅器２２から出力された増幅後の第２の信号の位相誤差が、第１の位相補償回路３１によって補償される。
　入力信号の周波数ｆが第２の周波数帯域（ｆＬ～ｆｃ）に含まれており、入力信号の移相量θが、１８０度よりも大きく３６０度以下であれば、第４の可変利得増幅器２４から出力された増幅後の第４の信号の位相誤差は小さいため、当該位相誤差は補償されない。
　以上の実施の形態２では、第１の移相回路１１が、補償回路として、第２の可変利得増幅器２２による増幅後の第２の信号の位相誤差を補償する第１の位相補償回路３１を含んでいるように、図８に示す移相器１を構成した。したがって、図８に示す移相器１は、図２に示す移相器１と同様に、９０度分配器１０におけるポリフェーズフィルタの段数を増やすことなく、移相後の信号の位相誤差を補償することができる。また、図８に示す移相器１は、図２に示す移相器１よりも、構成の簡略化を図ることができる。
実施の形態３．
　実施の形態３では、第２の移相回路１２が第２の位相補償回路３２を備え、第１の移相回路１１が第１の位相補償回路３１を備えていない移相器１について説明する。
　図１０は、実施の形態３に係る移相器１を示す構成図である。図１０において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　図１０に示す移相器１では、入力信号の周波数ｆが、中心周波数ｆｃよりも高い周波数、例えば、ｆｃ＋（ｆＨ－ｆｃ）／２であるとき、９０度分配器１０が、高精度な９０度位相差特性を有している。
　図１１は、入力信号の周波数ｆが、中心周波数ｆｃよりも高い周波数であるとき、高精度な９０度位相差特性を有する９０度分配器１０から出力される第１の信号、第２の信号、第３の信号及び第４の信号におけるそれぞれの極座標表示を示す説明図である。
　入力信号の周波数ｆが、ｆｃ＋（ｆＨ－ｆｃ）／２であるときは、図１１に示すように、第１の信号は、０度の方向の信号４１となり、信号４１が第１の可変利得増幅器２１に入力される。第２の信号は、９０度の方向の信号４２となり、信号４２が第２の可変利得増幅器２２に入力される。第３の信号は、１８０度の方向の信号４３となり、信号４３が第３の可変利得増幅器２３に入力される。第４の信号は、２７０度の方向の信号４４となり、信号４４が第４の可変利得増幅器２４に入力される。
　しかし、入力信号の周波数ｆが、例えば、第２の周波数帯域（ｆＬ～ｆｃ）に含まれているときは、位相誤差７１が生じ、位相誤差７１を有する信号７２が、第２の信号として、第２の可変利得増幅器２２に入力される。また、位相誤差７１を有する信号７３が、第４の信号として、第４の可変利得増幅器２４に入力される。
　図１１の例では、位相誤差７１を有する信号７３の位相が、２７０度の方向の信号４４の位相よりも遅れるように、９０度分配器１０が設計されている。このため、第２の位相補償回路３２は、信号７３の位相を進めて、信号７３の位相を信号４４の位相に近づけることができる進み量を有するように設計される。なお、位相誤差７１を有する信号７３の位相が、２７０度の方向の信号４４の位相よりも進むように、９０度分配器１０が設計される場合がある。この場合には、第２の位相補償回路３２は、信号７３の位相を遅らせて、信号７３の位相を信号４４の位相に近づけることができる遅延量を有するように設計される。
　以上より、入力信号の周波数ｆが第２の周波数帯域（ｆＬ～ｆｃ）に含まれており、入力信号の移相量θが、１８０度よりも大きく３６０度以下であれば、第４の可変利得増幅器２４から出力された増幅後の第４の信号の位相誤差が、第２の位相補償回路３２によって補償される。
　入力信号の周波数ｆが第１の周波数帯域（ｆｃ～ｆＨ）に含まれており、入力信号の移相量θが、０度よりも大きく１８０度以下であれば、第２の可変利得増幅器２２から出力された増幅後の第２の信号の位相誤差は小さいため、当該位相誤差は補償されない。
　以上の実施の形態３は、第２の移相回路１２が、補償回路として、第４の可変利得増幅器２４による増幅後の第４の信号の位相誤差を補償する第２の位相補償回路３２を含んでいるように、図１０に示す移相器１を構成した。したがって、図１０に示す移相器１は、図２に示す移相器１と同様に、９０度分配器１０におけるポリフェーズフィルタの段数を増やすことなく、移相後の信号の位相誤差を補償することができる。また、図１０に示す移相器１は、図２に示す移相器１よりも、構成の簡略化を図ることができる。
　実施の形態１～３では、第２の周波数帯域が、第１の周波数帯域よりも低いものとして、移相器１を説明した。しかし、これは一例に過ぎず、第２の周波数帯域が、第１の周波数帯域よりも高くてもよい。
　なお、本開示は、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　本開示は、移相器と、移相器を備えるアンテナ装置とに適している。
　１　移相器、２　移相回路、２ａ　入力端子、３　制御回路、３ａ　周波数情報入力端子、３ｂ　移相量入力端子、４　逓倍器、４ａ　出力端子、５　フェーズドアレイアンテナ、１０　９０度分配器、１１　第１の移相回路、１２　第２の移相回路、２１　第１の可変利得増幅器、２２　第２の可変利得増幅器、２３　第３の可変利得増幅器、２４　第４の可変利得増幅器、３１　第１の位相補償回路、３２　第２の位相補償回路、４１　０度の方向の信号、４２　９０度の方向の信号、４３　１８０度の方向の信号、４４　２７０度の方向の信号、４５　位相誤差、４６，４７　位相誤差を有する信号、４８　位相誤差、４９，５０　位相誤差を有する信号、５１　９０度の方向の信号、５２　２７０度の方向の信号、６１　位相誤差、６２，６３　位相誤差を有する信号、７１　位相誤差、７２，７３　位相誤差を有する信号。

Claims (10)

  1. 　入力信号を分配する９０度分配器から、第１の信号と、前記第１の信号と９０度の位相差を有する第２の信号と、前記第１の信号と１８０度の位相差を有する第３の信号と、前記第１の信号と２７０度の位相差を有する第４の信号とが出力されると、
    　前記入力信号の周波数が第１の周波数帯域に含まれていれば、前記第１の信号から前記第４の信号のうちのいずれか３つの信号のそれぞれを前記入力信号の移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を出力する第１の移相回路と、
    　前記第１の周波数帯域と重ならず、かつ、前記第１の周波数帯域と連続している第２の周波数帯域に、前記入力信号の周波数が含まれていれば、前記いずれか３つの信号のうちのいずれか２つの信号と、前記第１の信号から前記第４の信号のうち、前記第１の移相回路によって増幅されない１つの信号とのそれぞれを前記移相量に従って増幅し、増幅後の３つの信号の合成信号を出力する第２の移相回路とを備え、
    　前記第１の移相回路及び前記第２の移相回路のうち、１つ以上の移相回路は、合成信号の位相誤差を補償する補償回路を備えていることを特徴とする移相器。
  2. 　前記第１の移相回路は、前記入力信号の周波数が前記第１の周波数帯域に含まれており、前記入力信号の移相量が、０度よりも大きく１８０度以下であれば、前記第１の信号、前記第２の信号及び前記第３の信号のそれぞれを前記移相量に従って増幅し、増幅後の第１の信号と増幅後の第２の信号と増幅後の第３の信号との合成信号を出力し、
    　前記第２の移相回路は、前記入力信号の周波数が前記第２の周波数帯域に含まれており、前記入力信号の移相量が、１８０度よりも大きく３６０度以下であれば、前記第１の信号、前記第３の信号及び前記第４の信号のそれぞれを前記移相量に従って増幅し、増幅後の第１の信号と増幅後の第３の信号と増幅後の第４の信号との合成信号を出力することを特徴とする請求項１記載の移相器。
  3. 　前記第１の移相回路から出力された合成信号の周波数、又は、前記第２の移相回路から出力された合成信号の周波数を２逓倍する逓倍器を備えたことを特徴とする請求項１記載の移相器。
  4. 　前記第１の移相回路は、
    　前記９０度分配器から出力された第１の信号を増幅する第１の可変利得増幅器と、
    　前記９０度分配器から出力された第２の信号を増幅する第２の可変利得増幅器と、
    　前記９０度分配器から出力された第３の信号を増幅する第３の可変利得増幅器とを含んでおり、
    　前記第２の移相回路は、
    　前記第１の可変利得増幅器と、
    　前記第３の可変利得増幅器と、
    　前記９０度分配器から出力された第４の信号を増幅する第４の可変利得増幅器とを含んでいることを特徴とする請求項２記載の移相器。
  5. 　前記第１の移相回路は、
    　前記補償回路として、前記第２の可変利得増幅器による増幅後の第２の信号の位相誤差を補償する第１の位相補償回路を含んでおり、
    　前記第２の移相回路は、
    　前記補償回路として、前記第４の可変利得増幅器による増幅後の第４の信号の位相誤差を補償する第２の位相補償回路を含んでいることを特徴とする請求項４記載の移相器。
  6. 　前記第１の移相回路は、
    　前記補償回路として、前記第２の可変利得増幅器による増幅後の第２の信号の位相誤差を補償する第１の位相補償回路を含んでいることを特徴とする請求項４記載の移相器。
  7. 　前記第２の移相回路は、
    　前記補償回路として、前記第４の可変利得増幅器による増幅後の第４の信号の位相誤差を補償する第２の位相補償回路を含んでいることを特徴とする請求項４記載の移相器。
  8. 　前記入力信号の周波数が前記第１の周波数帯域に含まれており、前記入力信号の移相量が、０度よりも大きく１８０度以下であれば、前記第４の可変利得増幅器の増幅率を０に設定し、かつ、前記移相量に従って、前記第１の可変利得増幅器、前記第２の可変利得増幅器及び前記第３の可変利得増幅器におけるそれぞれの増幅率を調整し、
    　前記周波数が前記第２の周波数帯域に含まれており、前記入力信号の移相量が、１８０度よりも大きく３６０度以下であれば、前記第２の可変利得増幅器の増幅率を０に設定し、かつ、前記移相量に従って、前記第１の可変利得増幅器、前記第３の可変利得増幅器及び前記第４の可変利得増幅器におけるそれぞれの増幅率を調整する制御回路を備えたことを特徴とする請求項４記載の移相器。
  9. 　前記入力信号を、前記第１の信号と、前記第２の信号と、前記第３の信号と、前記第４の信号とに分配する９０度分配器を備えたことを特徴とする請求項１記載の移相器。
  10. 　請求項１から請求項９のうちのいずれか１項記載の移相器を備えていることを特徴とするアンテナ装置。
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