JP6942283B2 - 位相可変逓倍器及びアンテナ装置 - Google Patents

Description

この発明は、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号と、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する位相可変逓倍器及びアンテナ装置に関するものである。

以下の特許文献１には、角周波数がω_ｃ／２のローカル信号と、角周波数がω_ｃ／２で位相差φを有するローカル信号とを乗算する乗算器を含む逓倍器が開示されている。φは、２つのローカル信号の位相差であり、２つのローカル信号の周波数は、ｆ_ｃ／２である。
特許文献１に開示されている逓倍器では、乗算器が２つのローカル信号を乗算することで、周波数ｆ_ｃの信号を生成している。

特開平１１-９７９３４号公報

特許文献１に開示されている逓倍器が有する乗算器の前段に、低周波数帯の移相器を接続すれば、例えば、信号源により生成された低周波数帯の信号の周波数を２逓倍しつつ、信号の位相を変えることができる位相可変逓倍器を構成することが可能である。
当該位相可変逓倍器では、例えば、位相が０度の信号が移相器に入力されると、移相器の移相量がθであれば、移相器の出力信号の位相がθになり、乗算器が移相器から出力された信号の周波数を２逓倍する。このとき、乗算器は移相器から出力された信号の位相についても２倍にするため、乗算器の出力信号の位相が２θになる。
このように当該位相可変逓倍器では、乗算器の出力信号の移相が移相器の出力信号の移相よりも大きくなるため乗算器を通すことで移相分解能が低くなるという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる位相可変逓倍器及びアンテナ装置を得ることを目的とする。

この発明に係る位相可変逓倍器は、入力信号を同相信号と直交信号に分配する９０度分配器と、同相信号及び直交信号のそれぞれを２分配し、２分配した２つの同相信号と、２分配した２つの直交信号との４つの信号のうち、１つ以上の信号の振幅を入力信号の移相量に応じて設定し、振幅を設定した１つ以上の信号を含む４つの信号を設定後信号として出力する振幅設定回路と、設定後信号に含まれている２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、設定後信号に含まれている２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号を生成する第１のミキサと、設定後信号に含まれている２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、設定後信号に含まれている２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、第１の信号との振幅の比が、移相量の正接又は正接の逆数であり、かつ、２倍の周波数を有する第２の信号を生成する第２のミキサと、第１の信号と第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する９０度合成器とを備えるようにしたものである。

この発明によれば、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる。

実施の形態１に係る位相可変逓倍器を含むアンテナ装置を示す構成図である。 実施の形態１に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。 第１の信号と第２の信号との合成を示す説明図である。 実施の形態１に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態２に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態２に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態３に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態３に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態３に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態３に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態４に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態４に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。 実施の形態５に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る位相可変逓倍器を含むアンテナ装置を示す構成図である。
図２は、実施の形態１に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。
図１及び図２において、位相可変逓倍器１−１〜１−Ｎは、入力信号の位相を移相し、位相を移相した入力信号をフェーズドアレイアンテナ２に出力する。Ｎは、２以上の整数である。
以下、Ｎ個の位相可変逓倍器１−１〜１−Ｎを区別しない場合、位相可変逓倍器１のように表記する。
フェーズドアレイアンテナ２は、Ｎ個のアンテナ素子２−１〜２−Ｎを有している。
アンテナ素子２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は、位相可変逓倍器１−ｎと接続されている。
アンテナ素子２−ｎは、位相可変逓倍器１−ｎにより位相が移相された入力信号を送信する。

入力端子１１は、外部から、周波数がｆ_０の正弦波の入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を入力するための端子である。ω_０は、角周波数であり、ｔは、時刻である。
図２に示す位相可変逓倍器では、正弦波の入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）が入力端子１１から入力されている。しかし、これは一例に過ぎず、例えば、周波数がｆ_０の余弦波の入力信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）が入力端子１１から入力されるものであってもよい。
９０度分配器１２は、入力端子１１から入力された入力信号を同相信号（以下、「Ｉ信号」と称する）と直交信号（以下、「Ｑ信号」と称する）に分配し、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれを振幅設定回路１３に出力する。
Ｉ信号は、ｓｉｎ（ω_０ｔ）であり、Ｑ信号は、ｃｏｓ（ω_０ｔ）である。

振幅設定回路１３は、制御回路１４、第１の可変利得増幅器１５及び第２の可変利得増幅器１６を備えている。
振幅設定回路１３は、９０度分配器１２から出力されたＩ信号及びＱ信号のそれぞれを２分配する。
振幅設定回路１３により２分配された２つのＩ信号のうち、一方のＩ信号は、第１の可変利得増幅器１５に入力され、他方のＩ信号は、後述する第２のミキサ１８に入力される。
振幅設定回路１３により２分配された２つのＱ信号のうち、一方のＱ信号は、後述する第１のミキサ１７に入力され、他方のＱ信号は、第２の可変利得増幅器１６に入力される。

振幅設定回路１３は、２分配した２つのＩ信号と、２分配した２つのＱ信号との４つの信号のうち、２つの信号の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θに応じて設定する。
図２に示す位相可変逓倍器では、振幅設定回路１３が、一方のＩ信号の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θに応じて設定し、他方のＱ信号の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θに応じて設定している。
図２に示す位相可変逓倍器では、４つの信号のうち、振幅設定回路１３によって、振幅が設定されている信号だけでなく、振幅設定回路１３から出力される４つの信号の全てを設定後信号と称する。

制御回路１４の内部メモリは、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θを記憶している。
図２に示す位相可変逓倍器１では、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θが、制御回路１４の内部メモリに記憶されている。しかし、これは一例に過ぎず、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θが、外部から制御回路１４に与えられるものであってもよい。
制御回路１４は、Ｉ信号の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、第１の可変利得増幅器１５を制御する制御信号Ｃ_１を第１の可変利得増幅器１５に出力する。
制御回路１４は、Ｑ信号の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器１６を制御する制御信号Ｃ_２を第２の可変利得増幅器１６に出力する。

第１の可変利得増幅器１５は、制御回路１４から出力された制御信号Ｃ_１に従って、２つのＩ信号のうちの一方のＩ信号の振幅が、移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、一方のＩ信号の振幅を設定する。
第１の可変利得増幅器１５により振幅が設定された後の一方のＩ信号は、ｃｏｓθｓｉｎ（ω_０ｔ）である。
第１の可変利得増幅器１５は、振幅を設定した後の一方のＩ信号を第１のミキサ１７に出力する。

第２の可変利得増幅器１６は、制御回路１４から出力された制御信号Ｃ_２に従って、２つのＱ信号のうちの他方のＱ信号の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＱ信号の振幅を設定する。
第２の可変利得増幅器１６により振幅が設定された後の他方のＱ信号は、ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）である。
第２の可変利得増幅器１６は、振幅を設定した後の他方のＱ信号を第２のミキサ１８に出力する。

第１のミキサ１７は、第１の可変利得増幅器１５により振幅が設定された一方のＩ信号と、振幅設定回路１３から出力された一方のＱ信号とを乗算することで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第１の信号を生成する。
第１のミキサ１７により生成された第１の信号は、ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）である。
第１のミキサ１７は、生成した第１の信号を９０度合成器１９に出力する。

第２のミキサ１８は、振幅設定回路１３から出力された他方のＩ信号と、第２の可変利得増幅器１６により振幅が設定された他方のＱ信号とを乗算することで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第２の信号を生成する。
第２のミキサ１８により生成された第２の信号は、ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）であり、第１の信号の振幅ｃｏｓθと第２の信号の振幅ｓｉｎθとの比ｃｏｓθ／ｓｉｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。
第２のミキサ１８は、生成した第２の信号を９０度合成器１９に出力する。

９０度合成器１９は、第１のミキサ１７により生成された第１の信号と第２のミキサ１８により生成された第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する。
９０度合成器１９は、第１の信号と第２の信号との合成信号を出力端子２０に出力する。
第１の信号と第２の信号との合成信号は、ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）であり、合成信号の周波数は、２ｆ_０である。
合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）と、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）との位相差は、θである。
位相可変逓倍器１−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）の出力端子２０は、合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）をフェーズドアレイアンテナ２のアンテナ素子２−ｎに出力するための端子である。

次に、図２に示す位相可変逓倍器１の動作について説明する。
９０度分配器１２は、入力端子１１から入力された周波数ｆ_０の入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）をＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）に分配する。
９０度分配器１２は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のそれぞれを振幅設定回路１３に出力する。

振幅設定回路１３は、９０度分配器１２からＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を２分配する。
振幅設定回路１３は、２分配した２つのＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を第１の可変利得増幅器１５に出力し、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を第２のミキサ１８に出力する。
振幅設定回路１３は、９０度分配器１２からＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を２分配する。
振幅設定回路１３は、２分配した２つのＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を第１のミキサ１７に出力し、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を第２の可変利得増幅器１６に出力する。

制御回路１４は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、第１の可変利得増幅器１５を制御する制御信号Ｃ_１を第１の可変利得増幅器１５に出力する。
第１の可変利得増幅器１５は、制御回路１４から制御信号Ｃ_１を受けると、制御信号Ｃ_１に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第１の可変利得増幅器１５は、振幅を設定した後の一方のＩ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω_０ｔ）を第１のミキサ１７に出力する。

制御回路１４は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）号の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器１６を制御する制御信号Ｃ_２を第２の可変利得増幅器１６に出力する。
第２の可変利得増幅器１６は、制御回路１４から制御信号Ｃ_２を受けると、制御信号Ｃ_２に従って、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第２の可変利得増幅器１６は、振幅を設定した後の他方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）を第２のミキサ１８に出力する。

第１のミキサ１７は、第１の可変利得増幅器１５からＩ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω_０ｔ）を受け、振幅設定回路１３からＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算する。
第１のミキサ１７によって、Ｉ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）が生成される。
第１のミキサ１７は、生成した第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器１９に出力する。

第２のミキサ１８は、振幅設定回路１３からＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を受け、第２の可変利得増幅器１６からＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算する。
第２のミキサ１８によって、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）が生成される。
第１のミキサ１７により生成された第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｃｏｓθと、第２のミキサ１８により生成された第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｓｉｎθとの比ｃｏｓθ／ｓｉｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。
第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｃｏｓθと、第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｓｉｎθとの比ｃｏｓθ／ｓｉｎθが、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθであるため、９０度合成器１９では、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）と第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）との９０度合成を行うことができる。
第２のミキサ１８は、生成した第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器１９に出力する。

９０度合成器１９は、図３に示すように、第１のミキサ１７により生成された第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）と第２のミキサ１８により生成された第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）との間に９０度の位相差を付加する。
図３は、第１の信号と第２の信号との合成を示す説明図である。
図３において、３１は、第１のミキサ１７により生成された第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を示し、３２は、９０度合成器１９によって、第１の信号と９０度の位相差が付加された後の第２の信号を示している。
図３では、９０度合成器１９が、第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の位相を９０度変えることで、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）と第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）との間に９０度の位相差を付加している。しかし、これは一例に過ぎず、９０度合成器１９が、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の位相を９０度変えることで、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）と第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）との間に９０度の位相差を付加するようにしてもよい。

９０度合成器１９は、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）と第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）との間に９０度の位相差を付加したのち、図３に示すように、第１の信号と第２の信号とを合成する。
９０度合成器１９は、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。
図３において、３３は、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）を示している。
合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）の振幅は、（（ｃｏｓθ）^２＋（ｓｉｎθ）^２）^１／２＝１であり、合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）の位相は、（２ω_０ｔ＋θ）である。
合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）と入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）との位相差は、移相量θと一致しており、合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）の周波数２ｆ_０は、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍になっている。
図２に示す位相可変逓倍器１では、合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）と入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）との位相差が、移相量θと一致しており、非特許文献１に記載の逓倍器の前段に移相器が接続されている位相可変逓倍器のように、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の位相が２逓倍されていない。したがって、図２に示す位相可変逓倍器１では、逓倍器の前段に移相器が接続されている位相可変逓倍器のように、移相分解能の劣化を招くことがない。

以上の実施の形態１は、入力信号をＩ信号とＱ信号に分配する９０度分配器１２と、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれを２分配し、２分配した２つのＩ信号と、２分配した２つのＱ信号との４つの信号のうち、２つの信号の振幅を入力信号の移相量に応じて設定し、振幅を設定した信号を含む４つの信号を設定後信号として出力する振幅設定回路１３とを備えるように、位相可変逓倍器１を構成した。また、位相可変逓倍器１は、設定後信号に含まれている２つのＩ信号のうちの一方のＩ信号と、設定後信号に含まれている２つのＱ信号のうちの一方のＱ信号とを乗算することで、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号を生成する第１のミキサ１７を備えている。位相可変逓倍器１は、設定後信号に含まれている２つのＩ信号のうちの他方のＩ信号と、設定後信号に含まれている２つのＱ信号のうちの他方のＱ信号とを乗算することで、第１の信号との振幅の比が、移相量の正接の逆数であり、かつ、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第２の信号を生成する第２のミキサ１８を備えている。また、位相可変逓倍器１は、第１の信号と第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する９０度合成器１９とを備えている。したがって、位相可変逓倍器１は、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる。

図２に示す位相可変逓倍器１では、第１の可変利得増幅器１５が、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定し、第２の可変利得増幅器１６が、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定している。しかし、これは一例に過ぎず、図４に示すように、第１の可変利得増幅器１５が、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定し、第２の可変利得増幅器１６が、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定するようにしてもよい。
図４は、実施の形態１に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。
図４に示す位相可変逓倍器１では、第１の可変利得増幅器１５が、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。第２の可変利得増幅器１６が、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第１のミキサ１７は、振幅設定回路１３から出力された一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）と、第２の可変利得増幅器１６により振幅が設定された一方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第２のミキサ１８は、第１の可変利得増幅器１５により振幅が設定された他方のＩ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω_０ｔ）と、振幅設定回路１３から出力された他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第１のミキサ１７により生成された第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｓｉｎθと、第２のミキサ１８により生成された第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｃｏｓθとの比ｓｉｎθ／ｃｏｓθは、移相量θの正接ｔａｎθである。
第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｓｉｎθと、第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｃｏｓθとの比ｓｉｎθ／ｃｏｓθが、移相量θの正接ｔａｎθであるため、９０度合成器１９では、第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）と、第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）との９０度合成を行うことができる。

実施の形態２．
図２に示す位相可変逓倍器１では、振幅設定回路１３が、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定する第２の可変利得増幅器１６を備えている。
実施の形態２では、振幅設定回路４０が、第２の可変利得増幅器１６の代わりに、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する第２の可変利得増幅器４２を備えている位相可変逓倍器１について説明する。

図５は、実施の形態２に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。図５において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
振幅設定回路４０は、制御回路４１、第１の可変利得増幅器１５及び第２の可変利得増幅器４２を備えている。
振幅設定回路４０は、図２に示す振幅設定回路１３と同様に、９０度分配器１２から出力されたＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のそれぞれを２分配する。
振幅設定回路４０により２分配された２つのＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）は、第１の可変利得増幅器１５に入力され、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）は、第２の可変利得増幅器４２に入力される。
振幅設定回路４０により２分配された２つのＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）は、第１のミキサ１７に入力され、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）は、後述する第２のミキサ４３に入力される。
振幅設定回路４０は、２分配したそれぞれのＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θに応じて設定する。
図５に示す位相可変逓倍器では、４つの信号のうち、振幅設定回路４０によって、振幅が設定されている信号だけでなく、振幅設定回路４０から出力される４つの信号の全てを設定後信号と称する。

制御回路４１の内部メモリは、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θを記憶している。
図５に示す位相可変逓倍器１では、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θが、制御回路４１の内部メモリに記憶されている。しかし、これは一例に過ぎず、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θが、外部から制御回路４１に与えられるものであってもよい。
制御回路４１は、図２に示す制御回路１４と同様に、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、第１の可変利得増幅器１５を制御する制御信号Ｃ_１を第１の可変利得増幅器１５に出力する。
制御回路４１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器４２を制御する制御信号Ｃ_３を第２の可変利得増幅器４２に出力する。

第２の可変利得増幅器４２は、制御回路４１から出力された制御信号Ｃ_３に従って、２つのＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）のうちの他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第２の可変利得増幅器４２は、振幅を設定した後の他方のＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）を第２のミキサ４３に出力する。

第２のミキサ４３は、第２の可変利得増幅器４２により振幅が設定された他方のＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）と、振幅設定回路４０から出力された他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅ｃｏｓθと第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｓｉｎθとの比ｃｏｓθ／ｓｉｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。
第２のミキサ４３は、生成した第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器１９に出力する。

次に、図５に示す位相可変逓倍器１の動作について説明する。
９０度分配器１２は、実施の形態１と同様に、入力端子１１から入力された周波数ｆ_０の入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）をＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）に分配する。
９０度分配器１２は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のそれぞれを振幅設定回路４０に出力する。

振幅設定回路４０は、９０度分配器１２からＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を２分配する。
振幅設定回路４０は、２分配した２つのＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を第１の可変利得増幅器１５に出力し、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を第２の可変利得増幅器４２に出力する。
振幅設定回路４０は、９０度分配器１２からＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を２分配する。
振幅設定回路４０は、２分配した２つのＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を第１のミキサ１７に出力し、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を第２のミキサ４３に出力する。

制御回路４１は、図２に示す制御回路１４と同様に、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、第１の可変利得増幅器１５を制御する制御信号Ｃ_１を第１の可変利得増幅器１５に出力する。
第１の可変利得増幅器１５は、実施の形態１と同様に、制御信号Ｃ_１に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第１の可変利得増幅器１５は、振幅を設定した後の一方のＩ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω_０ｔ）を第１のミキサ１７に出力する。

制御回路４１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器４２を制御する制御信号Ｃ_３を第２の可変利得増幅器４２に出力する。
第２の可変利得増幅器４２は、制御回路４１から制御信号Ｃ_３を受けると、制御信号Ｃ_３に従って、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第２の可変利得増幅器４２は、振幅を設定した後の他方のＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）を第２のミキサ４３に出力する。

第１のミキサ１７は、実施の形態１と同様に、一方のＩ信号ｃｏｓθｓｉｎ（ω_０ｔ）と一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第１のミキサ１７は、生成した第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器１９に出力する。

第２のミキサ４３は、第２の可変利得増幅器４２からＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）を受け、振幅設定回路４０からＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算する。
第２のミキサ４３によって、Ｉ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）が生成される。
第１のミキサ１７により生成された第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｃｏｓθと、第２のミキサ４３により生成された第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｓｉｎθとの比ｃｏｓθ／ｓｉｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。
第２のミキサ４３は、生成した第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器１９に出力する。

９０度合成器１９は、実施の形態１と同様に、第１のミキサ１７により生成された第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）と第２のミキサ４３により生成された第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）との間に９０度の位相差を付加する。
９０度合成器１９は、実施の形態１と同様に、９０度の位相差を付加した後の、第１の信号と第２の信号とを合成し、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。

以上より、図５に示す位相可変逓倍器１は、図１に示す位相可変逓倍器１と同様に、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる。

図５に示す位相可変逓倍器１では、第１の可変利得増幅器１５が、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定し、第２の可変利得増幅器４２が、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定している。しかし、これは一例に過ぎず、図６に示すように、第１の可変利得増幅器１５が、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定し、第２の可変利得増幅器４２が、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定するようにしてもよい。
図６は、実施の形態２に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。
図６に示す位相可変逓倍器１では、第１の可変利得増幅器１５が、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。第２の可変利得増幅器４２が、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第１のミキサ１７は、振幅設定回路４０から出力された一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）と、第１の可変利得増幅器１５により振幅が設定された一方のＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第２のミキサ４３は、振幅設定回路４０から出力された他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）と、第２の可変利得増幅器４２により振幅が設定された他方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。

実施の形態３．
図２に示す位相可変逓倍器１では、振幅設定回路１３が、第１の可変利得増幅器１５及び第２の可変利得増幅器１６を備えている。
実施の形態３では、振幅設定回路５０が、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正接ｔａｎθになるように、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する可変利得増幅器５２を備えている位相可変逓倍器１について説明する。

図７は、実施の形態３に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。図７において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
振幅設定回路５０は、制御回路５１及び可変利得増幅器５２を備えている。
振幅設定回路５０は、図２に示す振幅設定回路１３と同様に、９０度分配器１２から出力されたＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のそれぞれを２分配する。
振幅設定回路５０により２分配された２つのＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）は、可変利得増幅器５２に入力され、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）は、後述する第２のミキサ５４に入力される。
振幅設定回路５０により２分配された２つのＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）は、後述する第１のミキサ５３に入力され、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）は、第２のミキサ５４に入力される。
振幅設定回路５０は、２分配した２つのＩ信号と、２分配した２つのＱ信号との４つの信号のうち、１つの信号の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θに応じて設定する。
具体的には、振幅設定回路５０は、２分配した一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θに応じて設定する。
図７に示す位相可変逓倍器では、４つの信号のうち、振幅設定回路５０によって、振幅が設定されている信号だけでなく、振幅設定回路５０から出力される４つの信号の全てを設定後信号と称する。

制御回路５１の内部メモリは、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θを記憶している。
図７に示す位相可変逓倍器１では、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θが、制御回路５１の内部メモリに記憶されている。しかし、これは一例に過ぎず、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θが、外部から制御回路５１に与えられるものであってもよい。
制御回路５１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正接ｔａｎθになるように、可変利得増幅器５２を制御する制御信号Ｃ_４を可変利得増幅器５２に出力する。

可変利得増幅器５２は、制御回路５１から出力された制御信号Ｃ_４に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正接ｔａｎθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
可変利得増幅器５２は、振幅を設定した後の一方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）を第１のミキサ５３に出力する。

第１のミキサ５３は、可変利得増幅器５２により振幅が設定された一方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）と、振幅設定回路５０から出力された一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第１のミキサ５３は、生成した第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。

第２のミキサ５４は、振幅設定回路５０から出力された他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）と、振幅設定回路５０から出力された他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｔａｎθと第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅である“１”との比ｔａｎθ／１は、移相量θの正接ｔａｎθである。
第２のミキサ５４は、生成した第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。

９０度合成器５５は、第１のミキサ５３により生成された第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）と第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する。
９０度合成器５５は、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。
合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）の周波数は、２ｆ_０であり、合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）と、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）との位相差は、θである。

次に、図７に示す位相可変逓倍器１の動作について説明する。
９０度分配器１２は、実施の形態１と同様に、入力端子１１から入力された周波数ｆ_０の入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）をＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）に分配する。
９０度分配器１２は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のそれぞれを振幅設定回路５０に出力する。

振幅設定回路５０は、９０度分配器１２からＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を２分配する。
振幅設定回路５０は、２分配した２つのＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を可変利得増幅器５２に出力し、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を第２のミキサ５４に出力する。
振幅設定回路５０は、９０度分配器１２からＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を２分配する。
振幅設定回路５０は、２分配した２つのＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を第１のミキサ５３に出力し、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を第２のミキサ５４に出力する。

制御回路５１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正接ｔａｎθになるように、可変利得増幅器５２を制御する制御信号Ｃ_４を可変利得増幅器５２に出力する。
可変利得増幅器５２は、制御回路５１から制御信号Ｃ_４を受けると、制御信号Ｃ_４に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正接ｔａｎθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
可変利得増幅器５２は、振幅を設定した後の一方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）を第１のミキサ５３に出力する。

第１のミキサ５３は、可変利得増幅器５２からＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）を受け、振幅設定回路５０からＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算する。
第１のミキサ５３によって、Ｉ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）が生成される。
第１のミキサ５３は、生成した第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。

第２のミキサ５４は、振幅設定回路５０からＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を受け、振幅設定回路５０からＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算する。
第２のミキサ５４によって、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）が生成される。
第１のミキサ５３により生成された第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｔａｎθと、第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅である“１”との比ｔａｎθ／１は、移相量θの正接ｔａｎθである。
第２のミキサ５４は、生成した第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。

９０度合成器５５は、第１のミキサ５３により生成された第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）と第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）との間に９０度の位相差を付加する。
９０度合成器５５は、図２に示す９０度合成器１９と同様に、９０度の位相差を付加した後の、第１の信号と第２の信号とを合成し、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。

以上より、図７に示す位相可変逓倍器１は、図１に示す位相可変逓倍器１と同様に、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる。

図７に示す位相可変逓倍器１では、可変利得増幅器５２が、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定している。しかし、これは一例に過ぎず、図８に示すように、可変利得増幅器５２が、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正接ｔａｎθになるように他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定するようにしてもよい。
図８は、実施の形態３に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。
図８に示す位相可変逓倍器１では、第１のミキサ５３が、振幅設定回路５０から出力された一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）と、振幅設定回路５０から出力された一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第２のミキサ５４は、可変利得増幅器５２により振幅が設定された他方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）と、振幅設定回路５０から出力された他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第１のミキサ５３により生成された第１の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅である“１”と、第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｔａｎθとの比１／ｔａｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。

また、図９に示すように、可変利得増幅器５２が、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正接ｔａｎθになるように一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定するようにしてもよい。
図９は、実施の形態３に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。
図９に示す位相可変逓倍器１では、第１のミキサ５３が、振幅設定回路５０から出力された一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）と、可変利得増幅器５２により振幅が設定された一方のＱ信号ｔａｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第２のミキサ５４は、振幅設定回路５０から出力された他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）と、振幅設定回路５０から出力された他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第１のミキサ５３により生成された第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｔａｎθと、第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅である“１”との比ｔａｎθ／１は、移相量θの正接ｔａｎθである。

また、図１０に示すように、可変利得増幅器５２が、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正接ｔａｎθになるように他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定するようにしてもよい。
図１０は、実施の形態３に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。
図１０に示す位相可変逓倍器１では、第１のミキサ５３が、振幅設定回路５０から出力された一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）と、振幅設定回路５０から出力された一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第２のミキサ５４は、振幅設定回路５０から出力された他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）と、可変利得増幅器５２により振幅が設定された他方のＱ信号ｔａｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第１のミキサ５３により生成された第１の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅である“１”と、第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｔａｎθとの比１／ｔａｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。

実施の形態４．
図２に示す位相可変逓倍器１では、振幅設定回路１３が、第１の可変利得増幅器１５及び第２の可変利得増幅器１６を備えている。
実施の形態４では、振幅設定回路６０が、第１の可変利得増幅器１５及び第２の可変利得増幅器１６の代わりに、第１の可変利得増幅器６２及び第２の可変利得増幅器６３を備えている位相可変逓倍器１について説明する。

図１１は、実施の形態４に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。図１１において、図２及び図７と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
振幅設定回路６０は、制御回路６１、第１の可変利得増幅器６２及び第２の可変利得増幅器６３を備えている。
振幅設定回路６０は、図２に示す振幅設定回路１３と同様に、９０度分配器１２から出力されたＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のそれぞれを２分配する。
振幅設定回路６０により２分配された２つのＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）は、第１の可変利得増幅器６２に入力され、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）は、第２のミキサ５４に入力される。
振幅設定回路６０により２分配された２つのＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）は、第２の可変利得増幅器６３に入力され、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）は、第２のミキサ５４に入力される。
振幅設定回路６０は、２分配した一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θに応じて設定し、２分配した一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θに応じて設定する。
図１１に示す位相可変逓倍器では、４つの信号のうち、振幅設定回路６０によって、振幅が設定されている信号だけでなく、振幅設定回路６０から出力される４つの信号の全を設定後信号と称する。

制御回路６１の内部メモリは、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θを記憶している。
図１１に示す位相可変逓倍器１では、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θが、制御回路６１の内部メモリに記憶されている。しかし、これは一例に過ぎず、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θが、外部から制御回路６１に与えられるものであってもよい。
制御回路６１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの余弦の逆数１／ｃｏｓθになるように、第１の可変利得増幅器６２を制御する制御信号Ｃ_５を第１の可変利得増幅器６２に出力する。
制御回路６１は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器６３を制御する制御信号Ｃ_６を第２の可変利得増幅器６３に出力する。

第１の可変利得増幅器６２は、制御回路６１から出力された制御信号Ｃ_５に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの余弦の逆数１／ｃｏｓθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第１の可変利得増幅器６２は、振幅を設定した後の一方のＩ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω_０ｔ）を第１のミキサ６４に出力する。

第２の可変利得増幅器６３は、制御回路６１から出力された制御信号Ｃ_６に従って、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第２の可変利得増幅器６３は、振幅を設定した後の一方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）を第１のミキサ６４に出力する。

第１のミキサ６４は、第１の可変利得増幅器６２により振幅が設定された一方のＩ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω_０ｔ）と、第２の可変利得増幅器６３により振幅が設定された一方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第１のミキサ６４は、生成した第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。

次に、図１１に示す位相可変逓倍器１の動作について説明する。
９０度分配器１２は、実施の形態１と同様に、入力端子１１から入力された周波数ｆ_０の入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）をＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）に分配する。
９０度分配器１２は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のそれぞれを振幅設定回路６０に出力する。

振幅設定回路６０は、９０度分配器１２からＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を２分配する。
振幅設定回路６０は、２分配した２つのＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を第１の可変利得増幅器６２に出力し、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を第２のミキサ５４に出力する。
振幅設定回路６０は、９０度分配器１２からＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を２分配する。
振幅設定回路６０は、２分配した２つのＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を第２の可変利得増幅器６３に出力し、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を第２のミキサ５４に出力する。

制御回路６１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの余弦の逆数１／ｃｏｓθになるように、第１の可変利得増幅器６２を制御する制御信号Ｃ_５を第１の可変利得増幅器６２に出力する。
第１の可変利得増幅器６２は、制御回路６１から制御信号Ｃ_５を受けると、制御信号Ｃ_５に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの余弦の逆数１／ｃｏｓθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第１の可変利得増幅器６２は、振幅を設定した後の一方のＩ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω_０ｔ）を第１のミキサ６４に出力する。

制御回路６１は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器６３を制御する制御信号Ｃ_６を第２の可変利得増幅器６３に出力する。
第２の可変利得増幅器６３は、制御回路６１から制御信号Ｃ_６を受けると、制御信号Ｃ_６に従って、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第２の可変利得増幅器６３は、振幅を設定した後の一方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）を第１のミキサ６４に出力する。

第１のミキサ６４は、第１の可変利得増幅器６２からＩ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω_０ｔ）を受け、第２の可変利得増幅器６３からＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算する。
第１のミキサ６４によって、Ｉ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）が生成される。
第１のミキサ６４は、生成した第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。

第２のミキサ５４は、実施の形態３と同様に、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）と他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第２のミキサ５４は、生成した第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器５５に出力する。

９０度合成器５５は、実施の形態３と同様に、第１のミキサ６４により生成された第１の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）と第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）との間に９０度の位相差を付加する。
９０度合成器５５は、実施の形態３と同様に、９０度の位相差を付加した後の、第１の信号と第２の信号とを合成し、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。

以上より、図１１に示す位相可変逓倍器１は、図１に示す位相可変逓倍器１と同様に、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる。

図１１に示す位相可変逓倍器１では、第１の可変利得増幅器６２が、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定し、第２の可変利得増幅器６３が、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定している。しかし、これは一例に過ぎず、図１２に示すように、第１の可変利得増幅器６２が、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定し、第２の可変利得増幅器６３が、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定するようにしてもよい。
図１２は、実施の形態４に係る他の位相可変逓倍器を示す構成図である。
図１２に示す位相可変逓倍器１では、第１の可変利得増幅器６２が、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの余弦の逆数１／ｃｏｓθになるように、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。第２の可変利得増幅器６３が、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第１のミキサ６４は、振幅設定回路６０から出力された一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）と、振幅設定回路６０から出力された一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第１の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第２のミキサ５４は、第１の可変利得増幅器６２により振幅が設定された他方のＩ信号（１／ｃｏｓθ）ｓｉｎ（ω_０ｔ）と、第２の可変利得増幅器６３により振幅が設定された他方のＱ信号ｓｉｎθｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第１のミキサ６４により生成された第１の信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅である“１”と、第２のミキサ５４により生成された第２の信号ｔａｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｔａｎθとの比１／ｔａｎθは、移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθである。

実施の形態５．
図２に示す位相可変逓倍器１では、振幅設定回路１３が、第１の可変利得増幅器１５及び第２の可変利得増幅器１６を備えている。
実施の形態５では、振幅設定回路７０が、第１の可変利得増幅器７２、第２の可変利得増幅器７３、第３の可変利得増幅器７４及び第４の可変利得増幅器７５を備えている位相可変逓倍器１について説明する。

図１３は、実施の形態５に係る位相可変逓倍器を示す構成図である。図１３において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
振幅設定回路７０は、制御回路７１、第１の可変利得増幅器７２、第２の可変利得増幅器７３、第３の可変利得増幅器７４及び第４の可変利得増幅器７５を備えている。
振幅設定回路７０は、図２に示す振幅設定回路１３と同様に、９０度分配器１２から出力されたＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のそれぞれを２分配する。
振幅設定回路７０により２分配された２つのＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）は、第１の可変利得増幅器７２に入力され、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）は、第２の可変利得増幅器７３に入力される。
振幅設定回路７０により２分配された２つのＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）は、第３の可変利得増幅器７４に入力され、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）は、第４の可変利得増幅器７５に入力される。
振幅設定回路７０は、２分配したそれぞれのＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θに応じて設定し、２分配したそれぞれのＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θに応じて設定する。
図１３に示す位相可変逓倍器では、振幅設定回路７０から出力される４つの信号の全てを設定後信号と称する。

制御回路７１の内部メモリは、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θを記憶している。
図１３に示す位相可変逓倍器１では、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θが、制御回路７１の内部メモリに記憶されている。しかし、これは一例に過ぎず、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の移相量θが、外部から制御回路７１に与えられるものであってもよい。
制御回路７１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正接ｔａｎθになるように、第１の可変利得増幅器７２を制御する制御信号Ｃ_７を第１の可変利得増幅器７２に出力する。
制御回路７１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器７３を制御する制御信号Ｃ_８を第２の可変利得増幅器７３に出力する。
制御回路７１は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、第３の可変利得増幅器７４を制御する制御信号Ｃ_９を第３の可変利得増幅器７４に出力する。
制御回路７１は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθになるように、第４の可変利得増幅器７５を制御する制御信号Ｃ_１０を第４の可変利得増幅器７５に出力する。

第１の可変利得増幅器７２は、制御回路７１から出力された制御信号Ｃ_７に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正接ｔａｎθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第１の可変利得増幅器７２は、振幅を設定した後の一方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）を第１のミキサ７６に出力する。
第２の可変利得増幅器７３は、制御回路７１から出力された制御信号Ｃ_８に従って、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第２の可変利得増幅器７３は、振幅を設定した後の他方のＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）を第２のミキサ７７に出力する。

第３の可変利得増幅器７４は、制御回路７１から出力された制御信号Ｃ_９に従って、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第３の可変利得増幅器７４は、振幅を設定した後の一方のＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω_０ｔ）を第１のミキサ７６に出力する。
第４の可変利得増幅器７５は、制御回路７１から出力された制御信号Ｃ_１０に従って、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθになるように、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第４の可変利得増幅器７５は、振幅を設定した後の他方のＱ信号（１／ｔａｎθ）ｃｏｓ（ω_０ｔ）を第２のミキサ７７に出力する。

第１のミキサ７６は、第１の可変利得増幅器７２により振幅が設定された一方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）と、第３の可変利得増幅器７４により振幅が設定された一方のＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第１のミキサ７６は、生成した第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器７８に出力する。

第２のミキサ７７は、第２の可変利得増幅器７３により振幅が設定された他方のＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）と、第４の可変利得増幅器７５により振幅が設定された他方のＱ信号（１／ｔａｎθ）ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算することで、第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を生成する。
第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｓｉｎθと第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｃｏｓθとの比ｓｉｎθ／ｃｏｓθは、移相量θの正接ｔａｎθである。
第２のミキサ７７は、生成した第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器７８に出力する。

９０度合成器７８は、第１のミキサ７６により生成された第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）と第２のミキサ７７により生成された第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する。
９０度合成器７８は、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。
合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）の周波数は、２ｆ_０であり、合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）と、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）との位相差は、θである。

次に、図１３に示す位相可変逓倍器１の動作について説明する。
９０度分配器１２は、実施の形態１と同様に、入力端子１１から入力された周波数ｆ_０の入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）をＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）に分配する。
９０度分配器１２は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）及びＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のそれぞれを振幅設定回路７０に出力する。

振幅設定回路７０は、９０度分配器１２からＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を２分配する。
振幅設定回路７０は、２分配した２つのＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）のうち、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を第１の可変利得増幅器７２に出力し、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）を第２の可変利得増幅器７３に出力する。
振幅設定回路７０は、９０度分配器１２からＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を２分配する。
振幅設定回路７０は、２分配した２つのＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）のうち、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を第３の可変利得増幅器７４に出力し、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）を第４の可変利得増幅器７５に出力する。

制御回路７１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正接ｔａｎθになるように、第１の可変利得増幅器７２を制御する制御信号Ｃ_７を第１の可変利得増幅器７２に出力する。
第１の可変利得増幅器７２は、制御回路７１から制御信号Ｃ_７を受けると、制御信号Ｃ_７に従って、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正接ｔａｎθになるように、一方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第１の可変利得増幅器７２は、振幅を設定した後の一方のＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）を第１のミキサ７６に出力する。

制御回路７１は、Ｉ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が正弦ｓｉｎθになるように、第２の可変利得増幅器７３を制御する制御信号Ｃ_８を第２の可変利得増幅器７３に出力する。
第２の可変利得増幅器７３は、制御回路７１から制御信号Ｃ_８を受けると、制御信号Ｃ_８に従って、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅が、移相量θの正弦ｓｉｎθになるように、他方のＩ信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第２の可変利得増幅器７３は、振幅を設定した後の他方のＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）を第２のミキサ７７に出力する。

制御回路７１は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、第３の可変利得増幅器７４を制御する制御信号Ｃ_９を第３の可変利得増幅器７４に出力する。
第３の可変利得増幅器７４は、制御回路７１から制御信号Ｃ_９を受けると、制御信号Ｃ_９に従って、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの余弦ｃｏｓθになるように、一方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第３の可変利得増幅器７４は、振幅を設定した後の一方のＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω_０ｔ）を第１のミキサ７６に出力する。

制御回路７１は、Ｑ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθになるように、第４の可変利得増幅器７５を制御する制御信号Ｃ_１０を第４の可変利得増幅器７５に出力する。
第４の可変利得増幅器７５は、制御回路７１から制御信号Ｃ_１０を受けると、制御信号Ｃ_１０に従って、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅が移相量θの正接の逆数１／ｔａｎθになるように、他方のＱ信号ｃｏｓ（ω_０ｔ）の振幅を設定する。
第４の可変利得増幅器７５は、振幅を設定した後の他方のＱ信号（１／ｔａｎθ）ｃｏｓ（ω_０ｔ）を第２のミキサ７７に出力する。

第１のミキサ７６は、第１の可変利得増幅器７２からＩ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）を受け、第３の可変利得増幅器７４からＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算する。
第１のミキサ７６によって、Ｉ信号ｔａｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号ｃｏｓθｃｏｓ（ω_０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）が生成される。
第１のミキサ７６は、生成した第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器７８に出力する。

第２のミキサ７７は、第２の可変利得増幅器７３からＩ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）を受け、第４の可変利得増幅器７５からＱ信号（１／ｔａｎθ）ｃｏｓ（ω_０ｔ）を受けると、Ｉ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号（１／ｔａｎθ）ｃｏｓ（ω_０ｔ）とを乗算する。
第２のミキサ７７によって、Ｉ信号ｓｉｎθｓｉｎ（ω_０ｔ）とＱ信号（１／ｔａｎθ）ｃｏｓ（ω_０ｔ）とが乗算されることで、入力信号ｓｉｎ（ω_０ｔ）の周波数ｆ_０の２倍の周波数２ｆ_０を有する第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）が生成される。
第２のミキサ７７は、生成した第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）を９０度合成器７８に出力する。
第１のミキサ７６により生成された第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｓｉｎθと、第２のミキサ７７により生成された第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）の振幅ｃｏｓθとの比ｓｉｎθ／ｃｏｓθは、移相量θの正接ｔａｎθである。

９０度合成器７８は、第１のミキサ７６により生成された第１の信号ｓｉｎθｓｉｎ（２ω_０ｔ）と第２のミキサ７７により生成された第２の信号ｃｏｓθｓｉｎ（２ω_０ｔ）との間に９０度の位相差を付加する。
９０度合成器７８は、図２に示す９０度合成器１９と同様に、９０度の位相差を付加した後の、第１の信号と第２の信号とを合成し、第１の信号と第２の信号との合成信号ｓｉｎ（２ω_０ｔ＋θ）を出力端子２０に出力する。

以上より、図１３に示す位相可変逓倍器１は、図１に示す位相可変逓倍器１と同様に、移相分解能の劣化を招くことなく、入力信号の周波数の２逓倍と、入力信号の移相とを行うことができる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

この発明は、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号と、入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と第２の信号とを合成する位相可変逓倍器及びアンテナ装置に適している。

１ 位相可変逓倍器、１−１〜１−Ｎ 位相可変逓倍器、２ フェーズドアレイアンテナ、２−１〜２−Ｎ アンテナ素子、１１ 入力端子、１２ ９０度分配器、１３ 振幅設定回路、１４ 制御回路、１５ 第１の可変利得増幅器、１６ 第２の可変利得増幅器、１７ 第１のミキサ、１８ 第２のミキサ、１９ ９０度合成器、２０ 出力端子、３１ 第１の信号、３２ 第１の信号と９０度の位相差が付加された後の第２の信号、３３ 合成信号、４０ 振幅設定回路、４１ 制御回路、４２ 第２の可変利得増幅器、４３ 第２のミキサ、５０ 振幅設定回路、５１ 制御回路、５２ 可変利得増幅器、５３ 第１のミキサ、５４ 第２のミキサ、５５ ９０度合成器、６０ 振幅設定回路、６１ 制御回路、６２ 第１の可変利得増幅器、６３ 第２の可変利得増幅器、６４ 第１のミキサ、７０ 振幅設定回路、７１ 制御回路、７２ 第１の可変利得増幅器、７３ 第２の可変利得増幅器、７４ 第３の可変利得増幅器、７５ 第４の可変利得増幅器、７６ 第１のミキサ、７７ 第２のミキサ、７８ ９０度合成器。

Claims (13)

1. 入力信号を同相信号と直交信号に分配する９０度分配器と、
   前記同相信号及び前記直交信号のそれぞれを２分配し、２分配した２つの同相信号と、２分配した２つの直交信号との４つの信号のうち、１つ以上の信号の振幅を前記入力信号の移相量に応じて設定し、前記振幅を設定した１つ以上の信号を含む前記４つの信号を設定後信号として出力する振幅設定回路と、
   前記設定後信号に含まれている２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記設定後信号に含まれている２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号を生成する第１のミキサと、
   前記設定後信号に含まれている２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記設定後信号に含まれている２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号との振幅の比が、前記移相量の正接又は正接の逆数であり、かつ、前記２倍の周波数を有する第２の信号を生成する第２のミキサと、
   前記第１の信号と前記第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、前記第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と前記第２の信号とを合成する９０度合成器と
   を備えた位相可変逓倍器。
2. 前記振幅設定回路は、
   前記２分配した２つの同相信号のうちの一方の同相信号の振幅が、前記移相量の余弦になるように、前記一方の同相信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
   前記２分配した２つの直交信号のうちの他方の直交信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記他方の直交信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器とを備え、
   前記第１のミキサは、
   前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
   前記第２のミキサは、
   前記振幅設定回路により２分配された同相信号のうちの他方の同相信号と、前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
3. 前記振幅設定回路は、
   前記２分配した２つの同相信号のうちの他方の同相信号の振幅が、前記移相量の余弦になるように、前記他方の同相信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
   前記２分配した２つの直交信号のうちの一方の直交信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記一方の直交信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器とを備え、
   前記第１のミキサは、
   前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された前記一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
   前記第２のミキサは、
   前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された前記他方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
4. 前記振幅設定回路は、
   前記２分配した２つの同相信号のうちの一方の同相信号の振幅が、前記移相量の余弦になるように、前記一方の同相信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
   前記２分配した２つの同相信号のうちの他方の同相信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記他方の同相信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器とを備え、
   前記第１のミキサは、
   前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
   前記第２のミキサは、
   前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
5. 前記振幅設定回路は、
   前記２分配した２つの直交信号のうちの一方の直交信号の振幅が、前記移相量の余弦になるように、前記一方の直交信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
   前記２分配した２つの直交信号のうちの他方の直交信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記他方の直交信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器とを備え、
   前記第１のミキサは、
   前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
   前記第２のミキサは、
   前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の直交信号とを乗算することで前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
6. 前記振幅設定回路は、
   前記２分配した２つの同相信号のうちの一方の同相信号の振幅が、前記移相量の正接になるように、前記一方の同相信号の振幅を設定する可変利得増幅器を備え、
   前記第１のミキサは、
   前記可変利得増幅器により振幅が設定された一方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
   前記第２のミキサは、
   前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
7. 前記振幅設定回路は、
   前記２分配した２つの同相信号のうちの他方の同相信号の振幅が、前記移相量の正接になるように、前記他方の同相信号の振幅を設定する可変利得増幅器を備え、
   前記第１のミキサは、
   前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
   前記第２のミキサは、
   前記可変利得増幅器により振幅が設定された前記他方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
8. 前記振幅設定回路は、
   前記２分配した２つの直交信号のうちの一方の直交信号の振幅が、前記移相量の正接になるように、前記一方の直交信号の振幅を設定する可変利得増幅器を備え、
   前記第１のミキサは、
   前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記可変利得増幅器により振幅が設定された一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
   前記第２のミキサは、
   前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
9. 前記振幅設定回路は、
   前記２分配した２つの直交信号のうちの他方の直交信号の振幅が、前記移相量の正接になるように、前記他方の直交信号の振幅を設定する可変利得増幅器を備え、
   前記第１のミキサは、
   前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
   前記第２のミキサは、
   前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記可変利得増幅器により振幅が設定された他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
10. 前記振幅設定回路は、
    前記２分配した２つの同相信号のうちの一方の同相信号の振幅が、前記移相量の余弦の逆数になるように、前記一方の同相信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
    前記２分配した２つの直交信号のうちの一方の直交信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記一方の直交信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器とを備え、
    前記第１のミキサは、
    前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の同相信号と、前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    前記第２のミキサは、
    前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
11. 前記振幅設定回路は、
    前記２分配した２つの同相信号のうちの他方の同相信号の振幅が、前記移相量の余弦の逆数になるように、前記他方の同相信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
    前記２分配した２つの直交信号のうちの他方の直交信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記他方の直交信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器とを備え、
    前記第１のミキサは、
    前記振幅設定回路により２分配された２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記振幅設定回路により２分配された２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    前記第２のミキサは、
    前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の同相信号と、前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
12. 前記振幅設定回路は、
    前記２分配した２つの同相信号のうちの一方の同相信号の振幅が、前記移相量の正接になるように、前記一方の同相信号の振幅を設定する第１の可変利得増幅器と、
    前記２分配した２つの同相信号のうちの他方の同相信号の振幅が、前記移相量の正弦になるように、前記他方の同相信号の振幅を設定する第２の可変利得増幅器と、
    前記２分配した２つの直交信号のうちの一方の直交信号の振幅が、前記移相量の余弦になるように、前記一方の直交信号の振幅を設定する第３の可変利得増幅器と、
    前記２分配した２つの直交信号のうちの他方の直交信号の振幅が、前記移相量の正接の逆数になるように、前記他方の直交信号の振幅を設定する第４の可変利得増幅器とを備え、
    前記第１のミキサは、
    前記第１の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の同相信号と、前記第３の可変利得増幅器により振幅が設定された一方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号を生成し、
    前記第２のミキサは、
    前記第２の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の同相信号と、前記第４の可変利得増幅器により振幅が設定された他方の直交信号とを乗算することで、前記第２の信号を生成することを特徴とする請求項１記載の位相可変逓倍器。
13. 入力信号の位相を移相する複数の位相可変逓倍器と、
    前記複数の位相可変逓倍器により位相が移相されたそれぞれの入力信号を送信する複数のアンテナ素子を有するフェーズドアレイアンテナとを備えたアンテナ装置であり、
    前記複数の位相可変逓倍器のそれぞれは、
    前記入力信号を同相信号と直交信号に分配する９０度分配器と、
    前記同相信号及び前記直交信号のそれぞれを２分配し、２分配した２つの同相信号と、２分配した２つの直交信号との４つの信号のうち、１つ以上の信号の振幅を前記入力信号の移相量に応じて設定し、前記振幅を設定した１つ以上の信号を含む前記４つの信号を設定後信号として出力する振幅設定回路と、
    前記設定後信号に含まれている２つの同相信号のうちの一方の同相信号と、前記設定後信号に含まれている２つの直交信号のうちの一方の直交信号とを乗算することで、前記入力信号の周波数の２倍の周波数を有する第１の信号を生成する第１のミキサと、
    前記設定後信号に含まれている２つの同相信号のうちの他方の同相信号と、前記設定後信号に含まれている２つの直交信号のうちの他方の直交信号とを乗算することで、前記第１の信号との振幅の比が、前記移相量の正接又は正接の逆数であり、かつ、前記２倍の周波数を有する第２の信号を生成する第２のミキサと、
    前記第１の信号と前記第２の信号との間に９０度の位相差を付加し、前記第２の信号との間に９０度の位相差がある第１の信号と前記第２の信号とを合成する９０度合成器と
    を備えていることを特徴とするアンテナ装置。

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