JP3372198B2 - 周波数逓倍器 - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
-
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- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は周波数逓倍器に関
し、特に周波数変換回路の前段に移相器を備えた周波数
逓倍器に関する。
し、特に周波数変換回路の前段に移相器を備えた周波数
逓倍器に関する。
【0002】
【従来の技術】近年、携帯電話器に代表される移動通信
機器の開発が盛んに行なわれている。これらの通信機器
は、例えば人間が所持したり、自動車などに搭載される
ため、小型、軽量化が要求される。このため、これら機
器を構成する部品は従来のハイブリッド化された部品か
ら、小型、軽量化に向くモノリシックIC化が必須とな
ってきた。さらに、携帯電話などはバッテリー駆動が必
須であるため、ICは低電圧、低消費電力で動作するこ
とが要求される。
機器の開発が盛んに行なわれている。これらの通信機器
は、例えば人間が所持したり、自動車などに搭載される
ため、小型、軽量化が要求される。このため、これら機
器を構成する部品は従来のハイブリッド化された部品か
ら、小型、軽量化に向くモノリシックIC化が必須とな
ってきた。さらに、携帯電話などはバッテリー駆動が必
須であるため、ICは低電圧、低消費電力で動作するこ
とが要求される。
【0003】このような移動通信機器の無線部は、伝送
したい信号であるベースバンド信号と、アンテナから放
射またはアンテナで受信するRF信号との間の周波数変
換を行う機能をもつ。一般には、ベースバンド信号とR
F信号間の周波数変換は、中間周波数段を介して行う。
この方式は、例えばスーパーヘテロダイン方式に代表さ
れる。このスーパーヘテロダイン方式では、RF信号と
異なる周波数のローカル信号が用いられるため、RF信
号がローカル信号に対して干渉を起こしにくく、これに
より良好な特性が得られる。その他、中間周波数段にフ
ィルタ等を用いることで、良好なスプリアス特性が得ら
れるなどの利点もあり、市販の無線機にはこの方式がよ
く採用される。
したい信号であるベースバンド信号と、アンテナから放
射またはアンテナで受信するRF信号との間の周波数変
換を行う機能をもつ。一般には、ベースバンド信号とR
F信号間の周波数変換は、中間周波数段を介して行う。
この方式は、例えばスーパーヘテロダイン方式に代表さ
れる。このスーパーヘテロダイン方式では、RF信号と
異なる周波数のローカル信号が用いられるため、RF信
号がローカル信号に対して干渉を起こしにくく、これに
より良好な特性が得られる。その他、中間周波数段にフ
ィルタ等を用いることで、良好なスプリアス特性が得ら
れるなどの利点もあり、市販の無線機にはこの方式がよ
く採用される。
【0004】一方、中間周波数段を用いることなく、ベ
ースバンド信号とRF信号間を一回で周波数変換を行う
という直接変換方式も知られているが、この直接変換方
式はスーパーヘテロダイン方式よりも、性能が劣化する
要因が多い。しかしながら、中間周波数段を必要としな
いため、部品点数が少なくて済み、低価格化できるとい
う利点をもつ。このため、この直接変換方式の研究開発
が盛んに行われるようになり、直接変換方式もようやく
実用化されるようになってきた。
ースバンド信号とRF信号間を一回で周波数変換を行う
という直接変換方式も知られているが、この直接変換方
式はスーパーヘテロダイン方式よりも、性能が劣化する
要因が多い。しかしながら、中間周波数段を必要としな
いため、部品点数が少なくて済み、低価格化できるとい
う利点をもつ。このため、この直接変換方式の研究開発
が盛んに行われるようになり、直接変換方式もようやく
実用化されるようになってきた。
【0005】ところで、直接変換方式においては、RF
信号がローカル信号に干渉することが実用化の妨げの大
きな要因の1つになっていた。これは、RF信号とロー
カル信号とが同一周波数であるためである。これを避け
るため、ローカル信号の発振周波数をRF信号の周波数
の半分とし、そのローカル信号の周波数を逓倍器を介し
て2逓倍したものを用いて、ベースバンド信号とRF信
号との間の周波数変換を行う方式が考えられている。こ
の場合の無線部の構成を図11に示す。
信号がローカル信号に干渉することが実用化の妨げの大
きな要因の1つになっていた。これは、RF信号とロー
カル信号とが同一周波数であるためである。これを避け
るため、ローカル信号の発振周波数をRF信号の周波数
の半分とし、そのローカル信号の周波数を逓倍器を介し
て2逓倍したものを用いて、ベースバンド信号とRF信
号との間の周波数変換を行う方式が考えられている。こ
の場合の無線部の構成を図11に示す。
【0006】図11に示されているように、この無線部
には、送信系回路部(TX)と受信系回路部(RX)と
が設けられており、これらは送受信切り替えスイッチ
(SW)16を介してアンテナに接続されている。送信
系回路部(TX)は、D/Aコンバータ11と、ローパ
スフィルタ(LPF)12と、混合器(MIX)として
機能する乗算器13と、送信電力増幅器(PA)14
と、バンドパスフィルタ(BPF)15とから構成され
ており、また受信系回路部(RX)は、低雑音増幅器
(LNA)17と、バンドパスフィルタ(BPF)18
と、混合器(MIX)として機能する乗算器19と、ロ
ーパスフィルタ(LPF)20と、A/Dコンバータ
(A/D)21とから構成されている。
には、送信系回路部(TX)と受信系回路部(RX)と
が設けられており、これらは送受信切り替えスイッチ
(SW)16を介してアンテナに接続されている。送信
系回路部(TX)は、D/Aコンバータ11と、ローパ
スフィルタ(LPF)12と、混合器(MIX)として
機能する乗算器13と、送信電力増幅器(PA)14
と、バンドパスフィルタ(BPF)15とから構成され
ており、また受信系回路部(RX)は、低雑音増幅器
(LNA)17と、バンドパスフィルタ(BPF)18
と、混合器(MIX)として機能する乗算器19と、ロ
ーパスフィルタ(LPF)20と、A/Dコンバータ
(A/D)21とから構成されている。
【0007】局部発振器(LO)22から発生されるロ
ーカル信号は、周波数逓倍器として機能する乗算器23
によってその周波数が2逓倍された後、乗算器13,1
9それぞれに入力される。乗算器13,19では、周波
数が2逓倍されたローカル信号を用いることにより、直
接変換方式にてRF信号とベースバンド信号(Iチャネ
ル:In phase channel、およびQチャ
ネル:Quadrature phase chann
el)との間の周波数変換が行われる。
ーカル信号は、周波数逓倍器として機能する乗算器23
によってその周波数が2逓倍された後、乗算器13,1
9それぞれに入力される。乗算器13,19では、周波
数が2逓倍されたローカル信号を用いることにより、直
接変換方式にてRF信号とベースバンド信号(Iチャネ
ル:In phase channel、およびQチャ
ネル:Quadrature phase chann
el)との間の周波数変換が行われる。
【0008】ところで、一般に周波数変換を行う乗算器
の前段には、バッファ回路を含む増幅器が必要となる。
これは、乗算器に要求される入力振幅までローカル信号
を増幅するために用いられるものである。例えば、周波
数逓倍器においては、その乗算器23に入力される振幅
が大きい場合は、増幅器は必要としないが、この場合
は、ローカル信号発生器22側に増幅器が設けられてい
ることになる。したがって、以下、周波数変換を行う乗
算器23の入力段に増幅器を用いる場合を想定して、周
波数逓倍器の構成を説明する。
の前段には、バッファ回路を含む増幅器が必要となる。
これは、乗算器に要求される入力振幅までローカル信号
を増幅するために用いられるものである。例えば、周波
数逓倍器においては、その乗算器23に入力される振幅
が大きい場合は、増幅器は必要としないが、この場合
は、ローカル信号発生器22側に増幅器が設けられてい
ることになる。したがって、以下、周波数変換を行う乗
算器23の入力段に増幅器を用いる場合を想定して、周
波数逓倍器の構成を説明する。
【0009】図12に正弦波を一波用いた場合の周波数
逓倍器の構成を、図13にはその波形を示す。この逓倍
器においては、入力端子(RFin)に入力される周波数
fc/2のローカル信号は、リニアアンプ(LNA)3
1によって増幅された後、それが乗算器(MIX)32
の入力(IN1,IN2)にそれぞれ入力される。そし
て乗算器(MIX)32からは周波数fcの出力信号
(OUT)が出力される。ローカル信号の角周波数をω
c/2とすると、この逓倍器における乗算器(MIX)
32の動作は、以下の式で表される。ただし、φはIN
1とIN2に入力される信号の位相差を表す。
逓倍器の構成を、図13にはその波形を示す。この逓倍
器においては、入力端子(RFin)に入力される周波数
fc/2のローカル信号は、リニアアンプ(LNA)3
1によって増幅された後、それが乗算器(MIX)32
の入力(IN1,IN2)にそれぞれ入力される。そし
て乗算器(MIX)32からは周波数fcの出力信号
(OUT)が出力される。ローカル信号の角周波数をω
c/2とすると、この逓倍器における乗算器(MIX)
32の動作は、以下の式で表される。ただし、φはIN
1とIN2に入力される信号の位相差を表す。
【0010】
sin(ωct/2)・sin(ωct/2 +φ)
=1/2 ・{cosφ−cos(ωct−φ)} …(1)
位相差φにより直流成分1/2cos(φ)が変化する
ものの、逓倍信号1/2 ・cos(ωct−φ)の振
幅は一定である。したがって、入力信号が単一周波数の
正弦波である場合は、良好な逓倍が行える。しかしなが
ら、入力信号の線形性を保つためには、入力段増幅器と
して図示のように低雑音のリニアアンプ31を設けるこ
とが必要となる。リニアアンプは一般にその消費電力が
大きいので、リニアアンプを必要とする回路構成を採用
することは電力消費の増大を引き起こすことになる。
ものの、逓倍信号1/2 ・cos(ωct−φ)の振
幅は一定である。したがって、入力信号が単一周波数の
正弦波である場合は、良好な逓倍が行える。しかしなが
ら、入力信号の線形性を保つためには、入力段増幅器と
して図示のように低雑音のリニアアンプ31を設けるこ
とが必要となる。リニアアンプは一般にその消費電力が
大きいので、リニアアンプを必要とする回路構成を採用
することは電力消費の増大を引き起こすことになる。
【0011】低消費電力で増幅を行う場合には、一般に
増幅器の動作は非線形を伴う。非線形を伴う場合の周波
数逓倍器の回路構成および波形を図14および図15に
示す。
増幅器の動作は非線形を伴う。非線形を伴う場合の周波
数逓倍器の回路構成および波形を図14および図15に
示す。
【0012】図14においては、入力段増幅器として非
線形増幅器であるノンリニアアンプ(NLNA)41が
設けられている。図15から分るように、ノンリニアア
ンプ41の出力はその非線形性により矩形波となるた
め、乗算器32に入力される矩形波が同位相の場合に
は、乗算結果である出力信号OUTは図示のように全て
直流成分となり、所望とする逓倍波は出力されない。逓
倍波の出力を得るには、乗算器32に入力される信号I
N1,IN2を、互いに90度位相の推移した信号とす
ることが望ましい。この構成を図16、その波形を図1
7に示す。
線形増幅器であるノンリニアアンプ(NLNA)41が
設けられている。図15から分るように、ノンリニアア
ンプ41の出力はその非線形性により矩形波となるた
め、乗算器32に入力される矩形波が同位相の場合に
は、乗算結果である出力信号OUTは図示のように全て
直流成分となり、所望とする逓倍波は出力されない。逓
倍波の出力を得るには、乗算器32に入力される信号I
N1,IN2を、互いに90度位相の推移した信号とす
ることが望ましい。この構成を図16、その波形を図1
7に示す。
【0013】図16においては、ノンリニアアンプ(N
LNA)41の出力段にアナログ90度移相器(90d
eg)42が設けられている。このアナログ90度移相
器42は、RC積分器およびCR微分器から構成されて
いる。
LNA)41の出力段にアナログ90度移相器(90d
eg)42が設けられている。このアナログ90度移相
器42は、RC積分器およびCR微分器から構成されて
いる。
【0014】しかしながら、高調波を含んだ信号をこれ
らRC積分器およびCR微分器を用いたアナログ90度
移相器42に入力すると、精度よく90度移相を行うこ
とができないことがある。これを、以下に説明する。
らRC積分器およびCR微分器を用いたアナログ90度
移相器42に入力すると、精度よく90度移相を行うこ
とができないことがある。これを、以下に説明する。
【0015】図18に電圧駆動型のアナログ移相器42
を含む逓倍器の構成を示す。図18においては、RC積
分器とCR微分器とによって移相器42が構成されてお
り、この移相器42は、トランジスタTr1と電流源I
oとの直列接続から構成されるエミッタフォロワを出力
バッファ段とするノンリニアアンプ41によって電圧駆
動される。尚、乗算器32としては所定の電圧レベルを
基準として、その基準レベルに対する入力電圧レベルの
高低でスイッチがオン、オフする乗算器が用いられる。
例えば、ギルバート乗算器はその一例である。
を含む逓倍器の構成を示す。図18においては、RC積
分器とCR微分器とによって移相器42が構成されてお
り、この移相器42は、トランジスタTr1と電流源I
oとの直列接続から構成されるエミッタフォロワを出力
バッファ段とするノンリニアアンプ41によって電圧駆
動される。尚、乗算器32としては所定の電圧レベルを
基準として、その基準レベルに対する入力電圧レベルの
高低でスイッチがオン、オフする乗算器が用いられる。
例えば、ギルバート乗算器はその一例である。
【0016】移相器42の駆動回路部を等価回路に置き
換えた図を図19に示す。以下、図19の回路を参照し
て、精度よく移相が行えない理由を説明する。入力信号
をVs(ω)とし、微分器、積分器の抵抗およびキャパ
シタの定数をそれぞれRおよびCとする。RCおよびC
Rの直列回路に流れる電流Iは以下で表される。
換えた図を図19に示す。以下、図19の回路を参照し
て、精度よく移相が行えない理由を説明する。入力信号
をVs(ω)とし、微分器、積分器の抵抗およびキャパ
シタの定数をそれぞれRおよびCとする。RCおよびC
Rの直列回路に流れる電流Iは以下で表される。
【0017】
I(ω)=1/4 ・ Vs(ω)/(2Rs+R+ 1/jωC)…(2)
一般に、増幅回路ではその入力信号と出力信号との間に
遅延が生じるが、高調波を含んだ信号を歪み無く増幅回
路で増幅して出力するためには、高調波信号それぞれに
ついて、その周波数に比例して位相遅延量が増加され、
且つ出力の各周波数の振幅比は入力の各周波数の振幅比
と等しいことが必要となる。高調波を含んだ信号の無歪
み伝送の様子を図20に示す。
遅延が生じるが、高調波を含んだ信号を歪み無く増幅回
路で増幅して出力するためには、高調波信号それぞれに
ついて、その周波数に比例して位相遅延量が増加され、
且つ出力の各周波数の振幅比は入力の各周波数の振幅比
と等しいことが必要となる。高調波を含んだ信号の無歪
み伝送の様子を図20に示す。
【0018】図20では、簡単のために、角周波数ωc
および2ωcの2つの周波数成分を含む入力信号を想定
している。この入力信号の波形を図20(a)に示す。
この入力信号波形を歪み無く伝送した場合の出力信号波
形は図20(b)のようになる。図20(b)から分か
るように、角周波数ωcおよび2ωcの2つの周波数成分
とも、その遅延時間は同一である。この場合、角周波数
2ωcの信号については、角周波数ωcの位相推移量(こ
こでは、π/2)の2倍(ここでは、π)だけ位相が推
移させることが必要となる。また、各周波数の振幅比は
入力と出力とで共に等しいことが必要となる。
および2ωcの2つの周波数成分を含む入力信号を想定
している。この入力信号の波形を図20(a)に示す。
この入力信号波形を歪み無く伝送した場合の出力信号波
形は図20(b)のようになる。図20(b)から分か
るように、角周波数ωcおよび2ωcの2つの周波数成分
とも、その遅延時間は同一である。この場合、角周波数
2ωcの信号については、角周波数ωcの位相推移量(こ
こでは、π/2)の2倍(ここでは、π)だけ位相が推
移させることが必要となる。また、各周波数の振幅比は
入力と出力とで共に等しいことが必要となる。
【0019】よって、移相器42に入力信号Vs(ω)
の矩形波形を電流信号I(ω)によって伝送するために
は、移相器42の駆動回路は、前述したように、周波数
に比例して位相遅延量が増加され、且つ出力の振幅比が
入力と等しい伝達特性を持つことが要求される。
の矩形波形を電流信号I(ω)によって伝送するために
は、移相器42の駆動回路は、前述したように、周波数
に比例して位相遅延量が増加され、且つ出力の振幅比が
入力と等しい伝達特性を持つことが要求される。
【0020】しかし、(2)式から分かるように、入力
電流I(ω)は入力電圧Vs(ω)に対して、周波数に
比例して位相遷移が増加しないばかりか、(角周波数)
ωc,3ωc,5ωc,…の振幅比も変化するため、入力
電圧Vs(ω)はそのまま入力電流I(ω)の波形とは
ならない。これは、駆動回路の内部抵抗Rsが移相器の
インピーダンスに比べ小さいほど顕著となる。一般に、
エミッタフォロワの内部抵抗Rsは10オーム以下であ
るので、移相器42のインピーダンスよりも小さくなっ
てしまう。
電流I(ω)は入力電圧Vs(ω)に対して、周波数に
比例して位相遷移が増加しないばかりか、(角周波数)
ωc,3ωc,5ωc,…の振幅比も変化するため、入力
電圧Vs(ω)はそのまま入力電流I(ω)の波形とは
ならない。これは、駆動回路の内部抵抗Rsが移相器の
インピーダンスに比べ小さいほど顕著となる。一般に、
エミッタフォロワの内部抵抗Rsは10オーム以下であ
るので、移相器42のインピーダンスよりも小さくなっ
てしまう。
【0021】一方、CR−RCのアナログ移相器42が
精度よく移相できる高調波を含む電流波形としては、以
下の矩形波があげられる。 I(t)=sin ωct + (1/3)Asin 3wct +(1/5)sin 5wct + … …(3) 一般に増幅器の出力は回路の非線形性により矩形波とな
るため、式(3)を満たす電圧波形となる。しかしなが
ら、電圧入力Vs(ω)が矩形波で入力されても、電流
は式(2)の伝達関数により矩形波とならないため、一
般に90度移相の精度が劣化する。この結果、所望の2
逓倍波の出力が低減してしまう。
精度よく移相できる高調波を含む電流波形としては、以
下の矩形波があげられる。 I(t)=sin ωct + (1/3)Asin 3wct +(1/5)sin 5wct + … …(3) 一般に増幅器の出力は回路の非線形性により矩形波とな
るため、式(3)を満たす電圧波形となる。しかしなが
ら、電圧入力Vs(ω)が矩形波で入力されても、電流
は式(2)の伝達関数により矩形波とならないため、一
般に90度移相の精度が劣化する。この結果、所望の2
逓倍波の出力が低減してしまう。
【0022】また、式(2)から、駆動回路の内部抵抗
Rsを大きくとると、入力波形が保持できることがわか
る。これは、位相シフトを示す虚部項1/(jwC)が
実部項の(2Rs+R)に比べ小さくなるためである。
しかしながら、従来の回路では、抵抗Rsを大きくする
と移相器42に流れる電流Iが小さくなってしまうた
め、移相器42に流れる電流Iをある一定の値にするた
めには、入力電圧Vs(ω)を大きくすることが必要と
される。この事は、回路の低消費電力化を妨げる大きな
要因となる。また、この事は、見方を変えれば、移相精
度を保つことで、回路の消費電流を低減できることを意
味する。
Rsを大きくとると、入力波形が保持できることがわか
る。これは、位相シフトを示す虚部項1/(jwC)が
実部項の(2Rs+R)に比べ小さくなるためである。
しかしながら、従来の回路では、抵抗Rsを大きくする
と移相器42に流れる電流Iが小さくなってしまうた
め、移相器42に流れる電流Iをある一定の値にするた
めには、入力電圧Vs(ω)を大きくすることが必要と
される。この事は、回路の低消費電力化を妨げる大きな
要因となる。また、この事は、見方を変えれば、移相精
度を保つことで、回路の消費電流を低減できることを意
味する。
【0023】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、乗算器
の前段に移相器を設けた従来の周波数逓倍器において
は、移相器に入力される電流波形が矩形波とならず、こ
れにより移相精度が劣化するという欠点があった。ま
た、移相器を駆動する駆動回路の内部抵抗を大きくする
ことにより入力電流波形を矩形波に近づけることはでき
るが、このようにすると、今度は、消費電力が増大され
るという欠点があった。
の前段に移相器を設けた従来の周波数逓倍器において
は、移相器に入力される電流波形が矩形波とならず、こ
れにより移相精度が劣化するという欠点があった。ま
た、移相器を駆動する駆動回路の内部抵抗を大きくする
ことにより入力電流波形を矩形波に近づけることはでき
るが、このようにすると、今度は、消費電力が増大され
るという欠点があった。
【0024】本発明は上述の事情に鑑みてなされたもの
であり、消費電力を増加させることなく移相器に矩形波
の入力電流波形を入力できるようにし、低消費電電力で
且つ移相精度の高い周波数逓倍器を提供することを目的
とする。
であり、消費電力を増加させることなく移相器に矩形波
の入力電流波形を入力できるようにし、低消費電電力で
且つ移相精度の高い周波数逓倍器を提供することを目的
とする。
【0025】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述の課題を
解決するために、抵抗素子と容量素子との直列回路をそ
れぞれ含む微分器および積分器から構成される移相器
と、この移相器からの出力信号を用いて周波数変換を行
う周波数変換回路とを備えた周波数逓倍器において、入
力電圧信号に応じた矩形波の電流信号で前記移相器を電
流駆動するようにしたものである。
解決するために、抵抗素子と容量素子との直列回路をそ
れぞれ含む微分器および積分器から構成される移相器
と、この移相器からの出力信号を用いて周波数変換を行
う周波数変換回路とを備えた周波数逓倍器において、入
力電圧信号に応じた矩形波の電流信号で前記移相器を電
流駆動するようにしたものである。
【0026】すなわち、本周波数逓倍器は、周波数変換
回路の前段に用いられている移相器を、高い内部インピ
ーダンスを有する非線形増幅器からなる電流駆動回路で
電流駆動する構成である。これにより、駆動回路の電流
信号と移相器の入力電流との比率を1に近づけることが
可能となる。よって、通常のように非線形の増幅器にて
駆動回路を構成した場合には、その増幅器からの出力電
流によって移相器を駆動することにより、その増幅器か
らの矩形波系の出力電流信号を移相器に入力することが
可能となる。従って、消費電力を増加させることなく移
相器に矩形波の入力電流波形を入力できるようになり、
低消費電電力で且つ高精度の位相シフト動作を行うこと
が可能となる。本周波数逓倍器を直接変換方式を用いた
無線回路に適用することで、無線回路の部品点数の低減
およびその低消費電力化を図ることができる。
回路の前段に用いられている移相器を、高い内部インピ
ーダンスを有する非線形増幅器からなる電流駆動回路で
電流駆動する構成である。これにより、駆動回路の電流
信号と移相器の入力電流との比率を1に近づけることが
可能となる。よって、通常のように非線形の増幅器にて
駆動回路を構成した場合には、その増幅器からの出力電
流によって移相器を駆動することにより、その増幅器か
らの矩形波系の出力電流信号を移相器に入力することが
可能となる。従って、消費電力を増加させることなく移
相器に矩形波の入力電流波形を入力できるようになり、
低消費電電力で且つ高精度の位相シフト動作を行うこと
が可能となる。本周波数逓倍器を直接変換方式を用いた
無線回路に適用することで、無線回路の部品点数の低減
およびその低消費電力化を図ることができる。
【0027】移相器を電流駆動するためには、その移相
器前段の増幅回路として、差動トランジスタ対を含む、
エミッタもしくはソース接地増幅器、あるいはベースも
しくはゲート接地増幅器を用いればよい。
器前段の増幅回路として、差動トランジスタ対を含む、
エミッタもしくはソース接地増幅器、あるいはベースも
しくはゲート接地増幅器を用いればよい。
【0028】
【発明の実施の形態】以下、図を参照して本発明の実施
形態を説明する。本発明の一実施形態に係る周波数逓倍
器の基本構成を示す回路図およびそのブロック構成図を
図1および図2に示す。この周波数逓倍器は、図11で
説明したPHS端末などの無線部においてローカル信号
の周波数(fc/2)を2逓倍するために使用されるも
のであり、この周波数逓倍器からの周波数(fc)の出
力信号を用いることにより、直接変換方式にてRF送受
信信号とベースバンド信号間の周波数変換を行うことが
可能となる。
形態を説明する。本発明の一実施形態に係る周波数逓倍
器の基本構成を示す回路図およびそのブロック構成図を
図1および図2に示す。この周波数逓倍器は、図11で
説明したPHS端末などの無線部においてローカル信号
の周波数(fc/2)を2逓倍するために使用されるも
のであり、この周波数逓倍器からの周波数(fc)の出
力信号を用いることにより、直接変換方式にてRF送受
信信号とベースバンド信号間の周波数変換を行うことが
可能となる。
【0029】図1および図2に示されているように、本
周波数逓倍器においては、周波数変換のための乗算器3
2の入力段にアナログ90度移相器42が設けられてい
る。アナログ90度移相器42は、抵抗素子Rと容量素
子Cとの直接接続から成るRC積分回路と、容量素子C
と抵抗素子Rとの直接接続から成るCR微分回路とから
構成されており、これら積分回路および微分回路の出力
はそれぞれ互いに90度電圧位相が異なる入力信号IN
1,IN2として乗算器32に入力される。
周波数逓倍器においては、周波数変換のための乗算器3
2の入力段にアナログ90度移相器42が設けられてい
る。アナログ90度移相器42は、抵抗素子Rと容量素
子Cとの直接接続から成るRC積分回路と、容量素子C
と抵抗素子Rとの直接接続から成るCR微分回路とから
構成されており、これら積分回路および微分回路の出力
はそれぞれ互いに90度電圧位相が異なる入力信号IN
1,IN2として乗算器32に入力される。
【0030】アナログ90度移相器42は、図1のよう
に電流源Isと抵抗Rsとの並列接続によって等価回路
が表される非線形アンプ(NLNA)41からの出力電
流信号によって電流駆動される。
に電流源Isと抵抗Rsとの並列接続によって等価回路
が表される非線形アンプ(NLNA)41からの出力電
流信号によって電流駆動される。
【0031】本周波数逓倍器では、抵抗Rsの値を大き
く設定することにより、内部インピーダンスの高い電流
駆動回路でアナログ90度移相器42が電流駆動される
ことが特徴である。このように、抵抗Rsを大きく設定
することで、電流信号Isに対する移相器42へ入力さ
れる電流Iの比は1に近づく。つまり、Isのほとんど
が移相器に入力されるようになる。したがって、図19
で説明した従来の電圧駆動回路のように電圧信号Vsを
大きく設定することなく、十分な入力電流Iを得ること
ができ、低消費電流を維持したまま、移相器42に矩形
波の電流信号を入力することが可能となる。
く設定することにより、内部インピーダンスの高い電流
駆動回路でアナログ90度移相器42が電流駆動される
ことが特徴である。このように、抵抗Rsを大きく設定
することで、電流信号Isに対する移相器42へ入力さ
れる電流Iの比は1に近づく。つまり、Isのほとんど
が移相器に入力されるようになる。したがって、図19
で説明した従来の電圧駆動回路のように電圧信号Vsを
大きく設定することなく、十分な入力電流Iを得ること
ができ、低消費電流を維持したまま、移相器42に矩形
波の電流信号を入力することが可能となる。
【0032】電流の分割比および移相精度を考えると、
Rs > | R + 1/jwC |
となるように回路定数を設定して電流駆動回路の内部イ
ンピーダンスの絶対値を移相器42のインピーダンス
(=R+1/jwC)の絶対値よりも大きくすることに
より、十分に周波数逓倍器の移相器としての使用が可能
となる。この場合、移相誤差は10度程度となるため、
所望の周波数成分の劣化はほぼ無視できる値となる。
ンピーダンスの絶対値を移相器42のインピーダンス
(=R+1/jwC)の絶対値よりも大きくすることに
より、十分に周波数逓倍器の移相器としての使用が可能
となる。この場合、移相誤差は10度程度となるため、
所望の周波数成分の劣化はほぼ無視できる値となる。
【0033】このように、本周波数逓倍器の構成によれ
ば、微分器および積分器から構成される移相器42を内
部インピーダンスの高い非線形アンプ(NLNA)41
によって電流駆動することにより、非線形アンプ(NL
NA)41からの電流信号を効率よく移相器42に入力
することが可能となり、消費電力を増加させることなく
移相器42に矩形波の入力電流波形を入力できるように
なる。よって、低消費電力を維持したまま高精度の位相
シフトを行うことができる。
ば、微分器および積分器から構成される移相器42を内
部インピーダンスの高い非線形アンプ(NLNA)41
によって電流駆動することにより、非線形アンプ(NL
NA)41からの電流信号を効率よく移相器42に入力
することが可能となり、消費電力を増加させることなく
移相器42に矩形波の入力電流波形を入力できるように
なる。よって、低消費電力を維持したまま高精度の位相
シフトを行うことができる。
【0034】図1および図2に示した周波数逓倍器の第
1の具体的な構成例を図3に示す。図3の回路は、エミ
ッタ接地トランジスタTr2および負荷抵抗Rsから構
成されるエミッタ接地増幅器によって移相器42を電流
駆動する例である。
1の具体的な構成例を図3に示す。図3の回路は、エミ
ッタ接地トランジスタTr2および負荷抵抗Rsから構
成されるエミッタ接地増幅器によって移相器42を電流
駆動する例である。
【0035】エミッタ接地トランジスタTr2のベース
には図11で説明した局部信号発振器22の出力電圧信
号(LO)が入力され、エミッタ接地トランジスタTr
2のコレクタ端子から電圧−電流変換された非線形の電
流信号が出力される。図示のように、積分器および微分
器それぞれのRC直列回路は、ACグランドとエミッタ
接地トランジスタTr2のコレクタ端子との間に接続さ
れているので、交流的には、負荷抵抗RsとそれらRC
直列回路は並列接続されていることになる。したがっ
て、その等価回路は図1のようになるので、エミッタ接
地トランジスタTr2のコレクタ端子から得られる電流
信号は、負荷抵抗Rsと移相器42のインピーダンスと
の比により分配されることになり、負荷抵抗Rsが大き
いほど移相器42に配分される電流が大きくなる。
には図11で説明した局部信号発振器22の出力電圧信
号(LO)が入力され、エミッタ接地トランジスタTr
2のコレクタ端子から電圧−電流変換された非線形の電
流信号が出力される。図示のように、積分器および微分
器それぞれのRC直列回路は、ACグランドとエミッタ
接地トランジスタTr2のコレクタ端子との間に接続さ
れているので、交流的には、負荷抵抗RsとそれらRC
直列回路は並列接続されていることになる。したがっ
て、その等価回路は図1のようになるので、エミッタ接
地トランジスタTr2のコレクタ端子から得られる電流
信号は、負荷抵抗Rsと移相器42のインピーダンスと
の比により分配されることになり、負荷抵抗Rsが大き
いほど移相器42に配分される電流が大きくなる。
【0036】ただし、本回路を用いる場合、所望の周波
数ωc以外にωc/2の周波数の整数倍の成分が出力さ
れるが、不要成分は逓倍器の後段に備えるフィルタ等に
より除去することができる。
数ωc以外にωc/2の周波数の整数倍の成分が出力さ
れるが、不要成分は逓倍器の後段に備えるフィルタ等に
より除去することができる。
【0037】図4には、周波数逓倍器の第2の具体的な
構成例が示されている。ここでは、図3の回路に比し、
エミッタ接地増幅器の代わりにベース接地増幅回路が用
いられている点がだけ異なり、他の点は同じである。
構成例が示されている。ここでは、図3の回路に比し、
エミッタ接地増幅器の代わりにベース接地増幅回路が用
いられている点がだけ異なり、他の点は同じである。
【0038】すなわち、図4においては、抵抗Rs、ベ
ース接地トランジスタTr20、および抵抗R1が正電
源端子Vccとグランド端子との間に直列接続されてい
る。ベース接地トランジスタTr20のベースには所定
のDCバイアス電位が入力され、またそのエミッタと抵
抗R1との接続点には、抵抗R20および容量C20を
介して局部信号発振器22の出力電圧信号(LO)が入
力される。この構成においても、ベース接地トランジス
タTr20のコレクタ端子から電圧−電流変換された非
線形の電流信号が出力され、これによって移相器42が
電流駆動される。したがって、移相器42の後段に設け
られた乗算器32では矩形波形を用いた周波数変換を精
度よく行うことができる。
ース接地トランジスタTr20、および抵抗R1が正電
源端子Vccとグランド端子との間に直列接続されてい
る。ベース接地トランジスタTr20のベースには所定
のDCバイアス電位が入力され、またそのエミッタと抵
抗R1との接続点には、抵抗R20および容量C20を
介して局部信号発振器22の出力電圧信号(LO)が入
力される。この構成においても、ベース接地トランジス
タTr20のコレクタ端子から電圧−電流変換された非
線形の電流信号が出力され、これによって移相器42が
電流駆動される。したがって、移相器42の後段に設け
られた乗算器32では矩形波形を用いた周波数変換を精
度よく行うことができる。
【0039】図5には、周波数逓倍器の第3の具体的な
構成例が示されている。ここでは、負荷抵抗Rs、ベー
ス接地トランジスタTr20、およびエミッタ接地トラ
ジスタTr1が図示のように正電源端子Vccとグラン
ド端子との間に直列接続されている。エミッタ接地トラ
ジスタTr1のベースには局部信号発振器22の出力電
圧信号(LO)が入力され、ベース接地トランジスタT
r20のコレクタ端子から電圧−電流変換された非線形
の電流信号が出力される。
構成例が示されている。ここでは、負荷抵抗Rs、ベー
ス接地トランジスタTr20、およびエミッタ接地トラ
ジスタTr1が図示のように正電源端子Vccとグラン
ド端子との間に直列接続されている。エミッタ接地トラ
ジスタTr1のベースには局部信号発振器22の出力電
圧信号(LO)が入力され、ベース接地トランジスタT
r20のコレクタ端子から電圧−電流変換された非線形
の電流信号が出力される。
【0040】この構成によれば、図4のエミッタ接地増
幅器よりも、その内部インピーダンスを十分に高く設定
することが可能となり、より良好な特性を得ることがで
きる。 以下、図3で説明したエミッタ接地増幅回路を
入力段増幅器41として用いる第1の構成例を例にとっ
て、図1および図2に示した周波数逓倍器のさらに具体
的な回路構成について説明する。
幅器よりも、その内部インピーダンスを十分に高く設定
することが可能となり、より良好な特性を得ることがで
きる。 以下、図3で説明したエミッタ接地増幅回路を
入力段増幅器41として用いる第1の構成例を例にとっ
て、図1および図2に示した周波数逓倍器のさらに具体
的な回路構成について説明する。
【0041】図6は、乗算器32を含めた周波数逓倍器
の具体例である。ここでは、乗算器32は、差動回路を
用いたSingle BalancedMixer(S
BM)で構成されている。すなわち、このSBMは、図
示のように、エミッタが共通接続された差動トランジス
タ対Tr4,Tr5と、負荷抵抗R01,R02と、差
動トランジスタ対Tr4,Tr5の共通エミッタとグラ
ンド端子との間に直列接続されたトランジスタTr3お
よび抵抗R2とから構成されている。
の具体例である。ここでは、乗算器32は、差動回路を
用いたSingle BalancedMixer(S
BM)で構成されている。すなわち、このSBMは、図
示のように、エミッタが共通接続された差動トランジス
タ対Tr4,Tr5と、負荷抵抗R01,R02と、差
動トランジスタ対Tr4,Tr5の共通エミッタとグラ
ンド端子との間に直列接続されたトランジスタTr3お
よび抵抗R2とから構成されている。
【0042】トランジスタTr3のベースには、電流駆
動型移相器42の積分器出力IN1が入力される。また
差動トランジスタ対Tr4,Tr5におけるTr4のベ
ースには電流駆動型移相器42の微分器出力IN2が入
力され、Tr5のベースにはバイアス電位VBBが与え
られている。
動型移相器42の積分器出力IN1が入力される。また
差動トランジスタ対Tr4,Tr5におけるTr4のベ
ースには電流駆動型移相器42の微分器出力IN2が入
力され、Tr5のベースにはバイアス電位VBBが与え
られている。
【0043】本回路のもう一つの特徴は、電流駆動型移
相器42の微分器出力と積分器出力それぞれのDC電位
を異ならせることにより、それをSBMのDCバイアス
電位設定に兼用しているところである。すなわち、微分
器出力IN2のDC電位は正電源電位Vccであり、こ
れがトランジスタTr4のDCバイアス電位として用い
られている。また、トランジスタTr2に流れる直流電
流をITr2とすると、ベース電流は無視できるのでト
ランジスタTr3のベース電位はVCC−Rs・ITr
2となるが、この電位が積分器出力IN1によってトラ
ンジスタTr3のベースに与える。
相器42の微分器出力と積分器出力それぞれのDC電位
を異ならせることにより、それをSBMのDCバイアス
電位設定に兼用しているところである。すなわち、微分
器出力IN2のDC電位は正電源電位Vccであり、こ
れがトランジスタTr4のDCバイアス電位として用い
られている。また、トランジスタTr2に流れる直流電
流をITr2とすると、ベース電流は無視できるのでト
ランジスタTr3のベース電位はVCC−Rs・ITr
2となるが、この電位が積分器出力IN1によってトラ
ンジスタTr3のベースに与える。
【0044】このように微分器出力のDC電位を正電源
電位、積分器出力のDC電位をそれよりも低い電位に設
定して、それらDC電位をSBMのDCバイアス電位の
設定に利用する構成により、SBMのDCバイアス回
路、つまりトランジスタTr3,Tr4用の専用のバイ
アス回路を別個に設ける必要がなくなり、さらに低消費
電力化が可能となる。
電位、積分器出力のDC電位をそれよりも低い電位に設
定して、それらDC電位をSBMのDCバイアス電位の
設定に利用する構成により、SBMのDCバイアス回
路、つまりトランジスタTr3,Tr4用の専用のバイ
アス回路を別個に設ける必要がなくなり、さらに低消費
電力化が可能となる。
【0045】なお、トランジスタTr5のベースには図
示したように別の電圧源VBBを用いて与えてもよい
が、VCCを用いることで動作は可能である。なぜなら
ば、トランジスタTr4のベース電位は、移相器42の
抵抗Rを介してVCCが与えられているためである。
示したように別の電圧源VBBを用いて与えてもよい
が、VCCを用いることで動作は可能である。なぜなら
ば、トランジスタTr4のベース電位は、移相器42の
抵抗Rを介してVCCが与えられているためである。
【0046】また、トランジスタTr2のエミッタに接
続された抵抗R1は線形化抵抗であるが、ここでは必ず
しも必要ではない。図7には、入力段増幅器41をエミ
ッタ接地型の差動増幅器とし、乗算器32を差動ペアト
ランジスタを2段縦積みにした構成の周波数逓倍器の一
例が示されている。
続された抵抗R1は線形化抵抗であるが、ここでは必ず
しも必要ではない。図7には、入力段増幅器41をエミ
ッタ接地型の差動増幅器とし、乗算器32を差動ペアト
ランジスタを2段縦積みにした構成の周波数逓倍器の一
例が示されている。
【0047】入力段増幅器41は、図示のように、エミ
ッタが共通接続された差動トランジスタ対Tr10,T
r11と、負荷抵抗Rs1,Rs2と、差動トランジス
タ対Tr10,Tr11の共通エミッタとグランドとの
間に接続された電流源I10とから構成されている。
ッタが共通接続された差動トランジスタ対Tr10,T
r11と、負荷抵抗Rs1,Rs2と、差動トランジス
タ対Tr10,Tr11の共通エミッタとグランドとの
間に接続された電流源I10とから構成されている。
【0048】この構成では、差動トランジスタ対Tr1
0,Tr11により電流源I10の電流がスイッチされ
るため、この増幅器41の電流出力は、理想的には前述
の式(3)で表すことのできる矩形波になる。
0,Tr11により電流源I10の電流がスイッチされ
るため、この増幅器41の電流出力は、理想的には前述
の式(3)で表すことのできる矩形波になる。
【0049】乗算器32においては、差動トランジスタ
対Tr14,Tr15の下段に差動トランジスタ対Tr
12,Tr13が設けられており、その差動トランジス
タ対Tr12,Tr13の共通エミッタには電流源I1
1が接続されている。この構成においては、差動トラン
ジスタ対Tr12、Tr13により、電流源I11の電
流が切り替えられる。このように構成することで、電流
源I11に流れる電流の半分を信号として用いることが
できるため、乗算器32の低消費電力化が可能となる。
対Tr14,Tr15の下段に差動トランジスタ対Tr
12,Tr13が設けられており、その差動トランジス
タ対Tr12,Tr13の共通エミッタには電流源I1
1が接続されている。この構成においては、差動トラン
ジスタ対Tr12、Tr13により、電流源I11の電
流が切り替えられる。このように構成することで、電流
源I11に流れる電流の半分を信号として用いることが
できるため、乗算器32の低消費電力化が可能となる。
【0050】また、図7においても、積分器出力のDC
電位はトランジスタTr12のDCバイアス電位として
用いられ、微分器出力のDC電位はトランジスタTr1
4のDCバイアス電位として用いられている。
電位はトランジスタTr12のDCバイアス電位として
用いられ、微分器出力のDC電位はトランジスタTr1
4のDCバイアス電位として用いられている。
【0051】図8に示した周波数逓倍器は、図7に示し
た回路をさらに改良した一例である。すなわち、図8に
おいては、乗算器32に、差動トランジスタ対Tr1
4,Tr15と並列接続された差動トランジスタ対Tr
16,Tr17がさらに設けられており、その差動トラ
ンジスタ対Tr16,Tr17の共通エミッタが下段の
差動トランジスタ対Tr12,Tr13におけるTr1
3のコレクタに接続されている。この構成により乗算器
32はDouble Balanced Mixer
(DBM)として機能する。
た回路をさらに改良した一例である。すなわち、図8に
おいては、乗算器32に、差動トランジスタ対Tr1
4,Tr15と並列接続された差動トランジスタ対Tr
16,Tr17がさらに設けられており、その差動トラ
ンジスタ対Tr16,Tr17の共通エミッタが下段の
差動トランジスタ対Tr12,Tr13におけるTr1
3のコレクタに接続されている。この構成により乗算器
32はDouble Balanced Mixer
(DBM)として機能する。
【0052】また、この構成により、図7のようにトラ
ンジスタTr13に流れる電流を捨てることなく、それ
をトランジスタ対Tr16,Tr17により信号として
取り出すことができる。したがって、図7に比べ2倍の
出力を取り出せることになり、さらに低消費電力化が可
能となる。
ンジスタTr13に流れる電流を捨てることなく、それ
をトランジスタ対Tr16,Tr17により信号として
取り出すことができる。したがって、図7に比べ2倍の
出力を取り出せることになり、さらに低消費電力化が可
能となる。
【0053】図9は図8に示した周波数逓倍器をさらに
改良した一例である。ここでは、入力段増幅器41の差
動トランジスタ対Tr10、Tr11のTr10側の電
流により駆動される移相器42−1と、Tr11側の電
流により駆動される移相器42−2とが別個に設けられ
ている。移相器42−1,42−2それぞれの積分器出
力は、乗算器32の差動トランジスタ対Tr12,Tr
13のベースに入力される。また移相器42−1の微分
器出力は、乗算器32の差動トランジスタ対Tr14,
Tr15におけるTr14のベースと、差動トランジス
タ対Tr16,Tr17におけるTr17のベースに入
力され、移相器42−2の微分器出力は、乗算器32の
差動トランジスタ対Tr14,Tr15におけるTr1
5のベースと、差動トランジスタ対Tr16,Tr17
におけるTr16のベースに入力される。
改良した一例である。ここでは、入力段増幅器41の差
動トランジスタ対Tr10、Tr11のTr10側の電
流により駆動される移相器42−1と、Tr11側の電
流により駆動される移相器42−2とが別個に設けられ
ている。移相器42−1,42−2それぞれの積分器出
力は、乗算器32の差動トランジスタ対Tr12,Tr
13のベースに入力される。また移相器42−1の微分
器出力は、乗算器32の差動トランジスタ対Tr14,
Tr15におけるTr14のベースと、差動トランジス
タ対Tr16,Tr17におけるTr17のベースに入
力され、移相器42−2の微分器出力は、乗算器32の
差動トランジスタ対Tr14,Tr15におけるTr1
5のベースと、差動トランジスタ対Tr16,Tr17
におけるTr16のベースに入力される。
【0054】このように、入力段増幅器41の差動トラ
ンジスタ対Tr10,Tr11それぞれに対して移相器
を別個に設ける構成を採用することにより、入力段増幅
器41の利得を2倍にすることが可能となる。
ンジスタ対Tr10,Tr11それぞれに対して移相器
を別個に設ける構成を採用することにより、入力段増幅
器41の利得を2倍にすることが可能となる。
【0055】図10は図9に示した周波数逓倍器をさら
に改良した一例である。入力段増幅器41の負荷抵抗R
s1、Rs2と電源端子Vccとの間には、さらに抵抗
Rs3が設けられている。またRs1およびRs2と、
Rs3との接続点とACグランドとの間には、キャパシ
タC10が接続されている。キャパシタC10と抵抗R
s3はローパスフィルタとして機能する。これにより、
電源からの不要波を除去でき、回路が安定に動作するこ
とができる。以上、バイポーラトランジスタを使用する
場合について説明したが、MOSFET、MESFET
などを用いる事も可能である。
に改良した一例である。入力段増幅器41の負荷抵抗R
s1、Rs2と電源端子Vccとの間には、さらに抵抗
Rs3が設けられている。またRs1およびRs2と、
Rs3との接続点とACグランドとの間には、キャパシ
タC10が接続されている。キャパシタC10と抵抗R
s3はローパスフィルタとして機能する。これにより、
電源からの不要波を除去でき、回路が安定に動作するこ
とができる。以上、バイポーラトランジスタを使用する
場合について説明したが、MOSFET、MESFET
などを用いる事も可能である。
【0056】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
微分器および積分器から構成される移相器を内部インピ
ーダンスの高い非線形増幅器からなる電流駆動回路によ
って電流駆動することにより、電流駆動回路からの電流
信号を効率よく移相器に入力することが可能となり、低
消費電力を維持したまま高精度の位相シフトを行うこと
ができる。よって、移相器後段に設けられた乗算器では
矩形波形を用いた周波数変換を行うことができ、消費電
力の大きいリニアアンプを設けることなく、周波数逓倍
を行うことが可能となる。
微分器および積分器から構成される移相器を内部インピ
ーダンスの高い非線形増幅器からなる電流駆動回路によ
って電流駆動することにより、電流駆動回路からの電流
信号を効率よく移相器に入力することが可能となり、低
消費電力を維持したまま高精度の位相シフトを行うこと
ができる。よって、移相器後段に設けられた乗算器では
矩形波形を用いた周波数変換を行うことができ、消費電
力の大きいリニアアンプを設けることなく、周波数逓倍
を行うことが可能となる。
【図1】本発明の一実施形態に係る周波数逓倍器の基本
構成を示す回路図。
構成を示す回路図。
【図2】同実施形態の周波数逓倍器の機能構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図3】同実施形態の周波数逓倍器の第1の具体例を示
す回路図。
す回路図。
【図4】同実施形態の周波数逓倍器の第2の具体例を示
す回路図。
す回路図。
【図5】同実施形態の周波数逓倍器の第3の具体例を示
す回路図。
す回路図。
【図6】図3の周波数逓倍器のさらに具体的な構成の一
例を示す回路図。
例を示す回路図。
【図7】図3の周波数逓倍器のさらに他の具体的な構成
例を示す回路図。
例を示す回路図。
【図8】図7の周波数逓倍器の変形例を示す回路図。
【図9】図8の周波数逓倍器をさらに改良した構成を示
す回路図。
す回路図。
【図10】図9の周波数逓倍器の変形例を示す回路図。
【図11】同実施形態の周波数逓倍器が適用される無線
部の構成を示すブロック図。
部の構成を示すブロック図。
【図12】従来の周波数逓倍器の機能構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図13】図12の周波数逓倍器に設けられた乗算器の
動作を示す波形図。
動作を示す波形図。
【図14】非線形アンプを用いた従来の周波数逓倍器の
機能構成を示すブロック図。
機能構成を示すブロック図。
【図15】図14の周波数逓倍器に設けられた乗算器の
動作を示す波形図。
動作を示す波形図。
【図16】乗算器の前段に移相器を設けた従来の周波数
逓倍器の機能構成を示すブロック図。
逓倍器の機能構成を示すブロック図。
【図17】図16の周波数逓倍器に設けられた乗算器の
動作を示す波形図。
動作を示す波形図。
【図18】乗算器前段に移相器として電圧駆動型移相器
を用いた従来の周波数逓倍器の構成を示す回路図。
を用いた従来の周波数逓倍器の構成を示す回路図。
【図19】図18の周波数逓倍器の等価回路を示す図。
【図20】高調波を含む信号の無歪み伝送に必要な入出
力特性を説明するための波形図。
力特性を説明するための波形図。
Tr1〜Tr17,Tr20…NPNバイポーラトラン
ジスタ C,C10,C20…キャパシタ R,R1,R2,R20,Ro1,Ro2,Ro3…抵
抗 Rs…移相器の駆動回路の内部抵抗 Vs…ローカル電圧信号 I…移相器の入力されるローカル電流信号 Is…ローカル電流信号 ITr2…トランジスタTr2に流れる電流 Io,I10,11…電流源 VCC,VBB,VBB1,VBB2…電源 BPF…バンドパスフィルタ LNA…リニアアンプ(低雑音増幅器) LPF…ローパスフィルタ A/D…アナログデジタル変換器 D/A…デジタルアナログ変換器 MIX…周波数変換器(ミキサ) ANT…アンテナ LO…局部発振器 RX…受信系 TX…送信系 SW…送受切替スイッチ
ジスタ C,C10,C20…キャパシタ R,R1,R2,R20,Ro1,Ro2,Ro3…抵
抗 Rs…移相器の駆動回路の内部抵抗 Vs…ローカル電圧信号 I…移相器の入力されるローカル電流信号 Is…ローカル電流信号 ITr2…トランジスタTr2に流れる電流 Io,I10,11…電流源 VCC,VBB,VBB1,VBB2…電源 BPF…バンドパスフィルタ LNA…リニアアンプ(低雑音増幅器) LPF…ローパスフィルタ A/D…アナログデジタル変換器 D/A…デジタルアナログ変換器 MIX…周波数変換器(ミキサ) ANT…アンテナ LO…局部発振器 RX…受信系 TX…送信系 SW…送受切替スイッチ
─────────────────────────────────────────────────────
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(58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名)
H03B 19/00 - 19/20
H03K 5/00
H03H 7/18 - 7/21
Claims (4)
- 【請求項1】抵抗素子と容量素子との直列回路をそれぞ
れ含む微分器および積分器から構成される移相器と、前記 移相器からの出力信号を用いて周波数変換を行う周
波数変換回路と、 前記移相器のインピーダンスよりも大きな内部インピー
ダンスを有し、前記移相器を入力電圧信号に応じて電流
駆動する非線形増幅器からなる電流駆動回路とを具備す
る 周波数逓倍器。 - 【請求項2】前記電流駆動回路は、エミッタもしくはソ
ース接地の第1トランジスタ、またはベースもしくはゲ
ート接地の第2トランジスタを含み、前記第1トランジ
スタのコレクタもしくはドレイン、または前記第2トラ
ンジスタのコレクタもしくはドレインから前記移相器を
電流駆動するための電流信号を出力する請求項1記載の
周波数逓倍器。 - 【請求項3】前記移相器の積分器および微分器それぞれ
のDC出力電位は互いに異なる値に設定されており、こ
れら積分器および微分器のそれぞれのDC出力電位を前
記周波数変換回路のDCバイアス設定に使用する請求項
1または2記載の周波数逓倍器。 - 【請求項4】前記電流駆動回路は、差動トランジスタ対
を含むエミッタもしくはソース接地増幅器、またはベー
スもしくはゲート接地増幅器を含む請求項1記載の周波
数逓倍器。
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DE10004995A1 (de) * | 2000-02-04 | 2001-08-09 | Infineon Technologies Ag | Analogmultiplizierer |
JP2002223126A (ja) * | 2001-01-29 | 2002-08-09 | Fujitsu Ltd | 周波数逓倍装置 |
JP4780865B2 (ja) * | 2001-07-19 | 2011-09-28 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 周波数逓倍装置 |
GB2378593B (en) * | 2001-08-03 | 2003-09-17 | Zarlink Semiconductor Ltd | A frequency doubler circuit arrangement |
US7362070B2 (en) * | 2002-11-04 | 2008-04-22 | Hamilton Sundstrand Corporation | Electric motor control system including position determination and error correction |
US6864728B1 (en) * | 2003-02-28 | 2005-03-08 | Xilinx, Inc. | Frequency multiplier and amplification circuit |
US7324561B1 (en) | 2003-06-13 | 2008-01-29 | Silicon Clocks Inc. | Systems and methods for generating an output oscillation signal with low jitter |
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JP4776928B2 (ja) * | 2005-01-11 | 2011-09-21 | 三菱電機株式会社 | 周波数逓倍器 |
JP5241373B2 (ja) * | 2008-08-04 | 2013-07-17 | 三菱電機株式会社 | 高調波生成装置 |
WO2014086385A1 (en) * | 2012-12-03 | 2014-06-12 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | An i/q network |
US9634611B1 (en) * | 2015-11-02 | 2017-04-25 | Inphi Corporation | Method for improving stable frequency response of variable gain amplifier |
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RU169928U1 (ru) * | 2016-09-19 | 2017-04-06 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южный федеральный университет" (Южный федеральный университет) | Умножитель частоты гармонических колебаний |
EP3577756B1 (en) * | 2017-02-03 | 2020-12-30 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | A broadband frequency tripler |
RU182445U1 (ru) * | 2018-03-07 | 2018-08-17 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южный федеральный университет" (Южный федеральный университет) | Умножитель частоты гармонических колебаний |
JP6942283B2 (ja) | 2019-03-11 | 2021-09-29 | 三菱電機株式会社 | 位相可変逓倍器及びアンテナ装置 |
RU191295U1 (ru) * | 2019-04-17 | 2019-08-01 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южный федеральный университет" (Южный федеральный университет) | Умножитель частоты гармонических колебаний |
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FR2647984B1 (fr) * | 1989-06-06 | 1991-09-13 | Labo Electronique Physique | Circuit dephaseur ameliore |
US5736840A (en) * | 1993-09-09 | 1998-04-07 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Phase shifter and communication system using the phase shifter |
-
1997
- 1997-09-17 JP JP25196197A patent/JP3372198B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-09-15 US US09/153,296 patent/US6100731A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH1197934A (ja) | 1999-04-09 |
US6100731A (en) | 2000-08-08 |
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