JP3372198B2 - 周波数逓倍器 - Google Patents
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 25
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 21
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 12
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N endosulfan Chemical compound C12COS(=O)OCC2C2(Cl)C(Cl)=C(Cl)C1(Cl)C2(Cl)Cl RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000012827 research and development Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
-
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- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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-
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は周波数逓倍器に関
し、特に周波数変換回路の前段に移相器を備えた周波数
逓倍器に関する。
し、特に周波数変換回路の前段に移相器を備えた周波数
逓倍器に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、携帯電話器に代表される移動通信
機器の開発が盛んに行なわれている。これらの通信機器
は、例えば人間が所持したり、自動車などに搭載される
ため、小型、軽量化が要求される。このため、これら機
器を構成する部品は従来のハイブリッド化された部品か
ら、小型、軽量化に向くモノリシックＩＣ化が必須とな
ってきた。さらに、携帯電話などはバッテリー駆動が必
須であるため、ＩＣは低電圧、低消費電力で動作するこ
とが要求される。
機器の開発が盛んに行なわれている。これらの通信機器
は、例えば人間が所持したり、自動車などに搭載される
ため、小型、軽量化が要求される。このため、これら機
器を構成する部品は従来のハイブリッド化された部品か
ら、小型、軽量化に向くモノリシックＩＣ化が必須とな
ってきた。さらに、携帯電話などはバッテリー駆動が必
須であるため、ＩＣは低電圧、低消費電力で動作するこ
とが要求される。
【０００３】このような移動通信機器の無線部は、伝送
したい信号であるベースバンド信号と、アンテナから放
射またはアンテナで受信するＲＦ信号との間の周波数変
換を行う機能をもつ。一般には、ベースバンド信号とＲ
Ｆ信号間の周波数変換は、中間周波数段を介して行う。
この方式は、例えばスーパーヘテロダイン方式に代表さ
れる。このスーパーヘテロダイン方式では、ＲＦ信号と
異なる周波数のローカル信号が用いられるため、ＲＦ信
号がローカル信号に対して干渉を起こしにくく、これに
より良好な特性が得られる。その他、中間周波数段にフ
ィルタ等を用いることで、良好なスプリアス特性が得ら
れるなどの利点もあり、市販の無線機にはこの方式がよ
く採用される。
したい信号であるベースバンド信号と、アンテナから放
射またはアンテナで受信するＲＦ信号との間の周波数変
換を行う機能をもつ。一般には、ベースバンド信号とＲ
Ｆ信号間の周波数変換は、中間周波数段を介して行う。
この方式は、例えばスーパーヘテロダイン方式に代表さ
れる。このスーパーヘテロダイン方式では、ＲＦ信号と
異なる周波数のローカル信号が用いられるため、ＲＦ信
号がローカル信号に対して干渉を起こしにくく、これに
より良好な特性が得られる。その他、中間周波数段にフ
ィルタ等を用いることで、良好なスプリアス特性が得ら
れるなどの利点もあり、市販の無線機にはこの方式がよ
く採用される。
【０００４】一方、中間周波数段を用いることなく、ベ
ースバンド信号とＲＦ信号間を一回で周波数変換を行う
という直接変換方式も知られているが、この直接変換方
式はスーパーヘテロダイン方式よりも、性能が劣化する
要因が多い。しかしながら、中間周波数段を必要としな
いため、部品点数が少なくて済み、低価格化できるとい
う利点をもつ。このため、この直接変換方式の研究開発
が盛んに行われるようになり、直接変換方式もようやく
実用化されるようになってきた。
ースバンド信号とＲＦ信号間を一回で周波数変換を行う
という直接変換方式も知られているが、この直接変換方
式はスーパーヘテロダイン方式よりも、性能が劣化する
要因が多い。しかしながら、中間周波数段を必要としな
いため、部品点数が少なくて済み、低価格化できるとい
う利点をもつ。このため、この直接変換方式の研究開発
が盛んに行われるようになり、直接変換方式もようやく
実用化されるようになってきた。
【０００５】ところで、直接変換方式においては、ＲＦ
信号がローカル信号に干渉することが実用化の妨げの大
きな要因の１つになっていた。これは、ＲＦ信号とロー
カル信号とが同一周波数であるためである。これを避け
るため、ローカル信号の発振周波数をＲＦ信号の周波数
の半分とし、そのローカル信号の周波数を逓倍器を介し
て２逓倍したものを用いて、ベースバンド信号とＲＦ信
号との間の周波数変換を行う方式が考えられている。こ
の場合の無線部の構成を図１１に示す。
信号がローカル信号に干渉することが実用化の妨げの大
きな要因の１つになっていた。これは、ＲＦ信号とロー
カル信号とが同一周波数であるためである。これを避け
るため、ローカル信号の発振周波数をＲＦ信号の周波数
の半分とし、そのローカル信号の周波数を逓倍器を介し
て２逓倍したものを用いて、ベースバンド信号とＲＦ信
号との間の周波数変換を行う方式が考えられている。こ
の場合の無線部の構成を図１１に示す。
【０００６】図１１に示されているように、この無線部
には、送信系回路部（ＴＸ）と受信系回路部（ＲＸ）と
が設けられており、これらは送受信切り替えスイッチ
（ＳＷ）１６を介してアンテナに接続されている。送信
系回路部（ＴＸ）は、Ｄ／Ａコンバータ１１と、ローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）１２と、混合器（ＭＩＸ）として
機能する乗算器１３と、送信電力増幅器（ＰＡ）１４
と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１５とから構成され
ており、また受信系回路部（ＲＸ）は、低雑音増幅器
（ＬＮＡ）１７と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１８
と、混合器（ＭＩＸ）として機能する乗算器１９と、ロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）２０と、Ａ／Ｄコンバータ
（Ａ／Ｄ）２１とから構成されている。
には、送信系回路部（ＴＸ）と受信系回路部（ＲＸ）と
が設けられており、これらは送受信切り替えスイッチ
（ＳＷ）１６を介してアンテナに接続されている。送信
系回路部（ＴＸ）は、Ｄ／Ａコンバータ１１と、ローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）１２と、混合器（ＭＩＸ）として
機能する乗算器１３と、送信電力増幅器（ＰＡ）１４
と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１５とから構成され
ており、また受信系回路部（ＲＸ）は、低雑音増幅器
（ＬＮＡ）１７と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１８
と、混合器（ＭＩＸ）として機能する乗算器１９と、ロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）２０と、Ａ／Ｄコンバータ
（Ａ／Ｄ）２１とから構成されている。
【０００７】局部発振器（ＬＯ）２２から発生されるロ
ーカル信号は、周波数逓倍器として機能する乗算器２３
によってその周波数が２逓倍された後、乗算器１３，１
９それぞれに入力される。乗算器１３，１９では、周波
数が２逓倍されたローカル信号を用いることにより、直
接変換方式にてＲＦ信号とベースバンド信号（Ｉチャネ
ル：Ｉｎ ｐｈａｓｅ ｃｈａｎｎｅｌ、およびＱチャ
ネル：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｃｈａｎｎ
ｅｌ）との間の周波数変換が行われる。
ーカル信号は、周波数逓倍器として機能する乗算器２３
によってその周波数が２逓倍された後、乗算器１３，１
９それぞれに入力される。乗算器１３，１９では、周波
数が２逓倍されたローカル信号を用いることにより、直
接変換方式にてＲＦ信号とベースバンド信号（Ｉチャネ
ル：Ｉｎ ｐｈａｓｅ ｃｈａｎｎｅｌ、およびＱチャ
ネル：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｃｈａｎｎ
ｅｌ）との間の周波数変換が行われる。
【０００８】ところで、一般に周波数変換を行う乗算器
の前段には、バッファ回路を含む増幅器が必要となる。
これは、乗算器に要求される入力振幅までローカル信号
を増幅するために用いられるものである。例えば、周波
数逓倍器においては、その乗算器２３に入力される振幅
が大きい場合は、増幅器は必要としないが、この場合
は、ローカル信号発生器２２側に増幅器が設けられてい
ることになる。したがって、以下、周波数変換を行う乗
算器２３の入力段に増幅器を用いる場合を想定して、周
波数逓倍器の構成を説明する。
の前段には、バッファ回路を含む増幅器が必要となる。
これは、乗算器に要求される入力振幅までローカル信号
を増幅するために用いられるものである。例えば、周波
数逓倍器においては、その乗算器２３に入力される振幅
が大きい場合は、増幅器は必要としないが、この場合
は、ローカル信号発生器２２側に増幅器が設けられてい
ることになる。したがって、以下、周波数変換を行う乗
算器２３の入力段に増幅器を用いる場合を想定して、周
波数逓倍器の構成を説明する。
【０００９】図１２に正弦波を一波用いた場合の周波数
逓倍器の構成を、図１３にはその波形を示す。この逓倍
器においては、入力端子（ＲＦin）に入力される周波数
ｆｃ／２のローカル信号は、リニアアンプ（ＬＮＡ）３
１によって増幅された後、それが乗算器（ＭＩＸ）３２
の入力（ＩＮ１，ＩＮ２）にそれぞれ入力される。そし
て乗算器（ＭＩＸ）３２からは周波数ｆｃの出力信号
（ＯＵＴ）が出力される。ローカル信号の角周波数をω
c／２とすると、この逓倍器における乗算器（ＭＩＸ）
３２の動作は、以下の式で表される。ただし、φはＩＮ
１とＩＮ２に入力される信号の位相差を表す。
逓倍器の構成を、図１３にはその波形を示す。この逓倍
器においては、入力端子（ＲＦin）に入力される周波数
ｆｃ／２のローカル信号は、リニアアンプ（ＬＮＡ）３
１によって増幅された後、それが乗算器（ＭＩＸ）３２
の入力（ＩＮ１，ＩＮ２）にそれぞれ入力される。そし
て乗算器（ＭＩＸ）３２からは周波数ｆｃの出力信号
（ＯＵＴ）が出力される。ローカル信号の角周波数をω
c／２とすると、この逓倍器における乗算器（ＭＩＸ）
３２の動作は、以下の式で表される。ただし、φはＩＮ
１とＩＮ２に入力される信号の位相差を表す。
【００１０】
ｓｉｎ（ωcｔ／２）・ｓｉｎ（ωcｔ／２ ＋φ）
＝１／２ ・｛ｃｏｓφ−ｃｏｓ（ωcｔ−φ）｝ …（１）
位相差φにより直流成分１／２ｃｏｓ（φ）が変化する
ものの、逓倍信号１／２ ・ｃｏｓ（ωcｔ−φ）の振
幅は一定である。したがって、入力信号が単一周波数の
正弦波である場合は、良好な逓倍が行える。しかしなが
ら、入力信号の線形性を保つためには、入力段増幅器と
して図示のように低雑音のリニアアンプ３１を設けるこ
とが必要となる。リニアアンプは一般にその消費電力が
大きいので、リニアアンプを必要とする回路構成を採用
することは電力消費の増大を引き起こすことになる。
ものの、逓倍信号１／２ ・ｃｏｓ（ωcｔ−φ）の振
幅は一定である。したがって、入力信号が単一周波数の
正弦波である場合は、良好な逓倍が行える。しかしなが
ら、入力信号の線形性を保つためには、入力段増幅器と
して図示のように低雑音のリニアアンプ３１を設けるこ
とが必要となる。リニアアンプは一般にその消費電力が
大きいので、リニアアンプを必要とする回路構成を採用
することは電力消費の増大を引き起こすことになる。
【００１１】低消費電力で増幅を行う場合には、一般に
増幅器の動作は非線形を伴う。非線形を伴う場合の周波
数逓倍器の回路構成および波形を図１４および図１５に
示す。
増幅器の動作は非線形を伴う。非線形を伴う場合の周波
数逓倍器の回路構成および波形を図１４および図１５に
示す。
【００１２】図１４においては、入力段増幅器として非
線形増幅器であるノンリニアアンプ（ＮＬＮＡ）４１が
設けられている。図１５から分るように、ノンリニアア
ンプ４１の出力はその非線形性により矩形波となるた
め、乗算器３２に入力される矩形波が同位相の場合に
は、乗算結果である出力信号ＯＵＴは図示のように全て
直流成分となり、所望とする逓倍波は出力されない。逓
倍波の出力を得るには、乗算器３２に入力される信号Ｉ
Ｎ１，ＩＮ２を、互いに９０度位相の推移した信号とす
ることが望ましい。この構成を図１６、その波形を図１
７に示す。
線形増幅器であるノンリニアアンプ（ＮＬＮＡ）４１が
設けられている。図１５から分るように、ノンリニアア
ンプ４１の出力はその非線形性により矩形波となるた
め、乗算器３２に入力される矩形波が同位相の場合に
は、乗算結果である出力信号ＯＵＴは図示のように全て
直流成分となり、所望とする逓倍波は出力されない。逓
倍波の出力を得るには、乗算器３２に入力される信号Ｉ
Ｎ１，ＩＮ２を、互いに９０度位相の推移した信号とす
ることが望ましい。この構成を図１６、その波形を図１
７に示す。
【００１３】図１６においては、ノンリニアアンプ（Ｎ
ＬＮＡ）４１の出力段にアナログ９０度移相器（９０ｄ
ｅｇ）４２が設けられている。このアナログ９０度移相
器４２は、ＲＣ積分器およびＣＲ微分器から構成されて
いる。
ＬＮＡ）４１の出力段にアナログ９０度移相器（９０ｄ
ｅｇ）４２が設けられている。このアナログ９０度移相
器４２は、ＲＣ積分器およびＣＲ微分器から構成されて
いる。
【００１４】しかしながら、高調波を含んだ信号をこれ
らＲＣ積分器およびＣＲ微分器を用いたアナログ９０度
移相器４２に入力すると、精度よく９０度移相を行うこ
とができないことがある。これを、以下に説明する。
らＲＣ積分器およびＣＲ微分器を用いたアナログ９０度
移相器４２に入力すると、精度よく９０度移相を行うこ
とができないことがある。これを、以下に説明する。
【００１５】図１８に電圧駆動型のアナログ移相器４２
を含む逓倍器の構成を示す。図１８においては、ＲＣ積
分器とＣＲ微分器とによって移相器４２が構成されてお
り、この移相器４２は、トランジスタＴｒ１と電流源Ｉ
ｏとの直列接続から構成されるエミッタフォロワを出力
バッファ段とするノンリニアアンプ４１によって電圧駆
動される。尚、乗算器３２としては所定の電圧レベルを
基準として、その基準レベルに対する入力電圧レベルの
高低でスイッチがオン、オフする乗算器が用いられる。
例えば、ギルバート乗算器はその一例である。
を含む逓倍器の構成を示す。図１８においては、ＲＣ積
分器とＣＲ微分器とによって移相器４２が構成されてお
り、この移相器４２は、トランジスタＴｒ１と電流源Ｉ
ｏとの直列接続から構成されるエミッタフォロワを出力
バッファ段とするノンリニアアンプ４１によって電圧駆
動される。尚、乗算器３２としては所定の電圧レベルを
基準として、その基準レベルに対する入力電圧レベルの
高低でスイッチがオン、オフする乗算器が用いられる。
例えば、ギルバート乗算器はその一例である。
【００１６】移相器４２の駆動回路部を等価回路に置き
換えた図を図１９に示す。以下、図１９の回路を参照し
て、精度よく移相が行えない理由を説明する。入力信号
をＶｓ（ω）とし、微分器、積分器の抵抗およびキャパ
シタの定数をそれぞれＲおよびＣとする。ＲＣおよびＣ
Ｒの直列回路に流れる電流Ｉは以下で表される。
換えた図を図１９に示す。以下、図１９の回路を参照し
て、精度よく移相が行えない理由を説明する。入力信号
をＶｓ（ω）とし、微分器、積分器の抵抗およびキャパ
シタの定数をそれぞれＲおよびＣとする。ＲＣおよびＣ
Ｒの直列回路に流れる電流Ｉは以下で表される。
【００１７】
Ｉ（ω）＝１／４ ・ Ｖｓ（ω）／（２Ｒｓ＋Ｒ＋ １／ｊωＣ）…（２）
一般に、増幅回路ではその入力信号と出力信号との間に
遅延が生じるが、高調波を含んだ信号を歪み無く増幅回
路で増幅して出力するためには、高調波信号それぞれに
ついて、その周波数に比例して位相遅延量が増加され、
且つ出力の各周波数の振幅比は入力の各周波数の振幅比
と等しいことが必要となる。高調波を含んだ信号の無歪
み伝送の様子を図２０に示す。
遅延が生じるが、高調波を含んだ信号を歪み無く増幅回
路で増幅して出力するためには、高調波信号それぞれに
ついて、その周波数に比例して位相遅延量が増加され、
且つ出力の各周波数の振幅比は入力の各周波数の振幅比
と等しいことが必要となる。高調波を含んだ信号の無歪
み伝送の様子を図２０に示す。
【００１８】図２０では、簡単のために、角周波数ωc
および２ωcの２つの周波数成分を含む入力信号を想定
している。この入力信号の波形を図２０（ａ）に示す。
この入力信号波形を歪み無く伝送した場合の出力信号波
形は図２０（ｂ）のようになる。図２０（ｂ）から分か
るように、角周波数ωcおよび２ωcの２つの周波数成分
とも、その遅延時間は同一である。この場合、角周波数
２ωcの信号については、角周波数ωcの位相推移量（こ
こでは、π／２）の２倍（ここでは、π）だけ位相が推
移させることが必要となる。また、各周波数の振幅比は
入力と出力とで共に等しいことが必要となる。
および２ωcの２つの周波数成分を含む入力信号を想定
している。この入力信号の波形を図２０（ａ）に示す。
この入力信号波形を歪み無く伝送した場合の出力信号波
形は図２０（ｂ）のようになる。図２０（ｂ）から分か
るように、角周波数ωcおよび２ωcの２つの周波数成分
とも、その遅延時間は同一である。この場合、角周波数
２ωcの信号については、角周波数ωcの位相推移量（こ
こでは、π／２）の２倍（ここでは、π）だけ位相が推
移させることが必要となる。また、各周波数の振幅比は
入力と出力とで共に等しいことが必要となる。
【００１９】よって、移相器４２に入力信号Ｖｓ（ω）
の矩形波形を電流信号Ｉ（ω）によって伝送するために
は、移相器４２の駆動回路は、前述したように、周波数
に比例して位相遅延量が増加され、且つ出力の振幅比が
入力と等しい伝達特性を持つことが要求される。
の矩形波形を電流信号Ｉ（ω）によって伝送するために
は、移相器４２の駆動回路は、前述したように、周波数
に比例して位相遅延量が増加され、且つ出力の振幅比が
入力と等しい伝達特性を持つことが要求される。
【００２０】しかし、（２）式から分かるように、入力
電流Ｉ（ω）は入力電圧Ｖｓ（ω）に対して、周波数に
比例して位相遷移が増加しないばかりか、（角周波数）
ωc，３ωc，５ωc，…の振幅比も変化するため、入力
電圧Ｖｓ（ω）はそのまま入力電流Ｉ（ω）の波形とは
ならない。これは、駆動回路の内部抵抗Ｒｓが移相器の
インピーダンスに比べ小さいほど顕著となる。一般に、
エミッタフォロワの内部抵抗Ｒｓは１０オーム以下であ
るので、移相器４２のインピーダンスよりも小さくなっ
てしまう。
電流Ｉ（ω）は入力電圧Ｖｓ（ω）に対して、周波数に
比例して位相遷移が増加しないばかりか、（角周波数）
ωc，３ωc，５ωc，…の振幅比も変化するため、入力
電圧Ｖｓ（ω）はそのまま入力電流Ｉ（ω）の波形とは
ならない。これは、駆動回路の内部抵抗Ｒｓが移相器の
インピーダンスに比べ小さいほど顕著となる。一般に、
エミッタフォロワの内部抵抗Ｒｓは１０オーム以下であ
るので、移相器４２のインピーダンスよりも小さくなっ
てしまう。
【００２１】一方、ＣＲ−ＲＣのアナログ移相器４２が
精度よく移相できる高調波を含む電流波形としては、以
下の矩形波があげられる。 Ｉ（ｔ）＝ｓｉｎ ωcｔ ＋ （１／３）Ａｓｉｎ ３ｗcｔ ＋（１／５）ｓｉｎ ５ｗcｔ ＋ … …（３） 一般に増幅器の出力は回路の非線形性により矩形波とな
るため、式（３）を満たす電圧波形となる。しかしなが
ら、電圧入力Ｖｓ（ω）が矩形波で入力されても、電流
は式（２）の伝達関数により矩形波とならないため、一
般に９０度移相の精度が劣化する。この結果、所望の２
逓倍波の出力が低減してしまう。
精度よく移相できる高調波を含む電流波形としては、以
下の矩形波があげられる。 Ｉ（ｔ）＝ｓｉｎ ωcｔ ＋ （１／３）Ａｓｉｎ ３ｗcｔ ＋（１／５）ｓｉｎ ５ｗcｔ ＋ … …（３） 一般に増幅器の出力は回路の非線形性により矩形波とな
るため、式（３）を満たす電圧波形となる。しかしなが
ら、電圧入力Ｖｓ（ω）が矩形波で入力されても、電流
は式（２）の伝達関数により矩形波とならないため、一
般に９０度移相の精度が劣化する。この結果、所望の２
逓倍波の出力が低減してしまう。
【００２２】また、式（２）から、駆動回路の内部抵抗
Ｒｓを大きくとると、入力波形が保持できることがわか
る。これは、位相シフトを示す虚部項１／（ｊｗＣ）が
実部項の（２Ｒｓ＋Ｒ）に比べ小さくなるためである。
しかしながら、従来の回路では、抵抗Ｒｓを大きくする
と移相器４２に流れる電流Ｉが小さくなってしまうた
め、移相器４２に流れる電流Ｉをある一定の値にするた
めには、入力電圧Ｖｓ（ω）を大きくすることが必要と
される。この事は、回路の低消費電力化を妨げる大きな
要因となる。また、この事は、見方を変えれば、移相精
度を保つことで、回路の消費電流を低減できることを意
味する。
Ｒｓを大きくとると、入力波形が保持できることがわか
る。これは、位相シフトを示す虚部項１／（ｊｗＣ）が
実部項の（２Ｒｓ＋Ｒ）に比べ小さくなるためである。
しかしながら、従来の回路では、抵抗Ｒｓを大きくする
と移相器４２に流れる電流Ｉが小さくなってしまうた
め、移相器４２に流れる電流Ｉをある一定の値にするた
めには、入力電圧Ｖｓ（ω）を大きくすることが必要と
される。この事は、回路の低消費電力化を妨げる大きな
要因となる。また、この事は、見方を変えれば、移相精
度を保つことで、回路の消費電流を低減できることを意
味する。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、乗算器
の前段に移相器を設けた従来の周波数逓倍器において
は、移相器に入力される電流波形が矩形波とならず、こ
れにより移相精度が劣化するという欠点があった。ま
た、移相器を駆動する駆動回路の内部抵抗を大きくする
ことにより入力電流波形を矩形波に近づけることはでき
るが、このようにすると、今度は、消費電力が増大され
るという欠点があった。
の前段に移相器を設けた従来の周波数逓倍器において
は、移相器に入力される電流波形が矩形波とならず、こ
れにより移相精度が劣化するという欠点があった。ま
た、移相器を駆動する駆動回路の内部抵抗を大きくする
ことにより入力電流波形を矩形波に近づけることはでき
るが、このようにすると、今度は、消費電力が増大され
るという欠点があった。
【００２４】本発明は上述の事情に鑑みてなされたもの
であり、消費電力を増加させることなく移相器に矩形波
の入力電流波形を入力できるようにし、低消費電電力で
且つ移相精度の高い周波数逓倍器を提供することを目的
とする。
であり、消費電力を増加させることなく移相器に矩形波
の入力電流波形を入力できるようにし、低消費電電力で
且つ移相精度の高い周波数逓倍器を提供することを目的
とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述の課題を
解決するために、抵抗素子と容量素子との直列回路をそ
れぞれ含む微分器および積分器から構成される移相器
と、この移相器からの出力信号を用いて周波数変換を行
う周波数変換回路とを備えた周波数逓倍器において、入
力電圧信号に応じた矩形波の電流信号で前記移相器を電
流駆動するようにしたものである。
解決するために、抵抗素子と容量素子との直列回路をそ
れぞれ含む微分器および積分器から構成される移相器
と、この移相器からの出力信号を用いて周波数変換を行
う周波数変換回路とを備えた周波数逓倍器において、入
力電圧信号に応じた矩形波の電流信号で前記移相器を電
流駆動するようにしたものである。
【００２６】すなわち、本周波数逓倍器は、周波数変換
回路の前段に用いられている移相器を、高い内部インピ
ーダンスを有する非線形増幅器からなる電流駆動回路で
電流駆動する構成である。これにより、駆動回路の電流
信号と移相器の入力電流との比率を１に近づけることが
可能となる。よって、通常のように非線形の増幅器にて
駆動回路を構成した場合には、その増幅器からの出力電
流によって移相器を駆動することにより、その増幅器か
らの矩形波系の出力電流信号を移相器に入力することが
可能となる。従って、消費電力を増加させることなく移
相器に矩形波の入力電流波形を入力できるようになり、
低消費電電力で且つ高精度の位相シフト動作を行うこと
が可能となる。本周波数逓倍器を直接変換方式を用いた
無線回路に適用することで、無線回路の部品点数の低減
およびその低消費電力化を図ることができる。
回路の前段に用いられている移相器を、高い内部インピ
ーダンスを有する非線形増幅器からなる電流駆動回路で
電流駆動する構成である。これにより、駆動回路の電流
信号と移相器の入力電流との比率を１に近づけることが
可能となる。よって、通常のように非線形の増幅器にて
駆動回路を構成した場合には、その増幅器からの出力電
流によって移相器を駆動することにより、その増幅器か
らの矩形波系の出力電流信号を移相器に入力することが
可能となる。従って、消費電力を増加させることなく移
相器に矩形波の入力電流波形を入力できるようになり、
低消費電電力で且つ高精度の位相シフト動作を行うこと
が可能となる。本周波数逓倍器を直接変換方式を用いた
無線回路に適用することで、無線回路の部品点数の低減
およびその低消費電力化を図ることができる。
【００２７】移相器を電流駆動するためには、その移相
器前段の増幅回路として、差動トランジスタ対を含む、
エミッタもしくはソース接地増幅器、あるいはベースも
しくはゲート接地増幅器を用いればよい。
器前段の増幅回路として、差動トランジスタ対を含む、
エミッタもしくはソース接地増幅器、あるいはベースも
しくはゲート接地増幅器を用いればよい。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下、図を参照して本発明の実施
形態を説明する。本発明の一実施形態に係る周波数逓倍
器の基本構成を示す回路図およびそのブロック構成図を
図１および図２に示す。この周波数逓倍器は、図１１で
説明したＰＨＳ端末などの無線部においてローカル信号
の周波数（ｆｃ／２）を２逓倍するために使用されるも
のであり、この周波数逓倍器からの周波数（ｆｃ）の出
力信号を用いることにより、直接変換方式にてＲＦ送受
信信号とベースバンド信号間の周波数変換を行うことが
可能となる。
形態を説明する。本発明の一実施形態に係る周波数逓倍
器の基本構成を示す回路図およびそのブロック構成図を
図１および図２に示す。この周波数逓倍器は、図１１で
説明したＰＨＳ端末などの無線部においてローカル信号
の周波数（ｆｃ／２）を２逓倍するために使用されるも
のであり、この周波数逓倍器からの周波数（ｆｃ）の出
力信号を用いることにより、直接変換方式にてＲＦ送受
信信号とベースバンド信号間の周波数変換を行うことが
可能となる。
【００２９】図１および図２に示されているように、本
周波数逓倍器においては、周波数変換のための乗算器３
２の入力段にアナログ９０度移相器４２が設けられてい
る。アナログ９０度移相器４２は、抵抗素子Ｒと容量素
子Ｃとの直接接続から成るＲＣ積分回路と、容量素子Ｃ
と抵抗素子Ｒとの直接接続から成るＣＲ微分回路とから
構成されており、これら積分回路および微分回路の出力
はそれぞれ互いに９０度電圧位相が異なる入力信号ＩＮ
１，ＩＮ２として乗算器３２に入力される。
周波数逓倍器においては、周波数変換のための乗算器３
２の入力段にアナログ９０度移相器４２が設けられてい
る。アナログ９０度移相器４２は、抵抗素子Ｒと容量素
子Ｃとの直接接続から成るＲＣ積分回路と、容量素子Ｃ
と抵抗素子Ｒとの直接接続から成るＣＲ微分回路とから
構成されており、これら積分回路および微分回路の出力
はそれぞれ互いに９０度電圧位相が異なる入力信号ＩＮ
１，ＩＮ２として乗算器３２に入力される。
【００３０】アナログ９０度移相器４２は、図１のよう
に電流源Ｉｓと抵抗Ｒｓとの並列接続によって等価回路
が表される非線形アンプ（ＮＬＮＡ）４１からの出力電
流信号によって電流駆動される。
に電流源Ｉｓと抵抗Ｒｓとの並列接続によって等価回路
が表される非線形アンプ（ＮＬＮＡ）４１からの出力電
流信号によって電流駆動される。
【００３１】本周波数逓倍器では、抵抗Ｒｓの値を大き
く設定することにより、内部インピーダンスの高い電流
駆動回路でアナログ９０度移相器４２が電流駆動される
ことが特徴である。このように、抵抗Ｒｓを大きく設定
することで、電流信号Ｉｓに対する移相器４２へ入力さ
れる電流Ｉの比は１に近づく。つまり、Ｉｓのほとんど
が移相器に入力されるようになる。したがって、図１９
で説明した従来の電圧駆動回路のように電圧信号Ｖｓを
大きく設定することなく、十分な入力電流Ｉを得ること
ができ、低消費電流を維持したまま、移相器４２に矩形
波の電流信号を入力することが可能となる。
く設定することにより、内部インピーダンスの高い電流
駆動回路でアナログ９０度移相器４２が電流駆動される
ことが特徴である。このように、抵抗Ｒｓを大きく設定
することで、電流信号Ｉｓに対する移相器４２へ入力さ
れる電流Ｉの比は１に近づく。つまり、Ｉｓのほとんど
が移相器に入力されるようになる。したがって、図１９
で説明した従来の電圧駆動回路のように電圧信号Ｖｓを
大きく設定することなく、十分な入力電流Ｉを得ること
ができ、低消費電流を維持したまま、移相器４２に矩形
波の電流信号を入力することが可能となる。
【００３２】電流の分割比および移相精度を考えると、
Ｒｓ ＞ ｜ Ｒ ＋ １／ｊｗＣ ｜
となるように回路定数を設定して電流駆動回路の内部イ
ンピーダンスの絶対値を移相器４２のインピーダンス
（＝Ｒ＋１／ｊｗＣ）の絶対値よりも大きくすることに
より、十分に周波数逓倍器の移相器としての使用が可能
となる。この場合、移相誤差は１０度程度となるため、
所望の周波数成分の劣化はほぼ無視できる値となる。
ンピーダンスの絶対値を移相器４２のインピーダンス
（＝Ｒ＋１／ｊｗＣ）の絶対値よりも大きくすることに
より、十分に周波数逓倍器の移相器としての使用が可能
となる。この場合、移相誤差は１０度程度となるため、
所望の周波数成分の劣化はほぼ無視できる値となる。
【００３３】このように、本周波数逓倍器の構成によれ
ば、微分器および積分器から構成される移相器４２を内
部インピーダンスの高い非線形アンプ（ＮＬＮＡ）４１
によって電流駆動することにより、非線形アンプ（ＮＬ
ＮＡ）４１からの電流信号を効率よく移相器４２に入力
することが可能となり、消費電力を増加させることなく
移相器４２に矩形波の入力電流波形を入力できるように
なる。よって、低消費電力を維持したまま高精度の位相
シフトを行うことができる。
ば、微分器および積分器から構成される移相器４２を内
部インピーダンスの高い非線形アンプ（ＮＬＮＡ）４１
によって電流駆動することにより、非線形アンプ（ＮＬ
ＮＡ）４１からの電流信号を効率よく移相器４２に入力
することが可能となり、消費電力を増加させることなく
移相器４２に矩形波の入力電流波形を入力できるように
なる。よって、低消費電力を維持したまま高精度の位相
シフトを行うことができる。
【００３４】図１および図２に示した周波数逓倍器の第
１の具体的な構成例を図３に示す。図３の回路は、エミ
ッタ接地トランジスタＴｒ２および負荷抵抗Ｒｓから構
成されるエミッタ接地増幅器によって移相器４２を電流
駆動する例である。
１の具体的な構成例を図３に示す。図３の回路は、エミ
ッタ接地トランジスタＴｒ２および負荷抵抗Ｒｓから構
成されるエミッタ接地増幅器によって移相器４２を電流
駆動する例である。
【００３５】エミッタ接地トランジスタＴｒ２のベース
には図１１で説明した局部信号発振器２２の出力電圧信
号（ＬＯ）が入力され、エミッタ接地トランジスタＴｒ
２のコレクタ端子から電圧−電流変換された非線形の電
流信号が出力される。図示のように、積分器および微分
器それぞれのＲＣ直列回路は、ＡＣグランドとエミッタ
接地トランジスタＴｒ２のコレクタ端子との間に接続さ
れているので、交流的には、負荷抵抗ＲｓとそれらＲＣ
直列回路は並列接続されていることになる。したがっ
て、その等価回路は図１のようになるので、エミッタ接
地トランジスタＴｒ２のコレクタ端子から得られる電流
信号は、負荷抵抗Ｒｓと移相器４２のインピーダンスと
の比により分配されることになり、負荷抵抗Ｒｓが大き
いほど移相器４２に配分される電流が大きくなる。
には図１１で説明した局部信号発振器２２の出力電圧信
号（ＬＯ）が入力され、エミッタ接地トランジスタＴｒ
２のコレクタ端子から電圧−電流変換された非線形の電
流信号が出力される。図示のように、積分器および微分
器それぞれのＲＣ直列回路は、ＡＣグランドとエミッタ
接地トランジスタＴｒ２のコレクタ端子との間に接続さ
れているので、交流的には、負荷抵抗ＲｓとそれらＲＣ
直列回路は並列接続されていることになる。したがっ
て、その等価回路は図１のようになるので、エミッタ接
地トランジスタＴｒ２のコレクタ端子から得られる電流
信号は、負荷抵抗Ｒｓと移相器４２のインピーダンスと
の比により分配されることになり、負荷抵抗Ｒｓが大き
いほど移相器４２に配分される電流が大きくなる。
【００３６】ただし、本回路を用いる場合、所望の周波
数ωｃ以外にωｃ／２の周波数の整数倍の成分が出力さ
れるが、不要成分は逓倍器の後段に備えるフィルタ等に
より除去することができる。
数ωｃ以外にωｃ／２の周波数の整数倍の成分が出力さ
れるが、不要成分は逓倍器の後段に備えるフィルタ等に
より除去することができる。
【００３７】図４には、周波数逓倍器の第２の具体的な
構成例が示されている。ここでは、図３の回路に比し、
エミッタ接地増幅器の代わりにベース接地増幅回路が用
いられている点がだけ異なり、他の点は同じである。
構成例が示されている。ここでは、図３の回路に比し、
エミッタ接地増幅器の代わりにベース接地増幅回路が用
いられている点がだけ異なり、他の点は同じである。
【００３８】すなわち、図４においては、抵抗Ｒｓ、ベ
ース接地トランジスタＴｒ２０、および抵抗Ｒ１が正電
源端子Ｖｃｃとグランド端子との間に直列接続されてい
る。ベース接地トランジスタＴｒ２０のベースには所定
のＤＣバイアス電位が入力され、またそのエミッタと抵
抗Ｒ１との接続点には、抵抗Ｒ２０および容量Ｃ２０を
介して局部信号発振器２２の出力電圧信号（ＬＯ）が入
力される。この構成においても、ベース接地トランジス
タＴｒ２０のコレクタ端子から電圧−電流変換された非
線形の電流信号が出力され、これによって移相器４２が
電流駆動される。したがって、移相器４２の後段に設け
られた乗算器３２では矩形波形を用いた周波数変換を精
度よく行うことができる。
ース接地トランジスタＴｒ２０、および抵抗Ｒ１が正電
源端子Ｖｃｃとグランド端子との間に直列接続されてい
る。ベース接地トランジスタＴｒ２０のベースには所定
のＤＣバイアス電位が入力され、またそのエミッタと抵
抗Ｒ１との接続点には、抵抗Ｒ２０および容量Ｃ２０を
介して局部信号発振器２２の出力電圧信号（ＬＯ）が入
力される。この構成においても、ベース接地トランジス
タＴｒ２０のコレクタ端子から電圧−電流変換された非
線形の電流信号が出力され、これによって移相器４２が
電流駆動される。したがって、移相器４２の後段に設け
られた乗算器３２では矩形波形を用いた周波数変換を精
度よく行うことができる。
【００３９】図５には、周波数逓倍器の第３の具体的な
構成例が示されている。ここでは、負荷抵抗Ｒｓ、ベー
ス接地トランジスタＴｒ２０、およびエミッタ接地トラ
ジスタＴｒ１が図示のように正電源端子Ｖｃｃとグラン
ド端子との間に直列接続されている。エミッタ接地トラ
ジスタＴｒ１のベースには局部信号発振器２２の出力電
圧信号（ＬＯ）が入力され、ベース接地トランジスタＴ
ｒ２０のコレクタ端子から電圧−電流変換された非線形
の電流信号が出力される。
構成例が示されている。ここでは、負荷抵抗Ｒｓ、ベー
ス接地トランジスタＴｒ２０、およびエミッタ接地トラ
ジスタＴｒ１が図示のように正電源端子Ｖｃｃとグラン
ド端子との間に直列接続されている。エミッタ接地トラ
ジスタＴｒ１のベースには局部信号発振器２２の出力電
圧信号（ＬＯ）が入力され、ベース接地トランジスタＴ
ｒ２０のコレクタ端子から電圧−電流変換された非線形
の電流信号が出力される。
【００４０】この構成によれば、図４のエミッタ接地増
幅器よりも、その内部インピーダンスを十分に高く設定
することが可能となり、より良好な特性を得ることがで
きる。 以下、図３で説明したエミッタ接地増幅回路を
入力段増幅器４１として用いる第１の構成例を例にとっ
て、図１および図２に示した周波数逓倍器のさらに具体
的な回路構成について説明する。
幅器よりも、その内部インピーダンスを十分に高く設定
することが可能となり、より良好な特性を得ることがで
きる。 以下、図３で説明したエミッタ接地増幅回路を
入力段増幅器４１として用いる第１の構成例を例にとっ
て、図１および図２に示した周波数逓倍器のさらに具体
的な回路構成について説明する。
【００４１】図６は、乗算器３２を含めた周波数逓倍器
の具体例である。ここでは、乗算器３２は、差動回路を
用いたＳｉｎｇｌｅ ＢａｌａｎｃｅｄＭｉｘｅｒ（Ｓ
ＢＭ）で構成されている。すなわち、このＳＢＭは、図
示のように、エミッタが共通接続された差動トランジス
タ対Ｔｒ４，Ｔｒ５と、負荷抵抗Ｒ０１，Ｒ０２と、差
動トランジスタ対Ｔｒ４，Ｔｒ５の共通エミッタとグラ
ンド端子との間に直列接続されたトランジスタＴｒ３お
よび抵抗Ｒ２とから構成されている。
の具体例である。ここでは、乗算器３２は、差動回路を
用いたＳｉｎｇｌｅ ＢａｌａｎｃｅｄＭｉｘｅｒ（Ｓ
ＢＭ）で構成されている。すなわち、このＳＢＭは、図
示のように、エミッタが共通接続された差動トランジス
タ対Ｔｒ４，Ｔｒ５と、負荷抵抗Ｒ０１，Ｒ０２と、差
動トランジスタ対Ｔｒ４，Ｔｒ５の共通エミッタとグラ
ンド端子との間に直列接続されたトランジスタＴｒ３お
よび抵抗Ｒ２とから構成されている。
【００４２】トランジスタＴｒ３のベースには、電流駆
動型移相器４２の積分器出力ＩＮ１が入力される。また
差動トランジスタ対Ｔｒ４，Ｔｒ５におけるＴｒ４のベ
ースには電流駆動型移相器４２の微分器出力ＩＮ２が入
力され、Ｔｒ５のベースにはバイアス電位ＶＢＢが与え
られている。
動型移相器４２の積分器出力ＩＮ１が入力される。また
差動トランジスタ対Ｔｒ４，Ｔｒ５におけるＴｒ４のベ
ースには電流駆動型移相器４２の微分器出力ＩＮ２が入
力され、Ｔｒ５のベースにはバイアス電位ＶＢＢが与え
られている。
【００４３】本回路のもう一つの特徴は、電流駆動型移
相器４２の微分器出力と積分器出力それぞれのＤＣ電位
を異ならせることにより、それをＳＢＭのＤＣバイアス
電位設定に兼用しているところである。すなわち、微分
器出力ＩＮ２のＤＣ電位は正電源電位Ｖｃｃであり、こ
れがトランジスタＴｒ４のＤＣバイアス電位として用い
られている。また、トランジスタＴｒ２に流れる直流電
流をＩＴｒ２とすると、ベース電流は無視できるのでト
ランジスタＴｒ３のベース電位はＶＣＣ−Ｒｓ・ＩＴｒ
２となるが、この電位が積分器出力ＩＮ１によってトラ
ンジスタＴｒ３のベースに与える。
相器４２の微分器出力と積分器出力それぞれのＤＣ電位
を異ならせることにより、それをＳＢＭのＤＣバイアス
電位設定に兼用しているところである。すなわち、微分
器出力ＩＮ２のＤＣ電位は正電源電位Ｖｃｃであり、こ
れがトランジスタＴｒ４のＤＣバイアス電位として用い
られている。また、トランジスタＴｒ２に流れる直流電
流をＩＴｒ２とすると、ベース電流は無視できるのでト
ランジスタＴｒ３のベース電位はＶＣＣ−Ｒｓ・ＩＴｒ
２となるが、この電位が積分器出力ＩＮ１によってトラ
ンジスタＴｒ３のベースに与える。
【００４４】このように微分器出力のＤＣ電位を正電源
電位、積分器出力のＤＣ電位をそれよりも低い電位に設
定して、それらＤＣ電位をＳＢＭのＤＣバイアス電位の
設定に利用する構成により、ＳＢＭのＤＣバイアス回
路、つまりトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４用の専用のバイ
アス回路を別個に設ける必要がなくなり、さらに低消費
電力化が可能となる。
電位、積分器出力のＤＣ電位をそれよりも低い電位に設
定して、それらＤＣ電位をＳＢＭのＤＣバイアス電位の
設定に利用する構成により、ＳＢＭのＤＣバイアス回
路、つまりトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４用の専用のバイ
アス回路を別個に設ける必要がなくなり、さらに低消費
電力化が可能となる。
【００４５】なお、トランジスタＴｒ５のベースには図
示したように別の電圧源ＶＢＢを用いて与えてもよい
が、ＶＣＣを用いることで動作は可能である。なぜなら
ば、トランジスタＴｒ４のベース電位は、移相器４２の
抵抗Ｒを介してＶＣＣが与えられているためである。
示したように別の電圧源ＶＢＢを用いて与えてもよい
が、ＶＣＣを用いることで動作は可能である。なぜなら
ば、トランジスタＴｒ４のベース電位は、移相器４２の
抵抗Ｒを介してＶＣＣが与えられているためである。
【００４６】また、トランジスタＴｒ２のエミッタに接
続された抵抗Ｒ１は線形化抵抗であるが、ここでは必ず
しも必要ではない。図７には、入力段増幅器４１をエミ
ッタ接地型の差動増幅器とし、乗算器３２を差動ペアト
ランジスタを２段縦積みにした構成の周波数逓倍器の一
例が示されている。
続された抵抗Ｒ１は線形化抵抗であるが、ここでは必ず
しも必要ではない。図７には、入力段増幅器４１をエミ
ッタ接地型の差動増幅器とし、乗算器３２を差動ペアト
ランジスタを２段縦積みにした構成の周波数逓倍器の一
例が示されている。
【００４７】入力段増幅器４１は、図示のように、エミ
ッタが共通接続された差動トランジスタ対Ｔｒ１０，Ｔ
ｒ１１と、負荷抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２と、差動トランジス
タ対Ｔｒ１０，Ｔｒ１１の共通エミッタとグランドとの
間に接続された電流源Ｉ１０とから構成されている。
ッタが共通接続された差動トランジスタ対Ｔｒ１０，Ｔ
ｒ１１と、負荷抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２と、差動トランジス
タ対Ｔｒ１０，Ｔｒ１１の共通エミッタとグランドとの
間に接続された電流源Ｉ１０とから構成されている。
【００４８】この構成では、差動トランジスタ対Ｔｒ１
０，Ｔｒ１１により電流源Ｉ１０の電流がスイッチされ
るため、この増幅器４１の電流出力は、理想的には前述
の式（３）で表すことのできる矩形波になる。
０，Ｔｒ１１により電流源Ｉ１０の電流がスイッチされ
るため、この増幅器４１の電流出力は、理想的には前述
の式（３）で表すことのできる矩形波になる。
【００４９】乗算器３２においては、差動トランジスタ
対Ｔｒ１４，Ｔｒ１５の下段に差動トランジスタ対Ｔｒ
１２，Ｔｒ１３が設けられており、その差動トランジス
タ対Ｔｒ１２，Ｔｒ１３の共通エミッタには電流源Ｉ１
１が接続されている。この構成においては、差動トラン
ジスタ対Ｔｒ１２、Ｔｒ１３により、電流源Ｉ１１の電
流が切り替えられる。このように構成することで、電流
源Ｉ１１に流れる電流の半分を信号として用いることが
できるため、乗算器３２の低消費電力化が可能となる。
対Ｔｒ１４，Ｔｒ１５の下段に差動トランジスタ対Ｔｒ
１２，Ｔｒ１３が設けられており、その差動トランジス
タ対Ｔｒ１２，Ｔｒ１３の共通エミッタには電流源Ｉ１
１が接続されている。この構成においては、差動トラン
ジスタ対Ｔｒ１２、Ｔｒ１３により、電流源Ｉ１１の電
流が切り替えられる。このように構成することで、電流
源Ｉ１１に流れる電流の半分を信号として用いることが
できるため、乗算器３２の低消費電力化が可能となる。
【００５０】また、図７においても、積分器出力のＤＣ
電位はトランジスタＴｒ１２のＤＣバイアス電位として
用いられ、微分器出力のＤＣ電位はトランジスタＴｒ１
４のＤＣバイアス電位として用いられている。
電位はトランジスタＴｒ１２のＤＣバイアス電位として
用いられ、微分器出力のＤＣ電位はトランジスタＴｒ１
４のＤＣバイアス電位として用いられている。
【００５１】図８に示した周波数逓倍器は、図７に示し
た回路をさらに改良した一例である。すなわち、図８に
おいては、乗算器３２に、差動トランジスタ対Ｔｒ１
４，Ｔｒ１５と並列接続された差動トランジスタ対Ｔｒ
１６，Ｔｒ１７がさらに設けられており、その差動トラ
ンジスタ対Ｔｒ１６，Ｔｒ１７の共通エミッタが下段の
差動トランジスタ対Ｔｒ１２，Ｔｒ１３におけるＴｒ１
３のコレクタに接続されている。この構成により乗算器
３２はＤｏｕｂｌｅ Ｂａｌａｎｃｅｄ Ｍｉｘｅｒ
（ＤＢＭ）として機能する。
た回路をさらに改良した一例である。すなわち、図８に
おいては、乗算器３２に、差動トランジスタ対Ｔｒ１
４，Ｔｒ１５と並列接続された差動トランジスタ対Ｔｒ
１６，Ｔｒ１７がさらに設けられており、その差動トラ
ンジスタ対Ｔｒ１６，Ｔｒ１７の共通エミッタが下段の
差動トランジスタ対Ｔｒ１２，Ｔｒ１３におけるＴｒ１
３のコレクタに接続されている。この構成により乗算器
３２はＤｏｕｂｌｅ Ｂａｌａｎｃｅｄ Ｍｉｘｅｒ
（ＤＢＭ）として機能する。
【００５２】また、この構成により、図７のようにトラ
ンジスタＴｒ１３に流れる電流を捨てることなく、それ
をトランジスタ対Ｔｒ１６，Ｔｒ１７により信号として
取り出すことができる。したがって、図７に比べ２倍の
出力を取り出せることになり、さらに低消費電力化が可
能となる。
ンジスタＴｒ１３に流れる電流を捨てることなく、それ
をトランジスタ対Ｔｒ１６，Ｔｒ１７により信号として
取り出すことができる。したがって、図７に比べ２倍の
出力を取り出せることになり、さらに低消費電力化が可
能となる。
【００５３】図９は図８に示した周波数逓倍器をさらに
改良した一例である。ここでは、入力段増幅器４１の差
動トランジスタ対Ｔｒ１０、Ｔｒ１１のＴｒ１０側の電
流により駆動される移相器４２−１と、Ｔｒ１１側の電
流により駆動される移相器４２−２とが別個に設けられ
ている。移相器４２−１，４２−２それぞれの積分器出
力は、乗算器３２の差動トランジスタ対Ｔｒ１２，Ｔｒ
１３のベースに入力される。また移相器４２−１の微分
器出力は、乗算器３２の差動トランジスタ対Ｔｒ１４，
Ｔｒ１５におけるＴｒ１４のベースと、差動トランジス
タ対Ｔｒ１６，Ｔｒ１７におけるＴｒ１７のベースに入
力され、移相器４２−２の微分器出力は、乗算器３２の
差動トランジスタ対Ｔｒ１４，Ｔｒ１５におけるＴｒ１
５のベースと、差動トランジスタ対Ｔｒ１６，Ｔｒ１７
におけるＴｒ１６のベースに入力される。
改良した一例である。ここでは、入力段増幅器４１の差
動トランジスタ対Ｔｒ１０、Ｔｒ１１のＴｒ１０側の電
流により駆動される移相器４２−１と、Ｔｒ１１側の電
流により駆動される移相器４２−２とが別個に設けられ
ている。移相器４２−１，４２−２それぞれの積分器出
力は、乗算器３２の差動トランジスタ対Ｔｒ１２，Ｔｒ
１３のベースに入力される。また移相器４２−１の微分
器出力は、乗算器３２の差動トランジスタ対Ｔｒ１４，
Ｔｒ１５におけるＴｒ１４のベースと、差動トランジス
タ対Ｔｒ１６，Ｔｒ１７におけるＴｒ１７のベースに入
力され、移相器４２−２の微分器出力は、乗算器３２の
差動トランジスタ対Ｔｒ１４，Ｔｒ１５におけるＴｒ１
５のベースと、差動トランジスタ対Ｔｒ１６，Ｔｒ１７
におけるＴｒ１６のベースに入力される。
【００５４】このように、入力段増幅器４１の差動トラ
ンジスタ対Ｔｒ１０，Ｔｒ１１それぞれに対して移相器
を別個に設ける構成を採用することにより、入力段増幅
器４１の利得を２倍にすることが可能となる。
ンジスタ対Ｔｒ１０，Ｔｒ１１それぞれに対して移相器
を別個に設ける構成を採用することにより、入力段増幅
器４１の利得を２倍にすることが可能となる。
【００５５】図１０は図９に示した周波数逓倍器をさら
に改良した一例である。入力段増幅器４１の負荷抵抗Ｒ
ｓ１、Ｒｓ２と電源端子Ｖｃｃとの間には、さらに抵抗
Ｒｓ３が設けられている。またＲｓ１およびＲｓ２と、
Ｒｓ３との接続点とＡＣグランドとの間には、キャパシ
タＣ１０が接続されている。キャパシタＣ１０と抵抗Ｒ
ｓ３はローパスフィルタとして機能する。これにより、
電源からの不要波を除去でき、回路が安定に動作するこ
とができる。以上、バイポーラトランジスタを使用する
場合について説明したが、ＭＯＳＦＥＴ、ＭＥＳＦＥＴ
などを用いる事も可能である。
に改良した一例である。入力段増幅器４１の負荷抵抗Ｒ
ｓ１、Ｒｓ２と電源端子Ｖｃｃとの間には、さらに抵抗
Ｒｓ３が設けられている。またＲｓ１およびＲｓ２と、
Ｒｓ３との接続点とＡＣグランドとの間には、キャパシ
タＣ１０が接続されている。キャパシタＣ１０と抵抗Ｒ
ｓ３はローパスフィルタとして機能する。これにより、
電源からの不要波を除去でき、回路が安定に動作するこ
とができる。以上、バイポーラトランジスタを使用する
場合について説明したが、ＭＯＳＦＥＴ、ＭＥＳＦＥＴ
などを用いる事も可能である。
【００５６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
微分器および積分器から構成される移相器を内部インピ
ーダンスの高い非線形増幅器からなる電流駆動回路によ
って電流駆動することにより、電流駆動回路からの電流
信号を効率よく移相器に入力することが可能となり、低
消費電力を維持したまま高精度の位相シフトを行うこと
ができる。よって、移相器後段に設けられた乗算器では
矩形波形を用いた周波数変換を行うことができ、消費電
力の大きいリニアアンプを設けることなく、周波数逓倍
を行うことが可能となる。
微分器および積分器から構成される移相器を内部インピ
ーダンスの高い非線形増幅器からなる電流駆動回路によ
って電流駆動することにより、電流駆動回路からの電流
信号を効率よく移相器に入力することが可能となり、低
消費電力を維持したまま高精度の位相シフトを行うこと
ができる。よって、移相器後段に設けられた乗算器では
矩形波形を用いた周波数変換を行うことができ、消費電
力の大きいリニアアンプを設けることなく、周波数逓倍
を行うことが可能となる。
【図１】本発明の一実施形態に係る周波数逓倍器の基本
構成を示す回路図。
構成を示す回路図。
【図２】同実施形態の周波数逓倍器の機能構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図３】同実施形態の周波数逓倍器の第１の具体例を示
す回路図。
す回路図。
【図４】同実施形態の周波数逓倍器の第２の具体例を示
す回路図。
す回路図。
【図５】同実施形態の周波数逓倍器の第３の具体例を示
す回路図。
す回路図。
【図６】図３の周波数逓倍器のさらに具体的な構成の一
例を示す回路図。
例を示す回路図。
【図７】図３の周波数逓倍器のさらに他の具体的な構成
例を示す回路図。
例を示す回路図。
【図８】図７の周波数逓倍器の変形例を示す回路図。
【図９】図８の周波数逓倍器をさらに改良した構成を示
す回路図。
す回路図。
【図１０】図９の周波数逓倍器の変形例を示す回路図。
【図１１】同実施形態の周波数逓倍器が適用される無線
部の構成を示すブロック図。
部の構成を示すブロック図。
【図１２】従来の周波数逓倍器の機能構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図１３】図１２の周波数逓倍器に設けられた乗算器の
動作を示す波形図。
動作を示す波形図。
【図１４】非線形アンプを用いた従来の周波数逓倍器の
機能構成を示すブロック図。
機能構成を示すブロック図。
【図１５】図１４の周波数逓倍器に設けられた乗算器の
動作を示す波形図。
動作を示す波形図。
【図１６】乗算器の前段に移相器を設けた従来の周波数
逓倍器の機能構成を示すブロック図。
逓倍器の機能構成を示すブロック図。
【図１７】図１６の周波数逓倍器に設けられた乗算器の
動作を示す波形図。
動作を示す波形図。
【図１８】乗算器前段に移相器として電圧駆動型移相器
を用いた従来の周波数逓倍器の構成を示す回路図。
を用いた従来の周波数逓倍器の構成を示す回路図。
【図１９】図１８の周波数逓倍器の等価回路を示す図。
【図２０】高調波を含む信号の無歪み伝送に必要な入出
力特性を説明するための波形図。
力特性を説明するための波形図。
Ｔｒ１〜Ｔｒ１７，Ｔｒ２０…ＮＰＮバイポーラトラン
ジスタ Ｃ，Ｃ１０，Ｃ２０…キャパシタ Ｒ，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ２０，Ｒｏ１，Ｒｏ２，Ｒｏ３…抵
抗 Ｒｓ…移相器の駆動回路の内部抵抗 Ｖｓ…ローカル電圧信号 Ｉ…移相器の入力されるローカル電流信号 Ｉｓ…ローカル電流信号 ＩＴｒ２…トランジスタＴｒ２に流れる電流 Ｉｏ，Ｉ１０，１１…電流源 ＶＣＣ，ＶＢＢ，ＶＢＢ１，ＶＢＢ２…電源 ＢＰＦ…バンドパスフィルタ ＬＮＡ…リニアアンプ（低雑音増幅器） ＬＰＦ…ローパスフィルタ Ａ／Ｄ…アナログデジタル変換器 Ｄ／Ａ…デジタルアナログ変換器 ＭＩＸ…周波数変換器（ミキサ） ＡＮＴ…アンテナ ＬＯ…局部発振器 ＲＸ…受信系 ＴＸ…送信系 ＳＷ…送受切替スイッチ
ジスタ Ｃ，Ｃ１０，Ｃ２０…キャパシタ Ｒ，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ２０，Ｒｏ１，Ｒｏ２，Ｒｏ３…抵
抗 Ｒｓ…移相器の駆動回路の内部抵抗 Ｖｓ…ローカル電圧信号 Ｉ…移相器の入力されるローカル電流信号 Ｉｓ…ローカル電流信号 ＩＴｒ２…トランジスタＴｒ２に流れる電流 Ｉｏ，Ｉ１０，１１…電流源 ＶＣＣ，ＶＢＢ，ＶＢＢ１，ＶＢＢ２…電源 ＢＰＦ…バンドパスフィルタ ＬＮＡ…リニアアンプ（低雑音増幅器） ＬＰＦ…ローパスフィルタ Ａ／Ｄ…アナログデジタル変換器 Ｄ／Ａ…デジタルアナログ変換器 ＭＩＸ…周波数変換器（ミキサ） ＡＮＴ…アンテナ ＬＯ…局部発振器 ＲＸ…受信系 ＴＸ…送信系 ＳＷ…送受切替スイッチ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03B 19/00 - 19/20
H03K 5/00
H03H 7/18 - 7/21
Claims (4)
- 【請求項１】抵抗素子と容量素子との直列回路をそれぞ
れ含む微分器および積分器から構成される移相器と、前記 移相器からの出力信号を用いて周波数変換を行う周
波数変換回路と、 前記移相器のインピーダンスよりも大きな内部インピー
ダンスを有し、前記移相器を入力電圧信号に応じて電流
駆動する非線形増幅器からなる電流駆動回路とを具備す
る 周波数逓倍器。 - 【請求項２】前記電流駆動回路は、エミッタもしくはソ
ース接地の第１トランジスタ、またはベースもしくはゲ
ート接地の第２トランジスタを含み、前記第１トランジ
スタのコレクタもしくはドレイン、または前記第２トラ
ンジスタのコレクタもしくはドレインから前記移相器を
電流駆動するための電流信号を出力する請求項１記載の
周波数逓倍器。 - 【請求項３】前記移相器の積分器および微分器それぞれ
のＤＣ出力電位は互いに異なる値に設定されており、こ
れら積分器および微分器のそれぞれのＤＣ出力電位を前
記周波数変換回路のＤＣバイアス設定に使用する請求項
１または２記載の周波数逓倍器。 - 【請求項４】前記電流駆動回路は、差動トランジスタ対
を含むエミッタもしくはソース接地増幅器、またはベー
スもしくはゲート接地増幅器を含む請求項１記載の周波
数逓倍器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25196197A JP3372198B2 (ja) | 1997-09-17 | 1997-09-17 | 周波数逓倍器 |
| US09/153,296 US6100731A (en) | 1997-09-17 | 1998-09-15 | Frequency multiplier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25196197A JP3372198B2 (ja) | 1997-09-17 | 1997-09-17 | 周波数逓倍器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1197934A JPH1197934A (ja) | 1999-04-09 |
| JP3372198B2 true JP3372198B2 (ja) | 2003-01-27 |
Family
ID=17230570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25196197A Expired - Fee Related JP3372198B2 (ja) | 1997-09-17 | 1997-09-17 | 周波数逓倍器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6100731A (ja) |
| JP (1) | JP3372198B2 (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11308054A (ja) * | 1998-04-22 | 1999-11-05 | Fujitsu Ltd | 二重平衡変調器及び直交変調器 |
| DE10004995A1 (de) * | 2000-02-04 | 2001-08-09 | Infineon Technologies Ag | Analogmultiplizierer |
| JP2002223126A (ja) * | 2001-01-29 | 2002-08-09 | Fujitsu Ltd | 周波数逓倍装置 |
| JP4780865B2 (ja) * | 2001-07-19 | 2011-09-28 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 周波数逓倍装置 |
| GB2378593B (en) * | 2001-08-03 | 2003-09-17 | Zarlink Semiconductor Ltd | A frequency doubler circuit arrangement |
| US7362070B2 (en) * | 2002-11-04 | 2008-04-22 | Hamilton Sundstrand Corporation | Electric motor control system including position determination and error correction |
| US6864728B1 (en) * | 2003-02-28 | 2005-03-08 | Xilinx, Inc. | Frequency multiplier and amplification circuit |
| US7324561B1 (en) | 2003-06-13 | 2008-01-29 | Silicon Clocks Inc. | Systems and methods for generating an output oscillation signal with low jitter |
| US7098753B1 (en) | 2003-06-13 | 2006-08-29 | Silicon Clocks, Inc. | Oscillator with variable reference |
| JP4776928B2 (ja) * | 2005-01-11 | 2011-09-21 | 三菱電機株式会社 | 周波数逓倍器 |
| JP5241373B2 (ja) * | 2008-08-04 | 2013-07-17 | 三菱電機株式会社 | 高調波生成装置 |
| WO2014086385A1 (en) * | 2012-12-03 | 2014-06-12 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | An i/q network |
| US9634611B1 (en) * | 2015-11-02 | 2017-04-25 | Inphi Corporation | Method for improving stable frequency response of variable gain amplifier |
| RU173469U1 (ru) * | 2016-07-25 | 2017-08-29 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южный федеральный университет" (Южный федеральный университет) | Умножитель частоты гармонических колебаний |
| RU173470U1 (ru) * | 2016-07-25 | 2017-08-29 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южный федеральный университет" (Южный федеральный университет) | Умножитель частоты гармонических колебаний |
| RU169928U1 (ru) * | 2016-09-19 | 2017-04-06 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южный федеральный университет" (Южный федеральный университет) | Умножитель частоты гармонических колебаний |
| EP3577756B1 (en) * | 2017-02-03 | 2020-12-30 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | A broadband frequency tripler |
| RU182445U1 (ru) * | 2018-03-07 | 2018-08-17 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южный федеральный университет" (Южный федеральный университет) | Умножитель частоты гармонических колебаний |
| JP6942283B2 (ja) | 2019-03-11 | 2021-09-29 | 三菱電機株式会社 | 位相可変逓倍器及びアンテナ装置 |
| RU191295U1 (ru) * | 2019-04-17 | 2019-08-01 | федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южный федеральный университет" (Южный федеральный университет) | Умножитель частоты гармонических колебаний |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3544886A (en) * | 1968-01-25 | 1970-12-01 | Corning Glass Works | Rc phase shift circuit having improved output amplitude stability |
| US4691170A (en) * | 1986-03-10 | 1987-09-01 | International Business Machines Corporation | Frequency multiplier circuit |
| FR2647984B1 (fr) * | 1989-06-06 | 1991-09-13 | Labo Electronique Physique | Circuit dephaseur ameliore |
| US5736840A (en) * | 1993-09-09 | 1998-04-07 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Phase shifter and communication system using the phase shifter |
-
1997
- 1997-09-17 JP JP25196197A patent/JP3372198B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-09-15 US US09/153,296 patent/US6100731A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1197934A (ja) | 1999-04-09 |
| US6100731A (en) | 2000-08-08 |
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