JP4005391B2 - ダイレクトコンバージョン送信回路及び集積化送受信回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は移動体通信機に係り、特に大規模集積化に適したダイレクトコンバージョン送信回路及びそれを用いた集積化送受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信機の爆発的な普及につれ、小型、低コスト化への要求が強まっている。そのため、電圧制御形発振器（ＶＣＯ）や、フィルタ数を低減し、集積度を上げた集積回路の適用が望まれている。送信機の従来例の１つとしては瀧川等によりアイ・イー・イー・イー １９９９年、第２５回欧州集積回路会議予稿集２７８頁から２８１頁に発表された「ＧＳＭ、ＤＣＳ１８００向けデュアルバンドトランシーバＩＣ高周波技術 」(K. Takikawa et. al. “RF Circuits Technique of Dual-Band Transceiver IC for GSM and DCS1800 applications,” IEEE 25th European Solid-State Circuits Conference pp. 278-281, 1999)が挙げられる。
【０００３】
送信回路設計の上で重要な項目として受信周波数帯域への雑音漏洩の低減が挙げられる。図２に欧州携帯電話（ＧＳＭ）の規格で定められている送信電力と、受信帯域での雑音の関係を示す。ＧＳＭ受信帯域許容出力雑音レベル２０２で示すように、ＧＳＭ出力信号２０１の最大出力電力３３ｄＢｍに対して、送信帯域２０３の上限から僅か２０ＭＨｚ離れた受信帯域２０４での雑音は、−７９ｄＢｍ／１００ｋＨｚ（−１２９ｄＢｍ／Ｈｚ）以下に抑圧する必要がある。すなわち、送信信号と雑音レベルの差は−１１２ｄＢｃ以上必要となる。帯域通過フィルタなどを電力増幅器の出力部に適用すれば上記仕様は達成可能であるが、フィルタの損失の影響で効率の低下が生じる。このためフィルタを使用しない構成としてオフセットＰＬＬが適用されている。
【０００４】
オフセットＰＬＬを適用した送信機の回路構成図を図１８に示す。送信機は、ＩＦ信号発生部１８１５とＰＬＬ部１８１４より構成される。先ず、ＩＦ部の動作について説明する。Ｉ入力１０８、Ｑ入力１０９に２００ｋＨｚの帯域を持つＩ，Ｑ信号が入力される。この入力信号は、９０°位相差を持つ中間周波（IF）局部発信信号１８１２，１８１３とミキサ１８０８，１８０９においてそれぞれ混合される。ここで、局部発信信号１８１２，１８１３は、ＶＣＯ１８０６の出力を９０°位相器１８０７にて位相をずらして得られる。ミキサ１８０８，１８０９のそれぞれの出力を加算することでＩＦ周波数（２７０ＭＨｚ）のＧＭＳＫ(Gaussian Minimum Shift Keying)変調信号に変換される。ＧＭＳＫ変調信号は、ＧＳＭシステムに採用されている変調信号であり、位相のみに信号情報をもち、振幅は一定である。後段の位相比較器１８０２に対して十分な振幅を与えるため、増幅器１８１０にてＩＦ信号は増幅される。ミキサ１８０８，１８０９、増幅器１８１０で発生する高調波を低域通過フィルタ１８１１で取り除いた後、ＩＦ信号はＰＬＬ部１８１４の位相比較器１８０２に入力される。
【０００５】
ＰＬＬ部１８１４はミキサ１８０１を含むことが特徴であり、ＲＦ周波数で動作するＶＣＯ１８０の出力信号の周波数をミキサ１８０１にてＩＦ周波数ｆIF（２７０ＭＨｚ）に変換し、ＩＦ信号との誤差分を位相比較器１８０２より出力する。出力された誤差信号の周波数はＩ，Ｑ入力信号と同じベースバンド信号帯域まで下がる。誤差信号の高周波雑音は、低域通過フィルタ１８０３にて抑圧する。参照符号１８１６で示したフィルタのＰＬＬ閉ループの遮断周波数は２００ｋＨｚの信号帯域に対し、約１．６ＭＨｚであり、２０ＭＨｚの雑音は大きく抑圧される。このため、ＶＣＯ１８０の出力信号から２０ＭＨｚ離れた帯域の雑音は大きく抑圧される。したがって、ＶＣＯ１８０の出力を直接、電力増幅器ＰＡに接続しても新たにＲＦ信号に対しフィルタを接続することなく、受信帯域の雑音を−７９ｄＢｍ／１００ｋＨｚ（−１２９ｄＢｍ／Ｈｚ）以下に抑圧することが可能となる。
【０００６】
オフセットＰＬＬを用いた送信機では、図１８内に示した実線で囲まれた部分１８１７は集積化されるが、ＶＣＯ１８０は低雑音特性を必要とするため外付け部品となる。しかし、オフセットＰＬＬを用いると高周波の外付けフィルタを必要としないので、高効率な送信機として広く適用されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
前述したように、オフセットＰＬＬを適用した従来例によれば、外付けフィルタを必要としないので、広く送信機に用いられてきた。しかしながら、オフセットＰＬＬを適用した送信機では、低雑音の外付けＶＣＯを必要とするためコストの低減に限界があった。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、更なる低コスト、部品点数の低減を図るために、コスト低減の制限となる高性能な低雑音ＶＣＯを必要とせず、かつ、表面弾性波（ＳＡＷ： Surface Acoustic Wave）フィルタ等の高価な外付け高周波フィルタを必要としないダイレクトコンバージョン送信回路を提供することにある。
【０００９】
また、そのダイレクトコンバージョン送信回路を用いた送受信機を提供することも、本発明の目的である。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明に係る送信回路では、送信用ＶＣＯを必要としないダイレクトコンバージョンを用い、かつ、受信帯域での雑音低減を図るために、Ｉ，Ｑ（以下、「ＩＱ」と略記する）信号をＲＦ信号に変換する変調器のＩＱ入力部にそれぞれ低域通過フィルタを設ける回路構成とする。本発明に係る集積化送受信回路は、その送信回路部に、このダイレクトコンバージョン送信回路を用いるものである。具体的な内容については、以下の実施の形態にて述べる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るダイレクトコンバージョン送信回路及びそれを用いた集積化送受信回路の好適な実施の形態について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１２】
＜実施の形態１＞
本発明の第１の実施の形態を、図１〜８と図１９を用いて説明する。ここではアプリケーションとして従来例と同じく、欧州セルラ電話ＧＳＭ（９００ＭＨｚ帯）、ＧＳＭ１８００（１８００ＭＨｚ帯）を対象とする。すでに従来の技術の説明で触れたが、図２にＧＳＭ規格で満足すべき受信帯域での送信機からの雑音レベルを示した。図３にＧＳＭ１８００で満たすべき条件を示す。送信帯域(TX Band)３０３は１７１０〜１７８５ＭＨｚであり、受信帯域(RX Band)３０４は１８０５〜１８８０ＭＨｚである。したがって、ＧＳＭの場合と同様に、２０ＭＨｚの間隔がある。ＧＳＭ１８００の出力信号３０１の３０ｄＢｍの最大送信電力に対して、受信帯域許容出力雑音３０２を満足するように、−７１ｄＢｍ／１００ｋＨｚ（−１２１ｄＢｍ／Ｈｚ）以下に抑える必要がある。このため、送信信号の最大送信電力３０１と受信帯域雑音のレベル差は、同図に示したように−１０１ｄＢｃとなる。ＧＳＭと比較すると、１１ｄＢ緩和された仕様である。
【００１３】
ここで、図４を用いてダイレクトコンバージョン送信回路の解決すべき課題を明らかにする。
【００１４】
ダイレクトアップコンバージョン送信機は図１８で示した従来例のＩＦ部１８１５と同じ回路構成を持つが、直接ＲＦ変調信号を発生させる変調方法を適用している。なお、ダイレクトコンバージョンは、ベースバンドから送信周波数帯域まで一気に周波数を上げる周波数変換を行う場合をダイレクトアップコンバージョン、受信周波数帯域からベースバンドまで一気に周波数を下げる周波数変換を行う場合をダイレクトダウンコンバージョンとも言う。
【００１５】
図４には、ミキサ１０１，１０２から構成される直交変調器１０６のほか、ＩＱ信号を発生するＡＤ変換器(ADC)４０２，４０３も記載してある。ＡＤ変換器４０２の出力部の信号／雑音レベルの周波数特性を矩形４１０内に周波数ｆと出力Ｐの関係で示すように、ＡＤ変換器４０２の出力は、信号本体４１１、折り返し雑音４１２、回路の持つ熱雑音４１３を含む。なお、ＡＤ変換器４０３の出力部の特性も同様である。
【００１６】
折り返し雑音を抑圧するために各ＡＤ変換器の出力部には、低域通過フィルタ４０４，４０５が設置される。低域通過フィルタ４０４の出力では、参照符号４１４の矩形内に示すように、フィルタ４０４の遮断周波数ｆCUTOFF以上の信号は抑圧され、信号４１５と遮断周波数以下の雑音４１６を含む。なお、低域通過フィルタ４０５の出力についても同様である。低域通過フィルタ４０４，４０５の出力信号が、送信回路のＩ入力１０８，Ｑ入力１０９にそれぞれ印加される。ＡＤ変換器の最適な出力信号振幅は、通常差動で２Ｖｐｐ程度である。これに対し、ミキサの最適入力レベルは回路構成に依存するが、例えば０．８Ｖｐｐであり、ＡＤ変換器の出力信号レベルとは異なる。この他最適なバイアスレベルも異なるため、バイアスレベルのシフト機能を含む減衰器１０３，１０４を必要とする。
【００１７】
減衰器１０３は雑音を発生するため、減衰器１０３の出力には矩形４１８内に示すように、信号４１９、低域通過フィルタの遮断周波数以下の雑音４２０に加え、減衰器の発生する雑音４２１を含む。なお、減衰器１０４の出力についても同様である。
【００１８】
減衰器１０３，１０４の雑音は広帯域であり、雑音を含んだＩＱ信号はミキサ１０１，１０２において、それぞれキャリア周波数ｆcを中心としたＲＦ周波数に変換される。２つのミキサ１０１，１０２には、それぞれ同一周波数で位相差が９０°あるキャリア周波数と同一周波数の局部発振信号が印加される。局部発振信号は発振器１０５の出力を元に位相器１００で発生させる。代表的な位相器としては、ＣＲフィルタを用いるものと、分周器を用いるものとの２通りが存在するが、分周器を用いる場合は、発振器１０５の発振周波数はキャリア周波数の２倍になる。
【００１９】
ミキサ１０１，１０２で構成される直交変調器１０６の出力は、矩形４２２内に示すように、キャリア周波数ｆcを中心に両側に変調された信号となる。この変調信号は、直交変調器出力信号４２４と、直交変調器出力のＡＤ変換器起因の熱雑音４２５と、直交変調器出力の減衰器起因の雑音４２６を含む。特に、減衰器の雑音４２１は広帯域であり、変調された信号にも広帯域な減衰器起因の雑音４２６となって存在する。
【００２０】
変調信号はドライバ増幅器１０７によってさらに増幅され、出力端子１３２を介して出力される。この信号には広帯域雑音が含まれるため、送信帯域から２０ＭＨｚ離れた受信帯域の雑音を削減するためにＳＡＷ（表面弾性波）デバイス、誘電体共振器などを適用した、急峻な特性を持つ高周波（ＲＦ）フィルタ４３０が必要となる。
【００２１】
高周波フィルタを不要にするためには、減衰器１０３，１０４の発生する広帯域雑音の低減が必要である。このため、図１に示すように減衰器とミキサ１０１，１０２の間にそれぞれ低域通過フィルタ１３０，１３１を設ける。図１において、ＡＤ変換器４０２，４０３の各出力及びＩＱ入力端子１０８，１０９までの信号に含まれる雑音は図４の例と同様である。すなわち、ＡＤ変換器４０２の出力は、図４の矩形４１０内に示したように、信号本体４１１と、折り返し雑音４１２と、回路の持つ熱雑音４１３を含み、ＩＱ入力端子１０８，１０９における信号には、図４の矩形４１４内に示したように、信号本体４１５と外付け低域通過フィルタ４０４，４０５の遮断周波数ｆCUTOFF1以下の雑音４１６が含まれる。
【００２２】
減衰器１０３，１０４では、図４の例と同様に広帯域雑音が発生するが、ミキサ１０１，１０２の直前に接続された遮断周波数ｆCUTOFF2の低域通過フィルタにより、図１の矩形１１８内に示したように、遮断周波数ｆCUTOFF2以上の周波数の雑音が減衰され、減衰器起因の広帯域雑音は遮断周波数ｆCUTOFF2以下の雑音１２１となる。このため、ミキサ１０１，１０２で構成される直交変調器１０６の出力は、矩形１２３内に示すように、キャリア周波数ｆcを中心に両側に変調された信号となるが、直交変調されたＲＦ信号からは、中心キャリア周波数ｆｃからｆCUTOFF2以上周波数の離れた雑音レベルは小さくなる。したがって、ＲＦ出力１３２に図４に示したＲＦフィルタ４３０を追加することなく受信帯域雑音レベルを低減することが出来る。
【００２３】
図８にＧＳＭ１８００の規格を満足させる送信機のレベルダイアグラムの一例を示す。送信機は直交変調器１０６、ドライバ増幅器１０７、電力増幅器８０１、スイッチ等で構成されるフロントエンド回路（FEM）８０２で構成される。なお、図８において、参照符号８０４は送信機の入力端、８０３は送信機の出力端である。ドライバ増幅器１０７、電力増幅器８０１、フロントエンド回路８０２のそれぞれの利得及び雑音指数ＮＦの性能は、現状存在する回路から、実現可能な特性を推定した。直交変調器１０６の出力信号レベルが−８ｄＢｍの場合、送信機の入力端８０４における受信帯域雑音レベルが、−１６０ｄＢｍ/Ｈｚ（−１５２ｄＢｃ）以下でＧＳＭ１８００の仕様を満足することがわかる。
【００２４】
図１９にＧＳＭの場合の仕様を、図８と同様に示す。周波数が低くなり、ドライバ回路１０７、電力増幅器８０１の雑音指数ＮＦの低減は期待できるが、仕様が厳しいため直交変調器１０６は−５ｄＢｍ出力時に、受信帯域の雑音レベルを−１７１ｄＢｍ/Ｈｚ（−１６６ｄＢｃ）以下にする必要がある。
【００２５】
本実施の形態で提案しているダイレクトアップコンバージョン送信回路について性能確認を行うため、図５に示す回路を０．３５μｍルールでトランジスタ遮断周波数ｆTが２０ＧＨｚのＢｉ−ＣＭＯＳプロセスで試作し、評価を行った。試作した回路は、ミキサ１０１，１０２からなるＩＱ信号用ミキサ回路１組と、９０°位相器１００の入力端子５０５から入力されるミキサ用局部発振信号を増幅するバッファ増幅器５０１，５０２より構成される直交変調器５１０部分であり、９０°位相器１００、減衰器５０８，５０９、低域通過フィルタ５０６，５０７は個別部品で構成した。フィルタ５０６，５０７は１次の低域通過フィルタであり、参照符号５００で示す点線内の回路図のように抵抗５１１と容量５１２で構成される。直交変調器５１０の出力端には、個別部品で構成した整合回路５０３を設け、５０Ω整合と、差動−シングル変換を行って出力端子５０４から送信信号を取り出す構成である。
【００２６】
本実施の形態で提案しているダイレクトアップコンバージョン送信回路における低域通過フィルタの効果を調べるため、フィルタを用いない場合、フィルタの遮断周波数を４.９ＭＨｚ、４４０ｋＨｚとした場合について、ＧＳＭ１８００に向けた評価を行った。局部発振信号(LO)の入力レベルが０ｄＢｍ、ＩＱ入力信号の直流レベルが１．２Ｖ、出力の周波数が１．７５ＧＨｚの時の評価結果を図６に示す。横軸はＩＱ入力信号の電圧レベル（ｄＢＶ）であり、縦軸は送信信号と受信帯域雑音との比である。同図において、黒丸で示す特性線がフィルタを用いない場合の受信帯域雑音特性であり、四角で示す特性線が遮断周波数４４０ｋＨｚのフィルタを用いた場合、「＊」で示す特性線が遮断周波数４．９ＭＨｚのフィルタを用いた場合の受信帯域雑音特性である。なお、−１７ｄＢＶが、ＧＳＭ、ＧＳＭ１８００等の歪の規格を満足するために許容できる最大入力レベルである。
【００２７】
ＩＱの入力レベルが−１７ｄＢＶ時に−７ｄＢｍ出力であり、この場合の各特性を比較すると、フィルタの無い場合の−１４２ｄＢｃ/Ｈｚ（−１４９ｄＢｍ/Ｈｚ）に比べ、４４０ｋＨｚの遮断周波数を持つフィルタを用いる場合、−１５６ｄＢｃ/Ｈｚ（−１６３ｄＢｍ/Ｈｚ）と１４ｄＢ改善していることがわかる。ＧＳＭ送信周波数帯域でもほぼ同等な結果が得られた。本試作実験では、ＧＳＭ規格に対しては性能未達であるが、ＳｉＧｅ（シリコン・ゲルマニウム）バイポーラトランジスタを用いるなどのデバイス特性の改善にて達成可能と考えられ、本発明の効果が期待される。
【００２８】
フィルタの遮断周波数を下げると受信帯域での雑音レベルをより低減することが出来るが、群遅延の周波数特性の影響により、変調信号の位相精度の劣化が懸念される。フィルタの遮断周波数と変調信号の位相精度の関係を図７に示す。ＧＳＭ規格では位相精度は５°以下であるが、マージンを見て位相精度の目標値を３°とすると、遮断周波数が約３００ｋＨｚ以下で急激な劣化が観測され、目標値とする位相精度３°を満足できない。集積回路の抵抗値のバラツキが±２０％、容量値のバラツキが±３０％であるとすると、遮断周波数の設計値は５００ｋＨｚ程度を下限とすることが望ましい。
【００２９】
以上のように、ダイレクトアップコンバージョン送信回路を構成するミキサ回路のＩＱ入力の直前に低域通過フィルタを接続する本発明の第１の実施の形態の構成によれば、出力の受信帯域雑音レベルを大幅に改善できることがわかる。
【００３０】
＜実施の形態２＞
図９および図１０を用いて、本発明の第２の実施の形態を説明する。前述した第１の実施の形態の一例では１次のフィルタをミキサの直前に接続した場合の特性を示した。受信帯域での雑音低減には遮断周波数を下げることが望ましいが、フィルタの持つ群遅延偏差による位相精度に影響が出るため限界がある。このため、次数の高いフィルタを用いて受信帯域での減衰量の確保と信号帯域内での群遅延偏差の抑圧を図ったものが本実施の形態である。
【００３１】
図９Ａに１次低域通過フィルタ９０ａと、２次のバタワースフィルタ９０ｂおよび３次のバタワースフィルタ９０ｃの振幅特性を示す。１次低域通過フィルタの特性は遮断周波数が４４０ｋＨｚであり、第１の実施の形態で検証のために行った図６に「＊」で示した実験結果と同じ条件に設定した。この１次低域通過フィルタの２０ＭＨｚでの減衰量は約３３ｄＢである。２次および３次バタワースフィルタ９０ｂ，９０ｃでも２０ＭＨｚでの減衰量を３３ｄＢに設定した。
【００３２】
図９Ｂに各フィルタの群遅延特性を示す。ＧＳＭの信号帯域は約１００ｋＨｚであり、１次のフィルタ９０ａの特性では１００ｋＨｚまでの帯域内で２０ｎｓｅｃの群遅延偏差が有る。１００ｋＨｚの信号で１度の誤差は２８ｎｓｅｃに相当するため、１次のフィルタ９０ａを用いた場合、１００ｋＨｚ帯域内で約０．７度の偏差が生じる。ＧＳＭシステムで用いるＧＭＳＫ変調信号のスペクトルは、１００ｋＨｚ帯域内で一様ではないので、この偏差と信号の位相精度の絶対値は同じものではないが、図７に示した実験結果における、フィルタの無い場合と遮断周波数が４４０ｋＨｚの１次フィルタを用いた場合の位相誤差の劣化分と良く一致している。２次および３次のバタワースフィルタ９０ｂ，９０ｃの特性では群遅延偏差はどちらも０．１ｎｓｅｃを下回っており、位相誤差に影響は与えない。したがって、フィルタ次数を１次から、２次以上にした場合に大きな改善効果があることが判る。
【００３３】
図１０に具体的な回路構成例を示す。ミキサ１０１，１０２は、広く用いられているギルバート形ミキサである。ここではＩ系統の回路について詳細を説明し、Ｑ系統の回路も同様なので説明は省略する。９０°位相差を持つ局部発振信号は、分周器で構成する位相器１００１にて生成される。局部発振信号はバッファ増幅器５０１にて増幅された後、ギルバートミキサ回路１０１内のスイッチ動作をする２組の差動対１００６を駆動する。Ｉ信号入力１０８は減衰器１０３にて減衰され、帰還用トランジスタ１００３、抵抗１００４、容量１００５より構成される２次サレンキー形のアクティブ低域通過フィルタ１３０にて２０ＭＨｚ以上の入力雑音を抑圧する。
【００３４】
サレンキーフィルタは素子値の選択により、バタワース形フィルタでも、チェビシェフ形フィルタでも構成することができる。フィルタ出力はミキサ入力段トランジスタ１００２を駆動し、２組の差動対１００６により高周波信号に変換されてミキサの負荷抵抗１００７と差動対１００６の接続端から出力が取り出される。ここでは２次のフィルタを示したが、３次にすることも容易である。ただしＧＳＭシステムに限れば、図９からも明らかように、２次のバタワース形フィルタにより必要にして十分な特性が得られる。本実施の形態により帯域外雑音の抑圧と、位相誤差の低減を両立させるダイレクトアップコンバージョン送信機を実現できる。
【００３５】
＜実施の形態３＞
図１１を用いて本発明の第３の実施の形態を説明する。なお、図１と同じ構成部分には同じ参照符号を付してある。本実施の形態は、前述した第１及び第２の実施の形態の回路構成において、ミキサ回路入力の直流オフセットの影響により発生するキャリアリークの低減に関するものである。本発明のダイレクトコンバージョン送信回路では、ミキサの入力にフィルタ、減衰器と多くの回路が接続されるため、ミキサの入力端子で発生する直流オフセットの増加が懸念さる。その対策案として本実施の形態の回路構成を提案する。
【００３６】
先ず、ミキサのキャリアリークについて説明する。ミキサは掛け算器として機能し、式(1)に示すように、ベースバンド入力信号ｆ(ｔ)と局部発振信号cos(2πｆｃ)との掛け算により、変調波ｆｃ(ｔ)を生成する。
【００３７】
ｆｃ(ｔ)＝ｆ(ｔ)×cos(2πｆｃ) … (1)
ミキサの入力に直流オフセットαが加わると、式(2)に示すように、キャリア信号の単独項が発生し、変調精度の劣化要因となる。
【００３８】
ｆｃ(ｔ)＝ｆ(ｔ)×cos(2πｆｃ)＋αcos(2πｆｃ) … (2)
直流オフセットを校正するために、本実施の形態では、オフセットを検出するＡＤ変換器ＡＤＣと、校正バイアスを発生させるＤＡ変換器ＤＡＣと、オフセットを最小化する制御を行うと同時に校正条件を記憶する制御部ＣＮＴとからなるバイアス校正回路１１０３をＩＱそれぞれのチャンネルに設ける。校正は電源が入った後、送信するまでの空き時間に行う。なお、制御部ＣＮＴは制御用レジスタ及び論理回路等から構成される。本実施の形態により、直流オフセットの影響を低減したダイレクトアップコンバージョン送信機を実現できる。
【００３９】
＜実施の形態４＞
図１２を用いて本発明の第４の実施の形態を説明する。なお、図１１と同じ構成部分には同じ参照符号を付してある。前述した第３の実施の形態で、Ｉ，Ｑ独立に直流オフセット校正回路１１０３を設けていたのに対して、本実施の形態では、回路規模が大きくなるＡＤ変換器ＡＤＣをＩ，Ｑで共用し、全体回路規模の低減を図ったものである。
【００４０】
ＡＤ変換器ＡＤＣは、スイッチＳＷにより、Ｉ，Ｑ信号線に選択的に接続される。ＤＡ変換器ＤＡＣは、Ｉ，Ｑ信号線にそれぞれ専用に設ける。制御部ＣＮＴも、Ｉ，Ｑ信号線に各々専用に設け、各直流オフセットをそれぞれ独立に制御する。校正はＩ，Ｑ同時には行えないため、校正時間は第３の実施の形態に比べて約倍の時間が必要となる。本実施の形態により、直流オフセットの影響を低減したダイレクトアップコンバージョン送信機を小さな回路規模で実現できる。
【００４１】
＜実施の形態５＞
図１３を用いて本発明第５の実施の形態を説明する。なお、図１０と同じ構成部分には同じ参照符号を付してある。図１０に示した第２の実施の形態では、アクティブ低域通過フィルタ１３０とミキサ１０１は独立した回路で構成していた。これに対して本実施の形態では、図１０に示したミキサの入力トランジスタ１００２とアクティブ低域通過フィルタ１３０のエミッタフォロワ回路用トランジスタ１００３の機能を、図１３に示すトランジスタ１３０２に集約している。これにより大きなベースバンド信号を印加しても飽和することが無い回路を実現できる。
【００４２】
Ｉ入力信号１０８は、ＰＮＰ型トランジスタ１３０３で構成される差動入力回路にて電圧から電流に変換される。トランジスタ１３０１，１３０２はカレントミラー構造を構成し、電流はミキサ用の２組の差動対１００６へ折り返されて負荷抵抗１００７との接続端からミキサ出力が供給される。トランジスタ１３０１，１３０２のベースに直列に接続した抵抗Ｒ１，Ｒ２と、接地端子あるいはトランジスタ１３０２のエミッタに接続された容量Ｃ１，Ｃ２により低域通過フィルタ１３００が構成される。また、トランジスタ１３０１，１３０２のエミッタは、それぞれ抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して接地されている。本実施の形態により、大きなベースバンド入力信号に対応できる、ダイレクトコンバージョン送信機を実現できる。
【００４３】
＜実施の形態６＞
図１４を用いて本発明の第６の実施の形態を説明する。なお、図１３と同じ構成部分には同じ参照符号を付してある。図１３に示した第５の実施の形態では、フィルタを構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２がトランジスタ１３０１，１３０２のベースに直列に接続されるため、トランジスタのベース・コレクタ電流増幅率ｈFEに起因するベース電流バラツキによる、ミキサ入力電圧の直流オフセットの増加が懸念される。
【００４４】
これに対して、本実施の形態ではゲートに直流電流が流れないＭＯＳＦＥＴ１４００，１４０１をカレントミラー部に適用することにより、抵抗Ｒ１，Ｒ２での電位降下のバラツキに起因する直流オフセットの発生を抑圧している。また、減衰器１０３を構成するトランジスタをＰＮＰトランジスタ１３０３からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４０２に変更しているのは、入力インピーダンスを高め、少ない電力で駆動できるようにしたためである。
【００４５】
本実施の形態により、大きな抵抗をフィルタに適用することが可能になり、容量値を低減することができる結果、素子面積の小さな低雑音ダイレクトコンバージョン送信機を実現できる。
【００４６】
＜実施の形態７＞
図１５を用いて本発明の第７の実施の形態を説明する。本実施の形態は、ＧＳＭ／ＧＳＭ１８００/ＧＳＭ１９００のトリプルバンドに適用する送受信共にダイレクトコンバージョンを採用したトランシーバＩＣである。このトランシーバＩＣ１５０の受信回路は、ＧＳＭ／ＧＳＭ１８００/ＧＳＭ１９００それぞれ、９２５〜９６０ＭＨｚ、１８０５〜１８８０ＭＨｚ、１９３０〜１９９０ＭＨｚの周波数帯を受信する。外付けのＲＦフィルタ１５０６により各周波数帯以外の大きな妨害波を削除する。その後、各周波数帯に対して専用に設けられた低雑音増幅器１５０７，１５０８，１５０９にて信号が増幅される。低雑音増幅器の各出力は、すべての周波数帯で動作する共通のダイレクトコンバージョン用ミキサ１５１０，１５１１の入力に接続され、信号はベースバンド周波数のＩ成分とＱ成分に直接変換される。ミキサ１５１０，１５１１は、それぞれ１／２分周器１５１２で発生される９０°位相差をもつ局部発振信号にて駆動されている。Ｉ成分、Ｑ成分の信号はベースバンドプログラマブル利得可変増幅器・チャネル低域通過フィルタ列（PGA＆LPF）１５１３，１５１４において妨害波除去と利得調整の処理を受けた後、Ｉ信号、Ｑ信号として後段に出力される。
【００４７】
送信回路は、先に紹介したいずれかの実施の形態を適用している。ＩＱ送信信号は、減衰器１０３にて所望の信号レベルに調整し、低域通過フィルタ１３０にて減衰器１０３の発生する広帯域雑音を抑圧する。フィルタ１３０にて雑音を抑圧された信号は、１組のミキサ１０１，１０２で構成される直交変調器１０６においてＲＦ周波数の変調信号に変換される。ＧＳＭの場合は８８０〜９１５ＭＨｚ、ＧＳＭ１８００の場合は１７１０〜１７８５ＭＨｚ、ＧＳＭ１９００の場合は１８５０〜１９１０ＭＨｚで動作する。ミキサ１０１，１０２はそれぞれ分周器１００で発生される９０°位相差をもつ局部発振信号にて駆動されている。
【００４８】
直交変調器１０６の出力信号は、ＧＳＭ用ドライバ増幅回路１５００か、ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００兼用ドライバ回路１５０１にて増幅される。ＧＳＭドライバ回路の出力には急峻な特性を持つＳＡＷフィルタ等の帯域通過フィルタ１５０２を接続し、２０ＭＨｚ離れた受信帯域の残留雑音を除去する。ここでは、第１の実施の形態で示した実験結果を踏まえて、ＧＳＭ出力には急峻なＳＡＷフィルタを接続しているが、回路の高性能化に伴ない、安価なＬＣフィルタに起きかえることが可能となる。フィルタの出力は電力増幅器モジュール（PA Module）８０１にて信号を増幅する。
【００４９】
ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００兼用ドライバ増幅回路１５０１の出力には簡易なＬＣフィルタ１５０３を接続し、高調波を除去した後、電力増幅器モジュール８０１にて信号を増幅する。ここで、電力増幅器モジュール８０１はＧＳＭ用増幅器とＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００兼用増幅器を実装している。電力増幅器モジュール８０１内の増幅器の出力で発生する高調波を取り除く低域通過フィルタ（LPF）１５０４を通して送受信切り替えスイッチ（S/W）１５０５を介してアンテナから送信される。
【００５０】
電圧制御発振器（RF VCO）１５１５はシンセサイザ(RF PLLSynth)１５１６により帰還を受け安定に発振し、送受信の局部発振信号を以下のように生成する。
【００５１】
ＧＳＭ受信： 発振器１５１５が３７００〜３８４０ＭＨｚで発振し、この発信器出力が分周器１５１７で２分周され、更に分周器１５１２にて２分周されてミキサ１５１０とミキサ１５１１を駆動するＧＳＭ受信用の局部発信信号が得られる。
【００５２】
ＧＳＭ１８００受信： 発振器１５１５が３６１０〜３７６０ＭＨｚで発振し、この発信器出力は分周器１５１７を通らずにスイッチ１５１８で直接分周器１５１２に接続され２分周されて、ミキサ１５１０とミキサ１５１１を駆動するＧＳＭ１８００受信用の局部発信信号が得られる。
【００５３】
ＧＳＭ１９００受信： 発振器１５１５が３８６０〜３９８０ＭＨｚで発振し、この発信器出力が分周器１５１７を通らずにスイッチ１５１８で直接分周器１５１２に接続され２分周されて、ミキサ１５１０とミキサ１５１１を駆動するＧＳＭ１９００受信用の局部発信信号が得られる。
【００５４】
ＧＳＭ送信： 発振器１５１５が３５２０〜３６６０ＭＨｚで発振し、この発振器出力は分周器１５１９で２分周され、更に分周器１００にて分周されて、直交変調器１０６を駆動するＧＳＭ送信用の局部発信信号が得られる。
【００５５】
ＧＳＭ１８００送信： 発信器１５１５が３４２０〜３５７０ＭＨｚで発振し、この発振器出力は分周器１５１９を通らずにスイッチ１５２０で直接分周器１００に接続され２分周されて、直交変調器１０６を駆動するＧＳＭ１８００送信用の局部発信信号が得られる。
【００５６】
ＧＳＭ１９００送信： 発信器１５１５が３７００〜３８２０ＭＨｚで発振し、この発振器出力は分周器１５１９を通らずにスイッチ１５２０で直接分周器１００に接続され、２分周されて直交変調器１０６を駆動するＧＳＭ１９００送信用の局部発信信号が得られる。
【００５７】
この様な動作を行うため、発振器１５１５は３４２０〜３９８０ＭＨｚで動作する。本実施形態によりひとつの電圧制御発信器を用いて送受両方にダイレクトコンバージョン回路を実現することが出来る。
【００５８】
＜実施の形態８＞
本発明の第８の実施の形態を図１６と図２０を用いて説明する。なお、図１６において、図１５と同じ構成部分には同じ参照符合を付してある。前述した第６の実施の形態では、ＧＳＭ用は発振器１５１５の出力を４分周し、ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００用は２分周して局部発振信号を生成している。２分周器の入力（すなわち、発振器１５１５の出力）波形、２分周波形および４分周波形を図２０に示す。
【００５９】
発振器１５１５の出力が２分周器に入力されると、出力１と出力２の２つの波形を発生する。出力１と出力２の波形の立上りタイミング２００７，２００８の一方は、分周器の入力（すなわち発振器出力）の立上りタイミング２００５に同期し、もう一方は分周器の入力の立下りタイミング２００６に同期する。
【００６０】
発振器１５１５の出力が５０％のデューティ比を持つならば、２つの出力の位相差は９０°となる。デューティ比が５０％からずれる場合は、位相差に誤差が生じる。出力１の波形を更に２分周すると、出力３と出力４の波形を得る。どちらの波形の立上りタイミング２００９，２０１０も発振器出力の立上りタイミング２００５に同期しており、発振波形のデューティ比に依存することなく、正確な９０°位相差を持つ信号を生成できる。
【００６１】
したがって、前述した第６の実施の形態ではＧＳＭに関しては正確な位相差を持つ信号が生成できるが、ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００では発振波形のデューティに依存する誤差が生じる。図１６に示す本実施の形態におけるＧＳＭ／ＧＳＭ１８００/ＧＳＭ１９００のトリプルバンドに適用する送受信共にダイレクトコンバージョンを採用したトランシーバＩＣ１６０では、電圧制御発振器１５１５の発振周波数を第６の実施形態の２倍の、６８４０〜７９６０ＭＨｚとし、新たに分周器１６００を発振器出力に接続した構成とする。これにより、ＧＳＭは８分周、ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００は４分周を用い、発振器の波形のデューティ比に依存しない、正確な９０°位相差をもつ局部発振信号を発生することが出来る。
【００６２】
＜実施の形態９＞
本発明の第９の実施の形態を図１７及び図１９を用いて説明する。なお、図１７において、図１５と同じ構成部分には同じ参照符合を付してある。前述した第６及び第７の実施の形態がＧＳＭ、ＧＳＭ１８００、ＧＳＭ１９００のトリプルバンド対応ＩＣであったのに対し、ここでは新たにＧＳＭ８５０を加えた４バンド対応のトランシーバＩＣである。このトランシーバＩＣ１７０の受信回路には８６９〜８９４ＭＨｚを受信する低雑音増幅器１７００を追加した。送信回路ではＧＳＭ専用のドライバ回路１５００がＧＳＭおよびＧＳＭ８５０両方の信号に対して機能する。ＧＳＭおよびＧＳＭ８５０用の外付けＲＦフィルタはＬＣフィルタで構成され、高調波を除去する。ＧＳＭとＧＳＭ８５０の回路を兼用するには、ＧＳＭとＧＳＭ８５０の送信時に、ドライバ回路出力の受信帯域雑音レベルが、３ｄＢｍ出力において、−１６０ｄＢｍ/Ｈｚ以下を満足する必要がある（図１９参照）。雑音レベルがこの条件に達しない場合は、現在兼用しているドライバ回路１５００をＧＳＭ用とＧＳＭ８５０用にそれぞれ設けて２系統に増やし、それぞれの系統に専用のＳＡＷフィルタを用いる構成とすればよい。
【００６３】
以上のように本実施の形態により、少ない外付け素子で４バンド対応のトランシーバＩＣを実現できる。
【００６４】
以上、本発明の好適な幾つかの実施の形態を説明したが、本発明はこれらの実施の形態に限定されるものではなく、本発明の精神を逸脱しない範囲内で種々の設計変更を成し得ることは勿論である。
【００６５】
【発明の効果】
本発明により、従来のオフセットＰＬＬを適用した送信機に比べ、ＲＦ集積回路、電力増幅器、フロントエンド回路のほか必要な外付けＶＣＯを削減し、現状トランジスタ性能で構成してもＶＣＯより安価なＳＡＷ等の急峻なフィルタ１つ用いることでＧＳＭ/ＧＳＭ１８００/ＧＳＭ１９００のトリプルバンド送受信機を実現できる。更にトランジスタ特性が向上すれば、高価な外付け部品を一切用いることなく、トリプルバンド、クアトロバンド送受信機が構成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るダイレクトコンバージョン送信回路の１の実施の形態を示す構成図である。
【図２】ＧＳＭの規格で定められている送信電力と受信帯域での雑音の関係を示す図である。
【図３】ＧＳＭ１８００の規格で定められている送信電力と受信帯域での雑音の関係を示す図である。
【図４】ダイレクトコンバージョン送信機の雑音生成要因を示す図である。
【図５】本発明の効果を確認するために行った試作回路図である。
【図６】図５の回路の測定結果を示す入力信号レベルと雑音レベルの特性線図である。
【図７】図５の回路の測定結果を示すフィルタの遮断周波数と位相精度の特性線図である。
【図８】ＧＳＭ１８００を例にした本発明の第１の実施の形態における送信機のレベルダイアグラムである。
【図９Ａ】１次と２次フィルタの振幅特性を示す図である。
【図９Ｂ】１次と２次フィルタの群遅延特性を示す図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態を示す２次フィルタを用いたミキサ回路の構成図である。
【図１１】本発明の第３の実施の形態を示す図であって、直交変調器を構成するミキサの直流オフセットを校正する機能を設けた回路構成図である。
【図１２】本発明の第４の実施の形態を示す図であって、直流オフセット校正用ＡＤ変換器の使用個数を低減した回路構成図である。
【図１３】本発明の第５の実施の形態を示す図であって、直交変調器部を構成するミキサ部の入力に２次フィルタを用いた構成の要部回路図である。
【図１４】本発明の第６の実施の形態を示す図であって、直交変調器部を構成するミキサ部の入力に設ける２次フィルタ回路にＭＯＳＦＥＴを用いた構成の要部回路図である。
【図１５】本発明の第７の実施の形態を示す図であって、ＧＳＭ、ＧＳＭ１８００、ＧＳＭ１９００に対応する送受信一体集積回路の構成を示す要部回路図である。
【図１６】本発明の第８の実施の形態を示す図であって、図１５の回路において発振器の動作周波数を倍にした場合の構成図である。
【図１７】本発明の第９の実施の形態を示す図であって、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ、ＧＳＭ１８００、ＧＳＭ１９００に対応する送受信一体集積回路の構成を示す要部回路図である。
【図１８】オフセットＰＬＬ回路を用いた従来の送信機の構成を示す要部回路図である。
【図１９】ＧＳＭを例にした本発明の第１の実施の形態における送信機のレベルダイアグラムである。
【図２０】図１６の構成において局部発信信号を生成するために用いる２分周器の入力波形、２分周波形および４分周波形を示す図である。
【符号の説明】
９０ａ…１次低域通過フィルタ、９０ｂ…２次のバタワースフィルタ、９０ｃ…３次のバタワースフィルタ、１００…９０°位相器、１０１，１０２…ミキサ、１０３，１０４…減衰器、１０５…発信器、１０６…直交変調器、１０７…ドライバ増幅器、１０８…Ｉ信号入力端子、１０９…Ｑ信号入力端子、１２１…ミキサ入力部の減衰器起因の熱雑音、１３０，１３１…低域通過フィルタ、１３２…出力端子、１５０，１６０，１７０…トランシーバＩＣ、１８０…電圧制御発振器(VCO)、２０１…ＧＳＭ出力信号、２０２…ＧＳＭ受信帯域許容出力雑音レベル、３０１…ＧＳＭ１８００の出力信号、３０２…ＧＳＭ１８００受信帯域許容出力雑音、３０３…ＧＳＭ１８００送信帯域、３０４…ＧＳＭ１８００受信帯域、４０２，４０３…ＡＤ変換器、４０４，４０５…低域通過フィルタ、４１１…信号本体、４１２…折り返し雑音、４１３…回路の持つ熱雑音、４１５…低域通過フィルタ出力の信号、４１６…低域通過フィルタ出力熱雑音、４１９…ミキサ入力部の信号、４２０…低域通過フィルタの遮断周波数以下の雑音、４２１…減衰器の雑音、４２４…直交変調器出力信号、４２５…直交変調器出力のＡＤ変換器起因の熱雑音、４２６…直交変調器出力の減衰器起因の雑音、４３０…高周波フィルタ、５０１，５０２…バッファ増幅器、５０３…整合回路、５０４…出力端子、５０５…位相器の入力端子、５０６，５０７…低域通過フィルタ、５０８，５０９…減衰器、５１０…直交変調器、５１１…抵抗、５１２…容量、８０１…電力増幅器(PA Module)、８０２…フロントエンド回路(FEM)、８０３…送信機の出力端、８０４…送信機の入力端、１００１…分周器で構成する位相器、１００２…トランジスタ、１００３…帰還用トランジスタ、１００４…抵抗、１００５…容量、１００６…差動対、１００７…負荷抵抗、１１０３…バイアス校正回路、１３００…低域通過フィルタ、１３０１，１３０２…トランジスタ、１３０３…ＰＮＰ型トランジスタ、１４００，１４０１…ＭＯＳＦＥＴ、１４０２…Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ、１５０５…送受信切り替えスイッチ（S/W）、１５００…ＧＳＭ用高周波増幅器、１５０１…ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００用高周波増幅器、１５０２…帯域通過フィルタ、１５０３…ＬＣフィルタ、１５０４…低域通過フィルタ、１５０６…ＲＦフィルタ、１５０７〜１５０９…低雑音増幅器、１５１０、１５１１…ミキサ、１５１２…分周器、１５１３，１５１４…ベースバンドプログラマブル利得増幅器・チャネル低域通過フィルタ列(PGA＆LPF)、１５１５…電圧制御発振器(RF VCO)、１５１６…シンセサイザ(RF PLLSynth)、１５１７，１５１９…分周器、１５１８，１５２０…スイッチ、１６００…分周器、１７００…低雑音増幅器、１７０１…帯域通過フィルタ、１８０１…ミキサ、１８０２…位相比較器、１８０３…低域通過フィルタ、１８０５…アンテナ、１８０６…電圧制御発振器(VCO)、１８０７…９０°位相器、１８０８，１８０９…ミキサ、１８１０…増幅器、１８１２，１８１３…局部発信信号、１８１４…ＰＬＬ部、１８１５…ＩＦ信号発生部、１８１６…ＰＬＬ閉ループ、１８１７…集積化部分、２００５…発振器出力立上りタイミング、２００６…発振器出力立下りタイミング、２００７，２００８…２分周波形立上りタイミング、２００９，２０１０…４分周波形立下りタイミング、ＡＤＣ…ＡＤ変換器、Ｃ１，Ｃ２…容量、ＤＡＣ…ＤＡ変換器、ＣＮＴ…制御部、ＰＡ…電力増幅器、Ｒ１，Ｒ２…抵抗、ＬＰＦ…低域通過フィルタ。
【発明の属する技術分野】
本発明は移動体通信機に係り、特に大規模集積化に適したダイレクトコンバージョン送信回路及びそれを用いた集積化送受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信機の爆発的な普及につれ、小型、低コスト化への要求が強まっている。そのため、電圧制御形発振器（ＶＣＯ）や、フィルタ数を低減し、集積度を上げた集積回路の適用が望まれている。送信機の従来例の１つとしては瀧川等によりアイ・イー・イー・イー １９９９年、第２５回欧州集積回路会議予稿集２７８頁から２８１頁に発表された「ＧＳＭ、ＤＣＳ１８００向けデュアルバンドトランシーバＩＣ高周波技術 」(K. Takikawa et. al. “RF Circuits Technique of Dual-Band Transceiver IC for GSM and DCS1800 applications,” IEEE 25th European Solid-State Circuits Conference pp. 278-281, 1999)が挙げられる。
【０００３】
送信回路設計の上で重要な項目として受信周波数帯域への雑音漏洩の低減が挙げられる。図２に欧州携帯電話（ＧＳＭ）の規格で定められている送信電力と、受信帯域での雑音の関係を示す。ＧＳＭ受信帯域許容出力雑音レベル２０２で示すように、ＧＳＭ出力信号２０１の最大出力電力３３ｄＢｍに対して、送信帯域２０３の上限から僅か２０ＭＨｚ離れた受信帯域２０４での雑音は、−７９ｄＢｍ／１００ｋＨｚ（−１２９ｄＢｍ／Ｈｚ）以下に抑圧する必要がある。すなわち、送信信号と雑音レベルの差は−１１２ｄＢｃ以上必要となる。帯域通過フィルタなどを電力増幅器の出力部に適用すれば上記仕様は達成可能であるが、フィルタの損失の影響で効率の低下が生じる。このためフィルタを使用しない構成としてオフセットＰＬＬが適用されている。
【０００４】
オフセットＰＬＬを適用した送信機の回路構成図を図１８に示す。送信機は、ＩＦ信号発生部１８１５とＰＬＬ部１８１４より構成される。先ず、ＩＦ部の動作について説明する。Ｉ入力１０８、Ｑ入力１０９に２００ｋＨｚの帯域を持つＩ，Ｑ信号が入力される。この入力信号は、９０°位相差を持つ中間周波（IF）局部発信信号１８１２，１８１３とミキサ１８０８，１８０９においてそれぞれ混合される。ここで、局部発信信号１８１２，１８１３は、ＶＣＯ１８０６の出力を９０°位相器１８０７にて位相をずらして得られる。ミキサ１８０８，１８０９のそれぞれの出力を加算することでＩＦ周波数（２７０ＭＨｚ）のＧＭＳＫ(Gaussian Minimum Shift Keying)変調信号に変換される。ＧＭＳＫ変調信号は、ＧＳＭシステムに採用されている変調信号であり、位相のみに信号情報をもち、振幅は一定である。後段の位相比較器１８０２に対して十分な振幅を与えるため、増幅器１８１０にてＩＦ信号は増幅される。ミキサ１８０８，１８０９、増幅器１８１０で発生する高調波を低域通過フィルタ１８１１で取り除いた後、ＩＦ信号はＰＬＬ部１８１４の位相比較器１８０２に入力される。
【０００５】
ＰＬＬ部１８１４はミキサ１８０１を含むことが特徴であり、ＲＦ周波数で動作するＶＣＯ１８０の出力信号の周波数をミキサ１８０１にてＩＦ周波数ｆIF（２７０ＭＨｚ）に変換し、ＩＦ信号との誤差分を位相比較器１８０２より出力する。出力された誤差信号の周波数はＩ，Ｑ入力信号と同じベースバンド信号帯域まで下がる。誤差信号の高周波雑音は、低域通過フィルタ１８０３にて抑圧する。参照符号１８１６で示したフィルタのＰＬＬ閉ループの遮断周波数は２００ｋＨｚの信号帯域に対し、約１．６ＭＨｚであり、２０ＭＨｚの雑音は大きく抑圧される。このため、ＶＣＯ１８０の出力信号から２０ＭＨｚ離れた帯域の雑音は大きく抑圧される。したがって、ＶＣＯ１８０の出力を直接、電力増幅器ＰＡに接続しても新たにＲＦ信号に対しフィルタを接続することなく、受信帯域の雑音を−７９ｄＢｍ／１００ｋＨｚ（−１２９ｄＢｍ／Ｈｚ）以下に抑圧することが可能となる。
【０００６】
オフセットＰＬＬを用いた送信機では、図１８内に示した実線で囲まれた部分１８１７は集積化されるが、ＶＣＯ１８０は低雑音特性を必要とするため外付け部品となる。しかし、オフセットＰＬＬを用いると高周波の外付けフィルタを必要としないので、高効率な送信機として広く適用されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
前述したように、オフセットＰＬＬを適用した従来例によれば、外付けフィルタを必要としないので、広く送信機に用いられてきた。しかしながら、オフセットＰＬＬを適用した送信機では、低雑音の外付けＶＣＯを必要とするためコストの低減に限界があった。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、更なる低コスト、部品点数の低減を図るために、コスト低減の制限となる高性能な低雑音ＶＣＯを必要とせず、かつ、表面弾性波（ＳＡＷ： Surface Acoustic Wave）フィルタ等の高価な外付け高周波フィルタを必要としないダイレクトコンバージョン送信回路を提供することにある。
【０００９】
また、そのダイレクトコンバージョン送信回路を用いた送受信機を提供することも、本発明の目的である。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明に係る送信回路では、送信用ＶＣＯを必要としないダイレクトコンバージョンを用い、かつ、受信帯域での雑音低減を図るために、Ｉ，Ｑ（以下、「ＩＱ」と略記する）信号をＲＦ信号に変換する変調器のＩＱ入力部にそれぞれ低域通過フィルタを設ける回路構成とする。本発明に係る集積化送受信回路は、その送信回路部に、このダイレクトコンバージョン送信回路を用いるものである。具体的な内容については、以下の実施の形態にて述べる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るダイレクトコンバージョン送信回路及びそれを用いた集積化送受信回路の好適な実施の形態について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１２】
＜実施の形態１＞
本発明の第１の実施の形態を、図１〜８と図１９を用いて説明する。ここではアプリケーションとして従来例と同じく、欧州セルラ電話ＧＳＭ（９００ＭＨｚ帯）、ＧＳＭ１８００（１８００ＭＨｚ帯）を対象とする。すでに従来の技術の説明で触れたが、図２にＧＳＭ規格で満足すべき受信帯域での送信機からの雑音レベルを示した。図３にＧＳＭ１８００で満たすべき条件を示す。送信帯域(TX Band)３０３は１７１０〜１７８５ＭＨｚであり、受信帯域(RX Band)３０４は１８０５〜１８８０ＭＨｚである。したがって、ＧＳＭの場合と同様に、２０ＭＨｚの間隔がある。ＧＳＭ１８００の出力信号３０１の３０ｄＢｍの最大送信電力に対して、受信帯域許容出力雑音３０２を満足するように、−７１ｄＢｍ／１００ｋＨｚ（−１２１ｄＢｍ／Ｈｚ）以下に抑える必要がある。このため、送信信号の最大送信電力３０１と受信帯域雑音のレベル差は、同図に示したように−１０１ｄＢｃとなる。ＧＳＭと比較すると、１１ｄＢ緩和された仕様である。
【００１３】
ここで、図４を用いてダイレクトコンバージョン送信回路の解決すべき課題を明らかにする。
【００１４】
ダイレクトアップコンバージョン送信機は図１８で示した従来例のＩＦ部１８１５と同じ回路構成を持つが、直接ＲＦ変調信号を発生させる変調方法を適用している。なお、ダイレクトコンバージョンは、ベースバンドから送信周波数帯域まで一気に周波数を上げる周波数変換を行う場合をダイレクトアップコンバージョン、受信周波数帯域からベースバンドまで一気に周波数を下げる周波数変換を行う場合をダイレクトダウンコンバージョンとも言う。
【００１５】
図４には、ミキサ１０１，１０２から構成される直交変調器１０６のほか、ＩＱ信号を発生するＡＤ変換器(ADC)４０２，４０３も記載してある。ＡＤ変換器４０２の出力部の信号／雑音レベルの周波数特性を矩形４１０内に周波数ｆと出力Ｐの関係で示すように、ＡＤ変換器４０２の出力は、信号本体４１１、折り返し雑音４１２、回路の持つ熱雑音４１３を含む。なお、ＡＤ変換器４０３の出力部の特性も同様である。
【００１６】
折り返し雑音を抑圧するために各ＡＤ変換器の出力部には、低域通過フィルタ４０４，４０５が設置される。低域通過フィルタ４０４の出力では、参照符号４１４の矩形内に示すように、フィルタ４０４の遮断周波数ｆCUTOFF以上の信号は抑圧され、信号４１５と遮断周波数以下の雑音４１６を含む。なお、低域通過フィルタ４０５の出力についても同様である。低域通過フィルタ４０４，４０５の出力信号が、送信回路のＩ入力１０８，Ｑ入力１０９にそれぞれ印加される。ＡＤ変換器の最適な出力信号振幅は、通常差動で２Ｖｐｐ程度である。これに対し、ミキサの最適入力レベルは回路構成に依存するが、例えば０．８Ｖｐｐであり、ＡＤ変換器の出力信号レベルとは異なる。この他最適なバイアスレベルも異なるため、バイアスレベルのシフト機能を含む減衰器１０３，１０４を必要とする。
【００１７】
減衰器１０３は雑音を発生するため、減衰器１０３の出力には矩形４１８内に示すように、信号４１９、低域通過フィルタの遮断周波数以下の雑音４２０に加え、減衰器の発生する雑音４２１を含む。なお、減衰器１０４の出力についても同様である。
【００１８】
減衰器１０３，１０４の雑音は広帯域であり、雑音を含んだＩＱ信号はミキサ１０１，１０２において、それぞれキャリア周波数ｆcを中心としたＲＦ周波数に変換される。２つのミキサ１０１，１０２には、それぞれ同一周波数で位相差が９０°あるキャリア周波数と同一周波数の局部発振信号が印加される。局部発振信号は発振器１０５の出力を元に位相器１００で発生させる。代表的な位相器としては、ＣＲフィルタを用いるものと、分周器を用いるものとの２通りが存在するが、分周器を用いる場合は、発振器１０５の発振周波数はキャリア周波数の２倍になる。
【００１９】
ミキサ１０１，１０２で構成される直交変調器１０６の出力は、矩形４２２内に示すように、キャリア周波数ｆcを中心に両側に変調された信号となる。この変調信号は、直交変調器出力信号４２４と、直交変調器出力のＡＤ変換器起因の熱雑音４２５と、直交変調器出力の減衰器起因の雑音４２６を含む。特に、減衰器の雑音４２１は広帯域であり、変調された信号にも広帯域な減衰器起因の雑音４２６となって存在する。
【００２０】
変調信号はドライバ増幅器１０７によってさらに増幅され、出力端子１３２を介して出力される。この信号には広帯域雑音が含まれるため、送信帯域から２０ＭＨｚ離れた受信帯域の雑音を削減するためにＳＡＷ（表面弾性波）デバイス、誘電体共振器などを適用した、急峻な特性を持つ高周波（ＲＦ）フィルタ４３０が必要となる。
【００２１】
高周波フィルタを不要にするためには、減衰器１０３，１０４の発生する広帯域雑音の低減が必要である。このため、図１に示すように減衰器とミキサ１０１，１０２の間にそれぞれ低域通過フィルタ１３０，１３１を設ける。図１において、ＡＤ変換器４０２，４０３の各出力及びＩＱ入力端子１０８，１０９までの信号に含まれる雑音は図４の例と同様である。すなわち、ＡＤ変換器４０２の出力は、図４の矩形４１０内に示したように、信号本体４１１と、折り返し雑音４１２と、回路の持つ熱雑音４１３を含み、ＩＱ入力端子１０８，１０９における信号には、図４の矩形４１４内に示したように、信号本体４１５と外付け低域通過フィルタ４０４，４０５の遮断周波数ｆCUTOFF1以下の雑音４１６が含まれる。
【００２２】
減衰器１０３，１０４では、図４の例と同様に広帯域雑音が発生するが、ミキサ１０１，１０２の直前に接続された遮断周波数ｆCUTOFF2の低域通過フィルタにより、図１の矩形１１８内に示したように、遮断周波数ｆCUTOFF2以上の周波数の雑音が減衰され、減衰器起因の広帯域雑音は遮断周波数ｆCUTOFF2以下の雑音１２１となる。このため、ミキサ１０１，１０２で構成される直交変調器１０６の出力は、矩形１２３内に示すように、キャリア周波数ｆcを中心に両側に変調された信号となるが、直交変調されたＲＦ信号からは、中心キャリア周波数ｆｃからｆCUTOFF2以上周波数の離れた雑音レベルは小さくなる。したがって、ＲＦ出力１３２に図４に示したＲＦフィルタ４３０を追加することなく受信帯域雑音レベルを低減することが出来る。
【００２３】
図８にＧＳＭ１８００の規格を満足させる送信機のレベルダイアグラムの一例を示す。送信機は直交変調器１０６、ドライバ増幅器１０７、電力増幅器８０１、スイッチ等で構成されるフロントエンド回路（FEM）８０２で構成される。なお、図８において、参照符号８０４は送信機の入力端、８０３は送信機の出力端である。ドライバ増幅器１０７、電力増幅器８０１、フロントエンド回路８０２のそれぞれの利得及び雑音指数ＮＦの性能は、現状存在する回路から、実現可能な特性を推定した。直交変調器１０６の出力信号レベルが−８ｄＢｍの場合、送信機の入力端８０４における受信帯域雑音レベルが、−１６０ｄＢｍ/Ｈｚ（−１５２ｄＢｃ）以下でＧＳＭ１８００の仕様を満足することがわかる。
【００２４】
図１９にＧＳＭの場合の仕様を、図８と同様に示す。周波数が低くなり、ドライバ回路１０７、電力増幅器８０１の雑音指数ＮＦの低減は期待できるが、仕様が厳しいため直交変調器１０６は−５ｄＢｍ出力時に、受信帯域の雑音レベルを−１７１ｄＢｍ/Ｈｚ（−１６６ｄＢｃ）以下にする必要がある。
【００２５】
本実施の形態で提案しているダイレクトアップコンバージョン送信回路について性能確認を行うため、図５に示す回路を０．３５μｍルールでトランジスタ遮断周波数ｆTが２０ＧＨｚのＢｉ−ＣＭＯＳプロセスで試作し、評価を行った。試作した回路は、ミキサ１０１，１０２からなるＩＱ信号用ミキサ回路１組と、９０°位相器１００の入力端子５０５から入力されるミキサ用局部発振信号を増幅するバッファ増幅器５０１，５０２より構成される直交変調器５１０部分であり、９０°位相器１００、減衰器５０８，５０９、低域通過フィルタ５０６，５０７は個別部品で構成した。フィルタ５０６，５０７は１次の低域通過フィルタであり、参照符号５００で示す点線内の回路図のように抵抗５１１と容量５１２で構成される。直交変調器５１０の出力端には、個別部品で構成した整合回路５０３を設け、５０Ω整合と、差動−シングル変換を行って出力端子５０４から送信信号を取り出す構成である。
【００２６】
本実施の形態で提案しているダイレクトアップコンバージョン送信回路における低域通過フィルタの効果を調べるため、フィルタを用いない場合、フィルタの遮断周波数を４.９ＭＨｚ、４４０ｋＨｚとした場合について、ＧＳＭ１８００に向けた評価を行った。局部発振信号(LO)の入力レベルが０ｄＢｍ、ＩＱ入力信号の直流レベルが１．２Ｖ、出力の周波数が１．７５ＧＨｚの時の評価結果を図６に示す。横軸はＩＱ入力信号の電圧レベル（ｄＢＶ）であり、縦軸は送信信号と受信帯域雑音との比である。同図において、黒丸で示す特性線がフィルタを用いない場合の受信帯域雑音特性であり、四角で示す特性線が遮断周波数４４０ｋＨｚのフィルタを用いた場合、「＊」で示す特性線が遮断周波数４．９ＭＨｚのフィルタを用いた場合の受信帯域雑音特性である。なお、−１７ｄＢＶが、ＧＳＭ、ＧＳＭ１８００等の歪の規格を満足するために許容できる最大入力レベルである。
【００２７】
ＩＱの入力レベルが−１７ｄＢＶ時に−７ｄＢｍ出力であり、この場合の各特性を比較すると、フィルタの無い場合の−１４２ｄＢｃ/Ｈｚ（−１４９ｄＢｍ/Ｈｚ）に比べ、４４０ｋＨｚの遮断周波数を持つフィルタを用いる場合、−１５６ｄＢｃ/Ｈｚ（−１６３ｄＢｍ/Ｈｚ）と１４ｄＢ改善していることがわかる。ＧＳＭ送信周波数帯域でもほぼ同等な結果が得られた。本試作実験では、ＧＳＭ規格に対しては性能未達であるが、ＳｉＧｅ（シリコン・ゲルマニウム）バイポーラトランジスタを用いるなどのデバイス特性の改善にて達成可能と考えられ、本発明の効果が期待される。
【００２８】
フィルタの遮断周波数を下げると受信帯域での雑音レベルをより低減することが出来るが、群遅延の周波数特性の影響により、変調信号の位相精度の劣化が懸念される。フィルタの遮断周波数と変調信号の位相精度の関係を図７に示す。ＧＳＭ規格では位相精度は５°以下であるが、マージンを見て位相精度の目標値を３°とすると、遮断周波数が約３００ｋＨｚ以下で急激な劣化が観測され、目標値とする位相精度３°を満足できない。集積回路の抵抗値のバラツキが±２０％、容量値のバラツキが±３０％であるとすると、遮断周波数の設計値は５００ｋＨｚ程度を下限とすることが望ましい。
【００２９】
以上のように、ダイレクトアップコンバージョン送信回路を構成するミキサ回路のＩＱ入力の直前に低域通過フィルタを接続する本発明の第１の実施の形態の構成によれば、出力の受信帯域雑音レベルを大幅に改善できることがわかる。
【００３０】
＜実施の形態２＞
図９および図１０を用いて、本発明の第２の実施の形態を説明する。前述した第１の実施の形態の一例では１次のフィルタをミキサの直前に接続した場合の特性を示した。受信帯域での雑音低減には遮断周波数を下げることが望ましいが、フィルタの持つ群遅延偏差による位相精度に影響が出るため限界がある。このため、次数の高いフィルタを用いて受信帯域での減衰量の確保と信号帯域内での群遅延偏差の抑圧を図ったものが本実施の形態である。
【００３１】
図９Ａに１次低域通過フィルタ９０ａと、２次のバタワースフィルタ９０ｂおよび３次のバタワースフィルタ９０ｃの振幅特性を示す。１次低域通過フィルタの特性は遮断周波数が４４０ｋＨｚであり、第１の実施の形態で検証のために行った図６に「＊」で示した実験結果と同じ条件に設定した。この１次低域通過フィルタの２０ＭＨｚでの減衰量は約３３ｄＢである。２次および３次バタワースフィルタ９０ｂ，９０ｃでも２０ＭＨｚでの減衰量を３３ｄＢに設定した。
【００３２】
図９Ｂに各フィルタの群遅延特性を示す。ＧＳＭの信号帯域は約１００ｋＨｚであり、１次のフィルタ９０ａの特性では１００ｋＨｚまでの帯域内で２０ｎｓｅｃの群遅延偏差が有る。１００ｋＨｚの信号で１度の誤差は２８ｎｓｅｃに相当するため、１次のフィルタ９０ａを用いた場合、１００ｋＨｚ帯域内で約０．７度の偏差が生じる。ＧＳＭシステムで用いるＧＭＳＫ変調信号のスペクトルは、１００ｋＨｚ帯域内で一様ではないので、この偏差と信号の位相精度の絶対値は同じものではないが、図７に示した実験結果における、フィルタの無い場合と遮断周波数が４４０ｋＨｚの１次フィルタを用いた場合の位相誤差の劣化分と良く一致している。２次および３次のバタワースフィルタ９０ｂ，９０ｃの特性では群遅延偏差はどちらも０．１ｎｓｅｃを下回っており、位相誤差に影響は与えない。したがって、フィルタ次数を１次から、２次以上にした場合に大きな改善効果があることが判る。
【００３３】
図１０に具体的な回路構成例を示す。ミキサ１０１，１０２は、広く用いられているギルバート形ミキサである。ここではＩ系統の回路について詳細を説明し、Ｑ系統の回路も同様なので説明は省略する。９０°位相差を持つ局部発振信号は、分周器で構成する位相器１００１にて生成される。局部発振信号はバッファ増幅器５０１にて増幅された後、ギルバートミキサ回路１０１内のスイッチ動作をする２組の差動対１００６を駆動する。Ｉ信号入力１０８は減衰器１０３にて減衰され、帰還用トランジスタ１００３、抵抗１００４、容量１００５より構成される２次サレンキー形のアクティブ低域通過フィルタ１３０にて２０ＭＨｚ以上の入力雑音を抑圧する。
【００３４】
サレンキーフィルタは素子値の選択により、バタワース形フィルタでも、チェビシェフ形フィルタでも構成することができる。フィルタ出力はミキサ入力段トランジスタ１００２を駆動し、２組の差動対１００６により高周波信号に変換されてミキサの負荷抵抗１００７と差動対１００６の接続端から出力が取り出される。ここでは２次のフィルタを示したが、３次にすることも容易である。ただしＧＳＭシステムに限れば、図９からも明らかように、２次のバタワース形フィルタにより必要にして十分な特性が得られる。本実施の形態により帯域外雑音の抑圧と、位相誤差の低減を両立させるダイレクトアップコンバージョン送信機を実現できる。
【００３５】
＜実施の形態３＞
図１１を用いて本発明の第３の実施の形態を説明する。なお、図１と同じ構成部分には同じ参照符号を付してある。本実施の形態は、前述した第１及び第２の実施の形態の回路構成において、ミキサ回路入力の直流オフセットの影響により発生するキャリアリークの低減に関するものである。本発明のダイレクトコンバージョン送信回路では、ミキサの入力にフィルタ、減衰器と多くの回路が接続されるため、ミキサの入力端子で発生する直流オフセットの増加が懸念さる。その対策案として本実施の形態の回路構成を提案する。
【００３６】
先ず、ミキサのキャリアリークについて説明する。ミキサは掛け算器として機能し、式(1)に示すように、ベースバンド入力信号ｆ(ｔ)と局部発振信号cos(2πｆｃ)との掛け算により、変調波ｆｃ(ｔ)を生成する。
【００３７】
ｆｃ(ｔ)＝ｆ(ｔ)×cos(2πｆｃ) … (1)
ミキサの入力に直流オフセットαが加わると、式(2)に示すように、キャリア信号の単独項が発生し、変調精度の劣化要因となる。
【００３８】
ｆｃ(ｔ)＝ｆ(ｔ)×cos(2πｆｃ)＋αcos(2πｆｃ) … (2)
直流オフセットを校正するために、本実施の形態では、オフセットを検出するＡＤ変換器ＡＤＣと、校正バイアスを発生させるＤＡ変換器ＤＡＣと、オフセットを最小化する制御を行うと同時に校正条件を記憶する制御部ＣＮＴとからなるバイアス校正回路１１０３をＩＱそれぞれのチャンネルに設ける。校正は電源が入った後、送信するまでの空き時間に行う。なお、制御部ＣＮＴは制御用レジスタ及び論理回路等から構成される。本実施の形態により、直流オフセットの影響を低減したダイレクトアップコンバージョン送信機を実現できる。
【００３９】
＜実施の形態４＞
図１２を用いて本発明の第４の実施の形態を説明する。なお、図１１と同じ構成部分には同じ参照符号を付してある。前述した第３の実施の形態で、Ｉ，Ｑ独立に直流オフセット校正回路１１０３を設けていたのに対して、本実施の形態では、回路規模が大きくなるＡＤ変換器ＡＤＣをＩ，Ｑで共用し、全体回路規模の低減を図ったものである。
【００４０】
ＡＤ変換器ＡＤＣは、スイッチＳＷにより、Ｉ，Ｑ信号線に選択的に接続される。ＤＡ変換器ＤＡＣは、Ｉ，Ｑ信号線にそれぞれ専用に設ける。制御部ＣＮＴも、Ｉ，Ｑ信号線に各々専用に設け、各直流オフセットをそれぞれ独立に制御する。校正はＩ，Ｑ同時には行えないため、校正時間は第３の実施の形態に比べて約倍の時間が必要となる。本実施の形態により、直流オフセットの影響を低減したダイレクトアップコンバージョン送信機を小さな回路規模で実現できる。
【００４１】
＜実施の形態５＞
図１３を用いて本発明第５の実施の形態を説明する。なお、図１０と同じ構成部分には同じ参照符号を付してある。図１０に示した第２の実施の形態では、アクティブ低域通過フィルタ１３０とミキサ１０１は独立した回路で構成していた。これに対して本実施の形態では、図１０に示したミキサの入力トランジスタ１００２とアクティブ低域通過フィルタ１３０のエミッタフォロワ回路用トランジスタ１００３の機能を、図１３に示すトランジスタ１３０２に集約している。これにより大きなベースバンド信号を印加しても飽和することが無い回路を実現できる。
【００４２】
Ｉ入力信号１０８は、ＰＮＰ型トランジスタ１３０３で構成される差動入力回路にて電圧から電流に変換される。トランジスタ１３０１，１３０２はカレントミラー構造を構成し、電流はミキサ用の２組の差動対１００６へ折り返されて負荷抵抗１００７との接続端からミキサ出力が供給される。トランジスタ１３０１，１３０２のベースに直列に接続した抵抗Ｒ１，Ｒ２と、接地端子あるいはトランジスタ１３０２のエミッタに接続された容量Ｃ１，Ｃ２により低域通過フィルタ１３００が構成される。また、トランジスタ１３０１，１３０２のエミッタは、それぞれ抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して接地されている。本実施の形態により、大きなベースバンド入力信号に対応できる、ダイレクトコンバージョン送信機を実現できる。
【００４３】
＜実施の形態６＞
図１４を用いて本発明の第６の実施の形態を説明する。なお、図１３と同じ構成部分には同じ参照符号を付してある。図１３に示した第５の実施の形態では、フィルタを構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２がトランジスタ１３０１，１３０２のベースに直列に接続されるため、トランジスタのベース・コレクタ電流増幅率ｈFEに起因するベース電流バラツキによる、ミキサ入力電圧の直流オフセットの増加が懸念される。
【００４４】
これに対して、本実施の形態ではゲートに直流電流が流れないＭＯＳＦＥＴ１４００，１４０１をカレントミラー部に適用することにより、抵抗Ｒ１，Ｒ２での電位降下のバラツキに起因する直流オフセットの発生を抑圧している。また、減衰器１０３を構成するトランジスタをＰＮＰトランジスタ１３０３からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４０２に変更しているのは、入力インピーダンスを高め、少ない電力で駆動できるようにしたためである。
【００４５】
本実施の形態により、大きな抵抗をフィルタに適用することが可能になり、容量値を低減することができる結果、素子面積の小さな低雑音ダイレクトコンバージョン送信機を実現できる。
【００４６】
＜実施の形態７＞
図１５を用いて本発明の第７の実施の形態を説明する。本実施の形態は、ＧＳＭ／ＧＳＭ１８００/ＧＳＭ１９００のトリプルバンドに適用する送受信共にダイレクトコンバージョンを採用したトランシーバＩＣである。このトランシーバＩＣ１５０の受信回路は、ＧＳＭ／ＧＳＭ１８００/ＧＳＭ１９００それぞれ、９２５〜９６０ＭＨｚ、１８０５〜１８８０ＭＨｚ、１９３０〜１９９０ＭＨｚの周波数帯を受信する。外付けのＲＦフィルタ１５０６により各周波数帯以外の大きな妨害波を削除する。その後、各周波数帯に対して専用に設けられた低雑音増幅器１５０７，１５０８，１５０９にて信号が増幅される。低雑音増幅器の各出力は、すべての周波数帯で動作する共通のダイレクトコンバージョン用ミキサ１５１０，１５１１の入力に接続され、信号はベースバンド周波数のＩ成分とＱ成分に直接変換される。ミキサ１５１０，１５１１は、それぞれ１／２分周器１５１２で発生される９０°位相差をもつ局部発振信号にて駆動されている。Ｉ成分、Ｑ成分の信号はベースバンドプログラマブル利得可変増幅器・チャネル低域通過フィルタ列（PGA＆LPF）１５１３，１５１４において妨害波除去と利得調整の処理を受けた後、Ｉ信号、Ｑ信号として後段に出力される。
【００４７】
送信回路は、先に紹介したいずれかの実施の形態を適用している。ＩＱ送信信号は、減衰器１０３にて所望の信号レベルに調整し、低域通過フィルタ１３０にて減衰器１０３の発生する広帯域雑音を抑圧する。フィルタ１３０にて雑音を抑圧された信号は、１組のミキサ１０１，１０２で構成される直交変調器１０６においてＲＦ周波数の変調信号に変換される。ＧＳＭの場合は８８０〜９１５ＭＨｚ、ＧＳＭ１８００の場合は１７１０〜１７８５ＭＨｚ、ＧＳＭ１９００の場合は１８５０〜１９１０ＭＨｚで動作する。ミキサ１０１，１０２はそれぞれ分周器１００で発生される９０°位相差をもつ局部発振信号にて駆動されている。
【００４８】
直交変調器１０６の出力信号は、ＧＳＭ用ドライバ増幅回路１５００か、ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００兼用ドライバ回路１５０１にて増幅される。ＧＳＭドライバ回路の出力には急峻な特性を持つＳＡＷフィルタ等の帯域通過フィルタ１５０２を接続し、２０ＭＨｚ離れた受信帯域の残留雑音を除去する。ここでは、第１の実施の形態で示した実験結果を踏まえて、ＧＳＭ出力には急峻なＳＡＷフィルタを接続しているが、回路の高性能化に伴ない、安価なＬＣフィルタに起きかえることが可能となる。フィルタの出力は電力増幅器モジュール（PA Module）８０１にて信号を増幅する。
【００４９】
ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００兼用ドライバ増幅回路１５０１の出力には簡易なＬＣフィルタ１５０３を接続し、高調波を除去した後、電力増幅器モジュール８０１にて信号を増幅する。ここで、電力増幅器モジュール８０１はＧＳＭ用増幅器とＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００兼用増幅器を実装している。電力増幅器モジュール８０１内の増幅器の出力で発生する高調波を取り除く低域通過フィルタ（LPF）１５０４を通して送受信切り替えスイッチ（S/W）１５０５を介してアンテナから送信される。
【００５０】
電圧制御発振器（RF VCO）１５１５はシンセサイザ(RF PLLSynth)１５１６により帰還を受け安定に発振し、送受信の局部発振信号を以下のように生成する。
【００５１】
ＧＳＭ受信： 発振器１５１５が３７００〜３８４０ＭＨｚで発振し、この発信器出力が分周器１５１７で２分周され、更に分周器１５１２にて２分周されてミキサ１５１０とミキサ１５１１を駆動するＧＳＭ受信用の局部発信信号が得られる。
【００５２】
ＧＳＭ１８００受信： 発振器１５１５が３６１０〜３７６０ＭＨｚで発振し、この発信器出力は分周器１５１７を通らずにスイッチ１５１８で直接分周器１５１２に接続され２分周されて、ミキサ１５１０とミキサ１５１１を駆動するＧＳＭ１８００受信用の局部発信信号が得られる。
【００５３】
ＧＳＭ１９００受信： 発振器１５１５が３８６０〜３９８０ＭＨｚで発振し、この発信器出力が分周器１５１７を通らずにスイッチ１５１８で直接分周器１５１２に接続され２分周されて、ミキサ１５１０とミキサ１５１１を駆動するＧＳＭ１９００受信用の局部発信信号が得られる。
【００５４】
ＧＳＭ送信： 発振器１５１５が３５２０〜３６６０ＭＨｚで発振し、この発振器出力は分周器１５１９で２分周され、更に分周器１００にて分周されて、直交変調器１０６を駆動するＧＳＭ送信用の局部発信信号が得られる。
【００５５】
ＧＳＭ１８００送信： 発信器１５１５が３４２０〜３５７０ＭＨｚで発振し、この発振器出力は分周器１５１９を通らずにスイッチ１５２０で直接分周器１００に接続され２分周されて、直交変調器１０６を駆動するＧＳＭ１８００送信用の局部発信信号が得られる。
【００５６】
ＧＳＭ１９００送信： 発信器１５１５が３７００〜３８２０ＭＨｚで発振し、この発振器出力は分周器１５１９を通らずにスイッチ１５２０で直接分周器１００に接続され、２分周されて直交変調器１０６を駆動するＧＳＭ１９００送信用の局部発信信号が得られる。
【００５７】
この様な動作を行うため、発振器１５１５は３４２０〜３９８０ＭＨｚで動作する。本実施形態によりひとつの電圧制御発信器を用いて送受両方にダイレクトコンバージョン回路を実現することが出来る。
【００５８】
＜実施の形態８＞
本発明の第８の実施の形態を図１６と図２０を用いて説明する。なお、図１６において、図１５と同じ構成部分には同じ参照符合を付してある。前述した第６の実施の形態では、ＧＳＭ用は発振器１５１５の出力を４分周し、ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００用は２分周して局部発振信号を生成している。２分周器の入力（すなわち、発振器１５１５の出力）波形、２分周波形および４分周波形を図２０に示す。
【００５９】
発振器１５１５の出力が２分周器に入力されると、出力１と出力２の２つの波形を発生する。出力１と出力２の波形の立上りタイミング２００７，２００８の一方は、分周器の入力（すなわち発振器出力）の立上りタイミング２００５に同期し、もう一方は分周器の入力の立下りタイミング２００６に同期する。
【００６０】
発振器１５１５の出力が５０％のデューティ比を持つならば、２つの出力の位相差は９０°となる。デューティ比が５０％からずれる場合は、位相差に誤差が生じる。出力１の波形を更に２分周すると、出力３と出力４の波形を得る。どちらの波形の立上りタイミング２００９，２０１０も発振器出力の立上りタイミング２００５に同期しており、発振波形のデューティ比に依存することなく、正確な９０°位相差を持つ信号を生成できる。
【００６１】
したがって、前述した第６の実施の形態ではＧＳＭに関しては正確な位相差を持つ信号が生成できるが、ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００では発振波形のデューティに依存する誤差が生じる。図１６に示す本実施の形態におけるＧＳＭ／ＧＳＭ１８００/ＧＳＭ１９００のトリプルバンドに適用する送受信共にダイレクトコンバージョンを採用したトランシーバＩＣ１６０では、電圧制御発振器１５１５の発振周波数を第６の実施形態の２倍の、６８４０〜７９６０ＭＨｚとし、新たに分周器１６００を発振器出力に接続した構成とする。これにより、ＧＳＭは８分周、ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００は４分周を用い、発振器の波形のデューティ比に依存しない、正確な９０°位相差をもつ局部発振信号を発生することが出来る。
【００６２】
＜実施の形態９＞
本発明の第９の実施の形態を図１７及び図１９を用いて説明する。なお、図１７において、図１５と同じ構成部分には同じ参照符合を付してある。前述した第６及び第７の実施の形態がＧＳＭ、ＧＳＭ１８００、ＧＳＭ１９００のトリプルバンド対応ＩＣであったのに対し、ここでは新たにＧＳＭ８５０を加えた４バンド対応のトランシーバＩＣである。このトランシーバＩＣ１７０の受信回路には８６９〜８９４ＭＨｚを受信する低雑音増幅器１７００を追加した。送信回路ではＧＳＭ専用のドライバ回路１５００がＧＳＭおよびＧＳＭ８５０両方の信号に対して機能する。ＧＳＭおよびＧＳＭ８５０用の外付けＲＦフィルタはＬＣフィルタで構成され、高調波を除去する。ＧＳＭとＧＳＭ８５０の回路を兼用するには、ＧＳＭとＧＳＭ８５０の送信時に、ドライバ回路出力の受信帯域雑音レベルが、３ｄＢｍ出力において、−１６０ｄＢｍ/Ｈｚ以下を満足する必要がある（図１９参照）。雑音レベルがこの条件に達しない場合は、現在兼用しているドライバ回路１５００をＧＳＭ用とＧＳＭ８５０用にそれぞれ設けて２系統に増やし、それぞれの系統に専用のＳＡＷフィルタを用いる構成とすればよい。
【００６３】
以上のように本実施の形態により、少ない外付け素子で４バンド対応のトランシーバＩＣを実現できる。
【００６４】
以上、本発明の好適な幾つかの実施の形態を説明したが、本発明はこれらの実施の形態に限定されるものではなく、本発明の精神を逸脱しない範囲内で種々の設計変更を成し得ることは勿論である。
【００６５】
【発明の効果】
本発明により、従来のオフセットＰＬＬを適用した送信機に比べ、ＲＦ集積回路、電力増幅器、フロントエンド回路のほか必要な外付けＶＣＯを削減し、現状トランジスタ性能で構成してもＶＣＯより安価なＳＡＷ等の急峻なフィルタ１つ用いることでＧＳＭ/ＧＳＭ１８００/ＧＳＭ１９００のトリプルバンド送受信機を実現できる。更にトランジスタ特性が向上すれば、高価な外付け部品を一切用いることなく、トリプルバンド、クアトロバンド送受信機が構成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るダイレクトコンバージョン送信回路の１の実施の形態を示す構成図である。
【図２】ＧＳＭの規格で定められている送信電力と受信帯域での雑音の関係を示す図である。
【図３】ＧＳＭ１８００の規格で定められている送信電力と受信帯域での雑音の関係を示す図である。
【図４】ダイレクトコンバージョン送信機の雑音生成要因を示す図である。
【図５】本発明の効果を確認するために行った試作回路図である。
【図６】図５の回路の測定結果を示す入力信号レベルと雑音レベルの特性線図である。
【図７】図５の回路の測定結果を示すフィルタの遮断周波数と位相精度の特性線図である。
【図８】ＧＳＭ１８００を例にした本発明の第１の実施の形態における送信機のレベルダイアグラムである。
【図９Ａ】１次と２次フィルタの振幅特性を示す図である。
【図９Ｂ】１次と２次フィルタの群遅延特性を示す図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態を示す２次フィルタを用いたミキサ回路の構成図である。
【図１１】本発明の第３の実施の形態を示す図であって、直交変調器を構成するミキサの直流オフセットを校正する機能を設けた回路構成図である。
【図１２】本発明の第４の実施の形態を示す図であって、直流オフセット校正用ＡＤ変換器の使用個数を低減した回路構成図である。
【図１３】本発明の第５の実施の形態を示す図であって、直交変調器部を構成するミキサ部の入力に２次フィルタを用いた構成の要部回路図である。
【図１４】本発明の第６の実施の形態を示す図であって、直交変調器部を構成するミキサ部の入力に設ける２次フィルタ回路にＭＯＳＦＥＴを用いた構成の要部回路図である。
【図１５】本発明の第７の実施の形態を示す図であって、ＧＳＭ、ＧＳＭ１８００、ＧＳＭ１９００に対応する送受信一体集積回路の構成を示す要部回路図である。
【図１６】本発明の第８の実施の形態を示す図であって、図１５の回路において発振器の動作周波数を倍にした場合の構成図である。
【図１７】本発明の第９の実施の形態を示す図であって、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ、ＧＳＭ１８００、ＧＳＭ１９００に対応する送受信一体集積回路の構成を示す要部回路図である。
【図１８】オフセットＰＬＬ回路を用いた従来の送信機の構成を示す要部回路図である。
【図１９】ＧＳＭを例にした本発明の第１の実施の形態における送信機のレベルダイアグラムである。
【図２０】図１６の構成において局部発信信号を生成するために用いる２分周器の入力波形、２分周波形および４分周波形を示す図である。
【符号の説明】
９０ａ…１次低域通過フィルタ、９０ｂ…２次のバタワースフィルタ、９０ｃ…３次のバタワースフィルタ、１００…９０°位相器、１０１，１０２…ミキサ、１０３，１０４…減衰器、１０５…発信器、１０６…直交変調器、１０７…ドライバ増幅器、１０８…Ｉ信号入力端子、１０９…Ｑ信号入力端子、１２１…ミキサ入力部の減衰器起因の熱雑音、１３０，１３１…低域通過フィルタ、１３２…出力端子、１５０，１６０，１７０…トランシーバＩＣ、１８０…電圧制御発振器(VCO)、２０１…ＧＳＭ出力信号、２０２…ＧＳＭ受信帯域許容出力雑音レベル、３０１…ＧＳＭ１８００の出力信号、３０２…ＧＳＭ１８００受信帯域許容出力雑音、３０３…ＧＳＭ１８００送信帯域、３０４…ＧＳＭ１８００受信帯域、４０２，４０３…ＡＤ変換器、４０４，４０５…低域通過フィルタ、４１１…信号本体、４１２…折り返し雑音、４１３…回路の持つ熱雑音、４１５…低域通過フィルタ出力の信号、４１６…低域通過フィルタ出力熱雑音、４１９…ミキサ入力部の信号、４２０…低域通過フィルタの遮断周波数以下の雑音、４２１…減衰器の雑音、４２４…直交変調器出力信号、４２５…直交変調器出力のＡＤ変換器起因の熱雑音、４２６…直交変調器出力の減衰器起因の雑音、４３０…高周波フィルタ、５０１，５０２…バッファ増幅器、５０３…整合回路、５０４…出力端子、５０５…位相器の入力端子、５０６，５０７…低域通過フィルタ、５０８，５０９…減衰器、５１０…直交変調器、５１１…抵抗、５１２…容量、８０１…電力増幅器(PA Module)、８０２…フロントエンド回路(FEM)、８０３…送信機の出力端、８０４…送信機の入力端、１００１…分周器で構成する位相器、１００２…トランジスタ、１００３…帰還用トランジスタ、１００４…抵抗、１００５…容量、１００６…差動対、１００７…負荷抵抗、１１０３…バイアス校正回路、１３００…低域通過フィルタ、１３０１，１３０２…トランジスタ、１３０３…ＰＮＰ型トランジスタ、１４００，１４０１…ＭＯＳＦＥＴ、１４０２…Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ、１５０５…送受信切り替えスイッチ（S/W）、１５００…ＧＳＭ用高周波増幅器、１５０１…ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００用高周波増幅器、１５０２…帯域通過フィルタ、１５０３…ＬＣフィルタ、１５０４…低域通過フィルタ、１５０６…ＲＦフィルタ、１５０７〜１５０９…低雑音増幅器、１５１０、１５１１…ミキサ、１５１２…分周器、１５１３，１５１４…ベースバンドプログラマブル利得増幅器・チャネル低域通過フィルタ列(PGA＆LPF)、１５１５…電圧制御発振器(RF VCO)、１５１６…シンセサイザ(RF PLLSynth)、１５１７，１５１９…分周器、１５１８，１５２０…スイッチ、１６００…分周器、１７００…低雑音増幅器、１７０１…帯域通過フィルタ、１８０１…ミキサ、１８０２…位相比較器、１８０３…低域通過フィルタ、１８０５…アンテナ、１８０６…電圧制御発振器(VCO)、１８０７…９０°位相器、１８０８，１８０９…ミキサ、１８１０…増幅器、１８１２，１８１３…局部発信信号、１８１４…ＰＬＬ部、１８１５…ＩＦ信号発生部、１８１６…ＰＬＬ閉ループ、１８１７…集積化部分、２００５…発振器出力立上りタイミング、２００６…発振器出力立下りタイミング、２００７，２００８…２分周波形立上りタイミング、２００９，２０１０…４分周波形立下りタイミング、ＡＤＣ…ＡＤ変換器、Ｃ１，Ｃ２…容量、ＤＡＣ…ＤＡ変換器、ＣＮＴ…制御部、ＰＡ…電力増幅器、Ｒ１，Ｒ２…抵抗、ＬＰＦ…低域通過フィルタ。
Claims (10)
- 第１および第２のミキサと、第１および第２の低域通過フィルタと、第１および第２の利得・バイアス調整手段と、第１の位相器より構成される直交変調回路であって、
前記第１および第２のミキサの高周波出力端子を互いに接続し、前記第１のミキサの入力端子に前記第１の低域通過フィルタの出力端子を接続し、該第１の低域通過フィルタの入力端子を前記第１の利得・バイアス調整手段の出力端子に接続し、第２のミキサの入力端子に第２の低域通過フィルタの出力端子を接続し、第２の低域通過フィルタの入力端子を前記第２の利得・バイアス調整手段の出力端子に接続し、前記第１のミキサの局部発振信号入力端子に前記第１の位相器の第１出力端子を接続し、前記第２のミキサの局部発振信号入力端子に前記第１の位相器の第２出力端子を接続し、前記第１の利得・バイアス調整手段の入力端子と前記第２の利得・バイアス調整手段の入力端子にそれぞれ入力信号を印加する構成としたことを特徴とするダイレクトコンバージョン送信回路。 - 請求項１記載のダイレクトコンバージョン送信回路において、
前記位相器は、分周回路で構成したことを特徴とするダイレクトコンバージョン送信回路。 - 請求項１または請求項２に記載のダイレクトコンバージョン送信回路において、
前記第１および第２の低域通過フィルタ回路は、各々少なくとも２次の次数のフィルタで構成することを特徴とするダイレクトコンバージョン送信回路。 - 請求項３記載のダイレクトコンバージョン送信回路において、
前記第１および第２の低域通過フィルタ回路をそれぞれサレンキー形フィルタ回路で構成し、
各サレンキー形フィルタを第１および第２の抵抗と第１および第２の容量と第１のトランジスタで構成し、
前記第１の抵抗の第１端子をフィルタの入力とし、前記第１の抵抗の第２端子を前記第２の抵抗の第１端子と接続し、前記第２の抵抗の第２端子を第１のトランジスタのベースに接続し、前記第１の容量の第１端子を前記第１の抵抗の第２端子に接続し、前記第１の容量の第２端子を前記第１のトランジスタのエミッタに接続し、前記第２の容量の第１端子を前記第２の抵抗の第２端子に接続し、前記第２の容量の第２端子を接地電位に接続し、前記第１のトランジスタのコレクタを電源電位に接続し、前記第１のトランジスタのエミッタをフィルタの出力端子とすることを特徴とするダイレクトコンバージョン送信回路。 - 請求項３記載のダイレクトコンバージョン送信回路において、
前記第１および第２の低域通過フィルタ回路のそれぞれは、２組の第１および第２のサレンキー形フィルタ回路で構成され、かつ、
前記第１および第２のサレンキー形フィルタ回路はそれぞれ、
第１、第２、第３、および第４の抵抗と、
第１および第２の容量と、
第１および第２のトランジスタとからなり、かつ、
前記第１の抵抗の第１端子を前記フィルタ回路の入力端子とし、前記第１の抵抗の第２端子を前記第２の抵抗の第１端子と接続し、前記第２の抵抗の第２端子を前記第１のトランジスタのベースに接続し、前記第１の容量の第１端子を前記第１の抵抗の第２端子に接続し、前記第１の容量の第２端子を前記第１のトランジスタのエミッタに接続し、前記第２の容量の第１端子を前記第２の抵抗の第２端子に接続し、前記第２の容量の第２端子を接地電位に接続し、前記第１のトランジスタのコレクタを前記フィルタ回路の出力端子とし、前記第３の抵抗の第１端子を前記第１のトランジスタのエミッタに接続し、前記第３の抵抗の第２端子を接地電位に接続し、前記第２のトランジスタのコレクタとベースを第１の抵抗の第１端子に接続し、前記第２のトランジスタのエミッタ端子に前記第４の抵抗の第１端子を接続し、前記第４の抵抗の第２端子を接地電位に接続して構成し、
前記第１および第２の利得・バイアス調整手段はそれぞれ、
差動電圧を差動電流に変換する電圧電流変換回路となる第１の差動対と、
第１および第２のコレクタ出力端子と第１および第２のベース入力端子とエミッタ結合入力端子を具備する第２および第３の差動対とからなり、かつ、
前記第１の差動対の第１コレクタ出力端子を前記第１のサレンキーフィルタ回路の前記入力端子に接続し、前記第１の差動対の第２コレクタ出力端子を前記第２のサレンキーフィルタ回路の入力端子に接続し、前記第１のサレンキーフィルタ回路の出力端子を前記第２の差動対のエミッタ結合入力端子に接続し、前記第２のサレンキーフィルタ回路の出力端子を前記第３の差動対のエミッタ結合入力端子に接続し、前記第２および第３の差動対の第１コレクタ出力端子同士を接続し、前記第２および第３の差動対の第２コレクタ出力端子同士を接続し、前記第２の差動対の第１ベース入力端子と前記第３の差動対の第２ベース入力端子を接続し、前記第２の差動対の第２ベース入力端子と前記第３の差動対の第１ベース入力端子を接続したことを特徴とするダイレクトコンバージョン送信回路。 - 請求項１記載のダイレクトコンバージョン送信回路において、
前記第１および第２のミキサは、それぞれ差動回路で構成され、かつ、前記第１および第２のミキサの入力端子対に、出力端子対が接続された第１および第２の直流オフセット校正回路を具備し、
前記第１および第２の直流オフセット校正回路はそれぞれ、ＤＡ変換器とＡＤ変換器と２出力を有する制御手段とから構成され、
前記制御手段の一方の出力は前記ＤＡ変換器の入力端子に接続され、前記制御手段の他方の出力は前記ＡＤ変換器の入力端子に接続され、前記ＤＡ変換器と前記ＡＤ変換器の各出力対同士が接続されて前記出力端子対となり、
ダイレクトコンバージョン送信回路が信号を発生させる前に、前記ＤＡ変換器を動作させ、前記第１および第２のミキサの入力端子に発生する直流成分の大きさに応じた論理信号に変換し、その論理信号の値に基づいて直流成分を打ち消す直流レベルを前記ＡＤ変換器から発生させる機能と、前記論理信号に変換された最適レベルを記憶する機能とを制御手段に持たせたことを特徴とするダイレクトコンバージョン送信回路。 - 請求項１記載のダイレクトコンバージョン送信回路において、
第１および第２のＤＡ変換器とＡＤ変換器と２出力を各々有する第１および第２制御手段とからなり、第１、第２、および第３出力端子対を有する直流オフセット校正回路と、
２組の出力端子対を有する切替手段とをさらに具備し、
前記第１制御手段の出力は前記第１のＤＡ変換器の入力に接続され、前記第２制御手段の出力は前記第２のＤＡ変換器の入力に接続され、前記第１のＤＡ変換器の出力対が前記直流オフセット校正回路の第１出力端子対に接続され、前記第２のＤＡ変換器の出力対が前記直流オフセット校正回路の第２出力端子対に接続され、前記ＡＤ変換器の出力が前記直流オフセット校正回路の第３出力端子対に接続され、
前記第１および第２のミキサは差動回路で構成されて、前記第１のミキサの入力端子対に前記直流オフセット校正回路の第１出力端子対が接続され、前記第２のミキサの入力端子対に前記直流オフセット校正回路の第２出力端子対が接続され、前記切替手段の入力端子対に前記直流オフセット校正回路の第３出力端子対が接続され、
前記切替手段の一方の出力端子対が前記第１のミキサの入力端子対に接続され、前記切替手段の他方の出力端子対は前記第２のミキサの入力端子対に接続されてなり、
ダイレクトコンバージョン送信回路が信号を発生させる前に、前記第１および第２のＤＡ変換器を動作させ、前記第１および第２のミキサの入力端子に発生する直流成分の大きさに応じた論理信号に変換し、その論理信号の値に基づいて前記第１および第２のミキサの入力端子対に発生する直流成分を打ち消すために前記ＡＤ変換器で生成した直流レベルを、前記第１および第２のミキサの入力端子対に異なる期間に印加するように前記切替手段により切替える機能と、前記論理信号に変換された最適レベルを記憶する機能とを前記第１および第２制御手段に持たせたことを特徴とするダイレクトコンバージョン送信回路。 - 請求項１〜７のいずれか１項に記載のダイレクトコンバージョン送信回路を用いた第１のダイレクトコンバージョン送信回路と、第３および第４の増幅器とからなる送信部と、
第１〜第３の低雑音増幅器と、第３および第４のミキサと、第１〜第３の分周器と、第１の周波数シンセサイザと、第１の電圧制御形発振器と、第１および第２のベースバンド周波数増幅器・フィルタ列とからなる受信部とが、同一チップ上に集積化された集積化送受信回路おいて、
前記第１のダイレクトコンバージョン送信回路の出力と前記第３および第４の増幅器の入力回路を接続し、前記第３および第４の増幅器を独立した出力端子とし、前記第１〜第３の低雑音増幅器の入力端子を独立した入力端子とし、前記第１〜第３の低雑音増幅器の出力端子を互いに接続して前記第３および第４のミキサ回路の入力に接続し、前記第３および第４のミキサ回路の出力を前記第１および第２のベースバンド周波数増幅器・フィルタ列に接続し、前記第１の分周器の第１出力を前記第３のミキサの局部発振信号入力端子に接続し、前記第１の分周器の第２出力を前記第４のミキサの局部発振信号入力端子に接続し、前記第１の電圧制御発振器の制御電圧入力端子に、前記第１の周波数シンセサイザの出力端子を接続し、前記第１の電圧制御発振器の出力を前記第１の周波数シンセサイザの入力に接続し、前記第１の電圧制御発振器の出力を、分周機能を発揮する場合とバイパスする場合の２つの機能を持つ前記第２の分周器の入力端子に接続し、前記第２の分周器を前記第１の分周器の入力に接続し、前記第１の電圧制御発振器の出力を、分周機能を発揮する場合と、バイパスする場合の２つの機能を持つ前記第３の分周器の入力端子に接続し、前記第３の分周器を前記第１のダイレクトコンバージョン送信回路内の第１の位相器の入力端子に接続し、前記第１の位相器が分周器であることを特徴とする集積化送受信回路。 - 請求項８記載の集積化送受信回路において、
前記第１の電圧制御発振器と互いに入力端子を接続した前記第２および第３の分周器の間に、第４の分周器を挿入したことを特徴とする集積化送受信回路。 - 請求項９記載の集積化送受信回路において、
前記第４の分周器は分周機能を発揮する場合とバイパスする場合の２つの機能を持ち、
更に、入力端子が他の低雑音増幅器の入力端子と独立し、かつ、出力端子が他の低雑音増幅器の出力端子に接続される第４の低雑音増幅器を設けることを特徴とする集積化送受信回路。
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| US7522658B2 (en) * | 2003-09-30 | 2009-04-21 | Broadcom Corporation | Design method and implementation of optimal linear IIR equalizers for RF transceivers |
| US7366485B2 (en) * | 2004-03-04 | 2008-04-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Multimode wireless transmitter and a portable wireless device using the same |
| EP1575160A1 (en) * | 2004-03-08 | 2005-09-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Mixer circuit and receiver circuit using the same |
| JP4388402B2 (ja) * | 2004-03-31 | 2009-12-24 | 株式会社ルネサステクノロジ | 送信機及びそれを用いた移動体通信端末 |
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| US20060050809A1 (en) * | 2004-09-03 | 2006-03-09 | Broadcom Corporation | System and method for reducing phase distortion in a linear transmitter via the introduction of bias currents to a power amplifier |
| JP4752272B2 (ja) * | 2005-01-05 | 2011-08-17 | ソニー株式会社 | 通信装置 |
| US7415261B2 (en) * | 2005-03-31 | 2008-08-19 | Conexant Systems, Inc. | Systems and method for a highly linear, low power mixer |
| EP1722471A1 (fr) * | 2005-05-11 | 2006-11-15 | STMicroelectronics N.V. | Procédé et dispositif d'élaboration de deux signaux en quadrature de phase, en particulier pour une transposition de fréquence au sein d'un téléphone mobile cellulaire |
| JP5000108B2 (ja) * | 2005-07-20 | 2012-08-15 | 三菱電機株式会社 | ９０度分配器および高周波回路 |
| US7657236B2 (en) * | 2005-08-16 | 2010-02-02 | Broadcom Corporation | Transmitter having reduced local oscillator (LO) leakage by determining direct LO coupling and baseband DC offset |
| US20070064833A1 (en) * | 2005-09-12 | 2007-03-22 | Sahota Gurkanwal S | Multi-band radio frequency modulator |
| US7835467B2 (en) * | 2006-01-05 | 2010-11-16 | Qualcomm, Incorporated | DC offset correction for high gain complex filter |
| JP2008098830A (ja) * | 2006-10-10 | 2008-04-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送信回路及び携帯端末装置 |
| JP2008278120A (ja) * | 2007-04-27 | 2008-11-13 | Renesas Technology Corp | トランシーバーおよびそれを使用した無線システム |
| JP4573866B2 (ja) * | 2007-12-17 | 2010-11-04 | 三菱電機株式会社 | 侵入検知システム |
| US8688045B2 (en) * | 2008-11-19 | 2014-04-01 | Qualcomm Incorporated | FM transmitter and non-FM receiver integrated on single chip |
| CN103178791A (zh) * | 2011-12-26 | 2013-06-26 | 深圳富泰宏精密工业有限公司 | 功率放大电路及具有该功率放大电路的无线通信装置 |
| JP2013175801A (ja) * | 2012-02-23 | 2013-09-05 | Goyo Electronics Co Ltd | 無線受信装置 |
| CA3005740A1 (en) | 2015-11-17 | 2017-05-26 | Tensorcom, Inc. | High linearly wigig baseband amplifier with channel select filter |
| TWI711271B (zh) * | 2016-11-17 | 2020-11-21 | 美商天梭康股份有限公司 | 具通道選擇濾波器之高線性無線千兆基頻放大器 |
| US10374838B2 (en) * | 2017-06-30 | 2019-08-06 | Futurewei Technologies, Inc. | Image distortion correction in a wireless terminal |
| CN107329121B (zh) * | 2017-07-27 | 2023-04-14 | 南京信息工程大学 | 用于s波段降水粒子散射实验测量的发射电路 |
| US10778200B2 (en) * | 2018-05-24 | 2020-09-15 | Swiftlink Technologies Inc. | Wide-band 360 degree phase shifter utilizing right-hand and left-hand transmission line switches for RF communications |
Family Cites Families (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3501709A (en) * | 1968-08-14 | 1970-03-17 | Baldwin Co D H | Transistor r-c filters |
| NL8603152A (nl) * | 1986-12-11 | 1988-07-01 | Philips Nv | Filterschakeling. |
| US5420536A (en) | 1993-03-16 | 1995-05-30 | Victoria University Of Technology | Linearized power amplifier |
| KR100243489B1 (ko) * | 1995-11-22 | 2000-02-01 | 니시무로 타이죠 | 주파수 변환기 및 이를 이용한 무선 수신기 |
| JPH09261106A (ja) * | 1996-03-22 | 1997-10-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 複数帯域移動無線機 |
| US5896421A (en) * | 1996-09-25 | 1999-04-20 | Hughes Electronics Corporation | Use of low pass filter and equalizer for noise reduction in direct up-conversion schemes |
| JP3475037B2 (ja) * | 1997-03-14 | 2003-12-08 | 株式会社東芝 | 無線機 |
| US6021323A (en) * | 1997-09-25 | 2000-02-01 | Rockwell Science Center, Inc. | Direct conversion receiver with reduced even order distortion |
| US6101225A (en) | 1998-04-29 | 2000-08-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for performing a modulation |
| US5990738A (en) * | 1998-06-19 | 1999-11-23 | Datum Telegraphic Inc. | Compensation system and methods for a linear power amplifier |
| US6243569B1 (en) * | 1998-08-12 | 2001-06-05 | Analog Devices, Inc. | Direct conversion circuit for radio frequency signals |
| US6600911B1 (en) * | 1998-09-30 | 2003-07-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Even harmonic direct-conversion receiver, and a transmitting and receiving apparatus using the same |
| JP2000124962A (ja) | 1998-10-19 | 2000-04-28 | Alps Electric Co Ltd | ベースバンド信号処理回路 |
| US6366622B1 (en) * | 1998-12-18 | 2002-04-02 | Silicon Wave, Inc. | Apparatus and method for wireless communications |
| JP3960582B2 (ja) * | 1999-10-28 | 2007-08-15 | 株式会社東芝 | 可変利得回路 |
| US6826388B1 (en) * | 1999-11-15 | 2004-11-30 | Renesas Technology Corp. | Mobile communication apparatus including dividers in transmitter and receiver |
| JP2001230695A (ja) * | 2000-02-16 | 2001-08-24 | Nec Corp | 無線機及びそれに使用する周波数変換方法 |
| US6721368B1 (en) * | 2000-03-04 | 2004-04-13 | Qualcomm Incorporated | Transmitter architectures for communications systems |
| JP2001352355A (ja) * | 2000-06-08 | 2001-12-21 | Nec Corp | ダイレクトコンバージョン受信機及び送受信機 |
| US7068987B2 (en) * | 2000-10-02 | 2006-06-27 | Conexant, Inc. | Packet acquisition and channel tracking for a wireless communication device configured in a zero intermediate frequency architecture |
| US6745015B2 (en) * | 2001-02-08 | 2004-06-01 | Motorola, Inc. | Method for automatic carrier suppression tuning of a wireless communication device |
| US6978125B2 (en) * | 2001-07-05 | 2005-12-20 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Methods and apparatus for tuning pre-selection filters in radio receivers |
| US7024172B1 (en) * | 2001-06-15 | 2006-04-04 | Rockwell Collins, Inc. | Direct conversion receiver using a dithered local oscillator to mitigate adjacent channel coherent interference |
-
2001
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