TW531981B - Direct-conversion transmitting circuit and integrated transmitting/receiving circuit - Google Patents

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531981 A7 B7 五、發明説明（1 ) 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於移動體通訊機，尤其是適用大規模積 體化的直接轉換送訊電路及使用其之積體化送收訊電路。 【先前技術】

隨著移動體通訊機爆發性地普及，低成本、小型化之 要求也日益加強。因此，減少電壓控制形震盪器（V C〇 )、濾波器數目，期望以提升積體化之積體電路之適用。 送訊機之先前一例可列舉如瀧川等人在I E E E 1 9 9 9年、第2 5屆歐洲積體電路會議預稿集2 7 8頁 至28 1頁所發表的「GSM、DCS 1 8 0 0應用雙頻 收發器 I C 高頻技術」（K. Takikawa et· al· “RF Circuits Technique of Dual- Band Transceiver IC for GSM and DCS1800 applications,,5 IEEE 25th European Solid-State Circuits Conference pp. 278-28 1, 1999 ) 0 送訊電路設計上的重要項目，可例舉如降低收訊頻帶 之雜音洩漏。圖2係歐洲行動電話（G S Μ )規格所規定 之送訊電力、及收訊頻帶上的雜音關係圖。如G S Μ收訊 頻帶容許輸出雜訊等級2 0 2所示，對於G S Μ輸出訊號 2 0 1之最大輸出電力3 3 dBm，距離送訊頻帶2 0 3之上 限僅20MHz之收訊頻帶2 0 4的雜訊，必須要抑制到-79dBm/100kHz ( -129dBm/Hz)。亦即，送訊訊號與雜音等 級之差必須要要-112dBc以上。若使頻帶通過濾波器等適 用於電力增幅器之輸出部則有可能達成上記規格，但因濾 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -裝· 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 -4 - 531981 A7 B7 五、發明説明（2 ) 波器損失之影響會導致效能下降。因此以不使用濾波器之 構成的補償式P L L ( offset PLL )較爲適用。 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 適用了補償式P L L之送訊機電路構成圖示於圖1 8 。送訊機係由I F訊號產生部1 8 1 5與P L L部 1 8 1 4所構成。首先說明I F部之運作。帶有200kHz 之頻帶的I、Q訊號被輸入至I輸入1 0 8、Q輸入 1 0 9。此輸入訊號，會在混波器1 8 0 8、1 8 0 9中 和帶有90°相位差之中頻（IF)區域發訊訊號1 8 1 2、 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 1 8 1 3混合。這裡的區域發訊訊號1 8 1 2、1 8 1 3 ，係將V C〇1 8 0 6之輸入經過90°相位器1 8 0 7 的相位挪移而得。藉由混波器1 8 0 8、1 8 0 9分別加 算輸出，便轉換成I F頻率（270MHz )之G M S K ( Gaussian Minimum Shift Keying)調變訊號。G M S Κ 調 變訊號，係屬於G S Μ系統所採用之調變訊號，只有相位 帶有訊號資訊，震幅爲一定。因需要給予後段之相位比較 器1 8 0 2足夠震幅，增幅器1 8 1 0所產生的高調波經 過低通濾波器1 8 1 1過濾後，I F訊號會輸入至P L L 部1 8 1 4之相位比較器1 8 0 2。 P L L部1 8 1 4的特徵爲含有混波器1 8 0 1 ，將 以R F頻率運作之V C〇1 8 0的輸出訊號之頻率於混波 器1 80 1中轉換成I F頻率f IF( 27 0MHz )，而和 I F訊號之誤差部份則由相位比較器1 8 0 2輸出。被輸 出之誤差訊號的頻率會降低至和I ，Q輸入訊號相同之基 頻訊號頻帶。誤差訊號之高頻雜訊，會於低通濾波器 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -5- 531981 A7 B7 五、發明説明（3 ) 1 8 0 3中抑制。相對於標號1 8 1 6所示P L L封閉迴 圈之截斷頻率爲200kHz之訊號頻帶，約1.6MHz、20MHz 之雜訊被大幅抑制。因此，距離V C〇1 8 0之輸出訊號 20MHz之頻帶的雜訊可被大幅抑制。因此，即使將V C〇 1 8 0之輸出直接連接至電力增幅器P A，對新的R F訊 號不須濾波器連接，就可將收訊頻帶之雜訊抑制到-79dBm/100kHz ( -129dBm/Hz)以下。 在使用補償式P L L的送訊機中，圖1 8內所示實線 所圍繞部份1 8 1 7雖被積體化，但V C〇1 8 0因低雜 訊特性必須要成爲外部零件。可是，一旦使用補償式 P L L則高頻之外加濾波器就變成非必要，故以高效能送 訊機之方式廣泛地適用。 【發明所欲解決之問題】 如前述，若根據適用補償式P L L之先前例，因不須 外加濾波器，故廣泛使用於送訊機。可是在此同時，適用 了補償式P L L的送訊機中，因需要低雜訊之外加v C〇 故有成本降低之極限。 因此，本發明的目的，爲了力圖成本更低、零件數更 少，而提供一種直接轉換送訊電路，不但免除成本降低之 門檻的高性能之低雜訊V C ◦，且亦無須表面彈性波（ SAW: Surface Acoustic Wave)濾波器等高價的外加 高頻濾波器。 又，提供使用了該直接轉換送訊電路之送收訊機，亦 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210'乂297公釐） ' (請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁) .裝· 訂 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 -6 - 531981 A7 B7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 五、發明説明（4 ) 爲本發明之目的。 【用以解決課題之手段】 爲了解決上記課題’本發明所論述之送訊電路，使用 了不須送訊用V C 0的直接轉換送訊電路，且爲了力圖收 訊頻帶之雜訊降低，將I、Q (以下簡稱爲「I Q」）訊 號轉換成R F訊號之調變器的I Q輸入部上分別設置低通 濾波器之電路構成。本發明所論述之積體化送收訊電路， 係屬於其送訊電路中’使用了該直接轉換送訊電路。關於 具體內容，茲以以下之實施形態來敘述。 【發明之實施形態】 以下，將就本發明所論述之直接轉換送訊電路及使用 其之積體化送收訊電路的理想實施形態，佐以圖面詳細說 明。 <實施形態1 > 茲此圖1〜8與圖1 9.說明本發明之第1實施形態。 此處的應用和先前例相同，以歐洲蜂巢電話G S Μ ( 9 00MHz 頻帶）、GSM1 8 0 0 (180 0MHz 頻帶）爲對 象。先前技術已經稍微說明過，圖2所示爲G S Μ規格所 需滿足之收訊頻帶上來自送訊機之雜訊等級。圖3係 G S Μ 1 8 0 0所需滿足之條件。送訊頻帶（TX Band) 3 0 3 係 1710 〜1 7 85MHz，收訊頻帶（RX Band) 3 〇 4 (請先閱讀背面之注意事 -—0 ▼項再填. 裝-- ，寫本頁) 訂 •噃 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） 531981 A7 _____ _B7 ____ 五、發明説明（5 ) (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 係1 805〜1 880MHz。因此，和G S Μ情況相同，爲20MHz 之間隔。對G S Μ 1 8 0 0之輸出訊號3 ◦ 1的30dBm 之最大送訊電力，爲了滿足收訊頻帶容許輸出雜訊3 0 2 ，有必要抑制到- 71dBm/100kHz ( -121dBm/Hz )以下。因 此，和輸出訊號之最大送訊電力3 Ο 1之收訊頻帶雜訊等 級差，如同圖所示爲-1 0 1 dBc。與G S Μ相比，爲緩和了 1 lbD之規格。 此處，茲以圖4闡明直接轉換送訊電路之必須解決之 課題。 直接轉換送訊電路係如圖1 8所示先前例之I F訊號 產生部1 8 1 5具有相同電路構成，但適用了產生直接 R F調變訊號之調變方法。此外，直接轉換，於進行從基 頻至送訊頻率頻帶爲止一口氣提升頻率之頻率轉換時亦稱 爲直接上轉換（direct up conversion)，於進行從基頻至 送訊頻率頻帶爲止一口氣降低頻率之頻率轉換時亦稱爲直 接下轉換（direct down conversion)。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 圖4中’除了混波器1 0 1、1 〇 2所構成之正交調 變器1 0 6以外，亦記載了產生I Q訊號之a d轉換器 (ADC) 402、40 3 °AD轉換器4〇2之輸出部的訊 5虎/雑訊等級之頻率特性如矩形4 1 0內所示頻率f與輸 出P之關係’ A D轉換器4 0 2之輸出，係包含訊號主 4 1 1、折返雜訊4 1 2、電路背景熱雜訊4 1 3。此外 ，A D轉換器4 0 3之輸出部特性亦相同。 爲了抑制折返雜訊’各A D轉換器之輸出部上設置有 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -—- -8 - 531981 A7 B7 五、發明説明（6 ) 低通濾波器4 0 4、4 0 5。低通濾波器4 0 4之輸出， 如標號4 1 4矩形內所示，濾波器4 0 4會抑制截斷頻率 f cUTQFF以上之訊號，而含有訊號4 1 5與截斷頻率以下 之雜訊4 1 6。此外，低通濾波器4 0 5之輸出亦相同。 低通濾波器4 0 4、4 0 5之輸出訊號，會分別施加至I ―輸入1 0 8、Q輸入1 0 9。AD轉換器之最佳輸出訊號 震幅，在通常差動下爲2 Vpp左右。相對於此，混波器之 最佳輸入等級係依存著電路構成，但例如爲0.8 V ρ ρ，是 和A D轉換器之輸出訊號等級相異。其他最佳偏壓等級亦 不同，故需要有含有偏壓等級之挪移（shift)機能之衰減器 1 〇 3、1 0 4。 因衰減器1 0 3會產生雜訊，故衰減器1 〇 3之輸出 中如矩形4 1 8所示，除了含有訊號4 1 9、低通濾波器 截斷頻率以下之雜訊4 2 0，還含有衰減器產生之雜訊 4 2 1。此外，衰減器1 0 4之輸出亦相同。 衰減器1 0 3、1 0 4之雜訊係廣頻帶，含有雜訊之 I Q訊號係於混波器1 0 1、1 0 2，分別轉換成以載波 頻率f c爲中心的R F頻率。2個混波器1 〇 1、1 〇 2 ，分別被施加同一頻率而相位差爲90°之和載波頻率同 一頻率的區域震盪訊號。區域震盪訊號係以發訊器1 〇 5 之輸出爲基礎在相位器1 0 0中所產生。代表性的相位器 ，通常有使用C R濾波器者，和使用分頻器兩種，但使用 分頻器的情況，發訊器1 0 5之震盪頻率係載波頻率的兩 倍。 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210'乂297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 裝· i項再填寫太

、1T 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 -9 - 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 531981 A7 B7 五、發明説明（7 ) 混波器1 〇 1、1 〇 2所構成之正交調變器1 〇 6的 輸出，係如矩形4 2 2內所示，以載波頻率f c爲中心調 變成兩側之訊號。此調變訊號’含有正交調變器輸出訊號 4 2 4，及正交調變器輸出之A D轉換器所致熱雜訊 4 2 5、正交調變器輸出之衰減器所致雜訊4 2 6。尤其 是，衰減器之雜訊4 2 1係屬於廣頻帶，經過調變之訊號 內亦存在有衰減器所致雜訊4 2 6。 調變訊號經由驅動增幅器1 0 7增幅，透過輸出端子 1 3 2輸出。因該訊號內含有廣頻帶雜訊，故爲了削減距 離送訊頻帶20MHz之收訊頻帶的雜訊，需要有適用了 5 A W (表面彈性波）裝置、誘電體共振器等，具有急峻 特性的高頻（R F )濾波器4 3 0。 爲了免除高頻濾波器4 3 0，必須要減低衰減器 1 0 3、1 0 4所產生的廣頻帶雜訊。因此，圖1所示衰 減器與混波器1 0 1、1 0 2之間分別設置低通濾波器 130、131。圖 1 中，AD 轉換器 402、403 之 各輸出及I Q輸入端子1 0 8、1 0 9爲止的訊號所含之 雜訊和圖4之例相同。亦即，A D轉換器4 0 2之輸出， 如圖4矩形4 1 0所示，含有訊號主體4 1 1、折返雜訊 4 1 2、電路背景熱雜訊4 1 3，I Q輸入端子1 〇 8、 1 0 9中之訊號內，如圖4矩形4 1 4所示，含有訊號主 體4 1 5與外加低通濾波器4 0 4、4 0 5之截斷頻率 f CUTQFiM以下之雜訊4 1 6。 衰減器1 〇 3、1 04，和圖4之例相同會產生廣頻 本紙張尺度適用中國國^檩準（CMS ) A4規格（210X 297公釐） ；IT (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -10> 531981 Α7 Β7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 五、發明説明（8 ) 帶雜訊，但藉由混波器1 0 1、1 0 2之正前方連接截斷 頻率f CUTQFF2之低通濾波器，如圖1之矩形1 1 8內所示 ，截斷頻率f 以上之頻率的雜訊會衰減，衰減器所 致之廣頻帶雜訊則成爲f 以下之雜訊1 2 1。因此 ，混波器1 0 1、1 0 2所構成之正交調變器1 〇 6之輸 出，如矩形1 2 3內所示，會成爲載波頻率f c爲中心調 變成兩側之訊號，但由經過正交調變之R F訊號，距離中 心載波頻率f c達f CUT0FF2以上頻率之雜訊等級會變小。 因此，在R F輸出1 3 2上如圖4所示，不必追加R F濾 波器4 3 0就能降低收訊頻帶雜訊等級。 圖8係滿足G S Μ 1 8 0 0規格之送訊機之等級圖表 之一例。送訊機係以正交調變器1 〇 6、驅動增幅器 1 0 7、電力增幅器8 0 1、由開關等所構成之前端電路 (FEM) 8 0 2所構成。此外，圖8中，標號8 0 4係送訊 機之輸入端，8 0 3係送訊機之輸出端。驅動增幅器 1 0 7、電力增幅器8 0 1、前端電路8 0 2，其個別之 增益以及雜訊指數N F之性能，係從現今存在之電路中’ 來推定可能實現之特性。我們由圖可知正交調變器1 0 6 之輸出訊號等級爲-8dBm時，送訊機之輸入端8 0 4上的 收訊雜訊等級，在-160dBm/Hz ( -152dBc )以下則滿足 G S Μ 1 8 0 0之規格。 圖1 9內將G S Μ之案例的規格，以和圖8相同表示 。頻率越低，雖能期待驅動增幅器1 〇 7、電力增幅器 8 0 1之雜訊指數N F可更爲降低，但因規格嚴苛故當正 (請先閱讀背面之注意事_ -.0 .項再填· 士 Κ - I n I - II τ _ . . 、ν'口 :寫本頁) 一嗡 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210X 297公釐） 531981 A7 B7 五、發明説明（9 ) 父調變器1 0 6輸出爲-5dBm時，收訊頻帶之雜訊等級必 須要在-171dBm/Hz(-166dBc)以下。 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 爲了進行本實施形態所提案之直接轉換送訊電路的性 能確認，而將圖5所示電路以0.35 // m規則、電晶體截斷 頻率f τ爲20GHz的Bi-CM〇S製程來進行試做、評估。 試做的電路，係由混波器1 〇 1、1 〇 2所成之I q訊號 用混波器電路1組’及增幅9 0相位器1 〇 〇之輸入端 子5 〇 5所輸入之混波器用區域震盪訊號之緩衝增幅器 5 Ο 1、5 0 2所構成之正交調變器5 1 0部份，以及個 別零件之90°相位器1 0 0、衰減器5 0 8、5〇9、 低通濾波器5 0 6、5 0 7所構成。濾波器5 0 6、 5 0 7係屬於1次低通濾波器，係如標號5 0 0所示虛線 內之電路圖以電阻5 1 1和電容5 1 2所構成。正交調變 器5 1 0之輸出端上，設有以個別零件構成之整合電路 5 0 3 ’係會進行50Ω整合及差動—單列（Differential to S i n g 1 e)轉換後由輸出端子5 0 4將送訊訊號取出之構成。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 爲了調查本實施形態所提案之直接轉換送訊電路中低 通濾波器之效果，我們就不使用濾波器時，以及將濾波器 之截斷頻率設爲4.9MHz、440kHz時，進行G S Μ 1 8 0 0之應用評估。區域震盪訊號（L0)之輸入等級爲 OdBm、I Q輸入訊號之直流等級爲1.2V、輸出頻率爲 1.7 5GHz時的評估結果示於圖6。橫軸係I Q輸入訊號之 電壓等級（dBV )，縱軸係送訊訊號與收訊頻帶雜訊比。 同圖中，黑點所示特性線爲不使用濾波器之情形，方塊所 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -12- 531981 A7 B7 五、發明説明（10) 示特性線爲使用截斷頻率440kHz之濾波器之情形，「* (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 」所示特性線爲使用截斷頻率4·9ΜΗζ之濾波器之情形。 另外，-17dBV，係爲了滿足G S Μ、G S Μ 1 8 0 ◦等扭 曲規格所能容許之最大輸入等級。 I Q之輸入等級在-17dBV時爲-7dBm輸出，此情況 下比較各特性則發現，和沒有濾波器時之-142dBc/Hz ( -149dBm/Hz )相比，使用截斷頻率440kHz之濾波器時爲 -156dBc/Hz ( -163dBm/Hz )，改善了 14dB°GSM 送訊頻 率頻帶亦可獲得幾乎相同之結果。本試做實驗中，雖未達 G S Μ規格性能，但考慮採用S i G e (矽/鍺）雙極電 晶體等可能達成改善裝置特性，則本發明的效果是可期待 的。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 若降低濾波器之截斷頻率雖可使收訊頻帶之雜訊等級 降低，但因群延遲之頻率特性之影響，而有調變訊號之相 位精度劣化之疑慮。濾波器之截斷頻率與調變訊號的相位 精度之關係如圖7所示。G S Μ規格中相位精度要在5° 以下，但觀測機器將相位精度目標値定在3° ，則截斷頻 率在300kHz以下時就會急劇劣化，無法滿足目標値的相 位精度3° 。若積體電路之電阻値誤差在± 20%，電容値 誤差在± 30%，則截斷頻率之設計値以500kHz左右爲下限 爲理想。 如上述，我們可知若根據本發明之第1實施形態、將 構成直接轉換送訊電路的混波器電路之I Q輸入正前方連 接低通濾波器，則可大幅改善輸出之收訊頻帶雜訊等級。 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） 13- 531981 A7 B7 五、發明説明（11) <實施形態2 > (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 茲佐以圖9及圖1 〇說明本發明第2實施形態。前述 第1實施形態之一例中，揭示了將1次濾波器連接至混波 器正前方時之特性。降低收訊頻帶之雜訊雖以壓低截斷頻 率爲理想，但因濾波器所帶有之群延遲偏差所致的相位精 度影響而有極限。因此，本實施形態目標在使用高次濾波 器以確保收訊頻帶之衰減量與抑制訊號頻帶內的群延遲偏 差。 圖9 (a)所示係1次低通濾波器9 0 a、2次巴特渥 斯濾波器9 0 b及3次巴特渥斯濾波器9 0 c之震幅特性 。1次低通濾波器9 0 a之特性爲截斷頻率爲440kHz， 條件設定成和第1實施形態中爲了驗證而進行圖6 「*」 所示實驗結果相同。此1次低通濾波器在20MHz的衰減 量約爲33dB。2次及3次巴特渥斯濾波器9 0 b、9 0 c也把20MHz的衰減量設定爲33dB。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 圖9 (b)係各濾波器之群延遲特性。G S Μ之訊號頻 之訊號頻帶約100kHz，1次濾波器9 0 a之特性上到了 100kHz之頻帶內有20nsec的群延遲偏差。因100kHz之訊 號上1°的誤差相當於28nsec，故使用1次濾波器9 0 a 時，100kHz頻帶內約會產生0.7°的偏差。G S Μ系統所 用之G M S Κ調變訊號之規格，在100kHz頻帶內並非一 樣，故該偏差與訊號之相位精度之絕對値雖不相同，但和 在圖7所示之實驗結果中，無濾波器時與使用截斷頻率 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210 X 297公釐） -14 - 531981 A7 ___B7 五、發明説明（12) 440kHz之1次濾波器時的相位誤差的劣化量相當一致。 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 2次及3次巴特渥斯濾波器9 0 b、9 0 c之特性中群延 遲偏差無論何者都在0.1 n s e c徘徊，對相位誤差帶來影響 。因此我們可知將濾波器的次數從1次提高到2次以上時 ，可得大幅改善效果。 圖1 0係具體電路構成範例。混波器1 Ο 1、1〇2 係廣爲使用之吉伯（Gilbert)型混波器。此處針對I系統之 電路詳細說明，Q系統電路因爲相同故省略說明。帶有 90°相位差之區域震盪訊號，係於以分頻器構成之相位器 1〇Ο 1中所產生。區域震盪訊號經過緩衝增幅器5 Ο 1 增幅後，會驅動吉伯混波器1 0 1內使開關運作之差動對 1 0 0 6。I訊號輸入1 0 8經過衰減器1 0 3衰減，再 .於由歸位用電晶體1 0 0 3、電阻1 0 0 4、電容1 0 0 5所構成之2次薩連基形主動低通濾波器1 3 0中抑制 20MHz以上之輸入雜訊。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 薩連基濾波器可藉由元件値之選擇，而構成巴特握斯 形濾波器（Butterworth filter)或是柴比雪夫形瀘波器 (；C h e b y s h e r f i 11 e r)。濾波器之輸出會驅動混波器輸入段電 晶體1 0 0 2，經由2組差動對1 0 0 6轉換成高頻訊號 後從混波器的負載電阻1 0 0 7與差動對1 0 0 6之連接 端取出輸出。此處雖表示了 2次濾波器，但要作成3次也 很容易。只是若限於G S Μ系統，由圖9可知，藉由2次 巴特握斯形濾波器可獲得十分充足之必要特性，可實現本 實施形態中兼顧頻帶外雜訊之抑制與相位誤差之降低的直 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（21〇>< 297公酱Γ -15- 531981 A7 __B7_ 五、發明説明（13) 接轉換送訊機。 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) <實施形態3 > 茲佐以圖1 1說明本發明第3實施形態。此外，和圖 1相同之構成部份係以同樣標號標明。本實施形態’係有 關於前述第1與第2實施形態之電路構成中，混波電路輸 入之直流偏量（Offset)之影響而導致產生載波漏失之減低 。本發明之直接轉換送訊電路中，因混波器的輸入上連接 許多濾波器、衰減器電路，故有在混波器輸入端子上會產 生直流偏量增加之疑慮。本實施形態之電路構成係作爲其 對策而提案。 首先說明混波器的載波漏失。混波器係以乘算器之機 能，如式（1)所示，藉由將基頻輸入訊號f ( t )與區域 震盪訊號cos(2;r f c)之乘算，產生調變波f c ( t )。 f c(t)=f (t)x COS(27T f c)…（1) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 若混波器之輸入中加入直流偏量a，如式（2)所示， 會產生載波訊號的獨立項，成爲調變精度劣化主要原因。 fc⑴=f⑴ X cos(2 7Γ fc) +a cos(2 7Γ fc) ... (2) 爲了校正直流偏量，本實施形態中，在各I Q頻道上 設置由A D轉換器A D C、產生校正偏壓之D A轉換器 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐1 -16- 531981 A7 B7 _ 五、發明説明（14) (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) D A C、同時進行偏量最小化控制與記憶校正條件之控制 部C N T所成之偏壓校正電路1 1 〇 3。校正係在打開電 源後、到送訊之前的空窗時間內進行。此外’控制部 C N T係由控制用暫存器及邏輯電路所構成。藉由本實施 形態，可實現降低了直流偏量之影響的直接轉換送訊機。 <實施形態4 > 茲佐以圖1 2說明本發明第4實施形態。此外’和圖 1 1相同之構成部份係以同樣標號標明。前述第3實施形 態中’係I 、Q獨立設置直流偏量枚正電路1 1 〇 3 ’相 對於此，本實施形態係在電路規模變大時讓1 、Q共用 A D轉換器A D C，以圖整體電路規模之縮減。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 A D轉換器A D C，係藉由開關S W，來選擇性地與 I 、Q訊號線連接。D A轉換器D A C則爲I 、Q訊號線 分別設置專用。控制部C N T亦爲I、Q訊號線分別設置 專用，分別獨立控制各直流偏量。因校正無法I、Q同時 進行，故校正時間和第3實施形態相比必須要大約倍增之 時間。藉由本實施形態，可以小電路規模實現降低了直流 偏量之影響的直接轉換送訊機。 <實施形態5 > 茲佐以圖1 3說明本發明第5實施形態。此外，和圖 1 0相同之構成部份係以同樣標號標明。圖1 0所示第2 實施形態中，主動低通濾波器1 3 0與混波器1 0 1係以 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） — -17- 531981 A7 ____B7 五、發明説明（15) (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 獨立電路所構成。針對於此本實施形態，將圖1 0所示混 波器之輸入電晶體1 0 0 2與主動低通濾波器1 3 0之射 極隨耦器（Emitter-Follower)電路用電晶體1 0 0 3之機能 ，簡化成圖1 3所示電晶體1 3 0 2。藉此可實現即使施 加龐大的基頻訊號也不會飽和之電路。 I輸入訊號1 0 8，係於由P N P型電晶體1 3 0 3 所構成之差動輸入電路上進行電壓至電流的轉換。電晶體 1301、1302 係構成電流鏡（current mirror)構造， 電流往混波器用之2組差動對1 0 0 6折返後由和負載電 阻1 0 0 7之連接端供給混波器輸出。低通濾波器 1300係由電晶體1301、1302之基極所串連之 電阻R 1、R 2，及連接著接地端子或電晶體1 3 0 2之 射極的電容C 1、C 2所構成。又，電晶體1 3 0 1、 1 3 0 2之射極分別隔著電阻R 3、R 4而接地。藉由本 實施形態，可實現可支援龐大基頻輸入訊號之直接轉換送 訊機。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 <實施形態6 > 茲佐以圖1 4說明本發明第6實施形態。此外，和圖 1 3相同之構成部份係以同樣標號標明。圖1 3所示第5 實施形態中，因構成濾波器的電阻R 1、R 2爲串連至電 晶體1 3 0 1、1 3 0 2之基極，故電晶體的基極/集極 電流增幅率h FE所致之基極電流不穩，而有混波器輸入 電壓之直流偏量增加之疑慮。 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（21〇 '乂297公釐） -18- 531981 A7 ____ B7 五、發明説明（16) (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 針對於此，本實施形態中藉由將直流電流無法通過的 M〇SFET1400、1401適用在電流鏡之一部份 ，來抑制電阻R 1、R 2上電壓下降之不穩所致之直流偏 量的產生。又，將構成衰減器1 0 3之電晶體由PNP型 電晶體1303變更成P型MOSFET1402，係爲 了提高阻抗、使其能以較少的電力就可驅動。 藉由本實施形態，不但可將大阻抗適用於濾波器也可 降低電容値，其結果可時實現元件面積小且低雜訊之直接 轉換送訊基。 <實施形態7 > 茲佐以圖1 5說明本發明第7實施形態。本實施形態 ，係適用於 GSM/GSM1 800/GSM1 9 00 之 三頻送收訊且採用直接轉換之收發器I C。本收發器 I C1 5〇之收訊電路，GSM/GSM1 800/ 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 G S Μ 1 9 0 0 分別接收 925〜960MHz、1 805〜1 880MHz、 1930〜199 0MHz之頻帶。藉由外加R F濾波器1 5 0 6來 削除各頻帶以外的大量干擾波。之後，對各頻帶設置專用 之低雜訊增幅器1 5 0 7、1 5 0 8、1 5 0 9進行訊號 增幅。各低雜訊增幅器之輸出，係連接至在所有頻帶上運 作之共通直接轉換用混波器1 5 1 0、1 5 1 1，訊號係 直接轉換成基頻頻率之I成分與Q成分。混波器1 5 1 0 、1 5 1 1 ，分別被帶有1/2分頻器1 5 1 2所產生之 90°相位差之區域震盪訊號所驅動。I成分、Q成分之訊 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（2丨〇><297公釐） -19- 531981 A7 B7 五、發明説明（17) (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 號於基頻可程式化增益增幅器、頻道低通濾波器列 (PGA&LPF) 1 5 1 3、1 5 1 4中去除干擾波並接受增益 調整之處理後，會當作I訊號、Q訊號而輸出至後段。 送訊電路，可適用之前介紹過之任何一種實施形態。 I Q送訊訊號，係於衰減器1 〇 3內調整成所望之訊號等 級，於低通濾波器1 3 0內抑制衰減器1 〇 3所產生之廣 頻帶雜訊。經過低通濾波器1 3 0抑制雜訊的訊號，於1 組混波器1 0 1、1 0 2所構成之正交調變器1 0 6中轉 換成R F頻率之調變訊號。G S Μ時以880〜9 15 MHz、 〇3“1 8 0 0時以1710〜1785“以、〇8“19〇0時 以1 850〜1910 MHz而運作。混波器1 0 1、1 0 2分別被 帶有分頻器1 0 0所產生之90°相位差之區域震盪訊號 .所驅動。 正交調變器1 〇 6之輸出訊號，會於G S Μ用驅動增 幅器 1500，GSM1800、GSM1900 兼用驅 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 動增幅器1 5 0 1中增幅。G S Μ驅動電路之輸出係連接 具有急峻特性的S A W濾波器等之帶通瀘波器1 5 0 2， 以除去距離20MHz遠之收訊頻帶之殘留雜訊。此處，根 據第1實施形態之實驗結果，G S Μ輸出上所連接的雖然 爲有著急峻之S A W濾波器，但伴隨著電路的高性能化， 亦可能以廉價之L C濾波器代替之。濾波器之輸出係於電 力增幅器模組（PA Module ) 8 0 1中進行訊號增幅。 在GSM1800、GSM1900兼用驅動增幅器 1 5 0 1之輸出上連接簡易的L C濾波器1 5 0 3、去除 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210Χ；297公釐） -20 - 531981 A7 B7 五、發明説明（18) (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 高調波後，於電力增幅器模組8 0 1內增幅訊號。此處， 電力增幅器8 0 1係實裝在G SM用增幅器與G SM 1 8 0 0、GSM1 9 0 〇兼用增幅器上。訊號通過了過 濾電力增幅器模組8 0 1內之增幅器的輸出所產生的高調 波之低通濾波器（LPF) 1 5 0 4後透過送收訊切換開關 (S/W) 1 5 0 5由天線送訊。 電壓控制震盪器（RFVCO)l 5 1 5係接受來自合成器 (RF PLLSynth) 1 5 1 6的歸位而穩定地振盪，以如下方 式產生送收訊之區域震盪訊號。 GSM收訊：震盪器15 15以3700〜3 840MHz振盪 ，該發訊器輸出被分頻器1 5 1 7做2分頻，再於分頻器 1 5 1 2做2分頻，而得用來驅動混波器1 5 1 0與混波 器1 5 1 1之G S Μ收訊用區域震盪訊號。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 G S Μ 1 8 0 0收訊：震盪器1 5 1 5以3610〜3760 MHz振盪，該發訊器輸出不通過分頻器1 5 1 7而被開 關1 5 1 8直接連接至分頻器1 5 1 2做2分頻，而得用 來驅動混波器1 5 1 0與混波器1 5 1 1之G S Μ 1 8 0 0收訊用區域震盪訊號。 G S Μ 1 9 0 0收訊：震盪器1 5 1 5以3860〜3980 MHz振盪，該發訊器輸出不通過分頻器1 5 1 7而被開 關1 5 1 8直接連接至分頻器1 5 1 2做2分頻’而得用 來驅動混波器1 5 1 0與混波器1 5 1 1之G S Μ 1 9 0 0收訊用區域震盪訊號。 GSM送訊··震盪器15 15以3520〜3660MHz振盪 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -21 - 531981 A7 B7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 五、發明説明（19) ，該發訊器輸出被分頻器1 5 1 9做2分頻，再於分頻器 1〇0分頻，而得用來驅動正交調變器1 〇 6之G SM收 訊用區域震盪訊號。 G S Μ 1 8 0 0送訊：震盪器1 5 1 5以3420〜3 570 MHz振盪，該發訊器輸出不通過分頻器1 5 1 9而被開 關1 5 2 0直接連接至分頻器1 〇 〇做2分頻，而得用來 驅動正交調變器1 0 6之G SM1 8 0 0收訊用區域震盪 訊號。 G S Μ 1 9 0 0送訊：震盪器1 5 1 5以3700〜3 820 MHz振盪，該發訊器輸出不通過分頻器1 5 1 9而被開 關1 5 2 0直接連接至分頻器1 〇 〇做2分頻，而得用來 驅動正交調變器1 0 6之G S Μ 1 9 0 0收訊用區域震盪 訊號。 爲了進行此種運作，震盪器1 5 1 5係在3420〜3980 MHz下運作。藉由本實施形態可以單一電壓控制震盪器 在送收兩方實現直接轉換電路。 <實施形態8 > 茲佐以圖1 6與圖2 0說明本發明第8實施形態。此 外，圖1 6中和圖1 5相同之構成部份係以同樣標號標明 。前述第6實施形態中，將GSM用爲震盪器1 5 1 5之 輸出做4分頻，GSM1 8 00、GSM1900用則爲 2分頻以產生區域震盪訊號。2分頻之輸入（亦即震盪器 1 5 1 5之輸出）波形、2分頻波形及4分頻波形示於圖 (請先閲讀背面之注意事 4 項再填· 裝— :寫本頁) 訂 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X29?公釐） -22- 531981 A7 B7 五、發明説明（20) 2 0。 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 震盪器1 5 1 5之輸出一旦輸入2分頻器，就會產生 輸出1和輸出2之波形。輸出1與輸出2之波形之上揚時 點2007、2008中之一者，會和分頻器之輸入（亦 即振盪器輸出）之上揚時點2 0 0 5同步，另一者則和分 頻器輸入之下挫時點2 0 0 6同步。 震盪器1 5 1 5之輸出若帶有50%均分比（duty cycle) ，則兩者輸出的相位差會成爲90° 。當均分比從50%逐漸 錯開時，就會產生相位差誤差。將輸出1之波形再做2分 頻，就可得到輸出3與輸出4之波形。兩者的波形的上揚 上揚時點2009、20 10都和震盪器輸出上揚時點 2 0 0 5同步，可不依存振盪波形的均分比，正確地產生 帶有90°相位差之訊號。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 因此，前述第6實施形態中關於G S Μ雖可產生帶有 正確相位差的訊號，但G S Μ 1 8 0 0、G S Μ 1 9 0 0 上會因依存振盪波形的均分比而產生誤差。圖1 6所示適 用於本實施形態中GSM/GSM1 8 0 0/GSM 1 9 0 0之採用了收發器的送收訊共用直接轉換電路的收 發器I C 1 6 0中，係將電壓控制震盪器1 5 1 5之振盪 頻率改成第6實施形態之兩倍也就是6840〜7960MHz，並 將新的分頻器1 6 0 0連接在振盪器輸出上而構成。藉此 ，GSM用 8 分頻，GSM180 0 、GSM190 ◦則 用4分頻，可不依存振盪器之波形的均分比，產生帶有正 確9 0 °相位差的區域震盪訊號。 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -23- 531981 A7 B7 五、發明説明（21) <實施形態9 > — J---：-----0^-- (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 茲佐以圖1 7與圖1 9說明本發明第9實施形態。此 外，圖1 7中和圖1 5相同之構成部份係以同樣標號標明 。相對於前述第6及第7實施形態對支援G S M/ G S Μ 1 8 Ο 〇 / G S Μ 1 9 Ο 0的三頻I C，此處則爲加入新 的GSM8 5 0而支援4頻之收發器I C。該收發器I c 1 7 0之收訊電路內追加了接收869〜894MHz之低雜訊增 幅器1 7 0 0。送訊電路中G S Μ專用驅動增幅器 1 5 0 〇則對G S Μ及G S Μ 8 5 0兩方之訊號發揮功能 。爲了共用GSM及GSM8 5 0之電路，在GSM及 G S Μ 8 5 0之送訊時，驅動電路輸出之收訊頻帶雜訊等 級，在輸出爲3dBm時，必須滿足在-160dBm/Hz以下（參 照圖1 9 )。在雜訊等級未達此條件的情況下，亦可將現 在共用中的驅動電路1 5 0 0增設成分別爲G S Μ用及 GSM8 5 0用之2系統，並於各系統內使用專用之 S A W濾波器之構成。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 如上所述藉由本實施形態，可以較少的外加元件實現 支援4頻之收發器I C。 以上雖說明了本發明的數個理想實施形態，但本發明 並不限定於這些實施形態，只要在不脫離本發明之精神的 範圍內可以有各種設計變更。 【發明之效果】 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -24- 531981 Α7 Β7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 五、發明説明（22) 藉由本發明，和先前適用了補償式p L L的送訊機相 比，可削減R F積體電路、電力增幅器、前端電路以外之 外加V C 0，且即使以現狀電晶體性能構成也可藉由使用 —個比V C〇廉價之S A W等急竣的濾波器來實現G S Μ / GSM1 8 0 0/GSM1 9 0 〇之三頻送收訊機。甚 至若電晶體特性可向上提升，則可免除所有外加的高價零 件，構成三頻、四頻送收訊機。 【圖面的簡單說明】 【圖1】 本發明所論述之直接轉換送訊電路之一個實施形態之 構成圖。 【圖2】 G S Μ規格所制定之送訊電力與收訊頻帶上的雜訊關 係圖。 【圖3】 G S Μ 1 8 0 0規格所制定之送訊電力與收訊頻帶上 的雜訊關係圖。 【圖4】 直接轉換送訊機之雜訊產生要因圖。 【圖5】 爲了確認本發明效果而進行之試做電路圖。 【圖6】 表示圖5之電路測定結果之輸入訊號等級與雜訊等級 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 4 •項再填· 裝· 、11 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210Χ297公釐） -25- 531981 A7 B7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製

五、發明説明（23) 的特性線圖。 【圖7】 表示圖5之電路測定結果之濾波器截斷頻率與相位精 度之特性線圖。 【圖8】 以G S Μ 1 8 0 0爲例本發明第1實施形態中送訊機 之等級表格。 【圖9】 1次與2次濾波器之振幅特性與群延遲特性圖。 【圖1 0】 表示本發明第2實施形態之使用2次濾波器之混波器 電路構成圖。 【圖1 1】 表示本發明第3實施形態之圖，爲設有校正構成正交 調變器之混波器的直流偏量之功能的電路構成圖。 【圖1 2】 表示本發明第4實施形態之圖，爲減少直流偏量校正 用AD轉換器之使用個數的電路構成圖。 【圖1 3】 表示本發明第5實施形態之圖，爲構成正交調變器之 混波器之輸入上使用2次濾波器之構成的要部電路圖。 【圖1 4】 表示本發明第6實施形態之圖，爲構成正交調變器之 混波器之輸入上設置2次濾波器電路上使用Μ〇S F E T (請先閲讀背面之注意事 4 項再填· 裝— :寫本頁) 、*!! .费 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210Χ297公釐） -26 531981 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 A7 _____ B7 五、發明説明（24) 之構成的要部電路圖。 【圖1 5】 表示本發明第7實施形態之圖，支援GSM、GSM 1 8 0 0、GSM1 9 0 0之送收訊一體積體電路之構成 要部電路圖。 【圖1 6】 表示本發明第8實施形態之圖，將圖1 5之電路中振 盪器之運作頻率倍增時的構成圖。 【圖1 7】 表示本發明第9實施形態之圖，支援G SM8 5〇、 GSM、GSM1800、GSM1900 之送收訊一體 積體電路之構成要部電路圖。 【圖1 8】 使用補償式P L L電路之先前送訊機之構成要部電路 圖。 【圖1 9】 以G S Μ爲例，本發明第1實施形態中送訊機之等級 表格。 【圖2 0】 圖16之構成中用以產生區域震盪訊號的2分頻器之 輸入波形、2分頻波形以及4分頻波形圖。 主要元件對照表 1 00 90°相位器 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210X297公釐） ---------裝----^---訂--------- (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) -27 - 531981 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 A7 B7 五、發明説明（25) 101 混波器 102 混波器 103 衰減器 104 衰減器 105 發訊器 106 正交調變器 107 驅動增幅器 108 I訊號輸入端子 109 Q訊號輸入端子 121 混波器輸入部衰減器所致之熱雜訊 123 矩形 130 低通濾波器 131 低通濾波器 132 輸出端子

150 收發器I C 160 收發器I C

170 收發器I C 180 電壓控制震盪器（VCO) 202 G S Μ收訊頻帶容許輸出雜訊等級 203 送訊頻帶 204 收訊頻帶 301 G S Μ 1 8 0 0之輸出訊號 302 G S Μ 1 8 0 0收訊頻帶容許輸出雜訊 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS )織格（21GX297公釐） _ —--------裝----„—訂---—«— (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 531981 A7 B7 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 五、發明説明（26) 303 G S Μ 1 8〇0送訊頻帶 304 G S Μ 1 8 0 0收訊頻帶 402 A D轉換器 403 A D轉換器 404 低通濾波器 405 低通濾波器 4 10 矩形 411 訊號主體 412 折返雜訊 413 電路背景熱雜訊 4 14 矩形 415 低通濾波器輸出訊號 416 低通濾波器輸出熱雜訊 4 18 矩形 419 混波器輸入部之訊號 420 低通濾波器截斷頻率以下之雜訊 421 衰減器之雜訊 422 矩形 424 正交調變器輸出訊號 425 正交調變器輸出之A D轉換器所致熱雜訊 426 正交調變器輸出之衰減器所致雜訊 43 0 高頻濾波器 501 緩衝增幅器 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 4 •項再填· 裝· 訂 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格{ 210'〆297公釐） '29- 531981 A7 B7 五、發明説明（27) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 502 緩 衝 增 幅 器 503 整 合 電 路 504 輸 出 丄山 子 505 相 位 器 之 輸 入 丄山 m 子 506 低 通 濾 波 器 507 低 通 濾 波 器 508 衰 減 器 509 衰 減' 器 5 10 正 交 調 變 器 5 11 電 阻 5 12 電 容 80 1 電 力 增 幅 器 (PA Module) 802 刖 端 電 路 (FEM) 803 送 訊 機 之 輸 出 端 804 送 訊 機 之 輸 入 端 90a 1 次 低 通 濾 波 器 90b 2 次 巴 特 渥 斯 濾 波 器 90c 3 次 巴 特 渥 斯 濾 波 器 100 1 以 分 頻 器 構 成 之 相 位器 1002 電 晶 骨也 1003 歸 位 用 電 晶 體 1004 電阻 1005 電容 本纸張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） (請先閱讀背面之注意事 4 •項再填， 裝— f寫本頁)

、1T # -30- 531981 A7 B7 五、發明説明（28) 1 0 0 6 差動對 1 0 0 7 負載電阻 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 1 1 0 3 偏壓校正電路 1 3 00低通濾波器 1 3 0 1 電晶體 1 3 0 2 電晶體 1 3 03 P N P型電晶體

1400 MOSFET

1401 Μ 〇 S F E T 1 402 Ρ 型 MOSFET 1 5 0 0 G S Μ用驅動增幅器 1501 GSM1800、GSM1900兼用驅動增幅器 1 5 02帶通濾波器 1 5 03 L C濾波器 1 5 04低通濾波器 1 5 0 5 送收訊切換開關（S/W) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 1 5 0 6 R F瀘波器 1 507低雜訊增幅器 1 5 08低雜訊增幅器 1 5 09低雜訊增幅器 1 5 1 0 混波器 1 5 1 1混波器 1 5 12 分頻器 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X 297公釐） -31 - 531981 A7 B7 五、發明説明（29) 1513 基頻可程式化增益增幅器、頻道低通濾波器列 (PGA&LPF) (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 1 5 1 4基頻可程式化增益增幅器、頻道低通濾波器列 (PGA&LPF) 15 15 電壓控制震盪器（RF VCO) 1516 合成器（RF PLLSynth) 1 5 1 7 分頻器 1 5 1 8 開關 1519分頻器 1 5 2 0 開關 1 600 分頻器 1 700低雜訊增幅器 1701帶通濾波器 1 8 0 1混波器 1 8 0 2 相位比較器 1 8 0 3 低通濾波器 1 8 0 5 天線 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 1806電壓控制震盪器（VCO) 1 8 0 7 9 0 °相位器 1 8 0 8 混波器 1 809混波器 1 8 1 0 增幅器 1811低通濾波器 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -32- 531981 A7 B7 五、發明説明（30) 1 8 1 2 區域發訊訊號 1 8 1 3 區域發訊訊號 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 1814 P L L 部 1815 I F訊號產生部 1 8 1 6 P L L封閉迴圈 18 17積體化部份 2005震盪器輸出上揚時點 2006 震盪器輸出下挫時點. 2007 2分頻波形上揚時點 2008 2分頻波形上揚時點 2009 4分頻波形上揚時點 2010 4分頻波形上揚時點 ADC A D轉換器 DAC D A轉換器 CNT 控制部 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X 297公釐） -33-

Claims (1)

1. 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 531981 A8 B8 C8 __ _ D8 々、申請專利範圍\ 1 · 一種直接轉換送訊電路，係屬於 由第一與第二混波器，及第一與第二低通濾波器，及 第一與第二增益/偏壓調整手段，及第一相位器所構成之 正交調變電路，其特徵爲 將前記第一與第二混波器之高頻輸出端子彼此連接， 在則日S弟一^與弟一混波器之輸入端子上連接前記第一低通 濾波器的輸出端子，將該第一低通濾波器之輸入端子連接 至前記第一增益偏壓調整手段的輸出端子，在第二混波器 之輸入端子上連接第二低通濾波器之輸出端子，將第二低 通濾波器之輸入端子連接至前記第二增益/偏壓調整手段 之輸出端子，在前記第一混波器之區域震盪訊號輸入端子 上連接前記第一相位器之第一輸出端子，在前記第二混波 器之區域震盪訊號輸入端子上連接前記第一相位器之第二 輸出端子，並在前記第一增益/偏壓調整手段之輸入端子 與前記第二增益偏壓調整手段之輸入端子上分別施加輸入 訊號之構成。 2. 如申請專利範圍第1項之直接轉換送訊電路，其中 前記相位器，係以分頻電路所構成。 3. 如申請專利範圍第1項或第2項之直接轉換送訊電 路，其中前記第一及第二低通濾波器，分別至少以二次之 次數的濾波器所構成。 4. 如申請專利範圍第3項之直接轉換送訊電路’其中 前記第一及第二低通濾波器電路分別以薩連基形瀘、波 器電路所構成， 本紙張尺度適用中國國家揉準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -m i nm-i-ii-i m ϋϋ >^ϋ i_li_____ ml VE IBB _ -1-I—、^T"Jend Bui a— SI l!i (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 531981 A8 B8 C8 D8 六、申請專利範圍 2 各薩連基形濾波器係由第一及第二電阻與第一及第二 電容與第一電晶體所構成， 將前記第一電阻之第一端子作爲濾波器之輸入，將前 記第一電阻之第二端子連接至前記第二電阻之第一端子， 將前記第二電阻之第二端子連接至第一電晶體之基極連接 ，將前記第一電容之第一端子連接至前記第一電阻之第二 端子連接，將前記第一電容之第二端子連接至前記第一電 晶體之射極，將前記第二電容之第一端子連接至前記第二 電阻之第二端子，將前記第二電容之第二端子連接至接地 電位，將前記第一電晶體之集極連接至電源電位，將前記 第一電晶體之射極作爲濾波器之輸出端子。 5.如申請專利範圍第3項之直接轉換送訊電路，其中 前記第一及第二低通濾波器電路，係分別由2組之第 一及第二薩連基形濾波器電路所構成，且 前記第一及第二薩連基形瀘波器電路，係分別由 第一、第二、第三以及第四電阻，及 第一及第二電容，及 第一及第二電晶體所成，且 將前記第一電阻之第一端子作爲濾波器電路之輸入端 子，將前記第一電阻之第二端子連接至前記第二電阻之第 一端子，將前記第二電阻之第二端子連接至前記第一電晶 體之基極，將前記第一電容之第一端子連接至前記第一電 阻之第二端子，將前記第一電容之第二端子連接至前記第 一電晶體之射極，將前記第二電容之第一端子連接至前記 本&張尺度適财國國家標準（CNS ) A4· ( 210 X 297公釐） " - 35- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -in is0l ϋϋ 、1Τ 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 531981 A8 B8 C8 D8 、申請專利範圍 3 第二電阻之第二端子，將前記第二電容之第二端子連接至 接地電位，將前記第一電晶體之集極作爲前記濾波器電路 之輸出端子，將前記第三電阻之第一端子連接至前記第一 電晶體之射極，將前記第三電阻之第二端子連接至接地電 位，將前記第二電晶體之集極與基極連接至第一電阻之第 一端子，將前記第二電晶體之射極端子連接至前記第四電 阻之第一端子，將前記第四電阻之第二端子連接至接地電 位而構成， 前記第一及第二增益/偏壓調整手段係分別由 將差動電壓轉換成差動電流之電壓電流轉換電路 所成之第一差動對，及 具備第一及第二集極輸出端子與第一及第二基極 輸入端子與射極結合輸入端子之第二及第三差動對所成， 且 將前記第一差動對之第一集極輸出端子連接至__己桌 一薩連基濾波器電路之前記輸入端子，將前記第一差動對 之第二集極輸出端子連接至前記第二薩連基濾波器電路之 輸入端子，將前記第一薩連基濾波器電路之輸出端子連接 至前記第二差動對之射極結合輸入端子，將前記第二薩連 基濾波器電路之輸出端子連接至前記第三差動對之射極結 合輸入端子，將前記第二及第三差動對之第一集極輸出端 子彼此連接，將前記第二及第三差動對之第二集極輸出端 子彼此連接，將前記第二差動對之第一基極輸入端子和前 記第三差動對之第二基極輸入端子連接，將前記第二差動 ^紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210Χ297公釐） ^ -I : Γ n m· '^^1 i-ϋ n -J - i! >1 mb Is—、一5ϋι: .ϋ _ —as (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -36- 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 531981 A8 B8 C8 _ D8 六、申請專利範圍 4 對之第二基極輸入端子和前記第三差動對之第一基極輸入 端子連接。 6·如申請專利範圍第1項之直接轉換送訊電路，其中 前記第一及第二混波器，係分別由差動電路所構成， 且gu g3弟一及弟一^之混波器之輸入端子對上，具備輸出端 子對所連接之第一及第二直流偏量（〇 f f s e t)校正電路， 前記第一及第二直流偏量校正電路，係分別由D A轉 換器與AD轉換器與具有兩輸出之控制手段所構成， 前記控制手段之其中一個輸出係被連接至前記D A轉 換器之輸入端子，前記控制手段之另一輸出係被連接至 A D轉換器之輸入端子，前記D A轉換器與前記A D轉換 器之各輸出對係彼此連接而成爲前記輸出端子對， 並使前記控制手段具有在直接轉換送訊電路產生訊號 前，先令前記D A轉換器運作，並轉換成因應前記第一及 第二混波器之輸入端子內所產生之直流成分大小的邏輯訊 號，根據該邏輯訊號之値由前記A D轉換器產生抵消前記 直流成分之直流等級之機能，及記憶轉換成前記邏輯訊號 之最佳等級之機能。 7·如申請專利範圍第1項之直接轉換送訊電路，其中 更具備由第一及第二D A轉換器與A D轉換器與分另[] 具有兩輸出之第一及第二控制手段所成，具有第一、第二 及第三輸出端子對之直流偏量校正電路，及 切換兩組輸出端子對之切換手段， 前記第一控制手段之輸出係被連接至前記第一 D A轉 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X：297公釐） ___________- ki 丁 ^—ϋ ml —^ϋ Ίϋ m· ϋ-ϋ jj^〆 I ^—.ϋ m VK -Ron ^ ^ ii.». ^18 s^i ......... (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) -37- 531981 A8 B8 C8 D8 六、申請專利範圍 5 換器之輸入，前記第二控制手段之輸出被連接至前記第二 D A轉換器之輸入，前記第一 D A轉換器之輸出對係被連 接至前記直流偏量校正電路之第一輸出端子對，前記第二 D A轉換器之輸出對係被連接至前記直流偏量校正電路之 第二輸出端子對，前記A D轉換器之輸出係被連接至前記 直流偏量校正電路之第三輸出端子對， 前記第一及第二混波器係由差動電路所構成，前記第 一混波器之輸入端子對係被連接至前記直流偏量校正電路 之第一輸出端子對，前記第二混波器之輸入端子對係被連 接至前記直流偏量校正電路之第二輸出端子對，前記切換 手段之輸入端子對係被連接至前記直流偏量校正電路之第 三輸出端子對， 前記切換手段之其一輸出端子對係被連接至前記第一 混波器之輸入端子對，前記切換手段之另一輸出端子對係 被連接至前記第二混波器之輸入端子對， 並使前記第一及第二控制手段具有在直接轉換送訊電 路產生訊號前，先令前記第一及第二D A轉換器運作，並 轉換成因應前記第一及第二混波器之輸入端子內產生之直 流成分之大小的邏輯訊號，根據該邏輯訊號之値，爲了抵 消前記第一及第二混波器之輸入端子對內所產生之直流成 分，而藉由前記切換手段，將前記A D轉換器所產生之直 流等級，以不同期間施加至前記第一及第二混波器之輸入 端子對之切換機能，及記憶轉換成前記邏輯訊號之最佳等 級之機能。 本&張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐1 — -38- (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 0 | 一 —I— I - - in n - - - - HI —an. 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 531981 A8 B8 C8 D8 穴、申請專利範圍 6 8.—種積體化送收訊電路，係屬於 將由使用了申請專利範圍第1〜7之任何一項之直接 轉換送訊電路的第一直接轉換送訊電路，及第三及第四增 幅器所成之送訊部，及 第--第三低雜訊增幅器，及第三與第四混波器，及 第--第三分頻器，及第一頻率合成器，及第一電壓控制 形振盪器，及第一及第二基頻頻率增幅器/濾波器列所成 之收訊部，整合在同一晶片上之積體化收送訊電路，其特 徵爲 將前記第一直接轉換送訊電路之輸出與前記第三及第 四增幅器之輸入電路連接，前記第三及第四增幅器爲獨立 輸出端子，前記第一〜第三之低雜訊增幅器之輸入端子爲 獨立之輸入端子，前記第一〜第三之低雜訊增幅器之輸出 端子爲互相連接而連接至前記第三及第四混波器電路之輸 入，將前記第三及第四混波器電路之輸出連接至前記第一 及第二基頻頻率增幅器/濾波器列，將前記第一分頻器之 第一輸出連接至前記第三混波器之區域震盪訊號輸入端子 ，將前記第一分頻器之第二輸出連接至前記第四混波器之 區域震盪訊號輸入端子，在前記第一電壓控制振盪器之控 制電壓輸入端子上、連接前記第一頻率合成器之輸出端子 ，將前記第一電壓控制振盪器之輸出連接至前記第一頻率 合成器之輸入，將前記第一電壓控制振盪器之輸出、連接 至帶有發揮分頻機能時與略過（bypass)時之兩種機能的前 記第二分頻器之輸入端子，將前記第二分頻器連接至前記 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) > ine —RHe -am— emmmmmMBrv ϋΒ— R^n \ -V. 、？ 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 -39- 531981 A8 B8 C8 D8 六、申請專利範圍 7 第一分頻器之輸入，將前記第一電壓控制振盪器之輸出、 連接至帶有發揮分頻機能時與略過時之兩種機能的前記第 三分頻器之輸入端子，將前記第三分頻器連接至前記第一 直接轉換送訊電路內之第一相位器之輸入端子’前記第一 相位器即爲分頻器。 9.如申請專利範圍第8項之積體化送收訊電路，其中 前記第一電壓控制振盪器與輸入端子彼此互連之前記 第二及第三分頻器之間，插入了第四分頻器。 1 〇.如申請專利範圍第9項之積體化送收訊電路，其 中 前記第四分頻器係具有發揮分頻機能時與略過時之兩 種機能， 更進一步地，設有輸入端子和其他低雜訊增幅器之輸 入端子獨立，且輸出端子係和其他低雜訊增幅器之輸出端 子連接之第四低雜訊增幅器。 m In ϋ— Ί^ϋ sli— .ϋ— -In ——：：.I i -I I (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 、1T 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210Χ297公釐） -40-