JP2000124962A - ベースバンド信号処理回路 - Google Patents
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- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
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- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
- H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 雑音特性と歪み特性とを共に改善し、しかも
それぞれの特性をバランス良く設定できるようにする。 【解決手段】 第一のアクティブローパスフィルタ６と
第二のアクティブローパスフィルタ７をそれぞれ平衡型
とし、第一のＤ／Ａ変換器２からは第一のベースバンド
信号を差動出力して第一のアクティブローパスフィルタ
６に差動入力し、第二のＤ／Ａ変換器３からは第二のベ
ースバンド信号を差動出力して第二のアクティブローパ
スフィルタ７に差動入力し、第一のアクティブローパス
フィルタ６から第一のベースバンド信号を差動出力し、
第二のアクティブローパスフィルタ７から第二のベース
バンド信号を差動出力するようにした。
それぞれの特性をバランス良く設定できるようにする。 【解決手段】 第一のアクティブローパスフィルタ６と
第二のアクティブローパスフィルタ７をそれぞれ平衡型
とし、第一のＤ／Ａ変換器２からは第一のベースバンド
信号を差動出力して第一のアクティブローパスフィルタ
６に差動入力し、第二のＤ／Ａ変換器３からは第二のベ
ースバンド信号を差動出力して第二のアクティブローパ
スフィルタ７に差動入力し、第一のアクティブローパス
フィルタ６から第一のベースバンド信号を差動出力し、
第二のアクティブローパスフィルタ７から第二のベース
バンド信号を差動出力するようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、搬送波をディジタ
ル変調するためのベースバンド信号を処理するベースバ
ンド信号処理回路に関する。
ル変調するためのベースバンド信号を処理するベースバ
ンド信号処理回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＣＤＭＡ方式の携帯電話における送信で
は音声信号や各種の制御信号を拡散信号によってディジ
タル信号化し、このディジタル信号をアナログ信号に変
換処理して搬送波をディジタル変調（ＱＰＳＫ変調）し
ている。
は音声信号や各種の制御信号を拡散信号によってディジ
タル信号化し、このディジタル信号をアナログ信号に変
換処理して搬送波をディジタル変調（ＱＰＳＫ変調）し
ている。
【０００３】図３に従って従来のベースバンド信号処理
回路を説明する。先ず、音声信号等は図示しないディジ
タル処理回路においてディジタル信号化され第一のＤ／
Ａ変換器２１と第二のＤ／Ａ変換器２２に入力される。
第一のＤ／Ａ変換器２１と第二のＤ／Ａ変換器２２とに
入力されたディジタル信号Ｄはクロック信号によってア
ナログ信号に変換され、第一のＤ／Ａ変換器２１からは
アナログＩ信号Ａ／Ｉが出力され、第二のＤ／Ａ変換器
２２からはアナログＱ信号Ａ／Ｑが出力される。アナロ
グＩ信号Ａ／ＩとアナログＱ信号とは位相が互いに９０
度異なっている。
回路を説明する。先ず、音声信号等は図示しないディジ
タル処理回路においてディジタル信号化され第一のＤ／
Ａ変換器２１と第二のＤ／Ａ変換器２２に入力される。
第一のＤ／Ａ変換器２１と第二のＤ／Ａ変換器２２とに
入力されたディジタル信号Ｄはクロック信号によってア
ナログ信号に変換され、第一のＤ／Ａ変換器２１からは
アナログＩ信号Ａ／Ｉが出力され、第二のＤ／Ａ変換器
２２からはアナログＱ信号Ａ／Ｑが出力される。アナロ
グＩ信号Ａ／ＩとアナログＱ信号とは位相が互いに９０
度異なっている。
【０００４】アナログＩ信号Ａ／ＩとアナログＱ信号Ａ
／Ｑとはほぼ６３０ＫＨｚの周波数帯域を有しており、
それ以上の周波数のノイズをカットするためにそれぞれ
第一のローパスフィルタ２３と第二のローパスフィルタ
２４とに入力される。第一のローパスフィルタ２３およ
び第二のローパスフィルタ２４は携帯電話機の小型化の
ために、ＩＣ化が可能なアクティブローパスフィルタで
構成されている。６３０ＫＨｚ以上のノイズがカットさ
れたアナログＩ信号Ａ／Ｉは第一のベースバンド信号増
幅器２５によって増幅された後第一の変調器２７に入力
され、同様に、６３０ＫＨｚ以上のノイズがカットされ
たアナログＱ信号Ａ／Ｑは第二のベースバンド信号増幅
器２６によって増幅された後第二の変調器２８に入力さ
れる。第一および第二のベースバンド信号増幅器２５、
２６はオペアンプで構成される。
／Ｑとはほぼ６３０ＫＨｚの周波数帯域を有しており、
それ以上の周波数のノイズをカットするためにそれぞれ
第一のローパスフィルタ２３と第二のローパスフィルタ
２４とに入力される。第一のローパスフィルタ２３およ
び第二のローパスフィルタ２４は携帯電話機の小型化の
ために、ＩＣ化が可能なアクティブローパスフィルタで
構成されている。６３０ＫＨｚ以上のノイズがカットさ
れたアナログＩ信号Ａ／Ｉは第一のベースバンド信号増
幅器２５によって増幅された後第一の変調器２７に入力
され、同様に、６３０ＫＨｚ以上のノイズがカットされ
たアナログＱ信号Ａ／Ｑは第二のベースバンド信号増幅
器２６によって増幅された後第二の変調器２８に入力さ
れる。第一および第二のベースバンド信号増幅器２５、
２６はオペアンプで構成される。
【０００５】なお、第一の変調器２７に入力されるアナ
ログＩ信号Ａ／Ｉのレベルと第二の変調器２８に入力す
るアナログＱ信号Ａ／Ｑのレベルとを所定のレベル（例
えば１ボルト）に設定するために、第一のベースバンド
信号増幅器２５と第二のベースバンド信号増幅器２６と
のそれぞれの増幅度が変えられるようになっている。
ログＩ信号Ａ／Ｉのレベルと第二の変調器２８に入力す
るアナログＱ信号Ａ／Ｑのレベルとを所定のレベル（例
えば１ボルト）に設定するために、第一のベースバンド
信号増幅器２５と第二のベースバンド信号増幅器２６と
のそれぞれの増幅度が変えられるようになっている。
【０００６】第一の変調器２７には第一の搬送波Φ／Ｉ
が入力され、第二の変調器２８には第二の搬送波Φ／Ｑ
が入力される。第一の搬送波Φ／Ｉと第二の搬送波Φ／
Ｑとは位相が互いに９０度異なっており、搬送波発振器
２９から出力された原搬送波（周波数はおよそ１３０Ｍ
Ｈｚ）を基にして位相器３０によって作られる。
が入力され、第二の変調器２８には第二の搬送波Φ／Ｑ
が入力される。第一の搬送波Φ／Ｉと第二の搬送波Φ／
Ｑとは位相が互いに９０度異なっており、搬送波発振器
２９から出力された原搬送波（周波数はおよそ１３０Ｍ
Ｈｚ）を基にして位相器３０によって作られる。
【０００７】そして、第一の搬送波Φ／ＩがアナログＩ
信号Ａ／ＩによってＰＳＫ変調され、第二の搬送波Φ／
ＱがアナログＱ信号Ａ／ＱによってＰＳＫ変調される。
ＰＳＫ変調された二つの信号は加算器３１によって加算
された後、図示しない周波数変換器によって、例えば８
００ＭＨｚ帯から９００ＭＨｚ帯の送信信号に周波数変
換され、その後さらに所定の処理がなされて図示しない
アンテナから基地局に送信される。
信号Ａ／ＩによってＰＳＫ変調され、第二の搬送波Φ／
ＱがアナログＱ信号Ａ／ＱによってＰＳＫ変調される。
ＰＳＫ変調された二つの信号は加算器３１によって加算
された後、図示しない周波数変換器によって、例えば８
００ＭＨｚ帯から９００ＭＨｚ帯の送信信号に周波数変
換され、その後さらに所定の処理がなされて図示しない
アンテナから基地局に送信される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】以上に説明したベース
バンド信号処理回路においては、携帯電話機の小型化の
ために各回路部がＩＣ化され、その規模も大きくなって
いる。さらに、電源電圧の低電圧化が図られている。そ
のため、第一および第二のＤ／Ａ変換器２１、２２、第
一および第二のローパスフィルタ２３、２４、第一およ
び第二のベースバンド信号増幅器２５、２６等における
雑音特性Ｓ／Ｎや歪み特性Ｓ／Ｄが必然的に劣化する。
バンド信号処理回路においては、携帯電話機の小型化の
ために各回路部がＩＣ化され、その規模も大きくなって
いる。さらに、電源電圧の低電圧化が図られている。そ
のため、第一および第二のＤ／Ａ変換器２１、２２、第
一および第二のローパスフィルタ２３、２４、第一およ
び第二のベースバンド信号増幅器２５、２６等における
雑音特性Ｓ／Ｎや歪み特性Ｓ／Ｄが必然的に劣化する。
【０００９】この対策としてベースバンド信号のレベル
を大きくすれば雑音特性Ｓ／Ｎは改善されるが、歪み特
性Ｓ／Ｄが悪化し、逆に、歪み特性Ｓ／Ｄを良くするた
めにベースバンド信号のレベルを小さくすれば雑音特性
Ｓ／Ｎが悪化するというように雑音特性とＳ／Ｎと歪み
特性Ｓ／Ｄとは互いにトレードオフの関係にあり、これ
らの特性の改善を如何に両立させるかが大きな課題とな
っている。
を大きくすれば雑音特性Ｓ／Ｎは改善されるが、歪み特
性Ｓ／Ｄが悪化し、逆に、歪み特性Ｓ／Ｄを良くするた
めにベースバンド信号のレベルを小さくすれば雑音特性
Ｓ／Ｎが悪化するというように雑音特性とＳ／Ｎと歪み
特性Ｓ／Ｄとは互いにトレードオフの関係にあり、これ
らの特性の改善を如何に両立させるかが大きな課題とな
っている。
【００１０】そこで、本発明のベースバンド信号処理回
路は、雑音特性と歪み特性とを共に改善し、しかもそれ
ぞれの特性をバランス良く設定できるようにすることを
目的とする。
路は、雑音特性と歪み特性とを共に改善し、しかもそれ
ぞれの特性をバランス良く設定できるようにすることを
目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】以上の課題を解決するた
め、本発明のベースバンド信号処理回路は、ディジタル
信号をアナログ信号に変換して第一のベースバンド信号
を出力する第一のＤ／Ａ変換器と、前記ディジタル信号
をアナログ信号に変換して前記第一のベースバンド信号
とは９０度位相が異なる第二のベースバンド信号を出力
する第二のＤ／Ａ変換器と、第一のアクティブローパス
フィルタと、第二のアクティブローパスフィルタとを備
え、前記第一のアクティブローパスフィルタと前記第二
のアクティブローパスフィルタをそれぞれ平衡型とし、
前記第一のＤ／Ａ変換器からは前記第一のベースバンド
信号を差動出力して前記第一のアクティブローパスフィ
ルタに差動入力し、前記第二のＤ／Ａ変換器からは前記
第二のベースバンド信号を差動出力して前記第二のアク
ティブローパスフィルタに差動入力し、前記第一のアク
ティブローパスフィルタから前記第一のベースバンド信
号を差動出力し、前記第二のアクティブローパスフィル
タから前記第二のベースバンド信号を差動出力するよう
にした。
め、本発明のベースバンド信号処理回路は、ディジタル
信号をアナログ信号に変換して第一のベースバンド信号
を出力する第一のＤ／Ａ変換器と、前記ディジタル信号
をアナログ信号に変換して前記第一のベースバンド信号
とは９０度位相が異なる第二のベースバンド信号を出力
する第二のＤ／Ａ変換器と、第一のアクティブローパス
フィルタと、第二のアクティブローパスフィルタとを備
え、前記第一のアクティブローパスフィルタと前記第二
のアクティブローパスフィルタをそれぞれ平衡型とし、
前記第一のＤ／Ａ変換器からは前記第一のベースバンド
信号を差動出力して前記第一のアクティブローパスフィ
ルタに差動入力し、前記第二のＤ／Ａ変換器からは前記
第二のベースバンド信号を差動出力して前記第二のアク
ティブローパスフィルタに差動入力し、前記第一のアク
ティブローパスフィルタから前記第一のベースバンド信
号を差動出力し、前記第二のアクティブローパスフィル
タから前記第二のベースバンド信号を差動出力するよう
にした。
【００１２】また、本発明のベースバンド信号処理回路
は、前記第一のＤ／Ａ変換器と前記第一のアクティブロ
ーパスフィルタとの間に第一の平衡型減衰器を設け、前
記第二のＤ／Ａ変換器と前記第二のアクティブローパス
フィルタとの間に第二の平衡型減衰器を設け、前記第一
のアクティブローパスフィルタに入力される前記第一の
ベースバンド信号のレベルを前記第一の平衡型減衰器に
よって変えられるようにし、前記第二のアクティブロー
パスフィルタに入力される前記第二のベースバンド信号
のレベルを前記第二の平衡型減衰器によって変えられる
ようにした。
は、前記第一のＤ／Ａ変換器と前記第一のアクティブロ
ーパスフィルタとの間に第一の平衡型減衰器を設け、前
記第二のＤ／Ａ変換器と前記第二のアクティブローパス
フィルタとの間に第二の平衡型減衰器を設け、前記第一
のアクティブローパスフィルタに入力される前記第一の
ベースバンド信号のレベルを前記第一の平衡型減衰器に
よって変えられるようにし、前記第二のアクティブロー
パスフィルタに入力される前記第二のベースバンド信号
のレベルを前記第二の平衡型減衰器によって変えられる
ようにした。
【００１３】また、本発明のベースバンド信号処理回路
は、第一の平衡型増幅器と第二の平衡型増幅器とを有
し、前記第一のアクティブローパスフィルタから出力さ
れる第一のベースバンド信号を前記第一の平衡型増幅器
で増幅して差動出力するとともに、前記第二のアクティ
ブローパスフィルタから出力される第二のベースバンド
信号を前記第二の平衡型増幅器で増幅して差動出力し、
前記第一の平衡型増幅器の増幅度と前記第二の平衡型増
幅器の増幅度とを変えられるようにした。
は、第一の平衡型増幅器と第二の平衡型増幅器とを有
し、前記第一のアクティブローパスフィルタから出力さ
れる第一のベースバンド信号を前記第一の平衡型増幅器
で増幅して差動出力するとともに、前記第二のアクティ
ブローパスフィルタから出力される第二のベースバンド
信号を前記第二の平衡型増幅器で増幅して差動出力し、
前記第一の平衡型増幅器の増幅度と前記第二の平衡型増
幅器の増幅度とを変えられるようにした。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明のベースバンド信号処理回
路を図１および図２に従って説明する。図１は本発明の
ベースバンド信号処理回路を説明する回路図、図２は雑
音特性と歪み特性とを説明する特性図である。
路を図１および図２に従って説明する。図１は本発明の
ベースバンド信号処理回路を説明する回路図、図２は雑
音特性と歪み特性とを説明する特性図である。
【００１５】先ず、図１において、音声信号等はディジ
タル処理回路１において拡散信号によってディジタル信
号化され第一のＤ／Ａ変換器２と第二のＤ／Ａ変換器３
に入力される。第一のＤ／Ａ変換器２と第二のＤ／Ａ変
換器３とには位相が互いに異なるクロック信号（図示せ
ず）が入力されており、ディジタル信号Ｄはクロック信
号によってアナログ信号に変換される。第一のＤ／Ａ変
換器２は二つの出力端を有し、それぞれの出力端から互
いに逆位相の関係にある二つの第一のベースバンド信号
である二つのアナログＩ信号Ａ／Ｉ+、Ａ／Ｉ- が差動
出力され、第二のＤ／Ａ変換器３も二つの出力端を有
し、それぞれの出力端から互いに逆位相の関係にある二
つの第二のベースバンド信号である二つのアナログＱ信
号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-が差動出力される。そして、第一の
ベースバンド信号の位相と第二のベースバンド信号の位
相とは９０度異なっている。
タル処理回路１において拡散信号によってディジタル信
号化され第一のＤ／Ａ変換器２と第二のＤ／Ａ変換器３
に入力される。第一のＤ／Ａ変換器２と第二のＤ／Ａ変
換器３とには位相が互いに異なるクロック信号（図示せ
ず）が入力されており、ディジタル信号Ｄはクロック信
号によってアナログ信号に変換される。第一のＤ／Ａ変
換器２は二つの出力端を有し、それぞれの出力端から互
いに逆位相の関係にある二つの第一のベースバンド信号
である二つのアナログＩ信号Ａ／Ｉ+、Ａ／Ｉ- が差動
出力され、第二のＤ／Ａ変換器３も二つの出力端を有
し、それぞれの出力端から互いに逆位相の関係にある二
つの第二のベースバンド信号である二つのアナログＱ信
号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-が差動出力される。そして、第一の
ベースバンド信号の位相と第二のベースバンド信号の位
相とは９０度異なっている。
【００１６】次いで、二つのアナログＩ信号Ａ／Ｉ+、
Ａ／Ｉ-は第一の平衡型減衰器である第一の可変減衰器
４に入力され、もう一方の二つのアナログＱ信号Ａ／Ｑ
+、Ａ／Ｑ-は第二の平衡型減衰器である第二の可変減衰
器５に入力される。第一の可変減衰器４および第二の可
変減衰器５もそれぞれ二つの入力端と二つの出力端を有
して平衡型に構成され、しかも、出力レベルを変えられ
るように可変減衰器となっている。従って、二つのアナ
ログＩ信号Ａ／Ｉ+、Ａ／Ｉ-は第一の可変減衰器４に差
動入力され、もう一方の二つのアナログＱ信号Ａ／
Ｑ+、Ａ／Ｑ-モ第二の可変減衰器５に差動入力される。
そして、第一および第二の可変減衰器４、５から差動出
力される。
Ａ／Ｉ-は第一の平衡型減衰器である第一の可変減衰器
４に入力され、もう一方の二つのアナログＱ信号Ａ／Ｑ
+、Ａ／Ｑ-は第二の平衡型減衰器である第二の可変減衰
器５に入力される。第一の可変減衰器４および第二の可
変減衰器５もそれぞれ二つの入力端と二つの出力端を有
して平衡型に構成され、しかも、出力レベルを変えられ
るように可変減衰器となっている。従って、二つのアナ
ログＩ信号Ａ／Ｉ+、Ａ／Ｉ-は第一の可変減衰器４に差
動入力され、もう一方の二つのアナログＱ信号Ａ／
Ｑ+、Ａ／Ｑ-モ第二の可変減衰器５に差動入力される。
そして、第一および第二の可変減衰器４、５から差動出
力される。
【００１７】アナログＩ信号Ａ／Ｉ+、Ａ／Ｉ-とアナロ
グＱ信号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-とはほぼ６３０ＫＨｚの周波
数帯域を有しており、それ以上の周波数のノイズをカッ
トするためにそれぞれ第一のアクティブローパスフィル
タ６と第二のアクティブローパスフィルタ７に差動入力
される。第一のアクティブローパスフィルタ６および第
二のアクティブローパスフィルタ７はそれぞれ二つの入
力端と二つの出力端とを有し、平衡型に構成されてい
る。６３０ＫＨｚ以上のノイズがカットされたアナログ
Ｉ信号Ａ／Ｉ+、Ａ／Ｉ-は第一の平衡型増幅器である第
一のベースバンド信号増幅器８に差動入力され、同様
に、６３０ＫＨｚ以上のノイズがカットされたアナログ
Ｑ信号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-は第二の平衡型増幅器である第
二のベースバンド信号増幅器９に差動入力される。
グＱ信号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-とはほぼ６３０ＫＨｚの周波
数帯域を有しており、それ以上の周波数のノイズをカッ
トするためにそれぞれ第一のアクティブローパスフィル
タ６と第二のアクティブローパスフィルタ７に差動入力
される。第一のアクティブローパスフィルタ６および第
二のアクティブローパスフィルタ７はそれぞれ二つの入
力端と二つの出力端とを有し、平衡型に構成されてい
る。６３０ＫＨｚ以上のノイズがカットされたアナログ
Ｉ信号Ａ／Ｉ+、Ａ／Ｉ-は第一の平衡型増幅器である第
一のベースバンド信号増幅器８に差動入力され、同様
に、６３０ＫＨｚ以上のノイズがカットされたアナログ
Ｑ信号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-は第二の平衡型増幅器である第
二のベースバンド信号増幅器９に差動入力される。
【００１８】第一のベースバンド信号増幅器８および第
二のベースバンド信号増幅器９はそれぞれ二つの入力端
と二つの出力端とを有し差動増幅器によって平衡型に構
成され、しかも、増幅度が変えられるように可変利得増
幅器となっている。そして、第一のベースバンド信号増
幅器８よって増幅されたアナログＩ信号Ａ／Ｉ+、Ａ／
Ｉ-は第一のベースバンド信号として第一の変調器１０
に差動入力され、第二のベースバンド信号増幅器９よっ
て増幅されたアナログＱ信号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-は第二の
ベースバンド信号として第二の変調器１１に差動入力さ
れる。第一および第二の変調器１０、１１はそれぞれ二
つのベースバンド信号入力端を有している。
二のベースバンド信号増幅器９はそれぞれ二つの入力端
と二つの出力端とを有し差動増幅器によって平衡型に構
成され、しかも、増幅度が変えられるように可変利得増
幅器となっている。そして、第一のベースバンド信号増
幅器８よって増幅されたアナログＩ信号Ａ／Ｉ+、Ａ／
Ｉ-は第一のベースバンド信号として第一の変調器１０
に差動入力され、第二のベースバンド信号増幅器９よっ
て増幅されたアナログＱ信号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-は第二の
ベースバンド信号として第二の変調器１１に差動入力さ
れる。第一および第二の変調器１０、１１はそれぞれ二
つのベースバンド信号入力端を有している。
【００１９】ここで、第一の変調器１０に入力される二
つのアナログＩ信号Ａ／Ｉ+、Ａ／Ｉ-間のピーク／ピー
ク電圧および第二の変調器１１に入力される二つのアナ
ログＱ信号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-間のピーク／ピーク電圧
は、例えば１ボルトになるように設定される。この設定
は第一および第二の可変減衰器４、５と第一および第二
のベースバンド信号増幅器８、９とによって行われる。
つのアナログＩ信号Ａ／Ｉ+、Ａ／Ｉ-間のピーク／ピー
ク電圧および第二の変調器１１に入力される二つのアナ
ログＱ信号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-間のピーク／ピーク電圧
は、例えば１ボルトになるように設定される。この設定
は第一および第二の可変減衰器４、５と第一および第二
のベースバンド信号増幅器８、９とによって行われる。
【００２０】第一の変調器１０には第一の搬送波Φ／Ｉ
が入力され、第二の変調器１１には第二の搬送波Φ／Ｑ
が入力される。第一の搬送波Φ／Ｉと第二の搬送波Φ／
Ｑとは位相が互いに９０度異なっており、搬送波発振器
１２から出力された原搬送波（周波数はおよそ１３０Ｍ
Ｈｚ）を基にして位相器１３によって作られる。
が入力され、第二の変調器１１には第二の搬送波Φ／Ｑ
が入力される。第一の搬送波Φ／Ｉと第二の搬送波Φ／
Ｑとは位相が互いに９０度異なっており、搬送波発振器
１２から出力された原搬送波（周波数はおよそ１３０Ｍ
Ｈｚ）を基にして位相器１３によって作られる。
【００２１】そして、第一の搬送波Φ／ＩがアナログＩ
信号Ａ／Ｉ+、Ａ／Ｉ-によってＱＰＳＫ変調され、第二
の搬送波Φ／ＱがアナログＱ信号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-によ
ってＱＰＳＫ変調される。ＱＰＳＫ変調された二つの信
号は加算器１４によって加算された後、図示しない周波
数変換器によって８００ＭＨｚ〜９００ＭＨｚの送信信
号に周波数変換され、その後さらに所定の処理がなされ
て図示しないアンテナから基地局に送信される。
信号Ａ／Ｉ+、Ａ／Ｉ-によってＱＰＳＫ変調され、第二
の搬送波Φ／ＱがアナログＱ信号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-によ
ってＱＰＳＫ変調される。ＱＰＳＫ変調された二つの信
号は加算器１４によって加算された後、図示しない周波
数変換器によって８００ＭＨｚ〜９００ＭＨｚの送信信
号に周波数変換され、その後さらに所定の処理がなされ
て図示しないアンテナから基地局に送信される。
【００２２】以上の構成において、アナログＩ信号Ａ／
Ｉ+、Ａ／Ｉ-およびアナログＱ信号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-は
それぞれ逆位相の関係にあって第一および第二の可変減
衰器４、５、第一及び第二のアクティブローパスフィル
タ６、７、第一および第二のベースバンド信号増幅器
８、９を差動で入出力されるので、従来に比較して信号
レベルは１／２となる。従って、能動素子を有する第一
及び第二のアクティブローパスフィルタ６、７、第一お
よび第二のベースバンド信号増幅器８、９等における基
本波と三次歪み波とのインターセプトポイントが高くな
る。この結果、歪み特性Ｓ／Ｄが改善され、信号レベル
を高くできる。これによって、雑音特性Ｓ／Ｎも改善で
きる。
Ｉ+、Ａ／Ｉ-およびアナログＱ信号Ａ／Ｑ+、Ａ／Ｑ-は
それぞれ逆位相の関係にあって第一および第二の可変減
衰器４、５、第一及び第二のアクティブローパスフィル
タ６、７、第一および第二のベースバンド信号増幅器
８、９を差動で入出力されるので、従来に比較して信号
レベルは１／２となる。従って、能動素子を有する第一
及び第二のアクティブローパスフィルタ６、７、第一お
よび第二のベースバンド信号増幅器８、９等における基
本波と三次歪み波とのインターセプトポイントが高くな
る。この結果、歪み特性Ｓ／Ｄが改善され、信号レベル
を高くできる。これによって、雑音特性Ｓ／Ｎも改善で
きる。
【００２３】例えば、雑音特性Ｓ／Ｎを従来と同じレベ
ル（５５ｄＢ）に設定すれば、歪み特性Ｓ／Ｄは６ｄＢ
改善され、一方、歪み特性Ｓ／Ｄを従来と同じに設定す
れば、雑音特性Ｓ／Ｎは６ｄＢ改善される。従って、上
記の改善の範囲内で歪み特性Ｓ／Ｄと雑音特性Ｓ／Ｎと
を共に改善できる。そして、図３に示すように、入力信
号レベルＶｉｎが大きくなるに従って歪み特性Ｓ／Ｄは
悪化し、雑音特性Ｓ／Ｎは良化するので、第一および第
二の可変減衰器４、５の減衰量と第一および第二のベー
スバンド信号増幅器８、９の増幅度を調整することによ
って両特性のバランスを設定することができる。
ル（５５ｄＢ）に設定すれば、歪み特性Ｓ／Ｄは６ｄＢ
改善され、一方、歪み特性Ｓ／Ｄを従来と同じに設定す
れば、雑音特性Ｓ／Ｎは６ｄＢ改善される。従って、上
記の改善の範囲内で歪み特性Ｓ／Ｄと雑音特性Ｓ／Ｎと
を共に改善できる。そして、図３に示すように、入力信
号レベルＶｉｎが大きくなるに従って歪み特性Ｓ／Ｄは
悪化し、雑音特性Ｓ／Ｎは良化するので、第一および第
二の可変減衰器４、５の減衰量と第一および第二のベー
スバンド信号増幅器８、９の増幅度を調整することによ
って両特性のバランスを設定することができる。
【００２４】例えば、歪み特性Ｓ／Ｄを重視する場合に
は第一および第二の可変減衰器４、５の減衰量を大きく
して第一および第二のベースバンド信号増幅器８、９の
増幅度を高くし、一方、雑音特性Ｓ／Ｎを重視する場合
には、反対に第一および第二の可変減衰器４、５の減衰
量を小さくして第一および第二のベースバンド信号増幅
器８、９の増幅度を低くすればよい。
は第一および第二の可変減衰器４、５の減衰量を大きく
して第一および第二のベースバンド信号増幅器８、９の
増幅度を高くし、一方、雑音特性Ｓ／Ｎを重視する場合
には、反対に第一および第二の可変減衰器４、５の減衰
量を小さくして第一および第二のベースバンド信号増幅
器８、９の増幅度を低くすればよい。
【００２５】
【発明の効果】以上のように、本発明のベースバンド信
号処理回路は、第一のアクティブローパスフィルタと第
二のアクティブローパスフィルタをそれぞれ平衡型と
し、第一のＤ／Ａ変換器からは第一のベースバンド信号
を差動出力して第一のアクティブローパスフィルタに差
動入力し、第二のＤ／Ａ変換器からは第二のベースバン
ド信号を差動出力して第二のアクティブローパスフィル
タに差動入力し、第一のアクティブローパスフィルタか
ら第一のベースバンド信号を差動出力し、第二のアクテ
ィブローパスフィルタから第二のベースバンド信号を差
動出力するようにしたので、第一および第二のアクティ
ブローパスフィルタに入力される信号レベルは従来に比
較して１／２となる。従って、第一及び第二のアクティ
ブローパスフィルタにおける基本波と三次歪み波とのイ
ンターセプトポイントが高くなる。この結果、歪み特性
が改善され、信号レベルを高くできる。これによって、
雑音特性も改善できる。
号処理回路は、第一のアクティブローパスフィルタと第
二のアクティブローパスフィルタをそれぞれ平衡型と
し、第一のＤ／Ａ変換器からは第一のベースバンド信号
を差動出力して第一のアクティブローパスフィルタに差
動入力し、第二のＤ／Ａ変換器からは第二のベースバン
ド信号を差動出力して第二のアクティブローパスフィル
タに差動入力し、第一のアクティブローパスフィルタか
ら第一のベースバンド信号を差動出力し、第二のアクテ
ィブローパスフィルタから第二のベースバンド信号を差
動出力するようにしたので、第一および第二のアクティ
ブローパスフィルタに入力される信号レベルは従来に比
較して１／２となる。従って、第一及び第二のアクティ
ブローパスフィルタにおける基本波と三次歪み波とのイ
ンターセプトポイントが高くなる。この結果、歪み特性
が改善され、信号レベルを高くできる。これによって、
雑音特性も改善できる。
【００２６】また、本発明のベースバンド信号処理回路
は、第一のＤ／Ａ変換器と第一のアクティブローパスフ
ィルタとの間に第一の平衡型減衰器を設け、第二のＤ／
Ａ変換器と第二のアクティブローパスフィルタとの間に
第二の平衡型減衰器を設け、第一のアクティブローパス
フィルタに入力される第一のベースバンド信号のレベル
を第一の平衡型減衰器によって変えられるようにし、第
二のアクティブローパスフィルタに入力される第二のベ
ースバンド信号のレベルを第二の平衡型減衰器によって
変えられるようにしたので、雑音特性と歪み特性とのバ
ランス設定がし易くなる。
は、第一のＤ／Ａ変換器と第一のアクティブローパスフ
ィルタとの間に第一の平衡型減衰器を設け、第二のＤ／
Ａ変換器と第二のアクティブローパスフィルタとの間に
第二の平衡型減衰器を設け、第一のアクティブローパス
フィルタに入力される第一のベースバンド信号のレベル
を第一の平衡型減衰器によって変えられるようにし、第
二のアクティブローパスフィルタに入力される第二のベ
ースバンド信号のレベルを第二の平衡型減衰器によって
変えられるようにしたので、雑音特性と歪み特性とのバ
ランス設定がし易くなる。
【００２７】また、本発明のベースバンド信号処理回路
は、第一の平衡型増幅器と第二の平衡型増幅器とを有
し、第一のアクティブローパスフィルタから出力される
第一のベースバンド信号を第一の平衡型増幅器で増幅し
て差動出力するとともに、第二のアクティブローパスフ
ィルタから出力される第二のベースバンド信号を第二の
平衡型増幅器で増幅して差動出力し、第一の平衡型増幅
器の増幅度と第二の平衡型増幅器の増幅度とを変えられ
るようにしたので、雑音特性と歪み特性とのバランスを
適宜に設定したうえで第一および第二のベースバンド信
号のレベルを所定の値に設定できる。
は、第一の平衡型増幅器と第二の平衡型増幅器とを有
し、第一のアクティブローパスフィルタから出力される
第一のベースバンド信号を第一の平衡型増幅器で増幅し
て差動出力するとともに、第二のアクティブローパスフ
ィルタから出力される第二のベースバンド信号を第二の
平衡型増幅器で増幅して差動出力し、第一の平衡型増幅
器の増幅度と第二の平衡型増幅器の増幅度とを変えられ
るようにしたので、雑音特性と歪み特性とのバランスを
適宜に設定したうえで第一および第二のベースバンド信
号のレベルを所定の値に設定できる。
【図１】本発明のベースバンド信号処理回路を説明する
回路図である。
回路図である。
【図２】雑音特性と歪み特性とを説明する特性図であ
る。
る。
【図３】従来のベースバンド信号処理回路を説明する回
路図である。
路図である。
１ ディジタル処理回路 ２ 第一のＤ／Ａ変換器 ３ 第二のＤ／Ａ変換器 ４ 第一の可変減衰器 ５ 第二の可変減衰器 ６ 第一のアクティブローパスフィルタ ７ 第二のアクティブローパスフィルタ ８ 第一のベースバンド信号増幅器 ９ 第二のベースバンド信号増幅器 １０ 第一の変調器 １１ 第二の変調器 １２ 搬送波発振器 １３ 移相器 １４ 加算器
Claims (3)
- 【請求項１】 ディジタル信号をアナログ信号に変換し
て第一のベースバンド信号を出力する第一のＤ／Ａ変換
器と、前記ディジタル信号をアナログ信号に変換して前
記第一のベースバンド信号とは９０度位相が異なる第二
のベースバンド信号を出力する第二のＤ／Ａ変換器と、
第一のアクティブローパスフィルタと、第二のアクティ
ブローパスフィルタとを備え、前記第一のアクティブロ
ーパスフィルタと前記第二のアクティブローパスフィル
タをそれぞれ平衡型とし、前記第一のＤ／Ａ変換器から
は前記第一のベースバンド信号を差動出力して前記第一
のアクティブローパスフィルタに差動入力し、前記第二
のＤ／Ａ変換器からは前記第二のベースバンド信号を差
動出力して前記第二のアクティブローパスフィルタに差
動入力し、前記第一のアクティブローパスフィルタから
前記第一のベースバンド信号を差動出力し、前記第二の
アクティブローパスフィルタから前記第二のベースバン
ド信号を差動出力するようにしたことを特徴とするベー
スバンド信号処理回路。 - 【請求項２】 前記第一のＤ／Ａ変換器と前記第一のア
クティブローパスフィルタとの間に第一の平衡型減衰器
を設け、前記第二のＤ／Ａ変換器と前記第二のアクティ
ブローパスフィルタとの間に第二の平衡型減衰器を設
け、前記第一のアクティブローパスフィルタに入力され
る前記第一のベースバンド信号のレベルを前記第一の平
衡型減衰器によって変えられるようにし、前記第二のア
クティブローパスフィルタに入力される前記第二のベー
スバンド信号のレベルを前記第二の平衡型減衰器によっ
て変えられるようにしたことを特徴とする請求項１記載
のベースバンド信号処理回路。 - 【請求項３】 第一の平衡型増幅器と第二の平衡型増幅
器とを有し、前記第一のアクティブローパスフィルタか
ら出力される第一のベースバンド信号を前記第一の平衡
型増幅器で増幅して差動出力するとともに、前記第二の
アクティブローパスフィルタから出力される第二のベー
スバンド信号を前記第二の平衡型増幅器で増幅して差動
出力し、前記第一の平衡型増幅器の増幅度と前記第二の
平衡型増幅器の増幅度とを変えられるようにしたことを
特徴とする請求項２記載のベースバンド信号処理回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29697598A JP2000124962A (ja) | 1998-10-19 | 1998-10-19 | ベースバンド信号処理回路 |
| US09/419,982 US6683917B1 (en) | 1998-10-19 | 1999-10-18 | Base band signal processing circuit capable of improving both noise characteristic and distortion characteristic |
| KR1019990045028A KR100339125B1 (ko) | 1998-10-19 | 1999-10-18 | 베이스밴드 신호 처리 회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29697598A JP2000124962A (ja) | 1998-10-19 | 1998-10-19 | ベースバンド信号処理回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000124962A true JP2000124962A (ja) | 2000-04-28 |
Family
ID=17840634
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29697598A Withdrawn JP2000124962A (ja) | 1998-10-19 | 1998-10-19 | ベースバンド信号処理回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6683917B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000124962A (ja) |
| KR (1) | KR100339125B1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1315284A1 (en) | 2001-11-15 | 2003-05-28 | Hitachi Ltd. | Direct-conversion transmitting circuit and integrated transmitting/receiving circuit |
| US7031684B2 (en) | 2000-09-28 | 2006-04-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Variable gain amplifier device |
| JP2008177897A (ja) * | 2007-01-19 | 2008-07-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 利得制御フィルタ装置、利得制御複素フィルタ装置および受信装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7885625B2 (en) * | 2007-03-13 | 2011-02-08 | Texas Instruments Incorporated | RF A/D converter with phased feedback to low noise amplifier |
| CN105450563A (zh) * | 2015-12-15 | 2016-03-30 | 天津航天中为数据系统科技有限公司 | 基带信号处理电路 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02295260A (ja) | 1989-05-10 | 1990-12-06 | Toshiba Corp | 変調器 |
| JPH0746219A (ja) * | 1993-07-30 | 1995-02-14 | Sharp Corp | 直交周波数分割多重信号発生器 |
| FI96811C (fi) * | 1993-11-30 | 1996-08-26 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä ja piirijärjestely D/A-muuntimen DC-erojännitteen kompensoimiseksi |
| US5548253A (en) | 1995-04-17 | 1996-08-20 | Omnipoint Corporation | Spectrally efficient quadrature amplitude modulator |
| JPH09275424A (ja) * | 1996-04-04 | 1997-10-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送信装置 |
| JP2772286B2 (ja) * | 1996-08-30 | 1998-07-02 | 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 | 直交周波数分割多重信号復調装置 |
| US5896421A (en) * | 1996-09-25 | 1999-04-20 | Hughes Electronics Corporation | Use of low pass filter and equalizer for noise reduction in direct up-conversion schemes |
| JP3570843B2 (ja) * | 1997-03-21 | 2004-09-29 | 日本電気エンジニアリング株式会社 | 位相変調器 |
| JPH10285142A (ja) * | 1997-04-07 | 1998-10-23 | Kokusai Electric Co Ltd | 送信機 |
| JP3506587B2 (ja) * | 1997-08-19 | 2004-03-15 | アルプス電気株式会社 | 二重平衡変調器及び四相位相変調器並びにデジタル通信機 |
-
1998
- 1998-10-19 JP JP29697598A patent/JP2000124962A/ja not_active Withdrawn
-
1999
- 1999-10-18 US US09/419,982 patent/US6683917B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-10-18 KR KR1019990045028A patent/KR100339125B1/ko not_active IP Right Cessation
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7031684B2 (en) | 2000-09-28 | 2006-04-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Variable gain amplifier device |
| US7065334B1 (en) | 2000-09-28 | 2006-06-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Variable gain amplifier device |
| EP1315284A1 (en) | 2001-11-15 | 2003-05-28 | Hitachi Ltd. | Direct-conversion transmitting circuit and integrated transmitting/receiving circuit |
| JP2008177897A (ja) * | 2007-01-19 | 2008-07-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 利得制御フィルタ装置、利得制御複素フィルタ装置および受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6683917B1 (en) | 2004-01-27 |
| KR20000035036A (ko) | 2000-06-26 |
| KR100339125B1 (ko) | 2002-05-31 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040614 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040622 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20040726 |