JPH0746219A - 直交周波数分割多重信号発生器 - Google Patents
直交周波数分割多重信号発生器Info
- Publication number
- JPH0746219A JPH0746219A JP5189806A JP18980693A JPH0746219A JP H0746219 A JPH0746219 A JP H0746219A JP 5189806 A JP5189806 A JP 5189806A JP 18980693 A JP18980693 A JP 18980693A JP H0746219 A JPH0746219 A JP H0746219A
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- JP
- Japan
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- circuit
- output
- amplitude
- frequency division
- signal generator
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2614—Peak power aspects
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 最大振幅に対する送信電力の比が改善された
ＯＦＤＭ信号発生器を提供する。 【構成】 ディジタル変調データをＦＦＴ回路５１に与
えて、逆フーリエ変換を実行し、時間波形サンプル系列
としての実数部および虚数部を出力し、これらをデータ
変換回路１，２によって大振幅部分を振幅制限するとと
もに、小振幅部分を歪なく増幅してＤ／Ａ変換回路５
２，５３でアナログ信号に変換し、ＬＰＦ回路５４，５
５でアナログ信号に含まれる折返し信号を除去し、直交
変調回路５７で局部発振器５６からの信号をアナログ信
号に乗算して合成し、ＩＦ帯のＯＦＤＭ信号５８を出力
する。
ＯＦＤＭ信号発生器を提供する。 【構成】 ディジタル変調データをＦＦＴ回路５１に与
えて、逆フーリエ変換を実行し、時間波形サンプル系列
としての実数部および虚数部を出力し、これらをデータ
変換回路１，２によって大振幅部分を振幅制限するとと
もに、小振幅部分を歪なく増幅してＤ／Ａ変換回路５
２，５３でアナログ信号に変換し、ＬＰＦ回路５４，５
５でアナログ信号に含まれる折返し信号を除去し、直交
変調回路５７で局部発振器５６からの信号をアナログ信
号に乗算して合成し、ＩＦ帯のＯＦＤＭ信号５８を出力
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は直交周波数分割多重信
号発生器に関し、特に、ディジタル変調データを受け、
高速フーリエ変換を利用して直交周波数分割多重信号を
発生するような直交周波数分割多重信号発生器に関す
る。
号発生器に関し、特に、ディジタル変調データを受け、
高速フーリエ変換を利用して直交周波数分割多重信号を
発生するような直交周波数分割多重信号発生器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来の直交周波数分割多重（以
下、ＯＦＤＭと称する）信号発生器の構成を示す概略ブ
ロック図である。図５において、従来のＯＦＤＭ信号発
生器は、ディジタル変調データ５０を受け、逆フーリエ
変換を実行して時間波形サンプル系列としてその実数部
および虚数部を出力する高速フーリエ変換（以下、ＦＦ
Ｔと称する）回路５１と、その実数部および虚数部の時
間波形サンプル系列をそれぞれアナログ信号に変換する
ディジタル／アナログ（以下、Ｄ／Ａと称する）変換回
路５２，５３と、このＤ／Ａ変換回路出力のアナログ信
号に含まれる折返し信号を除去するためのローパスフィ
ルタ（以下、ＬＰＦと称する）回路５４，５５と、９０
度の位相差を持つ局部発振器５６からの信号をＬＰＦ回
路５４，５５の出力のアナログ信号にそれぞれ乗算して
合成する直交変調回路５７とを含み、ＩＦ帯のＯＦＤＭ
信号５８を出力する。
下、ＯＦＤＭと称する）信号発生器の構成を示す概略ブ
ロック図である。図５において、従来のＯＦＤＭ信号発
生器は、ディジタル変調データ５０を受け、逆フーリエ
変換を実行して時間波形サンプル系列としてその実数部
および虚数部を出力する高速フーリエ変換（以下、ＦＦ
Ｔと称する）回路５１と、その実数部および虚数部の時
間波形サンプル系列をそれぞれアナログ信号に変換する
ディジタル／アナログ（以下、Ｄ／Ａと称する）変換回
路５２，５３と、このＤ／Ａ変換回路出力のアナログ信
号に含まれる折返し信号を除去するためのローパスフィ
ルタ（以下、ＬＰＦと称する）回路５４，５５と、９０
度の位相差を持つ局部発振器５６からの信号をＬＰＦ回
路５４，５５の出力のアナログ信号にそれぞれ乗算して
合成する直交変調回路５７とを含み、ＩＦ帯のＯＦＤＭ
信号５８を出力する。
【０００３】図６は図５に示したＯＦＤＭ信号発生器に
おけるＬＰＦ回路出力の時間波形７０を示している。ラ
ンダムデータにより変調されたベースバンドＯＦＤＭ信
号は、図６に示すようなノイズ状の時間波形を有してい
る。
おけるＬＰＦ回路出力の時間波形７０を示している。ラ
ンダムデータにより変調されたベースバンドＯＦＤＭ信
号は、図６に示すようなノイズ状の時間波形を有してい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図６に示すように、Ｏ
ＦＤＭ信号は振幅変動が大きく、一般的なディジタル変
調波に比べて最大振幅に対する実効電力の比が小さい。
このような信号を歪なく伝送するには各回路を線形領域
で動作させることが要求される。しかし、ランダムデー
タにより変調されたＯＦＤＭ信号では、ある振幅値の発
生する確率はその振幅の絶対値に応じて指数関数的に減
少しており、限られたＤ／Ａ変換回路のビット数および
線形振幅領域で全振幅を歪なく実現しようとした場合、
十分な実効送信電力を得るには飽和電力レベルの高い高
価な素子を使用しなければならないという問題点があっ
た。
ＦＤＭ信号は振幅変動が大きく、一般的なディジタル変
調波に比べて最大振幅に対する実効電力の比が小さい。
このような信号を歪なく伝送するには各回路を線形領域
で動作させることが要求される。しかし、ランダムデー
タにより変調されたＯＦＤＭ信号では、ある振幅値の発
生する確率はその振幅の絶対値に応じて指数関数的に減
少しており、限られたＤ／Ａ変換回路のビット数および
線形振幅領域で全振幅を歪なく実現しようとした場合、
十分な実効送信電力を得るには飽和電力レベルの高い高
価な素子を使用しなければならないという問題点があっ
た。
【０００５】それゆえに、この発明の主たる目的は、最
大振幅に対する送信電力の比が改善されたＯＦＤＭ信号
発生器を提供することである。
大振幅に対する送信電力の比が改善されたＯＦＤＭ信号
発生器を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
ディジタル変調データを受け逆フーリエ変換を実行して
時間波形サンプル系列としてその実数部および虚数部を
出力する高速フーリエ変換回路と、実数部および虚数部
の時間波形サンプル系列をそれぞれアナログ信号に変換
するディジタル／アナログ変換回路と、このアナログ信
号に含まれる折返し信号を除去するためのローパスフィ
ルタ回路と、９０度の位相差を持つ局部発振器からの信
号をローパスフィルタ回路の出力のアナログ信号にそれ
ぞれ乗算して合成する直交変調回路を含み、互いに直交
関係にある複数の変調信号を周波数分割多重して送信す
る直交周波数分割多重信号発生器において、最大振幅に
対する実効電力の比を改善するための振幅制限器を備え
て構成される。
ディジタル変調データを受け逆フーリエ変換を実行して
時間波形サンプル系列としてその実数部および虚数部を
出力する高速フーリエ変換回路と、実数部および虚数部
の時間波形サンプル系列をそれぞれアナログ信号に変換
するディジタル／アナログ変換回路と、このアナログ信
号に含まれる折返し信号を除去するためのローパスフィ
ルタ回路と、９０度の位相差を持つ局部発振器からの信
号をローパスフィルタ回路の出力のアナログ信号にそれ
ぞれ乗算して合成する直交変調回路を含み、互いに直交
関係にある複数の変調信号を周波数分割多重して送信す
る直交周波数分割多重信号発生器において、最大振幅に
対する実効電力の比を改善するための振幅制限器を備え
て構成される。
【０００７】請求項２に係る発明は、請求項１の振幅制
限器が高速フーリエ変換回路の実数部および虚数部のそ
れぞれの出力とディジタル／アナログ変換回路との間に
接続されるデータ変換回路を含む。
限器が高速フーリエ変換回路の実数部および虚数部のそ
れぞれの出力とディジタル／アナログ変換回路との間に
接続されるデータ変換回路を含む。
【０００８】請求項３に係る発明は、請求項１の振幅制
限器がディジタル／アナログ変換回路の出力とローパス
フィルタ回路との間に接続される演算増幅器を含む。
限器がディジタル／アナログ変換回路の出力とローパス
フィルタ回路との間に接続される演算増幅器を含む。
【０００９】請求項４に係る発明は、請求項１の振幅制
限器が直交変調回路の出力に接続される。
限器が直交変調回路の出力に接続される。
【００１０】
【作用】この発明に係る直交周波数分割多重信号発生器
は、振幅制限器を設けることにより、大振幅部分は振幅
制限を受け歪を生じるため、受信機における誤り率特性
が劣化し、逆に小振幅部分は歪なく増幅されるため実効
送信電力が増加し、これによって受信機における受信信
号電力対雑音電力比が増加し、誤り率特性が改善され
る。ここで、ランダムデータにより変調されたＯＦＤＭ
信号の場合、ある振幅値の発生確率はその振幅の絶対値
に応じて指数関数的に減少するので、一定の増幅率およ
び振幅制限レベルにおいて大振幅部分の歪による誤り率
の劣化よりも、小振幅部分が増幅されることによる誤り
率の改善効果が大きくなる。
は、振幅制限器を設けることにより、大振幅部分は振幅
制限を受け歪を生じるため、受信機における誤り率特性
が劣化し、逆に小振幅部分は歪なく増幅されるため実効
送信電力が増加し、これによって受信機における受信信
号電力対雑音電力比が増加し、誤り率特性が改善され
る。ここで、ランダムデータにより変調されたＯＦＤＭ
信号の場合、ある振幅値の発生確率はその振幅の絶対値
に応じて指数関数的に減少するので、一定の増幅率およ
び振幅制限レベルにおいて大振幅部分の歪による誤り率
の劣化よりも、小振幅部分が増幅されることによる誤り
率の改善効果が大きくなる。
【００１１】
【実施例】図１はこの発明の一実施例の概略ブロック図
である。この図１に示した実施例は、前述の図５に示し
たＦＦＴ回路５１の実数部および虚数部の出力とＤ／Ａ
変換回路５２，５３の入力との間にそれぞれ振幅制限器
としてのデータ変換回路１，２を接続したものである。
データ変換回路１，２はディジタル演算により、ＦＦＴ
回路５１の出力の実数部および虚数部に対して、一定の
増幅および振幅制限を実行する。
である。この図１に示した実施例は、前述の図５に示し
たＦＦＴ回路５１の実数部および虚数部の出力とＤ／Ａ
変換回路５２，５３の入力との間にそれぞれ振幅制限器
としてのデータ変換回路１，２を接続したものである。
データ変換回路１，２はディジタル演算により、ＦＦＴ
回路５１の出力の実数部および虚数部に対して、一定の
増幅および振幅制限を実行する。
【００１２】図２は、図１に示したＤ／Ａ変換回路５
２，５３の出力の時間波形１０を示したものである。図
２と前述の図６とを対比すれば明らかなように、データ
変換回路１，２を設けることにより、大振幅部分の振幅
を制限し、逆に小振幅部分を歪なく増幅できる。
２，５３の出力の時間波形１０を示したものである。図
２と前述の図６とを対比すれば明らかなように、データ
変換回路１，２を設けることにより、大振幅部分の振幅
を制限し、逆に小振幅部分を歪なく増幅できる。
【００１３】図３はこの発明の第２実施例の概略ブロッ
ク図である。この図３に示した実施例は、図５に示した
従来のＯＦＤＭ信号発生器におけるＤ／Ａ変換回路５
２，５３の出力とＬＰＦ回路５４，５５の入力との間に
振幅制限器としての演算増幅器２１，２２を接続したも
のであり、その他の構成は図５と同じである。この図３
に示した実施例では、Ｄ／Ａ変換回路５２，５３の出力
に応じて、演算増幅器２１，２２によって振幅制限器を
実現している。演算増幅器２１，２２は、その利得によ
る増幅および出力振幅レベル範囲による振幅制限を実行
する。
ク図である。この図３に示した実施例は、図５に示した
従来のＯＦＤＭ信号発生器におけるＤ／Ａ変換回路５
２，５３の出力とＬＰＦ回路５４，５５の入力との間に
振幅制限器としての演算増幅器２１，２２を接続したも
のであり、その他の構成は図５と同じである。この図３
に示した実施例では、Ｄ／Ａ変換回路５２，５３の出力
に応じて、演算増幅器２１，２２によって振幅制限器を
実現している。演算増幅器２１，２２は、その利得によ
る増幅および出力振幅レベル範囲による振幅制限を実行
する。
【００１４】図４はこの発明の第３実施例を示す概略ブ
ロック図である。この図４に示した実施例は、直交変調
回路の５７の出力に振幅制限器３１を接続したものであ
り、それ以外の構成は図５と同じである。この図４に示
した実施例では、直交変調回路５７の出力の大振幅部分
を振幅制限し、逆に小振幅部分を歪なく増幅することに
より、誤り率の改善効果を図ったものである。
ロック図である。この図４に示した実施例は、直交変調
回路の５７の出力に振幅制限器３１を接続したものであ
り、それ以外の構成は図５と同じである。この図４に示
した実施例では、直交変調回路５７の出力の大振幅部分
を振幅制限し、逆に小振幅部分を歪なく増幅することに
より、誤り率の改善効果を図ったものである。
【００１５】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、最大
振幅に対する実効電力の比を改善するための振幅制限器
を設けることにより、発生確率の低い大振幅部分が歪を
受け、発生確率の高い小振幅部分を増幅することができ
る。これによって、ある一定増幅率および振幅制限レベ
ルでは、大振幅部分が歪を受けたことによる受信機での
誤り率の劣化よりも、低振幅部分が増幅されたことによ
る誤り率の改善効果が大きくなる。したがって、従来と
同じ線形振幅領域を有するＯＦＤＭ信号発生器を用いて
最大振幅に対する実効送信電力の比の高いＯＦＤＭ信号
を発生することができ、これによって受信機における誤
り率特性を改善することができる。
振幅に対する実効電力の比を改善するための振幅制限器
を設けることにより、発生確率の低い大振幅部分が歪を
受け、発生確率の高い小振幅部分を増幅することができ
る。これによって、ある一定増幅率および振幅制限レベ
ルでは、大振幅部分が歪を受けたことによる受信機での
誤り率の劣化よりも、低振幅部分が増幅されたことによ
る誤り率の改善効果が大きくなる。したがって、従来と
同じ線形振幅領域を有するＯＦＤＭ信号発生器を用いて
最大振幅に対する実効送信電力の比の高いＯＦＤＭ信号
を発生することができ、これによって受信機における誤
り率特性を改善することができる。
【図１】この発明の一実施例のＯＦＤＭ信号発生器を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】図１に示したＤ／Ａ変換回路出力の時間波形を
示す図である。
示す図である。
【図３】この発明の第２実施例のＯＦＤＭ信号発生器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】この発明の第３実施例のＯＦＤＭ信号発生器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図５】従来のＯＦＤＭ信号発生器のブロック図であ
る。
る。
【図６】図５に示したＯＦＤＭ信号発生器におけるＬＰ
Ｆ回路出力の時間波形を示す図である。
Ｆ回路出力の時間波形を示す図である。
１，２ データ変調回路 ２１，２２ 演算増幅器 ３１ 振幅制限器 ５０ ディジタル変調データ ５１ ＦＦＴ回路 ５２，５３ Ｄ／Ａ変換回路 ５４，５５ ＬＰＦ回路 ５６ 局部発振器 ５７ 直交変調回路 ５８ ＯＦＤＭ信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 太田 智三 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内
Claims (4)
- 【請求項１】 ディジタル変調データを受け、逆フーリ
エ変換を実行して時間波形サンプル系列としてその実数
部および虚数部を出力する高速フーリエ変換回路と、前
記実数部および虚数部の時間波形サンプル系列をそれぞ
れアナログ信号に変換するディジタル／アナログ変換回
路と、前記変換された各アナログ信号に含まれる折返し
信号を除去するためのローパスフィルタ回路と、９０度
の位相差を持つ局部発振器からの信号を前記ローパスフ
ィルタ回路の出力のアナログ信号にそれぞれ乗算して合
成する直交変調回路を含み、互いに直交関係にある複数
の変調信号を周波数分割多重して送信する直交周波数分
割多重信号発生器において、 最大振幅に対する実効電力の比を改善するための振幅制
限器を備えた、直交周波数分割多重信号発生器。 - 【請求項２】 前記振幅制限器は、前記高速フーリエ変
換回路の実数部および虚数部のそれぞれの出力と前記デ
ィジタル／アナログ変換回路との間に接続されるデータ
変換回路を含む、請求項１の直交周波数分割多重信号発
生器。 - 【請求項３】 前記振幅制限器は、前記ディジタル／ア
ナログ変換回路の出力と前記ローパスフィルタ回路との
間に接続される演算増幅器を含む、請求項１の直交周波
数分割多重信号発生器。 - 【請求項４】 前記振幅制限器は、前記直交変調回路の
出力に接続される、請求項１の直交周波数分割多重信号
発生器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5189806A JPH0746219A (ja) | 1993-07-30 | 1993-07-30 | 直交周波数分割多重信号発生器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5189806A JPH0746219A (ja) | 1993-07-30 | 1993-07-30 | 直交周波数分割多重信号発生器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0746219A true JPH0746219A (ja) | 1995-02-14 |
Family
ID=16247524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5189806A Withdrawn JPH0746219A (ja) | 1993-07-30 | 1993-07-30 | 直交周波数分割多重信号発生器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0746219A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100339125B1 (ko) * | 1998-10-19 | 2002-05-31 | 가타오카 마사타카 | 베이스밴드 신호 처리 회로 |
| KR100651509B1 (ko) * | 2004-06-01 | 2006-11-29 | 삼성전자주식회사 | 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 상향링크 고속 피드백 정보 전송 방법 및 장치 |
| US7778350B2 (en) | 2005-09-28 | 2010-08-17 | Panasonic Corporation | Multi-carrier communication device, and multi-carrier communication method |
-
1993
- 1993-07-30 JP JP5189806A patent/JPH0746219A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100339125B1 (ko) * | 1998-10-19 | 2002-05-31 | 가타오카 마사타카 | 베이스밴드 신호 처리 회로 |
| KR100651509B1 (ko) * | 2004-06-01 | 2006-11-29 | 삼성전자주식회사 | 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 상향링크 고속 피드백 정보 전송 방법 및 장치 |
| US7778350B2 (en) | 2005-09-28 | 2010-08-17 | Panasonic Corporation | Multi-carrier communication device, and multi-carrier communication method |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20001003 |