JP3522568B2 - Ｏｆｄｍ用歪補償回路およびピーク復元回路 - Google Patents
Ｏｆｄｍ用歪補償回路およびピーク復元回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplexing；以下「ＯＦＤ
Ｍ」と略記）装置の送信部で問題となる非線形歪を取り
除くＯＦＤＭ用歪補償回路に関するものである。
onal Frequency Division Multiplexing；以下「ＯＦＤ
Ｍ」と略記）装置の送信部で問題となる非線形歪を取り
除くＯＦＤＭ用歪補償回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】始めにＯＦＤＭ装置の送受信部の構成例
およびその動作について図５を用いて説明する。なお、
図５において、太線で示す信号は同相信号Ｉと直交信号
Ｑの２成分からなる複素信号を表し、細線で示す信号は
１成分の実数信号を表している。
およびその動作について図５を用いて説明する。なお、
図５において、太線で示す信号は同相信号Ｉと直交信号
Ｑの２成分からなる複素信号を表し、細線で示す信号は
１成分の実数信号を表している。
【０００３】ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keyin
g ）−ＯＦＤＭの場合、送信するデータ系列は誤り訂正
符号器１により符号化されインタリーブ回路２により送
信データの順番を変更された後マッビング回路３に入力
される。マッビング回路３では１つのサブキャリアで伝
送する２ビットをＩ，Ｑデータとして割り当てる。ここ
で、Ｉ，Ｑデータは周波数軸上の複素数の実部，虚部に
相当する。
g ）−ＯＦＤＭの場合、送信するデータ系列は誤り訂正
符号器１により符号化されインタリーブ回路２により送
信データの順番を変更された後マッビング回路３に入力
される。マッビング回路３では１つのサブキャリアで伝
送する２ビットをＩ，Ｑデータとして割り当てる。ここ
で、Ｉ，Ｑデータは周波数軸上の複素数の実部，虚部に
相当する。
【０００４】各マッピング回路３から出力されたＩ，Ｑ
データはサブキャリア数分のｎ個のデータ毎に、直列／
並列変換器４，逆ＦＦＴ回路５及び並列／直列変換器６
により、時間軸上に変換されＦＦＴサイズであるｍ個の
時系列データの複素数に逆フーリエ変換される。
データはサブキャリア数分のｎ個のデータ毎に、直列／
並列変換器４，逆ＦＦＴ回路５及び並列／直列変換器６
により、時間軸上に変換されＦＦＴサイズであるｍ個の
時系列データの複素数に逆フーリエ変換される。
【０００５】この時系列データはコンスタントピーク回
路７に入力される。コンスタントピーク回路７では後段
のプリディストータ９の入力レンジ内となるように入力
データのピーク値を変換して出力する。次にコンスタン
トピーク回路７の出力データはシンボル整形回路８によ
りガードインターバルが付加されランプ処理が行われた
後、プリディストータ９に入力される。
路７に入力される。コンスタントピーク回路７では後段
のプリディストータ９の入力レンジ内となるように入力
データのピーク値を変換して出力する。次にコンスタン
トピーク回路７の出力データはシンボル整形回路８によ
りガードインターバルが付加されランプ処理が行われた
後、プリディストータ９に入力される。
【０００６】プリディストータ９はＯＦＤＭ送信部の後
段部、具体的には周波数変換器１３や増幅器１４におい
て発生する非線形歪特性の逆特性をプリディストータ９
の入力信号に付加して出力する。
段部、具体的には周波数変換器１３や増幅器１４におい
て発生する非線形歪特性の逆特性をプリディストータ９
の入力信号に付加して出力する。
【０００７】このプリディストータ９出力のデジタル信
号波形はＤ／Ａ変換器１０によりＤ／Ａ変換されアナロ
グ信号となる。アナログ信号となった後、このアナログ
信号は所定の低域通過フィルタ１１により高周波が取り
除かれ、直交変調器１２によりベースバンド帯から中間
周波数帯に変換され、さらに周波数変換器１３により無
線周波数帯に移され、最後に高出力な増幅器１４により
所望レベルで出力される。
号波形はＤ／Ａ変換器１０によりＤ／Ａ変換されアナロ
グ信号となる。アナログ信号となった後、このアナログ
信号は所定の低域通過フィルタ１１により高周波が取り
除かれ、直交変調器１２によりベースバンド帯から中間
周波数帯に変換され、さらに周波数変換器１３により無
線周波数帯に移され、最後に高出力な増幅器１４により
所望レベルで出力される。
【０００８】次にＯＦＤＭ受信部の動作について説明す
る。受信された信号は低雑音増幅器１５，周波数変換器
１６により無線周波数帯から中間周波数帯に変換され、
さらに直交検波器１７によりベースバンド帯に移され所
定の低域通過フィルタ１８により高周波が取り除かれた
後、Ａ／Ｄ変換器１９によりアナログ信号からデジタル
信号に変換される。
る。受信された信号は低雑音増幅器１５，周波数変換器
１６により無線周波数帯から中間周波数帯に変換され、
さらに直交検波器１７によりベースバンド帯に移され所
定の低域通過フィルタ１８により高周波が取り除かれた
後、Ａ／Ｄ変換器１９によりアナログ信号からデジタル
信号に変換される。
【０００９】このＡ／Ｄ変換器１９出力のデジタル信号
はシンボル同期回路２０により所定のタイミングでガー
ドインターバルが取り除かれ、ｍ個の時系列データ毎に
直列／並列変換器２１及びＦＦＴ回路２２により、時間
軸上から周波数軸上にフーリエ変換されたｎ個のＩ，Ｑ
データが得られる。このデータを並列／直列変換器２３
に通した後、検波回路２４により検波出力信号が得られ
る。さらにデインタリーブ回路２５により送信側に対応
して受信データの順番を本来の順番に戻した後、誤り訂
正復号器２６により伝送過程で生じたデータの誤りを訂
正する。
はシンボル同期回路２０により所定のタイミングでガー
ドインターバルが取り除かれ、ｍ個の時系列データ毎に
直列／並列変換器２１及びＦＦＴ回路２２により、時間
軸上から周波数軸上にフーリエ変換されたｎ個のＩ，Ｑ
データが得られる。このデータを並列／直列変換器２３
に通した後、検波回路２４により検波出力信号が得られ
る。さらにデインタリーブ回路２５により送信側に対応
して受信データの順番を本来の順番に戻した後、誤り訂
正復号器２６により伝送過程で生じたデータの誤りを訂
正する。
【００１０】平均電力に対してピーク電力の大きいＯＦ
ＤＭ変調信号では増幅器１４において非線形歪の影響を
受けやすい。従来の非線形歪補償はコンスタントピーク
回路７とプリディストータ９により行われる。従来の歪
補償の動作について図６を用いて説明する。図６は増幅
器１４の非線形歪特性とプリディストータ９の入出力特
性との一例を示す。増幅器１４の非線形歪特性について
は、利得を１としかつ増幅器１４の飽和点を１として線
形特性からのずれを示す。プリディストータ９の入出力
特性は増幅器１４の非線形歪特性の逆特性であり、両者
は４５度の線形特性について線対称になっている。例え
ば振幅Ａが入力された場合、プリディストータ９により
振幅Ｄを出力させ、これを入力振幅Ｅとして増幅器１４
に入力し振幅Ｃが出力されることにより線形化が行われ
る。ここでは増幅器１４の入力振幅に対するＡＭ−ＡＭ
特性について説明したが、位相に関するＡＭ−ＰＭ特性
についても同様にプリディストータ９で行われる複素乗
算により補償することができる。
ＤＭ変調信号では増幅器１４において非線形歪の影響を
受けやすい。従来の非線形歪補償はコンスタントピーク
回路７とプリディストータ９により行われる。従来の歪
補償の動作について図６を用いて説明する。図６は増幅
器１４の非線形歪特性とプリディストータ９の入出力特
性との一例を示す。増幅器１４の非線形歪特性について
は、利得を１としかつ増幅器１４の飽和点を１として線
形特性からのずれを示す。プリディストータ９の入出力
特性は増幅器１４の非線形歪特性の逆特性であり、両者
は４５度の線形特性について線対称になっている。例え
ば振幅Ａが入力された場合、プリディストータ９により
振幅Ｄを出力させ、これを入力振幅Ｅとして増幅器１４
に入力し振幅Ｃが出力されることにより線形化が行われ
る。ここでは増幅器１４の入力振幅に対するＡＭ−ＡＭ
特性について説明したが、位相に関するＡＭ−ＰＭ特性
についても同様にプリディストータ９で行われる複素乗
算により補償することができる。
【００１１】さらにコンスタントピーク回路７は入力信
号に対して振幅のピーク値をＦＦＴサイズｍ毎に検出
し、一定値Ａｃｐに変換して出力する。これによりプリ
ディストータ９の入力振幅を図中のＡｃｐ以下の値とす
ることができ、その結果、プリディストータ９は、該プ
リディストータ９の線形化可能領域内で動作することが
できる。
号に対して振幅のピーク値をＦＦＴサイズｍ毎に検出
し、一定値Ａｃｐに変換して出力する。これによりプリ
ディストータ９の入力振幅を図中のＡｃｐ以下の値とす
ることができ、その結果、プリディストータ９は、該プ
リディストータ９の線形化可能領域内で動作することが
できる。
【００１２】なお、上述した技術の詳細については、例
えば本出願人が先に提案したＯＦＤＭ用歪補償回路の公
報（特願平１０−３３１７８１号）を参照にされたい。
えば本出願人が先に提案したＯＦＤＭ用歪補償回路の公
報（特願平１０−３３１７８１号）を参照にされたい。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】前述の従来のＯＦＤＭ
用歪補償回路ではＯＦＤＭ送信部にコンスタントピーク
回路を配置し、逆ＦＦＴ回路の出力信号の振幅の大きさ
をＦＦＴブロック毎に制限している。このため従来例の
ＱＰＳＫのような位相変調とは異なり、例えば格子上に
信号配置をとる多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Mod
ulation ）変調では振幅成分にも変調を行うことから、
従来のＯＦＤＭ用歪補償回路を用いることはできない。
用歪補償回路ではＯＦＤＭ送信部にコンスタントピーク
回路を配置し、逆ＦＦＴ回路の出力信号の振幅の大きさ
をＦＦＴブロック毎に制限している。このため従来例の
ＱＰＳＫのような位相変調とは異なり、例えば格子上に
信号配置をとる多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Mod
ulation ）変調では振幅成分にも変調を行うことから、
従来のＯＦＤＭ用歪補償回路を用いることはできない。
【００１４】本発明はこのような事情に鑑みてなされた
もので、多値ＱＡＭ変調の場合においてもＯＦＤＭ送信
部の後段部において発生する非線形歪を補償することの
できるＯＦＤＭ用歪補償回路を提供することを目的とす
る。
もので、多値ＱＡＭ変調の場合においてもＯＦＤＭ送信
部の後段部において発生する非線形歪を補償することの
できるＯＦＤＭ用歪補償回路を提供することを目的とす
る。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、コンスタントピーク回路、ブリディスト
ータ、ピーク復元回路からなるＯＦＤＭ用歪補償回路に
おいて、前記コンスタントピーク回路は、ＯＦＤＭ送信
部において逆フーリエ変換された信号を入力し、前記プ
リディストータの入力レンジ内となるように、入力され
た信号のピーク値を補正して出力し、前記プリディスト
ータは、前記コンスタントピーク回路より後段に接続さ
れ、前記ＯＦＤＭ送信部の後段部において発生する非線
形歪特性の逆特性を入力信号に付加して出力し、前記ピ
ーク復元回路は、ＯＦＤＭ受信部において受信信号を入
力し、前記コンスタントピーク回路で補正したピーク値
を、各ＯＦＤＭブロック毎の該受信信号の実効値に基づ
いて元に戻して出力することを特徴とするＯＦＤＭ用歪
補償回路である。また、本発明は、コンスタントピーク
回路、ブリディストータ、ピーク復元回路からなるＯＦ
ＤＭ用歪補償回路において、前記コンスタントピーク回
路は、ＯＦＤＭ送信部において逆フーリエ変換された信
号を入力し、前記プリディストータの入力レンジ内とな
るように、入力された信号のピーク値を補正して出力
し、前記プリディストータは、前記コンスタントピーク
回路より後段に接続され、前記ＯＦＤＭ送信部の後段部
において発生する非線形歪特性の逆特性を入力信号に付
加して出力し、前記ピーク復元回路は、ＯＦＤＭ受信部
において受信信号を入力し、送信信号中に特定のパイロ
ット信号が含まれる場合、受信信号を検波する前に、前
記コンスタントピーク回路で補正したピーク値を、前記
パイロット信号の受信信号に基づいて元に戻して出力す
ることを特徴とするＯＦＤＭ用歪補償回路である。ま
た、本発明は、コンスタントピーク回路とプリディスト
ータとを具備するＯＦＤＭ送信部が、前記コンスタント
ピーク回路によって、逆フーリエ変換された送信信号の
ピーク値を前記プリディストータの入力レンジ内となる
ように補正し、前記プリディストータによって、前記コ
ンスタントピーク回路によって補正された信号に該プリ
ディストータより後段で発生する非線形歪の逆特性を付
加して送信する信号を、受信信号として受信するＯＦＤ
Ｍ受信部に用いるためのピーク復元回路であって、受信
信号を検波する前に、該受信信号のピーク値を、該受信
信号の実効値に基づいて前記コンスタントピーク回路に
よる補正前の値に戻すことを特徴とするピーク復元回路
である。また、本発明は、コンスタントピーク回路とプ
リディストータとを具備するＯＦＤＭ送信部が、前記コ
ンスタントピーク回路によって、逆フーリエ変換された
送信信号のピーク値を前記プリディストータの入力レン
ジ内となるように補正し、前記プリディストータによっ
て、前記コンスタントピーク回路によって補正された信
号に該プリディストータより後段で発生する非線形歪の
逆特性を付加して送信する信号を、受信信号として受信
するＯＦＤＭ受信部に用いるためのピーク復元回路であ
って、前記送信信号中にはパイロット信号が含まれてお
り、前記ピーク復元回路は、受信信号を検波する前に、
該受信信号のピーク値を、前記パイロット信号の受信信
号に基づいて前記コンスタントピーク回路による補正前
の値に戻すことを特徴とするピーク復元回路である。
に、本発明は、コンスタントピーク回路、ブリディスト
ータ、ピーク復元回路からなるＯＦＤＭ用歪補償回路に
おいて、前記コンスタントピーク回路は、ＯＦＤＭ送信
部において逆フーリエ変換された信号を入力し、前記プ
リディストータの入力レンジ内となるように、入力され
た信号のピーク値を補正して出力し、前記プリディスト
ータは、前記コンスタントピーク回路より後段に接続さ
れ、前記ＯＦＤＭ送信部の後段部において発生する非線
形歪特性の逆特性を入力信号に付加して出力し、前記ピ
ーク復元回路は、ＯＦＤＭ受信部において受信信号を入
力し、前記コンスタントピーク回路で補正したピーク値
を、各ＯＦＤＭブロック毎の該受信信号の実効値に基づ
いて元に戻して出力することを特徴とするＯＦＤＭ用歪
補償回路である。また、本発明は、コンスタントピーク
回路、ブリディストータ、ピーク復元回路からなるＯＦ
ＤＭ用歪補償回路において、前記コンスタントピーク回
路は、ＯＦＤＭ送信部において逆フーリエ変換された信
号を入力し、前記プリディストータの入力レンジ内とな
るように、入力された信号のピーク値を補正して出力
し、前記プリディストータは、前記コンスタントピーク
回路より後段に接続され、前記ＯＦＤＭ送信部の後段部
において発生する非線形歪特性の逆特性を入力信号に付
加して出力し、前記ピーク復元回路は、ＯＦＤＭ受信部
において受信信号を入力し、送信信号中に特定のパイロ
ット信号が含まれる場合、受信信号を検波する前に、前
記コンスタントピーク回路で補正したピーク値を、前記
パイロット信号の受信信号に基づいて元に戻して出力す
ることを特徴とするＯＦＤＭ用歪補償回路である。ま
た、本発明は、コンスタントピーク回路とプリディスト
ータとを具備するＯＦＤＭ送信部が、前記コンスタント
ピーク回路によって、逆フーリエ変換された送信信号の
ピーク値を前記プリディストータの入力レンジ内となる
ように補正し、前記プリディストータによって、前記コ
ンスタントピーク回路によって補正された信号に該プリ
ディストータより後段で発生する非線形歪の逆特性を付
加して送信する信号を、受信信号として受信するＯＦＤ
Ｍ受信部に用いるためのピーク復元回路であって、受信
信号を検波する前に、該受信信号のピーク値を、該受信
信号の実効値に基づいて前記コンスタントピーク回路に
よる補正前の値に戻すことを特徴とするピーク復元回路
である。また、本発明は、コンスタントピーク回路とプ
リディストータとを具備するＯＦＤＭ送信部が、前記コ
ンスタントピーク回路によって、逆フーリエ変換された
送信信号のピーク値を前記プリディストータの入力レン
ジ内となるように補正し、前記プリディストータによっ
て、前記コンスタントピーク回路によって補正された信
号に該プリディストータより後段で発生する非線形歪の
逆特性を付加して送信する信号を、受信信号として受信
するＯＦＤＭ受信部に用いるためのピーク復元回路であ
って、前記送信信号中にはパイロット信号が含まれてお
り、前記ピーク復元回路は、受信信号を検波する前に、
該受信信号のピーク値を、前記パイロット信号の受信信
号に基づいて前記コンスタントピーク回路による補正前
の値に戻すことを特徴とするピーク復元回路である。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態による
ＯＦＤＭ用歪補償回路を図面を参照して説明する。
ＯＦＤＭ用歪補償回路を図面を参照して説明する。
【００１７】図１は、本発明の第１の実施の形態による
ＯＦＤＭ装置の送受信部のブロック図である。図１の各
部に対応する部分で図５と同じものは同一の符号を付
け、その説明を省略する。本実施の形態においては多値
ＱＡＭ変調、例えば１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭを想定してお
り、ＯＦＤＭ送信部のマッビング回路３’とＯＦＤＭ受
信部の検波回路２４’はそれに対応している。それ以外
のＯＦＤＭ送信部は図５の従来例と同じである。
ＯＦＤＭ装置の送受信部のブロック図である。図１の各
部に対応する部分で図５と同じものは同一の符号を付
け、その説明を省略する。本実施の形態においては多値
ＱＡＭ変調、例えば１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭを想定してお
り、ＯＦＤＭ送信部のマッビング回路３’とＯＦＤＭ受
信部の検波回路２４’はそれに対応している。それ以外
のＯＦＤＭ送信部は図５の従来例と同じである。
【００１８】本発明の第１の実施の形態が従来例と大き
く異なる点は、ＯＦＤＭ受信部においてシンボル同期回
路２０と直列／並列変換器２１との間にピーク復元回路
２７が挿入されている点である。このピーク復元回路２
７はＯＦＤＭ送信部のコンスタントピーク回路７による
振幅の変換を元に戻す操作を行う。なお、ピーク復元回
路２７は検波回路２４’の前に配置されていれば、ＦＦ
Ｔ回路２２の後段に置かれてもよい。
く異なる点は、ＯＦＤＭ受信部においてシンボル同期回
路２０と直列／並列変換器２１との間にピーク復元回路
２７が挿入されている点である。このピーク復元回路２
７はＯＦＤＭ送信部のコンスタントピーク回路７による
振幅の変換を元に戻す操作を行う。なお、ピーク復元回
路２７は検波回路２４’の前に配置されていれば、ＦＦ
Ｔ回路２２の後段に置かれてもよい。
【００１９】次に、ピーク復元回路２７の構成および動
作を説明する。図２は、本実施形態のピーク復元回路２
７の構成例を示した図である。なお、図２においても太
線で示す信号は同相信号Ｉと直交信号Ｑの２成分からな
る複素信号を表し、細線で示す信号は１成分の実数信号
を表している。図２に示すようにピーク復元回路２７
は、振幅計算回路２８，実効値計算回路２９，ＲＯＭ３
０，遅延回路３１，乗算回路３２により構成される。
作を説明する。図２は、本実施形態のピーク復元回路２
７の構成例を示した図である。なお、図２においても太
線で示す信号は同相信号Ｉと直交信号Ｑの２成分からな
る複素信号を表し、細線で示す信号は１成分の実数信号
を表している。図２に示すようにピーク復元回路２７
は、振幅計算回路２８，実効値計算回路２９，ＲＯＭ３
０，遅延回路３１，乗算回路３２により構成される。
【００２０】まず、ピーク復元回路２７はシンボル同期
回路２０の出力信号Ｘ（ｋ）を入力信号とする。ここで
ｋは１からＦＦＴサイズｍまでの数値を表し、Ｘ（１）
からＸ（ｍ）はＦＦＴ回路２２でフーリエ変換される受
信時系列データの複素信号の集合（ＦＦＴブロック）で
ある。入力信号Ｘ（ｋ）はピーク復元回路２７中で２分
岐され、分岐された一方の信号は振幅計算回路２８に入
力される。振幅計算回路２８はこの信号Ｘ（ｋ）の振幅
｜Ｘ（ｋ）｜を計算し、実効値計算回路２９に対し入力
する。実効値計算回路２９は入力された｜Ｘ（ｋ）｜の
ＦＦＴブロックにおけるＲＭＳ値を計算して、その結果
をＡｒｍｓとして出力する。この出力はＲＯＭ３０に入
力される。ＲＯＭ３０では入力したＡｒｍｓの値をアド
レスとして、メモリされている１÷Ａｒｍｓの値を読み
出して出力する。さらに、ピーク復元回路２７の入力信
号Ｘ（ｋ）は遅延回路３１により時間調整された後、乗
算回路３２によりＲＯＭ３０の出力信号と乗算される。
こうしてピーク復元回路２７では入力信号に対して振幅
の実効値がＦＦＴブロック毎に計算され、Ｘ（ｋ）÷Ａ
ｒｍｓの演算が行われて出力される。
回路２０の出力信号Ｘ（ｋ）を入力信号とする。ここで
ｋは１からＦＦＴサイズｍまでの数値を表し、Ｘ（１）
からＸ（ｍ）はＦＦＴ回路２２でフーリエ変換される受
信時系列データの複素信号の集合（ＦＦＴブロック）で
ある。入力信号Ｘ（ｋ）はピーク復元回路２７中で２分
岐され、分岐された一方の信号は振幅計算回路２８に入
力される。振幅計算回路２８はこの信号Ｘ（ｋ）の振幅
｜Ｘ（ｋ）｜を計算し、実効値計算回路２９に対し入力
する。実効値計算回路２９は入力された｜Ｘ（ｋ）｜の
ＦＦＴブロックにおけるＲＭＳ値を計算して、その結果
をＡｒｍｓとして出力する。この出力はＲＯＭ３０に入
力される。ＲＯＭ３０では入力したＡｒｍｓの値をアド
レスとして、メモリされている１÷Ａｒｍｓの値を読み
出して出力する。さらに、ピーク復元回路２７の入力信
号Ｘ（ｋ）は遅延回路３１により時間調整された後、乗
算回路３２によりＲＯＭ３０の出力信号と乗算される。
こうしてピーク復元回路２７では入力信号に対して振幅
の実効値がＦＦＴブロック毎に計算され、Ｘ（ｋ）÷Ａ
ｒｍｓの演算が行われて出力される。
【００２１】図１に示すようにピーク復元回路２７の出
力信号は直列／並列変換器２１，ＦＦＴ回路２２，並列
／直列変換器２３を通過して検波回路２４’に入力され
る。検波回路２４’には、ピーク復元回路２７により実
効電力が一定値となった信号が入力される。ここで送信
信号の１ＦＦＴブロックの実効電力はおおよそ一定であ
ると近似することにより、検波回路２４’により受信信
号から１６ＱＡＭの検波出力が得られる。
力信号は直列／並列変換器２１，ＦＦＴ回路２２，並列
／直列変換器２３を通過して検波回路２４’に入力され
る。検波回路２４’には、ピーク復元回路２７により実
効電力が一定値となった信号が入力される。ここで送信
信号の１ＦＦＴブロックの実効電力はおおよそ一定であ
ると近似することにより、検波回路２４’により受信信
号から１６ＱＡＭの検波出力が得られる。
【００２２】図３は、本発明の第２の実施の形態による
ＯＦＤＭ装置の送受信部のブロック図である。本実施例
が第１の実施形態と異なる点は、まずＯＦＤＭ送信部に
おいてマッピング回路３’と直列／並列変換器４との間
に既知データであるパイロット信号を挿入するパイロッ
ト挿入回路３３が配置されていることである。また、Ｏ
ＦＤＭ受信部では、第１実施形態のピーク復元回路２７
とは異なり、パイロット信号の受信信号に基づいてピー
ク値を元に戻すピーク復元回路３４が並列／直列変換器
２３と検波回路２４’との間に置かれている。
ＯＦＤＭ装置の送受信部のブロック図である。本実施例
が第１の実施形態と異なる点は、まずＯＦＤＭ送信部に
おいてマッピング回路３’と直列／並列変換器４との間
に既知データであるパイロット信号を挿入するパイロッ
ト挿入回路３３が配置されていることである。また、Ｏ
ＦＤＭ受信部では、第１実施形態のピーク復元回路２７
とは異なり、パイロット信号の受信信号に基づいてピー
ク値を元に戻すピーク復元回路３４が並列／直列変換器
２３と検波回路２４’との間に置かれている。
【００２３】一般的に多値ＱＡＭ変調では同期用のパイ
ロット信号が挿入されていることが多い。ここではｎ個
のサブキャリアの内の特定の複数のサブキャリアにパイ
ロット信号を挿入する場合について説明する。
ロット信号が挿入されていることが多い。ここではｎ個
のサブキャリアの内の特定の複数のサブキャリアにパイ
ロット信号を挿入する場合について説明する。
【００２４】図４は、本実施形態のピーク復元回路３４
の構成例を示した図である。なお、図４においても太線
で示す信号は同相信号Ｉと直交信号Ｑの２成分からなる
複素信号を表し、細線で示す信号は１成分の実数信号を
表している。図４に示すようにピーク復元回路３４は、
パイロット抽出回路３５，除算回路３６，平均回路３
７，振幅計算回路３８，ＲＯＭ３９，遅延回路４０，乗
算回路４１により構成される。
の構成例を示した図である。なお、図４においても太線
で示す信号は同相信号Ｉと直交信号Ｑの２成分からなる
複素信号を表し、細線で示す信号は１成分の実数信号を
表している。図４に示すようにピーク復元回路３４は、
パイロット抽出回路３５，除算回路３６，平均回路３
７，振幅計算回路３８，ＲＯＭ３９，遅延回路４０，乗
算回路４１により構成される。
【００２５】まず、ピーク復元回路３４は並列／直列変
換器２３の出力信号Ｙ（ｋ）を入力信号とし、入力信号
はピーク復元回路３４中で２分岐され、分岐された一方
の信号は、パイロット抽出回路３５に入力される。パイ
ロット抽出回路３５はＹ（ｋ）の中からパイロット信号
が挿入されているサブキャリアの受信信号Ｒ（ｐ）を抽
出する。ここでｐはパイロット信号の番号であり１から
バイロット信号が挿入されているサブキャリア数Ｍまで
の数値を表し、Ｒ（１）からＲ（Ｍ）はＦＦＴ回路２２
でフーリエ変換された受信パイロット信号である。次に
パイロット抽出回路３５の出力は除算回路３６に入力さ
れる。除算回路３６では入力信号Ｒ（ｐ）に対応する既
知パイロット信号Ｄ（ｐ）でＲ（ｐ）を除算する。これ
により、それぞれのＤ（ｐ）の振幅と位相の値は決めら
れているため、Ｒ（ｐ）の位相方向の変調成分は除か
れ、かつ、振幅方向ではＲ（ｐ）とＤ（ｐ）の比が得ら
れることになる。除算回路３６の出力を平均回路３７に
入力して平均操作により伝搬路で加わった雑音を取り除
き、その後、振幅計算回路３８により受信パイロット信
号と既知パイロット信号との振幅比｜Ｒ／Ｄ｜を計算
し、この出力はＲＯＭ３９に入力される。ＲＯＭ３９で
は入力した｜Ｒ／Ｄ｜の値をアドレスとして、メモリさ
れている１÷｜Ｒ／Ｄ｜の値を読み出して出力する。さ
らに、ピーク復元回路３４の入力信号Ｙ（ｋ）は遅延回
路４０により時間調整された後、乗算回路４１によりＲ
ＯＭ３９の出力信号と乗算される。こうしてピーク復元
回路３４では入力信号の振幅に対して規定値との比｜Ｒ
／Ｄ｜がＦＦＴブロック毎に計算され、Ｙ（ｋ）÷｜Ｒ
／Ｄ｜の演算が行われて出力される。
換器２３の出力信号Ｙ（ｋ）を入力信号とし、入力信号
はピーク復元回路３４中で２分岐され、分岐された一方
の信号は、パイロット抽出回路３５に入力される。パイ
ロット抽出回路３５はＹ（ｋ）の中からパイロット信号
が挿入されているサブキャリアの受信信号Ｒ（ｐ）を抽
出する。ここでｐはパイロット信号の番号であり１から
バイロット信号が挿入されているサブキャリア数Ｍまで
の数値を表し、Ｒ（１）からＲ（Ｍ）はＦＦＴ回路２２
でフーリエ変換された受信パイロット信号である。次に
パイロット抽出回路３５の出力は除算回路３６に入力さ
れる。除算回路３６では入力信号Ｒ（ｐ）に対応する既
知パイロット信号Ｄ（ｐ）でＲ（ｐ）を除算する。これ
により、それぞれのＤ（ｐ）の振幅と位相の値は決めら
れているため、Ｒ（ｐ）の位相方向の変調成分は除か
れ、かつ、振幅方向ではＲ（ｐ）とＤ（ｐ）の比が得ら
れることになる。除算回路３６の出力を平均回路３７に
入力して平均操作により伝搬路で加わった雑音を取り除
き、その後、振幅計算回路３８により受信パイロット信
号と既知パイロット信号との振幅比｜Ｒ／Ｄ｜を計算
し、この出力はＲＯＭ３９に入力される。ＲＯＭ３９で
は入力した｜Ｒ／Ｄ｜の値をアドレスとして、メモリさ
れている１÷｜Ｒ／Ｄ｜の値を読み出して出力する。さ
らに、ピーク復元回路３４の入力信号Ｙ（ｋ）は遅延回
路４０により時間調整された後、乗算回路４１によりＲ
ＯＭ３９の出力信号と乗算される。こうしてピーク復元
回路３４では入力信号の振幅に対して規定値との比｜Ｒ
／Ｄ｜がＦＦＴブロック毎に計算され、Ｙ（ｋ）÷｜Ｒ
／Ｄ｜の演算が行われて出力される。
【００２６】図３に示すようにピーク復元回路３４の出
力信号は検波回路２４’に入力される。検波回路２４’
には、ピーク復元回路３４により受信パイロット信号の
振幅値と既知パイロット信号の振幅値との比に基づい
て、全ての受信信号の振幅値が元どおりになった信号が
入力される。そして検波回路２４’により受信信号から
１６ＱＡＭの検波出力が得られる。
力信号は検波回路２４’に入力される。検波回路２４’
には、ピーク復元回路３４により受信パイロット信号の
振幅値と既知パイロット信号の振幅値との比に基づい
て、全ての受信信号の振幅値が元どおりになった信号が
入力される。そして検波回路２４’により受信信号から
１６ＱＡＭの検波出力が得られる。
【００２７】以上、この発明の実施形態を図面を参照し
て詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限ら
れるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の
設計の変更等があってもこの発明に含まれる。
て詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限ら
れるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の
設計の変更等があってもこの発明に含まれる。
【００２８】
【発明の効果】本発明の請求項１のＯＦＤＭ用歪補償回
路によれば、多値ＱＡＭ変調方式等の識別点における振
幅が一定とならない変調方式に対応可能となる。請求項
２のピーク復元回路を用いることにより、ＯＦＤＭ送信
部のコンスタントピーク回路で補正したピーク値を、Ｏ
ＦＤＭ受信部において各ＯＦＤＭブロック毎の受信信号
の実効値に基づいて、元のピーク値に戻すことが出来
る。請求項３のピーク復元回路を用いることにより、Ｏ
ＦＤＭ送信部のコンスタントピーク回路で補正したピー
ク値を、ＯＦＤＭ受信部においてパイロット信号の受信
信号に基づいて、元のピーク値に戻すことが出来る。以
上のことから、パイロット信号の数が少なくサブキャリ
ア数が多い場合には請求項２のピーク復元回路を用いる
と効果的であり、逆にパイロット信号の数が多い場合に
は請求項３のピーク復元回路を用いると高精度な効果が
得られる。
路によれば、多値ＱＡＭ変調方式等の識別点における振
幅が一定とならない変調方式に対応可能となる。請求項
２のピーク復元回路を用いることにより、ＯＦＤＭ送信
部のコンスタントピーク回路で補正したピーク値を、Ｏ
ＦＤＭ受信部において各ＯＦＤＭブロック毎の受信信号
の実効値に基づいて、元のピーク値に戻すことが出来
る。請求項３のピーク復元回路を用いることにより、Ｏ
ＦＤＭ送信部のコンスタントピーク回路で補正したピー
ク値を、ＯＦＤＭ受信部においてパイロット信号の受信
信号に基づいて、元のピーク値に戻すことが出来る。以
上のことから、パイロット信号の数が少なくサブキャリ
ア数が多い場合には請求項２のピーク復元回路を用いる
と効果的であり、逆にパイロット信号の数が多い場合に
は請求項３のピーク復元回路を用いると高精度な効果が
得られる。
【図１】 本発明の第１実施形態による歪補償付ＯＦＤ
Ｍ装置の構成例を示すブロック図である。
Ｍ装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】 同第１実施形態によるピーク復元回路の構成
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【図３】 本発明の第２実施形態による歪補償付ＯＦＤ
Ｍ装置の構成例を示すブロック図である。
Ｍ装置の構成例を示すブロック図である。
【図４】 同第２実施形態によるピーク復元回路の構成
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【図５】 従来の歪補償付ＯＦＤＭ装置の構成例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】 プリディストータの入出力特性の一例を示す
グラフである。
グラフである。
１…誤り訂正符号器、 ２…インタリーブ回路、３，
３’…マッピング回路、 ４，２１…直列／並列変換
器、５…逆ＦＦＴ回路、 ６，２３…並列／直列変換
器、７…コンスタントピーク回路、 ８…シンボル整形
回路、９…プリディストータ、 １０…Ｄ／Ａ変換器、
１１，１８…低域通過フィルタ、 １２…直交変調器、
１３，１６…周波数変換器、 １４…増幅器、 １５…
低雑音増幅器、１７…直交検波器、 １９…Ａ／Ｄ変換
器、 ２０…シンボル同期回路、２２…ＦＦＴ回路、
２４，２４’…検波回路、２５…デインタリーブ回路、
２６…誤り訂正復号器、２７，３４…ピーク復元回
路、 ２８，３８…振幅計算回路、２９…実効値計算回
路、 ３０，３９…ＲＯＭ、３１，４０…遅延回路、
３２，４１…乗算回路、３３…パイロット挿入回路、
３５…パイロット抽出回路、３６…除算回路、 ３７…
平均回路
３’…マッピング回路、 ４，２１…直列／並列変換
器、５…逆ＦＦＴ回路、 ６，２３…並列／直列変換
器、７…コンスタントピーク回路、 ８…シンボル整形
回路、９…プリディストータ、 １０…Ｄ／Ａ変換器、
１１，１８…低域通過フィルタ、 １２…直交変調器、
１３，１６…周波数変換器、 １４…増幅器、 １５…
低雑音増幅器、１７…直交検波器、 １９…Ａ／Ｄ変換
器、 ２０…シンボル同期回路、２２…ＦＦＴ回路、
２４，２４’…検波回路、２５…デインタリーブ回路、
２６…誤り訂正復号器、２７，３４…ピーク復元回
路、 ２８，３８…振幅計算回路、２９…実効値計算回
路、 ３０，３９…ＲＯＭ、３１，４０…遅延回路、
３２，４１…乗算回路、３３…パイロット挿入回路、
３５…パイロット抽出回路、３６…除算回路、 ３７…
平均回路
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(72)発明者 梅比良 正弘
東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日
本電信電話株式会社内
(56)参考文献 特開 平７−87150（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−18444（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−130364（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−146004（ＪＰ，Ａ)
上野 衆太 外３名，「広帯域ワイヤ
レスアクセスシステム用ＯＦＤＭ伝送に
おける非線形歪み補償法の検討」，電子
情報通信学会技術研究報告，1998年11月
27日，ｐｐ．55−61，ＲＣＳ98−160
上野 衆太 外３名，「16ＱＡＭ−Ｃ
ＯＦＤＭ伝送における非線形歪補償法の
検討」，1999年電子情報通信学会総合大
会講演論文集，1999年 ３月 ８日，通
信１，ｐ．364，Ｂ−５−13
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 11/00
Claims (4)
- 【請求項１】 ＯＦＤＭ送信部にコンスタントピーク回
路とプリディストータとを具備し、ＯＦＤＭ受信部にピ
ーク復元回路を具備するＯＦＤＭ用歪補償回路であっ
て、 前記コンスタントピーク回路は、逆フーリエ変換された
送信信号のピーク値を、前記プリディストータの入力レ
ンジ内となるように補正し、 前記プリディストータは、前記コンスタントピーク回路
によって補正された信号に、該プリディストータより後
段で発生する非線形歪の逆特性を付加し、 前記ピーク復元回路は、受信信号を検波する前に、該受
信信号のピーク値を、該受信信号の実効値に基づいて前
記コンスタントピーク回路による補正前の値に戻すこと
を特徴とするＯＦＤＭ用歪補償回路。 - 【請求項２】 ＯＦＤＭ送信部にコンスタントピーク回
路とプリディストータとを具備し、ＯＦＤＭ受信部にピ
ーク復元回路を具備するＯＦＤＭ用歪補償回路であっ
て、 前記コンスタントピーク回路は、逆フーリエ変換された
送信信号のピーク値を、前記プリディストータの入力レ
ンジ内となるように補正し、 前記プリディストータは、前記コンスタントピーク回路
によって補正された信号に、該プリディストータより後
段で発生する非線形歪の逆特性を付加し、 前記送信信号中にはパイロット信号が含まれており、 前記ピーク復元回路は、受信信号を検波する前に、該受
信信号のピーク値を、前記パイロット信号の受信信号に
基づいて前記コンスタントピーク回路による補正前の値
に戻すことを特徴とする ＯＦＤＭ用歪補償回路。 - 【請求項３】 コンスタントピーク回路とプリディスト
ータとを具備するＯＦＤＭ送信部が、前記コンスタント
ピーク回路によって、逆フーリエ変換された送信信号の
ピーク値を前記プリディストータの入力レンジ内となる
ように補正し、前記プリディストータによって、前記コ
ンスタントピーク回路によって補正された信号に該プリ
ディストータより後段で発生する非線形歪の逆特性を付
加して送信する信号を、受信信号として受信するＯＦＤ
Ｍ受信部に用いるためのピーク復元回路であって、 受信信号を検波する前に、該受信信号のピーク値を、該
受信信号の実効値に基づいて前記コンスタントピーク回
路による補正前の値に戻すことを特徴とするピーク復元
回路。 - 【請求項４】 コンスタントピーク回路とプリディスト
ータとを具備するＯＦＤＭ送信部が、前記コンスタント
ピーク回路によって、逆フーリエ変換された送信信号の
ピーク値を前記プリディストータの入力レンジ内となる
ように補正し、前記プリディストータによって、前記コ
ンスタントピーク回路によって補正された信号に該プリ
ディストータより後段で発生する非線形歪の逆特性を付
加して送信する信号を、受信信号として受信するＯＦＤ
Ｍ受信部に用いるためのピーク復元回路であって、 前記送信信号中にはパイロット信号が含まれており、 前記ピーク復元回路は、受信信号を検波する前に、該受
信信号のピーク値を、前記パイロット信号の受信信号に
基づいて前記コンスタントピーク回路による補正前の値
に戻すことを特徴とするピーク復元回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04918399A JP3522568B2 (ja) | 1999-02-25 | 1999-02-25 | Ｏｆｄｍ用歪補償回路およびピーク復元回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04918399A JP3522568B2 (ja) | 1999-02-25 | 1999-02-25 | Ｏｆｄｍ用歪補償回路およびピーク復元回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000252946A JP2000252946A (ja) | 2000-09-14 |
| JP3522568B2 true JP3522568B2 (ja) | 2004-04-26 |
Family
ID=12823937
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04918399A Expired - Fee Related JP3522568B2 (ja) | 1999-02-25 | 1999-02-25 | Ｏｆｄｍ用歪補償回路およびピーク復元回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020053229A (ko) * | 2000-12-27 | 2002-07-05 | 박태진 | 직교주파수분할다중 통신시스템에서 오에프디엠스펙트럼의 왜곡을 보상하기 위한 장치 및 방법 |
| JP5262361B2 (ja) * | 2008-07-03 | 2013-08-14 | 富士通株式会社 | ピーク抑圧復元方法、送信装置、受信装置、およびピーク抑圧復元システム |
| CN105847198B (zh) * | 2016-03-15 | 2018-11-09 | 东南大学 | Ofdm-wlan射频测试系统的iq不平衡估计与补偿方法 |
-
1999
- 1999-02-25 JP JP04918399A patent/JP3522568B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (2)
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|---|
| 上野 衆太 外３名，「１６ＱＡＭ−ＣＯＦＤＭ伝送における非線形歪補償法の検討」，１９９９年電子情報通信学会総合大会講演論文集，１９９９年 ３月 ８日，通信１，ｐ．３６４，Ｂ−５−１３ |
| 上野 衆太 外３名，「広帯域ワイヤレスアクセスシステム用ＯＦＤＭ伝送における非線形歪み補償法の検討」，電子情報通信学会技術研究報告，１９９８年１１月２７日，ｐｐ．５５−６１，ＲＣＳ９８−１６０ |
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|---|---|
| JP2000252946A (ja) | 2000-09-14 |
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