JP2000115123A

JP2000115123A - Ｏｆｄｍ用歪補償回路

Info

Publication number: JP2000115123A
Application number: JP10331781A
Authority: JP
Inventors: Shiyuuta Ueno; 衆太上野; Yoichi Matsumoto; 洋一松本; Masahiro Umehira; 正弘梅比良; Masato Mizoguchi; 匡人溝口
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1998-08-07
Filing date: 1998-11-20
Publication date: 2000-04-21

Abstract

(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ送信部の後段において発生する非線
型歪を高精度に補償することのできるＯＦＤＭ用歪補償
回路を提供する。【解決手段】ＯＦＤＭ用歪補償回路は、コンスタント
ピーク回路１６、プリディストータ１７から構成され
る。そして、コンスタントピーク回路１６は、ＯＦＤＭ
送信部において逆フーリエ変換された信号を入力し、プ
リディストータ１７の入力レンジ内となるように入力さ
れた信号のピーク値を補正して出力する。また、プリデ
ィストータ１７は、コンスタントピーク回路１６より後
段に接続され、ＯＦＤＭ送信部の後段部において発生す
る非線型歪特性の逆特性を入力信号に付加して出力す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplexing；以下「ＯＦＤ
Ｍ」と略記）装置の送信部で問題となる非線形歪を取り
除くＯＦＤＭ用歪補償回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】始めに、ＯＦＤＭ装置の送信部（以下、
「ＯＦＤＭ送信部」と呼ぶ）の構成例およびその動作に
ついて図７を用いて説明する。なお、図７において、太
線で示す信号は同相信号Ｉと直交信号Ｑの２成分からな
る複素信号を表し、細線で示す信号は１成分の実数信号
を表している。ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Key
ing）−ＯＦＤＭ送信部の場合、送信するデータ系列
は、直列／並列変換器１によりサブキャリア数分（ｎ）
の低速シンボル列に変換されｎ個からなるマッピング回
路２にそれぞれ入力される。各マッピング回路２では１
つのサブキャリアで伝送する１低速シンボル当たりの２
ビットをＩ、Ｑデータとして割り当てられる。ここで、
Ｉ、Ｑデータは周波数軸上の複素数の実部、虚部に相当
する。各マッピング回路２から出力されたＩ、Ｑデータ
は、逆ＦＦＴ回路３により、サブキャリア数分のｎ列を
シンボル期間毎に１回、時間軸上に変換され、並列／直
列変換器４により時系列データの複素数に変換される。
この逆ＦＦＴ回路３のＦＦＴサイズはｍ（＞ｎ）であ
り、一般には処理の高速化のため２の冪乗となってい
る。この時系列データは、シンボル整形回路５によりガ
ードインターバルが付加され、ランプ処理が行われる。
このデジタル信号波形は、Ｄ／Ａ変換器８によりＤ／Ａ
変換されアナログ信号となる。アナログ信号となった
後、このアナログ信号は、所定の低域通過フィルタ７に
より高周波が取り除かれ、直交変調器８によりベースバ
ンド帯から中間周波数帯に変換され、さらに周波数変換
器９により無線周波数帯に移され、最後に高出力な増幅
器１０により所望出力レベルにして出力される。

【０００３】ところでＯＦＤＭ送信部では、周波数変換
器９及び増幅器１０において複数のサブキャリアを共通
増幅するため非線形歪の影響を受けやすい。従来、この
ＯＦＤＭ送信部の後段部の非線形歪の補償回路としてプ
リディストータが用いられている。図８は、一般的なプ
リディストータの構成例を示す図である。図８に示すプ
リディストータは、増幅器１０に入力する前の無線周波
数帯あるいは中間周波数帯に配置されるが、ここでは、
図７における周波数変換器９と増幅器１０との間に設け
られているものとする。まず、周波数変換器９からの信
号がこのプリディストータへ入力される。この入力信号
はプリディストータ内で２分岐され、一方の信号は歪発
生器１１により歪成分が意図的に作られ、可変移相器１
２と可変減衰器１３によりこの歪成分の位相と振幅が増
幅器１０で生じる歪成分と等振幅・逆位相となるように
調整される。もう一方の信号は遅延回路１４で、歪発生
器１１、可変移相器１２、可変減衰器１３における遅延
時間分だけ遅延調整される。そして、可変減衰器１３と
遅延回路１４からの信号が合成回路１５により合成され
た後、増幅器１０に入力される。これにより、増幅器１
０からの出力において歪が相殺される。なお、上述した
プリディストータの詳細については、例えば、野島、岡
本、“マイクロ波ＳＳＢ−ＡＭ方式用プリディストーシ
ョン非線形歪補償回路、”電子情報通信学会論文誌
（Ｂ）。vol.j67-B.no.l pp.78-85（昭59-1）を参照さ
れたい。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】図８に示すようなプリ
ディストータは、増幅器１０に入力する前の無線周波数
帯あるいは中間周波数帯に配置され、アナログ信号に対
して実現されている。よって、プリディストータはアナ
ログ回路により構成される。ところで、前述したように
ＯＦＤＭ送信部では、複数のサブキャリアを伝送するた
め、非常に大きなピーク電力を有する。そのため非線形
歪の補償を行うプリディストータは広い入力ダイナミッ
クレンジを持つ必要がある。しかし、アナログ回路で構
成されたプリディストータでは、そのような広い入力ダ
イナミックレンジを持つものを実現することが困難であ
る。そのため、一般的なプリディストータをＯＦＤＭ送
信部の非線形歪の補償に用いたのみでは、十分に非線形
歪を補償することができない。

【０００５】本発明はこのような事情に鑑みてなされた
もので、ＯＦＤＭ送信部の後段部において発生する非線
型歪を高精度に補償することのできるＯＦＤＭ用歪補償
回路を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、コンスタントピーク回路、プリディスト
ータからなるＯＦＤＭ用歪補償回路において、前記コン
スタントピーク回路は、ＯＦＤＭ送信部において逆フー
リエ変換された信号を入力し、前記プリディストータの
入力レンジ内となるように入力された信号のピーク値を
補正して出力し、前記プリディストータは、前記コンス
タントピーク回路より後段に接続され、前記ＯＦＤＭ送
信部の後段部において発生する非線型歪特性の逆特性を
入力信号に付加して出力することを特徴とするＯＦＤＭ
用歪補償回路である。

【０００７】また、本発明は、前記ＯＦＤＭ用歪補償回
路が、前記ＯＦＤＭ送信部の出力信号を入力信号とし、
該入力信号を復調する復調回路と、前記復調回路により
復調された信号と、該復調された信号に対応する変調前
の信号との差の誤差信号に基づき、前記ＯＦＤＭ送信部
において発生する非線型歪量が最小となるよう前記プリ
ディストータの最適調整点を設定するプリディストータ
制御回路とをさらに備えたことを特徴としている。

【０００８】また、本発明は、前記ＯＦＤＭ用歪補償回
路が、前記ＯＦＤＭ送信部がＯＦＤＭ受信部と一体をな
す場合、該ＯＦＤＭ受信部の復調回路を前記ＯＦＤＭ用
歪補償回路の復調回路として用いることを特徴としてい
る。

【０００９】また、本発明は、前記ＯＦＤＭ用歪補償回
路が、送信データに対し誤り訂正符号化処理を行う誤り
訂正符号回路と、２以上のＯＦＤＭシンボル長単位で、
前記誤り訂正符号回路により誤り訂正符号化処理のなさ
れた送信データの順番変更を行うインタリーブ回路とを
さらに備え、前記インタリーブ回路の出力信号を前記Ｏ
ＦＤＭ送信部への入力信号とすることを特徴としてい
る。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態による
ＯＦＤＭ用歪補償回路を図面を参照して説明する。

【００１１】（第１の実施の形態）図１は、本発明の第
１の実施の形態によるＯＦＤＭ用歪補償回路を含むＯＦ
ＤＭ送信部の構成を示した図である。本実施の形態にお
けるＯＦＤＭ用歪補償回路は、並列／直列変換器４およ
びシンボル整形回路５の間に挿入されたコンスタントピ
ーク回路１６と、シンボル整形回路５およびＤ／Ａ変換
器６の間に挿入されたプリディストータ１７とにより構
成される。ここで、図１において、太線で示す信号は同
相信号Ｉと直交信号Ｑの２成分からなる複素信号を表
し、細線で示す信号は１成分の実数信号を表している。
なお、図１において、逆ＦＦＴ回路３以前の直列／並列
変換器１、マッピング回路２は、紙面の都合から省略し
てある。また、図７の各部に対応する部分には同一の符
号を付け、その説明を省略する。

【００１２】ＯＦＤＭ用歪補償回路は、前述のようにコ
ンスタントピーク回路１６とプリディストータ１７とに
より構成される。ここで、コンスタントピーク回路１６
は、ＯＦＤＭ送信部において逆フーリエ変換された時系
列データを入力し、プリディストータ１７の入力レンジ
内となるように入力されたデータのピーク値を補正して
出力する。また、プリディストータ１７は、コンスタン
トピーク回路１６より後段に接続され、ＯＦＤＭ送信部
の後段部、具体的には周波数変換器９や増幅器１０にお
いて発生する非線型歪特性の逆特性をコンスタントピー
ク回路１７の入力信号に付加して出力する。

【００１３】次に、コンスタントピーク回路１６の構成
および動作を説明する。図２は、コンスタントピーク回
路１６の一構成例を示した図である。なお、図２におい
ても、太線で示す信号は同相信号Ｉと直交信号Ｑの２成
分からなる複素信号を表し、細線で示す信号は１成分の
実数信号を表している。図２に示すように、コンスタン
トピーク回路１６は、振幅計算回路１８、比較回路１
９、１シンボル遅延回路２０、ホールド回路２１、ＲＯ
Ｍ・２２、遅延回路２３、乗算回路２４とにより構成さ
れる。

【００１４】次に、コンスタントピーク回路１６の動作
を説明する。まず、コンスタントピーク回路１６は、並
列／直列変換器４の出力信号ｘ（ｋ）を入力信号とす
る。ここでｋは、１からＦＦＴサイズｍまでの数値を表
し、ｘ（１）からｘ（ｍ）は逆ＦＦＴ回路３でシンボル
周期毎に逆フーリエ変換された時系列データの複素信号
の集合である。以下、このｘ（１）からｘ（ｍ）を「Ｆ
ＦＴサイズ単位」と呼ぶものとする。入力信号はコンス
タントピーク回路１６中で２つに分岐され、分岐された
一方の信号は、振幅計算回路１８に入力される。振幅計
算回路１８は、この信号ｘ（ｋ）の振幅｜ｘ（ｋ）｜を
計算し、比較回路１９に対し入力する。

【００１５】比較回路１９は、入力された｜ｘ（ｋ）｜
と比較回路１９の出力信号であって１シンボル前の出力
ｙ（ｋ−１）とを比較して値の大きい方をｙ（ｋ）
（ｋ：１≦ｋ≦ｍ）として出力する。比較回路１９はこ
の処理をＦＦＴサイズ単位で、すなわち、ｋが１からｍ
まで繰り返す。１シンボル遅延回路２０は、比較回路１
９からの信号ｙ（ｋ）を保持し、１シンボル分遅延させ
た信号ｙ（ｋ−１）を比較回路１９に対し出力する。こ
の比較回路１９と１シンボル遅延回路２０との組み合わ
せにより、｜ｘ（１）｜から｜ｘ（ｍ）｜の中の値のう
ち、最大の値が求められることになる。なお、比較回路
１９は、次のＦＦＴサイズ単位、つまり次のシンボル周
期の最初の信号｜ｘ（１）｜が入力されたとき、強制的
に、この｜ｘ（１）｜の値をｙ（１）として出力するも
のとする。

【００１６】ホールド回路２１は、比較回路１９がｙ
（ｍ）を出力したタイミングで、その値をホールドす
る。これにより、ホールド回路２１は、ＦＦＴサイズ単
位の時系列データｘ（１）からｘ（ｍ）のうちの絶対値
の最大値、つまりピーク値をホールドすることになる。
ホールド回路２１は、比較回路２１がｙ（ｍ）を出力し
たタイミング毎にその値をホールドすることから、次の
ＦＦＴサイズ単位の時系列データがすべてコンスタント
ピーク回路１６に入力されるまでの時間、その値を保持
することになるホールド回路２１の出力は、ＲＯＭ・２
２に入力される。ここで、ＲＯＭ・２２は入力したｙ
（ｍ）の値をアドレスとして、そのアドレス値に対し
［Ａｃｐ÷ｙ（ｍ）］という値を記憶しているものとす
る。また、定数Ａｃｐは、プリディストータ１７の入力
レンジであるものとする。そして、ＲＯＭ・２２は、入
力されたｙ（ｍ）の値をアドレスとして、そのアドレス
に対応して記憶されている値［Ａｃｐ÷ｙ（ｍ）］を乗
算回路２４に対し出力する。

【００１７】また、コンスタントピーク回路１６の中で
分岐された他方の入力信号は、遅延回路２３に入力され
る。遅延回路２８は、この入力信号ｘ（ｋ）をｍシンボ
ル分遅延させて乗算回路２４に対し出力する。乗算回路
２４は、ＲＯＭ・２２からの信号と遅延回路からの信号
ｘ（ｋ）を乗算し、出力する。このように、コンスタン
トピーク回路１６は、入力信号に対して振幅のピーク値
をＦＦＴサイズ単位毎に検出し、ｘ（ｋ）×［Ａｃｐ÷
ｙ（ｍ）］（ｋ：１≦ｋ≦ｍ）の演算を行い出力する。
すなわちコンスタントピーク回路１６の出力信号のピー
ク値は、ＦＦＴサイズ単位の時系列データにおいて、一
定値Ａｃｐとなる。

【００１８】なお、本実施の形態のコンスタントピーク
回路１６は、ＲＯＭ・２２を介して値［Ａｃｐ÷ｙ
（ｍ）］を出力するようにしている。ここで、値ｙ
（ｍ）が所定の範囲内の値であること、ＲＯＭは除算回
路より高速であること、除算回路はゲート数が多くなる
ことから、上述のようにＲＯＭ・２２を用いることが好
ましいが、ＲＯＭ・２２の代わりに除算器を設け、この
除算器が入力値ｙ（ｍ）に対し除算結果［Ａｃｐ÷ｙ
（ｍ）］を出力するようにしてもよい。

【００１９】なお、コンスタントピーク回路の詳細につ
いては、例えば、松本，望月，梅比良“広帯域マイクロ
ＯＦＤＭシステム用ピーク電力低減法の検討”，電子情
報通信学会技術報告RCS97-143 pp.103-110（1997・10）
を参照されたい。

【００２０】次に、プリディストータ１７の構成および
動作を説明する。図３は、プリディストータ１７の一構
成例を示した図である。なお、図３においても、太線で
示す信号は同相信号Ｉと直交信号Ｑの２成分からなる複
素信号を表し、細線で示す信号は１成分の実数信号を表
している。図３に示すように、プリディストータ１７
は、振幅計算回路２５、ＲＯＭ・２６、複素乗算回路２
７とにより構成される。

【００２１】次に、プリディストータ１７の動作を説明
する。プリディストータ１７はシンボル整形回路５の出
力信号ｚ（ｋ）入力し、この入信号ｚ（ｋ）を２つに分
岐する。分岐された一方の入力信号は振幅計算回路２５
に入力される。振幅計算回路２５は、入力されたｚ
（ｋ）の振幅｜ｚ（ｋ）｜を計算して、その値をＲＯＭ
・２６に入力する。ＲＯＭ・２６は、入力された値｜ｚ
（ｋ）｜をアドレスとして記憶されているＯＦＤＭ送信
部の後段部により生じる非線形歪の逆特性の値を読み出
し、この逆特性値を補償信号ｐ（ｋ）として出力する。
ここで、ＲＯＭ・２６に記憶されている逆特性は、測定
されたＯＦＤＭ送信部の後段部により生じる非線形歪の
特性に基づき求められた値とする。複素乗算回路２７
は、プリディストータ１７への入力信号ｚ（ｋ）とＲＯ
Ｍ・２６からの補償信号ｐ（ｋ）の２つの複素信号を複
素乗算し、出力する。こうして、プリディストータ１７
は、入力信号に対してＯＦＤＭ送信部の後段部で生じる
非線形歪の逆特性を乗算して出力する。

【００２２】次に、ＯＦＤＭ用歪補償回路の動作を図４
を用いて再度説明する。図４は、ＯＦＤＭ送信部の後段
で生じる非線形歪特性と、プリディストータ１７の入出
力特性を示す図である。ここで、ＯＦＤＭ送信部の非線
形歪特性では利得を１、増幅器１０の飽和点を１として
線形特性からのずれを示している。プリディストータ１
７の入出力特性はＯＦＤＭ送信部の非線形歪特性の逆特
性であり、両者は４５度の線形特性について線対称にな
っている。例えば、入力振幅ＡがＯＦＤＭ送信部に入力
された場合、回路が線形的であれば所望の出力Ｃを得ら
れるはずであるが、非線形性のために出力振幅がＢとな
る。このずれを補償するため図１に示すように、ＯＦＤ
Ｍ送信部の所定位置にプリディストータ１７を挿入し、
これによりＯＦＤＭ送信部の非線形歪特性の逆特性を作
る。すなわち、図４においてプリディストータ１７に入
力振幅Ａが入力されると、プリディストータ１７は振幅
Ｄを出力する。この振幅Ｄに相当する振幅ＥがＯＦＤＭ
送信部の後段部に入力振幅Ｅとして入力される。その結
果、ＯＦＤＭ送信部から非線形歪が補償された振幅Ｃが
出力されることになる。このように、図４の例では、増
幅器１０の飽和点を１としていることから、プリディス
トータ１７への入力振幅が０から１までの間の信号に対
して、増幅器１０からは出力信号が０から１に線形化さ
せた信号が出力されるようになる。

【００２３】ＯＦＤＭ送信部の振幅に関する入力振幅−
出力振幅特性（ＡＭ−ＡＭ特性）について説明したが、
位相に関する入力振幅−出力位相特性（ＡＭ−ＰＭ特
性）についても同様にプリディストータ１７で行われる
複素乗算により補償することができる。

【００２４】ところで、ＯＦＤＭ信号は、複数のサブキ
ャリアを伝送するため、各サブキャリアの位相が一致す
るとピーク電力がかなり高くなる。一方、各サブキャリ
アの位相が一致しないと小さなピーク電力となる。この
ように、ＯＦＤＭ信号は、振幅変動が非常に大きい。例
えばサブキャリア数ｎが４８であって、全てのサブキャ
リアが同相で重なる場合、ＯＦＤＭ信号の振幅値は瞬間
的にその平均値の４８倍に達する。このことは増幅器１
０において飽和点からの出力バックオフが約１６．８ｄ
Ｂ必要とすることになる。これは増幅器の電力効率の観
点から非常に悪い。このため本発明のＯＦＤＭ用歪補償
回路は、コンスタントピーク回路１６を併用してプリデ
ィストータ１７より前段に挿入している。これにより、
時系列データのピーク値をプリディストータ１７への入
力レンジを図４の横軸にあるＡｃｐ以下の値とすること
ができる。よって、プリディストータ１７は、歪補償が
可能な領域内で動作することができるようになる。

【００２５】上記で説明したように、コンスタントピー
ク回路１６によりプリディストータ１７の入力信号のピ
ーク値はＡｃｐとなる。よって、このＡｃｐの値はプリ
ディストータ１７の最大動作点、すなわち図４の横軸に
ある１以下あるいは１より小さい値であることが、線形
特性を得るためには望ましい。しかしながら、後述する
ように本発明のＯＦＤＭ用歪補償回路を用いた場合、増
幅器１０の出力電力は飽和点より低下する。そのため増
幅器１０の電力効率が悪くなる。これを防ぐために、コ
ンスタントピーク回路１６のＡｃｐの値を１より大きい
値とすることで、増幅器１０の出力電力を高くすること
ができる。ただし、この場合、プリディストータ１７の
動作領域から外れる信号がプリディストータ１７に入力
されることになり、増幅器１０の出カにおいて補償でき
ない非線形歪が生じることになる。よって、電力効率を
高めるためにＡｃｐの値を１より大きい値とする場合、
このＡｃｐの値は増幅器１０の出力レベルと非線形歪の
補償効果とのトレードオフによって調整・決定するとよ
い。

【００２６】図５は、サブキャリア数を４８とした場合
のＯＦＤＭ信号のスペクトラム特性について、適当な非
線形特性の増幅器モデルを用いて計算したシミュレーシ
ョン結果を示す図である。図５において、図７に示すよ
うなＯＦＤＭ送信部の構成であって歪補償を行わない場
合、ＯＦＤＭ信号の信号帯域外に非線形歪がみられる。
一方、本発明のＯＦＤＭ用歪補償回路をＯＦＤＭ送信部
に加えることにより、ＯＦＤＭ信号の信号帯域外の非線
形歪が除去されている。ただし、本発明のＯＦＤＭ用歪
補償回路を用いた場合、増幅器の出力電力は飽和点から
約７ｄＢ程度減少する。このため、図５に示す「歪補償
なし」として示すスペクトラム特性は増幅器の出力バッ
クオフを７ｄＢとして比較している。なお、他のシミュ
レーション結果より、コンスタントピーク回路１６を用
いてピーク電力を低減しただけでは、図４に示す増幅器
の出力バックオフ７ｄＢの場合とほとんど変わらないス
ペクトラム特性となることが確認されている。このこと
から、本発明のＯＦＤＭ用歪補償回路にあるようにコン
スタントピーク回路１６とプリディストータ１７とを一
緒に動作させることにより、大きな補償効果が得られる
ことがわかる。ところで、図３のようにデジタル回路で
プリディストータ１７を実現する場合、図５に示すよう
な広帯域な歪補償効果を得るためには、歪の生じる周波
数帯域をカバーするために、ＦＦＴサイズｍを大きくす
る必要が生じるとともに、デジタル回路に対し動作速度
の高速化が要求されることもある。

【００２７】なお、本実施の形態において、プリディス
トータ１７は、ＲＯＭ・２６を介して補償信号ｐ（ｋ）
を複素乗算回路２７に出力しているがこれに限定される
ものではない。たとえば、ＲＯＭ・２６の代わりに、振
幅計算回路２５からの信号｜ｚ（ｋ）｜を入力信号と
し、補償信号ｐ（ｋ）を出力する演算回路を用いるよう
にしてもよい。なお、この場合の演算回路は、例えば入
力信号｜ｚ（ｘ）｜を変数とし補償信号ｐ（ｋ）を近似
する多項式の各係数を予め記憶しており、入力信号に応
じてこの多項式に基づく演算を行うことで、補償信号ｐ
（ｋ）を出力するようにする。

【００２８】以上のように、本発明のＯＦＤＭ用歪補償
回路は、ＯＦＤＭ送信部において逆フーリエ変換された
時系列データを入力してピーク電力を一定にするコンス
タントピーク回路１６と、ＯＦＤＭ送信部で発生する非
線形歪特性の逆特性を入力信号に付加するプリディスト
ータ１７とからなり、コンスタントピーク回路１６によ
りプリディストータ１７の入力レンジ内の一定値以下に
抑えられるようにしている。よって、プリディストータ
１７の入力レンジ以内で非線形歪を補償することがで
き、高精度な非線形歪補償が可能となる。

【００２９】（第２の実施の形態）図６は、本発明の第
２の実施の形態におけるＯＦＤＭ送信部の構成を示した
図である。第１の実施の形態に示すＯＦＤＭ用歪補償回
路は、この回路を構成するプリディストータ１７におい
て、振幅計算回路２５からの信号｜ｚ（ｋ）｜に対する
非線型歪を補償するための補償信号ｐ（ｋ）をＲＯＭ・
２６に記憶していることから、固定値となるのに対し、
本実施の形態におけるＯＦＤＭ用歪補償回路は増幅器１
０の出力において歪量が最小になるように自動的に調整
される点で相違する。以下では、本実施の形態における
ＯＦＤＭ用歪補償回路を図６を参照して説明する。

【００３０】本実施の形態におけるＯＦＤＭ用歪補償回
路は、並列／直列変換器４およびシンボル整形回路５の
間に挿入されたコンスタントピーク回路１６と、シンボ
ル整形回路５およびＤ／Ａ変換器６の間に挿入されたプ
リディストータ１７’と、フィードバック制御を行うた
めの復調回路４０およびプリディストータ制御回路４１
とにより構成される。ここで、図６においても、太線で
示す信号は同相信号Ｉと直交信号Ｑの２成分からなる複
素信号を表し、細線で示す信号は１成分の実数信号を表
している。なお、図６において、並列／直列変換器４以
前の直列／並列変換器１、マッピング回路２、逆ＦＦＴ
回路３は、紙面の都合から省略してある。また、図７、
図１の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その
説明を省略する。

【００３１】ＯＦＤＭ用歪補償回路は、前述のようにコ
ンスタントピーク回路１６と、プリディストータ１７’
と、復調回路４０と、プリディストータ制御回路４１と
により構成される。ここで、コンスタントピーク回路１
６は、第１の実施の形態で説明した通りであるが、プリ
ディストータ１７’は図３に示すＲＯＭ・２６の代わり
に書き換え可能な不揮発性のメモリ、例えばフラッシュ
メモリを備え、外部からの制御により書き換え可能とな
っている点が異なる。なお、以下において、プリディス
トータ１７’はＲＯＭ・２６の代わりにフラッシュメモ
リを備えているものとして説明する。また、復調回路４
０は、ＯＦＤＭ送信部の出力信号を入力信号とし、この
入力信号を復調する。なお、ここで言う”復調”とは、
プリディストータ１７’に入力される信号に相当する信
号まで増幅器１０からの出力信号を復調することを意味
するものとする。そして、プリディストータ制御回路４
１は、復調回路４０により復調された信号と、復調され
た信号に対応する変調前の信号との差の誤差信号に基づ
き、ＯＦＤＭ送信部において発生する非線型歪量が最小
となるようプリディストータ１７’の最適調整点を設定
する。

【００３２】ここで、復調回路４０は、増幅器１０から
の信号を適当な電力値に下げる減衰器２９と、無線周波
数帯の信号を中間周波数帯に変換する周波数変換器３０
と、中間周波数帯の信号をベースバンド帯に変換する直
交検波器３１と、所定の高周波をカットする低域通過フ
ィルタ３２と、アナログ信号をデジタル信号に変換する
Ａ／Ｄ変換器３３とにより構成される。

【００３３】また、プリディストータ制御回路４１は、
遅延回路３６と合成回路３４と制御回路３５とにより構
成される。そして、遅延回路３６は、プリディストータ
１７’へ信号が入力されその信号が復調回路４０から出
力されるまでの時間に相当する時間分、シンボル整形回
路５からの信号を遅延させ、その遅延させた信号を合成
回路３４および制御回路３５に出力する。また、合成回
路３４は遅延回路３６からの信号と復調回路４０からの
信号との差を取り、その差分を誤差信号として制御回路
３５へ出力する。そして、制御回路３５は、誤差信号出
力回路３６からの誤差信号に基づき、ＯＦＤＭ送信部に
おいて発生する非線型歪量が最小となるようプリディス
トータ１７’内のフラッシュメモリの記憶内容を書き換
えることにより最適調整点を設定する。

【００３４】次に、ＯＦＤＭ用歪補償回路の動作、特に
フィードバック制御を行うための復調回路４０、プリデ
ィストータ制御回路４１の動作を中心にその動作を説明
する。

【００３５】増幅器１０からの出力信号が、復調回路４
０に入力されると、復調回路４０は、プリディストータ
１７’に入力される信号に相当する信号までの復調、す
なわち、この入力信号をベースバンドのデジタル信号に
して出力する。すなわち、復調回路４０は、図６のＤ／
Ａ変換器６から増幅器１０までの信号処理に対して逆方
向の処理を行い、プリディストータ１７’に出力される
信号に相当する信号を出力する。この復調回路４０の動
作をより具体的に説明すると、以下のようになる。ま
す、増幅器１０からの信号は、減衰器２９により適当な
電力値に下げられる。この減衰された無線周波数帯の信
号は周波数変換器３０に入力され、中間周波数帯に変換
されて出力される。出力された中間周波数帯の信号は、
直交検波器３１に入力されベースバンド帯に変換され
る。そして、この信号は低域通過フィルタ３２に入力さ
れ所定の高周波がカットされる。最後に低域通過フィル
タ３２からの出力アナログ信号がＡ／Ｄ変換器３３によ
りデジタル信号に変換されて、復調回路４０からこのデ
ジタル信号が出力される。

【００３６】次に、復調回路４０により復調された信号
と、シンボル形成回路５からの信号が、プリディストー
タ制御回路４１に入力される。すると、プリディストー
タ制御回路４１は、シンボル形成回路５からの信号を復
調回路４０からの信号に対応するように所定時間遅延さ
せ、この遅延させた信号とこの復調回路４０からの信号
との差の誤差信号に基づき、ＯＦＤＭ送信部において発
生する非線型歪量が最小となるようプリディストータ１
７’の最適調整点を設定する。より具体的には以下のよ
うになる。シンボル形成回路５からの信号は、遅延回路
３６に入力される。すると、遅延回路３６は、この入力
された信号がプリディストータ１７’から増幅器１０に
おいて処理され、さらに増幅器１０からの信号が復調回
路４０で処理されて出力されるまでの時間に相当する時
間、入力信号を遅延させる。そして、遅延回路３６は遅
延させた信号を合成回路３４および制御回路３５に出力
する。合成回路３４は、遅延回路３６と復調回路４０か
ら入力された信号の差を計算し、これを誤差信号として
制御回路３５に入力する。

【００３７】そして、制御回路３５は、合成回路３４か
らの誤差信号をプリディストータ１７’で補償できなか
った残留する非線形歪として、遅延回路３６からの信号
を利用してこれがなくなるようにプリディストータ１
７’の中のフラッシュメモリのメモリ内容を更新する。
なお、この更新の一例は、以下のようにして行う。制御
回路３５は、遅延回路３６からの入力信号の振幅値を変
数とし、プリディストータ１７’のフラッシュメモリか
ら出力される補償信号ｐ（ｋ）を近似する多項式の各係
数を予め記憶しているものとする。そして、制御回路３
５は、ＬＭＳアルゴリズム等を用いて、合成回路３４か
ら誤差信号がゼロになるように補償信号を近似する多項
式の各係数の修正を行う。修正を行った各係数を用い
て、フラッシュメモリの各アドレス（振幅値）に対応す
る補償信号ｐ（ｋ）をそれぞれ求め、フラッシュメモリ
のメモリ内容を求めた値にそれぞれ更新する。なお、第
１の実施の形態で説明したように、プリディストータ１
７’がフラッシュメモリの代わりに、入力信号｜ｚ
（ｘ）｜を変数とし補償信号ｐ（ｋ）を近似する多項式
の各係数を予め記憶して、入力信号に応じてこの多項式
に基づく演算を行うことで補償信号ｐ（ｋ）を出力する
演算回路により構成されてい場合、制御回路３５の動作
は次のようになる。制御回路３５は、ＬＭＳアルゴリズ
ム等を用いて、合成回路３４から誤差信号がゼロになる
ように、補償信号ｐ（ｋ）を近似する多項式の各係数の
修正を行なう。そして、前述の演算回路に記憶されてい
る多項式の各係数を、制御回路３５において修正を行っ
た各係数に置き換える処理を行うことで、ＯＦＤＭ送信
部において発生する非線型歪量が最小となるよう制御す
る。

【００３８】以上のようにして、フィードバック制御を
行うための復調回路４０、プリディストータ制御回路４
１が動作する。これにより、ＯＦＤＭ送信部の後段部の
周波数変換器９あるいは増幅器１０の非線形歪特性の温
度変化及び経年変化によってプリディストータの補償特
性が劣化することを防ぎ、安定な補償効果を維持でき
る。

【００３９】なお、第２の実施の形態におけるプリディ
ストータ１７’に対する自動調整は常時行う必要はな
く、適当な時間間隔で行えばよい。なぜならば、周波数
変換器９あるいは増幅器１０の非線形歪特性の温度変化
及び経年変化は、急に生じるものではないからである。

【００４０】また、ＯＦＤＭ送信部とＯＦＤＭ受信部と
を備えたＯＦＤＭ装置に第２の実施の形態で説明したＯ
ＦＤＭ用歪補償回路を適用する場合、復調回路４０は、
本来ＯＦＤＭ用受信部として使われている回路を兼用
し、本装置が未受信時の空いている時間を利用してプリ
ディストータ１７の自動調整を行うようにしてもよい。
これにより、ＯＦＤＭ用歪補償回路の構成をコンスタン
トピーク回路１６、プリディストータ１７’、プリディ
ストータ制御回路４１にすることができ、回路規模を小
さく抑えるとともに、コスト低減を図れるようになる。

【００４１】なお、上記２つの実施の形態において、コ
ンスタントピーク回路１６は、並列／直列変換器１６と
シンボル形成回路５との間に挿入され、プリディストー
タ１７or１７’は、シンボル形成回路５とＤ／Ａ変換器
６との間に挿入されるものとして説明したが、これに限
定されるものではない。すなわち、コンスタントピーク
回路１６は、逆ＦＦＴ回路３とＤ／Ａ変換６との間であ
れば、いずれの位置に挿入されてもよい。ただし、逆Ｆ
ＦＴ回路３と並列／直列変換器４との間にコンスタント
ピーク回路１６を挿入した場合、コンスタントピーク回
路１６に入力される信号はパラレル信号となるので、図
２に示す構成とやや異なるものとなる。しかし、その場
合でも、コンスタントピーク回路１６の機能は、逆フー
リエ変換された信号を、プリディストータの入力レンジ
内となるように入力された信号のピーク値を補正する点
で同じである。また、プリディストータ１７or１７’
は、コンスタントピーク回路１６より後段であって、増
幅器１０より前段であれば、いずれの位置に挿入される
ものであってもよい。なお、Ｄ／Ａ変換器６以降にプリ
ディストータを挿入する場合、プリディストータ１７or
１７’は、図８に示すようなアナログ回路で構成される
プリディストータとなる。また、この場合、第２の実施
の形態で説明したプリディストータ制御回路４１は、可
変位相器１２と可変減衰器１３を制御することになる。
そして、遅延回路３６には、プリディストータに入力さ
れる信号を分岐した信号が入力されることになるととも
に、復調回路４０は、プリディストータに入力される信
号に相当する信号まで復調するための回路により構成さ
れることになる。

【００４２】（第３の実施の形態）図９は、本発明の第
３の実施の形態におけるＯＦＤＭ送信部の構成を示した
図である。以下では、本実施の形態におけるＯＦＤＭ用
歪補償回路を図９を参照して説明する。なお、図９にお
いても、太線で示す信号は同相信号Ｉと直交信号Ｑの２
成分からなる複素信号を表し、細線で示す信号は１成分
の実数信号を表している。また、図１あるいは図７の各
部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省
略する。

【００４３】図９に示すＯＦＤＭ送信部は、第１の実施
の形態におけるＯＦＤＭ送信部の前段に、誤り訂正符号
回路４２とインタリーブ回路４３とが新たに追加された
構成となっている。ここで、誤り訂正符号回路４２は、
入力された送信データに対し誤り訂正符号化処理を行
う。誤り訂正符号としては、畳み込み符号、巡回冗長符
号（ＣＲＣ：Cyclic Redundancyn Check）、リード・ソ
ロモン符号（Reed-Solomon Code）等があるが、誤り訂
正が行える符号化処理であれば、どのようなものであっ
てもよい。また、インタリーブ回路４３は、誤り訂正符
号回路４２からの出力データに対し、２以上のＯＦＤＭ
シンボル長単位で、そのデータの順番変更の処理を行
う。そして、インタリーブ回路４３からの出力信号、す
なわち順番の変更されたデータを、直列／並列変換器１
への入力データとしている。

【００４４】ところで、インタリーブ回路がデータの順
番を変更するために一度に蓄える量であるインタリーブ
の容量は、通常、１［ＯＦＤＭシンボル長］のデータ量
である。これは、伝送過程で生じる誤りが連続している
サブキャリアで起こることが多く、この連続した誤りを
インタリーブ回路でランダマイズして誤り訂正を処理す
ることで誤り訂正の能力を向上させることを目的とする
からである。一方、本実施の形態のインタリーブ回路４
３におけるインタリーブの容量は、２以上のＯＦＤＭシ
ンボル長のデ−タ量としている。これは、以下の理由に
よる。本発明のＯＦＤＭ用歪補償回路を備えたＯＦＤＭ
送信部は、コンスタントピーク回路１６を用いているこ
とから、ＯＦＤＭシンボルの振幅の大きさが制限され、
その結果、雑音の影響を受け、誤りが生じやすくなって
いる。また、コンスタントピーク回路１６は、ＯＦＤＭ
シンボル単位で逆フーリエ変換されたＦＦＴサイズ単位
内に含まれる信号から振幅のピーク値を求め、この値が
値ＡｃｐとなるようにＦＴＴサイズ単位でそれに含まれ
る信号の振幅調整を行っている。そのため、特にＦＦＴ
サイズ単位において、その中の特定の信号の振幅が他の
信号の振幅に対して突出して大きい場合、他の信号の振
幅値は著しく小さな値に調整され、その結果、ＦＦＴサ
イズ単位すなわちＯＦＤＭシンボル単位で誤りが生じ易
くなるからである。よって、ＯＦＤＭシンボル長を単位
とし、誤りの生じやすいＯＦＤＭシンボルを他のＯＦＤ
Ｍシンボルと一緒にしてインタリーブ回路４３によりラ
ンダマイズを行うことで、誤り訂正を効果的に行えるよ
うになる。

【００４５】なお、本実施の形態において、図では省略
してあるが、図９のＯＦＤＭ送信部からの信号を受信す
るＯＦＤＭ受信部にも当然のことながら送信部に対応し
て、インタリーブ回路と誤り訂正復号回路とが設けられ
る。そして、ＯＦＤＭ受信部のインタリーブ回路により
受信データの順番を本来の順番に戻した後、誤り訂正復
号回路により伝送過程で生じたデータの誤りを訂正する
処理がなされることになる。

【００４６】また、第３の実施の形態では、第１の実施
の形態で示したＯＦＤＭ送信部の前段に誤り訂正符号回
路４２およびインタリーブ回路４３を設けるものとして
説明したが、同様に、第２の実施の形態で示したＯＦＤ
Ｍ送信部の前段に誤り訂正符号回路４２およびインタリ
ーブ回路４３を設けてもよい。

【００４７】以上、この発明の実施形態を図面を参照し
て詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限ら
れるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の
設計等も含まれる。

【００４８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によるＯＦ
ＤＭ用歪補償回路によれば、下記の効果を得ることがで
きる。

【００４９】本発明のＯＦＤＭ歪補償回路は、ＯＦＤＭ
送信部において逆フーリエ変換された信号を入力してピ
ーク電力を一定にするコンスタントピーク回路と、ＯＦ
ＤＭ送信部で発生する非線形歪特性の逆特性を入力信号
に付加するプリディストータからなり、コンスタントピ
ーク回路によりプリディストータの入力電力を入力レン
ジ以内になるように一定値以下に抑えている。これによ
り、プリディストータは入力レンジ以内で非線形歪を補
償できるようになり、高精度な非線形歪補償が可能とな
る。

【００５０】また、本発明のＯＦＤＭ歪補償回路は、フ
ィードバック制御を行うための復調回路４０、プリディ
ストータ制御回路４１を備える。これにより、ＯＦＤＭ
送信部の後段で発生する非線形歪特性の温度変化及び経
年変化によってプリディストータの補償特性が劣化する
ことを防ぎ、安定な補償効果を維持できる。

【００５１】また、本発明のＯＦＤＭ歪補償回路は、送
信データに対し誤り訂正符号化処理を行う誤り訂正符号
回路と、２以上のＯＦＤＭシンボル長単位で誤り訂正符
号化処理のなされた送信データの順番変更を行うインタ
リーブ回路とをさらに備え、インタリーブ回路の出力信
号をＯＦＤＭ送信部への入力信号としている。本発明の
ＯＦＤＭ歪補償回路では、コンスタントピーク回路を用
いていることから、ＯＦＤＭシンボルは振幅の大きさを
制限され、その結果、雑音の影響を受け誤りやすくなっ
ている。しかし、複数のＯＦＤＭシンボル長単位でデー
タの順番変更を行うインタリーブ回路をさらに設けるこ
とで、この誤りやすいＯＦＤＭシンボルを他のＯＦＤＭ
シンボルとランダマイズすることになり、誤り訂正を効
果的に行えるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ
送信部の構成を示した図である。

【図２】コンスタントピーク回路の一構成例を示した
図である。

【図３】デジタル回路で構成されるプリディストータ
の一構成例を示した図である。

【図４】入出力特性を示した図である。

【図５】ＯＦＤＭ信号のスペクトラム特性を示した図
である。

【図６】本発明の第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ
送信部の構成を示した図である。

【図７】一般的なＯＦＤＭ送信部の構成を示した図で
ある

【図８】アナログ回路で構成されるプリディストータ
の一構成例を示した図である。

【図９】本発明の第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ
送信部の構成を示した図である。

【符号の説明】

１直列／並列変換器２マッピン
グ回路３逆ＦＦＴ回路４並列／直
列変換器５シンボル整形回路６Ｄ／Ａ変
換器７低域通過フィルタ８直交変調
器９周波数変換器１０増幅器１６コンスタントピーク回路１７プリデ
ィストータ２９減衰器３０周波数
変換器３１直交検波器３２低域通
過フィルタ３３Ａ／Ｄ変換器３４合成回
路３５制御回路３６遅延回
路４０復調回路４１プリデ
ィストータ制御回路４２誤り訂正符号回路４３インタ
リーブ回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者梅比良正弘東京都新宿区西新宿三丁目19番２号日本電信電話株式会社内 (72)発明者溝口匡人東京都新宿区西新宿三丁目19番２号日本電信電話株式会社内Ｆターム(参考） 5K022 AA01 AA16 DD01 DD23 DD24 5K046 AA05 BA04 DD16 EE19 EE52 EE59 EF46 5K060 BB07 CC04 HH02 KK02 KK06 LL23

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】コンスタントピーク回路、プリディスト
ータからなるＯＦＤＭ用歪補償回路において、前記コンスタントピーク回路は、ＯＦＤＭ送信部におい
て逆フーリエ変換された信号を入力し、前記プリディス
トータの入力レンジ内となるように入力された信号のピ
ーク値を補正して出力し、前記プリディストータは、前記コンスタントピーク回路
より後段に接続され、前記ＯＦＤＭ送信部の後段部にお
いて発生する非線型歪特性の逆特性を入力信号に付加し
て出力することを特徴とするＯＦＤＭ用歪補償回路。
【請求項２】前記ＯＦＤＭ用歪補償回路は、前記ＯＦＤＭ送信部の出力信号を入力信号とし、該入力
信号を復調する復調回路と、前記復調回路により復調された信号と、該復調された信
号に対応する変調前の信号との差の誤差信号に基づき、
前記ＯＦＤＭ送信部において発生する非線型歪量が最小
となるよう前記プリディストータの最適調整点を設定す
るプリディストータ制御回路とをさらに備えたことを特
徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ用歪補償回路。
【請求項３】前記ＯＦＤＭ用歪補償回路は、前記ＯＦＤＭ送信部がＯＦＤＭ受信部と一体をなす場
合、該ＯＦＤＭ受信部の復調回路を前記ＯＦＤＭ用歪補
償回路の復調回路として用いることを特徴とする請求項
２に記載のＯＦＤＭ用歪補償回路。
【請求項４】前記ＯＦＤＭ用歪補償回路は、送信データに対し誤り訂正符号化処理を行う誤り訂正符
号回路と、２以上のＯＦＤＭシンボル長単位で、前記誤り訂正符号
回路により誤り訂正符号化処理のなされた送信データの
順番変更を行うインタリーブ回路とをさらに備え、前記インタリーブ回路の出力信号を前記ＯＦＤＭ送信部
への入力信号とすることを特徴とする請求項１または請
求項２に記載のＯＦＤＭ用歪補償回路。