JP3451947B2 - Ｏｆｄｍ変調器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、直交周波数分割
多重方式の直交変調器に関し、特に高出力の信号増幅に
伴って発生する信号の非線形歪みを有効に補償する機能
を有するＯＦＤＭ変調器に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来からマルチパス干渉の妨害に強く周
波数利用効率の高い周波数多重変調方式として直交周波
数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiple
xing；以下、ＯＦＤＭという）方式が知られている。

【０００３】ＯＦＤＭ変調器は、送信するディジタルデ
ータ列を多値ディジタルデータに符号化し、互いに直交
する周波数を有する複数の搬送波によって変調し、多数
の変調信号を周波数多重する。

【０００４】作成された多重変調信号は、高出力増幅器
によって増幅された後、送信信号として伝送路に送出さ
れる。

【０００５】しかし、高出力増幅器は通常非線形特性を
有しているため、この高出力増幅器を通過する信号は、
非線形特性に起因する非線形歪みを受ける。この場合、
当該チャネルの送信信号が歪むだけでなく、隣接のチャ
ネルに不要な周波数成分が生じるいわゆる隣接チャネル
干渉が生じる。このため、隣接チャネルの通信が妨害さ
れる現象も生じる。

【０００６】特に、マルチキャリア伝送は、送信機にお
いて複数のサブキャリアを共通増幅するため、シングル
キャリア方式に比べてより非線形歪みの影響を受けやす
い。

【０００７】この問題を解消するための技術の１つとし
て、たとえばＧｉｒａｒｄの特許がある（米国特許第
４，４６２，００１号参照）。Ｇｉｒａｒｄの特許で
は、非線形部を通過すると歪みがなくなるように、直交
変調器において送信信号を予め歪ませるプリディストー
ションが行なわれる。より具体的には、Ｇｉｒａｒｄの
特許は、高出力増幅器を非線形歪みの補償対象としてお
り、高出力増幅器の製造メーカーが公開している包絡線
モデルすなわち非線形特性に基づいて、非線形歪みがな
くなるようにプリディストーションを行なっている。

【０００８】ところで、高出力増幅器の非線形特性は、
一定ではなく時間的に変化する性質を有している。しか
しながら、Ｇｉｒａｒｄの特許では、非線形特性の経時
変化に対する措置については何ら触れられていない。そ
のため、Ｇｉｒａｒｄの特許では、送信信号の非線形歪
みを長期間補償することはできないという問題がある。

【０００９】そこで、高出力増幅器などの非線形部の特
性の経時変化に対処する技術として、いわゆるＷｏｎら
の技術が提唱されている。（例えば、Won et al.“An A
daptive Data Predistorter for Compensation of Nonl
inear Distortion in OFDM Systems, ”IEEE Trans. Co
mmun.. vol. 45, pp.1167-1171, Oct. 1997 参照）図１
９および２０は、ＯＦＤＭシステムにおけるＷｏｎの提
唱するプリディストーションの方法を説明するためのブ
ロック図である。

【００１０】図１９は、一般的なＯＦＤＭシステムの構
成を示す概略ブロック図である。図１９を参照して、入
力されたディジタルデータ列はＱＡＭ符号化器８００に
よって符号化された後、直列データを並列のデータ列に
変換する変換回路（以下、Ｓ／Ｐ変換回路という）８１
０において、搬送波の数に等しいＮ個の並列なデータ列
に変換される。

【００１１】これらのデータ列は、互いに直交する周波
数を有するＮ個の搬送波８２０によって変調された後、
並列のデータ列を直列データに変換する変換回路（以
下、Ｐ／Ｓ変換器という）８３０において直列化されＯ
ＦＤＭ信号となる。ＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換回路８
４０，直交変調回路８５０を経て高出力増幅器８６０に
送られる。非線形特性を有する高出力増幅器８６０は、
送信信号を高出力増幅して伝送路８７０に送出する。

【００１２】直交復調回路８８０〜ＱＡＭ復号化回路９
３０は、上述したＯＦＤＭ変調と逆の動作である復調を
行なうことによってディジタルデータ列を取り出す。

【００１３】図２０は、図１９のＯＦＤＭ変調器にプリ
ディストーションを適用するシステムの概略ブロック図
である。

【００１４】図２０を参照して、Ｐ／Ｓ変換回路８３０
によって直列化されたＯＦＤＭ信号は、アドレス生成回
路９６０およびＲＡＭテーブル９７０によってプリディ
ストーションを施された後、Ｄ／Ａ変換回路８４０に送
出される。すなわち、高出力増幅器８６０を通過して伝
送路８７０へ送出される送信信号が非線形歪みを持たな
いように、送信されるべきディジタル信号ｘｎは、予め
歪みを与えられた信号ｙｎに変換される。

【００１５】さらに、非線形部である高出力増幅器８６
０を通過した信号は、直交復調回路８８０、Ａ／Ｄ変換
回路８９０によって元のディジタル信号に戻される。加
算回路９５０は、この信号と送信されるべき信号ｘｎと
の誤差を求めている。

【００１６】Ｗｏｎらの技術は、この誤差信号を反映し
てＲＡＭテーブル９７０のデータを更新することによっ
て、高出力増幅回路８６０の非線形特性が経時的に変化
した場合にも、非線形歪みを良好に補償することを目的
としている。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ようにＷｏｎの技術でプリディストーションを行なった
場合、非線形部を通過した後のデータに基づいた差分を
送信すべき信号から差引くようにしているから、非線形
歪みを完全に補償することはできない。これは、差分成
分が非線形部を通過する際に、差分に対する非線形歪み
が生じるから、その差分に生じた歪み分を補償すること
ができないからである。

【００１８】また加算回路９５０にて比較される復調さ
れた送信信号と送信すべき信号との間には、時間的な遅
れが存在しているので、この点からも非線形歪みを完全
に補償することは困難である。

【００１９】この発明は、上記のような問題点を解決す
るためになされたものであって、その目的は高出力増幅
器の非線形特性を経時変化に対応して補償し、送信信号
から非線形歪みを良好に除去することができるＯＦＤＭ
変調器を提供することである。

【００２０】

【課題を解決するための手段】請求項１記載のＯＦＤＭ
変調器は、送信するディジタルデータ列を受け、Ｉ軸お
よびＱ軸データからなる複素ディジタル信号である多値
ディジタルデータに変換し、さらに逆離散フーリエ変換
を行ってベースバンド信号を出力するＩＤＦＴ手段と、
非線形部によって発生する非線形歪みを補償するため
に、ベースバンド信号を受けて、ベースバンド信号を予
め歪ませて得られるプリディストーション信号を出力す
るプリディストーション手段と、プリディストーション
手段の出力に直交変調処理を施してＯＦＤＭ信号を生成
して、ＯＦＤＭ信号を非線形部に送出する直交変調手段
と、非線形部を通過したＯＦＤＭ信号を受けて、直交変
調処理とは逆の処理である直交復調処理を施す直交復調
手段と、プリディストーション手段の出力および直交復
調手段により復元された信号を受けて非線形部の非線形
特性を求め、非線形特性をプリディストーション手段に
出力するモデリング手段とを備える。

【００２１】請求項２記載のＯＦＤＭ変調器は、請求項
１記載のＯＦＤＭ変調器であって、プリディストーショ
ン信号を受け、プリディストーション信号を遅延させて
モデリング手段に送出する遅延手段をさらに備える。

【００２２】請求項３記載のＯＦＤＭ変調器は、送信す
るディジタルデータ列を受けてＯＦＤＭ信号を生成し、
非線形特性を有する非線形部へ出力するＯＦＤＭ変調器
であって、送信するディジタルデータ列を受け、Ｉ軸お
よびＱ軸データからなる複素ディジタル信号である多値
ディジタルデータに変換し、さらに逆離散フーリエ変換
を行ってベースバンド信号を出力するＩＤＦＴ手段と、
非線形部によって発生する非線形歪みを補償するため
に、ベースバンド信号を受けて、ベースバンド信号を予
め歪ませて得られるプリディストーション信号を出力す
るプリディストーション手段と、プリディストーション
手段の出力に直交変調処理を施してＯＦＤＭ信号を生成
して、ＯＦＤＭ信号を非線形部に送出する直交変調手段
と、非線形部を通過したＯＦＤＭ信号を受けて、直交変
調処理とは逆の処理である直交復調処理を施す直交復調
手段と、直交復調手段により復元された信号を受けて、
プリディストーション信号を推定し、推定された推定プ
リディストーション信号を送出する送信信号推定手段
と、推定プリディストーション信号および直交復調手段
により復元された信号を受けて非線形部の非線形特性を
求め、非線形特性をプリディストーション手段に出力す
るモデル導出手段とを備える。

【００２３】請求項４記載のＯＦＤＭ変調器は、請求項
３記載のＯＦＤＭ変調器であって、ＩＤＦＴ手段は、送
信するディジタルデータ信号を受けて多値ディジタル信
号に変換する場合に、多値ディジタルデータのＩ軸およ
びＱ軸データの状態数を表す多値数を選択する多値数選
択手段をさらに含み、多値数選択手段は、プリディスト
ーション信号の推定処理が行われるたびに、多値数を小
さな値から大きな値に段階的に変更して設定する。

【００２４】請求項５記載のＯＦＤＭ変調器は、請求項
１記載のＯＦＤＭ変調器であって、プリディストーショ
ン手段は、非線形部への送信信号の振幅を調整するため
の振幅調整手段を含む。

【００２５】請求項６記載のＯＦＤＭ変調器は、請求項
１記載のＯＦＤＭ変調器であって、モデリング手段は、
非線形部の非線形特性のうち、入出力信号間の振幅の歪
みに関する逆特性を先に求め、次に振幅の歪みに関する
逆特性の線形な部分の傾きが１となるように補正された
逆特性を求める。

【００２６】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態のＯ
ＦＤＭ変調器が適用される地上波テレビ放送システムの
構成を示す概念図である。

【００２７】図１を参照して、この地上波テレビ放送シ
ステムは、放送局１の送信機２から番組に対応する送信
信号をケーブル３を介して電波塔４に伝送し、電波塔４
から送信信号に基づく電波を放射することにより、番組
を家庭５に提供するものである。

【００２８】送信機２は、ＯＦＤＭ変調器６を備えてい
る。ＯＦＤＭ変調器６では、番組に対応するディジタル
データに基づくＯＦＤＭ変調処理が実行され、ＯＦＤＭ
変調信号が作成される。送信機２は、この作成されたＯ
ＦＤＭ変調信号を送信信号としてケーブル３を介して電
波塔４に伝送する。

【００２９】家庭５には、受信アンテナ７、チューナ８
およびテレビ受像機９が備えられている。受信アンテナ
７において電波が受信されると、当該受信電波に基づく
受信信号にはチューナ８においてＯＦＤＭ復調が施さ
れ、元のディジタルデータが復元される。この復元され
たディジタルデータは、テレビ受像機９に与えられる。
これにより、テレビ受像機９において番組を視聴するこ
とができる。

【００３０】図２は、本発明の第１の実施の形態のＯＦ
ＤＭ変調器１００を備える送信機２の構成を示す概略ブ
ロック図である。

【００３１】図２を参照して、送信機２はディジタルデ
ータ列を受けてＯＦＤＭ信号ｘ（ｔ）を出力するＯＦＤ
Ｍ変調器６と、ＯＦＤＭ変調器６の出力を受けて非線形
歪みを伴う高出力増幅を行なって、送信信号ｙ（ｔ）を
送出する非線形部６０とを備えている。

【００３２】ＯＦＤＭ変調器１００は、送信するデータ
列を受けて、たとえば１６ＱＡＭ符号化によって複素数
データ信号への変換を行ない、さらに逆離散フーリエ変
換（Inverse Discrete Fourier Transform；以下ＩＤＦ
Ｔという）を施して直行分割周波数多重されたベースバ
ンド信号のＩ軸データおよびＱ軸データとしてｘｉ
（ｔ），ｘｑ（ｔ）を出力するＩＤＦＴ手段１０と、非
線形部６０で発生する非線形歪みを補償するために、ベ
ースバンド信号ｘｉ（ｔ），ｘｑ（ｔ）を受けて予めこ
れらの信号を歪ませる処理を行なってプリディストーシ
ョン信号Ｐｉ（ｔ），Ｐｑ（ｔ）を出力するプリディス
トーション手段２０と、プリディストーション信号に直
交変調処理を施してＯＦＤＭ信号ｘ（ｔ）を非線形部６
０に対して出力する直交変調手段３０と、非線形部６０
を通過した送信信号ｙ（ｔ）を受けて、上記直交変調手
段３０と逆の処理である直交復調処理を施して復調信号
ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）を出力する直交復調手段４０
と、プリディストーション信号Ｐｉ（ｔ），Ｐｑ（ｔ）
と上記復調信号ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）とを受けて非線
形部６０の非線形特性を求め、求めた特性をプリディス
トーション手段２０に出力するモデリング手段５０とを
備える。

【００３３】図３は、ＯＦＤＭ変調器１００の構成をよ
り詳細に示す概略ブロック図である。

【００３４】図３を参照して、ＩＤＦＴ手段１０は、送
信するディジタルデータ列を受けて、たとえば１６ＱＡ
Ｍ符号化によってＩ軸およびＱ軸データを有する複素数
データ信号である多値ディジタル信号ｚｎ（＝ａｎ＋ｊ
ｂｎ）に変換するマッピング回路１１および複素数化回
路１２と、上記多値ディジタル信号ｚｎを受けてＯＦＤ
Ｍ搬送波の数に等しいＮ個の並列データに変換するＳ／
Ｐ変換回路１３と、多値ディジタルデータｚｎに対して
Ｎ点の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行なって、互
いに直交する周波数を有するＮ個の搬送波による周波数
多重を行なうＩＤＦＴ回路１４と、ＩＤＦＴ回路１４の
出力を受けて、マルチパスの影響を軽減するためにガー
ドインターバル期間を付加するガードインターバル付加
回路１５とを含む。

【００３５】図４は、ガードインターバルを説明するた
めの概念図である。図４に示すように、ガードインター
バルは、信号がマルチパス妨害を受けて遅延時間が発生
した場合においても、復号誤りの大きな原因となるシン
ボル間干渉を生じないために付加される信号である。ガ
ードインターバルは、送信データに対応する有効シンボ
ル期間のデータの一端の一部の波形を繰返すことにより
付加される。これにより、隣接シンボル（図４では、
（ａ）主波と（ｂ）マルチパス波）間に重なる区間が発
生した場合でも、この区間がガードインターバル内であ
れば、復調される信号は同一の有効シンボルのデータが
重なって得られるだけであるため、シンボル間干渉によ
る復号誤りは発生しない。

【００３６】再び図３を参照して、ＩＤＦＴ手段１０
は、ガードインターバル付加回路１５の出力である並列
データ列を受けて直列データ列に変換する、Ｐ／Ｓ変換
回路１６をさらに含む。

【００３７】実数部取得回路１７ａおよび虚数部取得回
路１７ｂは、Ｐ／Ｓ変換回路１６の出力を受けて、複素
数データ信号のＩ軸およびＱ軸成分に対応するベースバ
ンド信号ｘｉ（ｔ），ｘｑ（ｔ）を生成する。ベースバ
ンド信号ｘｉ（ｔ），ｘｑ（ｔ）は、プリディストーシ
ョン回路２１に出力される。

【００３８】図５は、プリディストーション回路２１の
構成をより詳細に説明するためのブロック図である。上
記ベースバンド信号ｘｉ（ｔ），ｘｑ（ｔ）は、アドレ
ス生成回路２２、Ｉ軸ＲＡＭテーブル２３ａおよびＱ軸
ＲＡＭテーブル２３ｂを介して、プリディストーション
信号計算回路２４の指示に基づいたプリディストーショ
ンを施され、プリディストーション信号Ｐｉ（ｔ），Ｐ
ｑ（ｔ）に変換される。

【００３９】プリディストーション信号計算回路２４
は、送信信号が非線形部６０を通過した後に非線形歪み
がなくなるようにベースバンド信号ｘｉ（ｔ），ｘｑ
（ｔ）を予め歪ませるために、「従来の技術」の項にお
いて説明したＧｉｒａｒｄの特許に相当する機能を達成
する回路である。プリディストーション信号計算回路２
４には、後に説明する方法によって、モデル導出回路５
２で求められた非線形部６０の非線形特性が与えられ
る。プリディストーション信号計算回路２４は、この与
えられた非線形特性をＩ軸ＲＡＭテーブル２３ａおよび
Ｑ軸ＲＡＭテーブル２３ｂに反映することにより、非線
形部６０の非線形特性の経時変化に追従したプリディス
トーションを行なう。

【００４０】再び図３を参照して、プリディストーショ
ン回路２１の出力であるプリディストーション信号Ｐｉ
（ｔ），Ｐｑ（ｔ）は、直交変調手段３０に含まれる乗
算回路３１，３２にそれぞれ与えられる。プリディスト
ーション信号Ｐｉ（ｔ）が与えられる乗算回路３１は、
当該プリディストーション信号Ｐｉ（ｔ）により搬送波
ｃｏｓ（ωc ｔ）を振幅変調するものであり、プリディ
ストーション信号Ｐｑ（ｔ）が与えられる乗算回路３２
は、当該プリディストーション信号Ｐｑ（ｔ）により搬
送波ｓｉｎ（ωc ｔ）を振幅変調するものである。その
結果、各乗算回路３１，３２の出力ｘ１（ｔ），ｘ２
（ｔ）は、下記（１）式および（２）式に示すようにな
る。なお、ωc は搬送波周波数である。

【００４１】 ｘ１（ｔ）＝Ｐｉ（ｔ）cos （ωc ｔ）…（１） ｘ２（ｔ）＝Ｐｑ（ｔ）sin （ωc ｔ）…（２） 各信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ）は加算回路３３に与えら
れ、この加算回路３３において加算される。その結果、
下記（３）式に示すよう、ＯＦＤＭ信号ｘ（ｔ）が作成
される。

【００４２】 ｘ（ｔ）＝ｘ１（ｔ）＋ｘ２（ｔ） ＝Ｐｉ（ｔ）cos （ωc ｔ）＋Ｐｑ（ｔ）sin （ωc ｔ）…（３） 非線形部６０は、上記ＯＦＤＭ信号ｘ（ｔ）の周波数を
ＲＦ帯に変換するアップコンバータ６１と、周波数変換
後のＯＦＤＭ信号ｘｒｆ（ｔ）を増幅する高出力増幅器
６２とを含む。

【００４３】高出力増幅器６２により増幅された後のＯ
ＦＤＭ信号ｙｒｆ（ｔ）は、ケーブル３へ送出される。
高出力増幅器６２は、非線形特性を有しており、この高
出力増幅器を通過したＯＦＤＭ信号ｙｒｆ（ｔ）は、非
線形特性に起因する非線形歪みを受けたものとなる。

【００４４】非線形部６０は、さらに高出力増幅器６２
により増幅された後のＯＦＤＭ信号ｙｒｆ（ｔ）の周波
数をＩＦ帯に低下させるダウンコンバータ６３をさらに
含む。ダウンコンバータ６３により周波数変換された後
のＯＦＤＭ信号ｙ（ｔ）は、直交復調手段４０に与えら
れる。

【００４５】直交復調手段４０は、２つの乗算回路４
１，４２を含む。ＯＦＤＭ信号ｙ（ｔ）は２分され、各
乗算回路４１，４２にそれぞれ与えられる。各乗算回路
４１，４２は、ＯＦＤＭ信号ｙ（ｔ）に対して搬送波ｃ
ｏｓ（ωc ｔ），ｓｉｎ（ωcｔ）をそれぞれ乗算す
る。その結果、ＯＦＤＭ信号ｙ（ｔ）は、復調され、復
調信号ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）が生成される。復調信号
ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）は、モデリング手段５０に与え
られる。

【００４６】モデリング手段５０は、上記復調信号ｙｉ
（ｔ），ｙｑ（ｔ）およびプリディストーション信号Ｐ
ｉ（ｔ），Ｐｑ（ｔ）を受けて、予め定められたデータ
数まで蓄えられるたびにこれらのデータをモデル導出回
路５２に出力する記憶装置（以下、ＲＡＭという）５１
と、ＲＡＭ５１から出力されたデータ列Ｐｉ（ｋ），Ｐ
ｑ（ｋ），ｙｉ（ｋ），ｙｑ（ｋ）を受けて高出力増幅
器６２の非線形特性を適宜モデリングし、そのモデリン
グ結果をプリディストーション回路２１に与えるモデル
導出回路５２とを含む。

【００４７】次に、モデル導出回路５２におけるモデル
導出処理について説明する。なお、以下では便宜上非線
形部６０の非線形特性モデルに関する説明をした後に、
モデリング処理について説明する。

【００４８】非線形部６０において、入力ａ（ｔ）ｃｏ
ｓ（ωc ｔ）に対する非線形特性は、下記（４）式に示
すように、振幅歪Ｆ（ａ（ｔ））および位相歪Ｇ（ａ
（ｔ））で表現される。ここに、振幅歪Ｆ（ａ（ｔ））
は、非線形部６０における入出力信号間の振幅に関する
歪の程度を表わすものであり、位相歪特性Ｇ（ａ
（ｔ））は、非線形部６０における入出力信号間の位相
に関する歪の程度を表わすものである。

【００４９】 Ｆ（ａ（ｔ））cos （ωc ｔ＋Ｇ（ａ（ｔ）））…（４） また、直交モデルでは、上述の入力 a（ｔ）ｃｏｓ（ω
c ｔ）に対する出力は、下記（５）式のように表現され
る。

【００５０】 Ｆ（ａ（ｔ））cos （Ｇ（ａ（ｔ）））cos （ωc ｔ） −Ｆ（ａ（ｔ））sin （Ｇ（ａ（ｔ）））sin （ωc ｔ）…（５） この第１の実施形態では、非線形部６０の入力信号であ
るＯＦＤＭ信号ｘ（ｔ）は上記（３）式に示すとおりで
ある。ここで、図６に示すように、θｐ（ｔ）およびrp
（ｔ）を定義すると、（３）式は、下記（６）式に変換
することができる。

【００５１】 ｘ（ｔ）＝Pi（ｔ）cos （ωc ｔ）＋Pq（ｔ）sin （ωc ｔ） ＝rp（ｔ）cos （ωc ｔ−θp （ｔ））…（６） したがって、この入力ｘ（ｔ）が直交モデルに従う非線
形部６０に入力されると、非線形部６０の出力であるＯ
ＦＤＭ信号ｙ（ｔ）は、（５）式より下記（７）式に示
すようになる。

【００５２】 ｙ（ｔ）＝Ｆ（rp（ｔ））cos （Ｇ（rp（ｔ）））cos ｛ωc ｔ−θp （ｔ） ｝−Ｆ（rp（ｔ））sin （Ｇ（rp（ｔ）））sin ｛ωc ｔ−θp （ｔ）｝…（７） ここで、 Si（ｔ）＝Ｆ（rp（ｔ））cos （Ｇ（rp（ｔ）））…（８） Sq（ｔ）＝Ｆ（rp（ｔ））sin （Ｇ（rp（ｔ）））…（９） とおくと、上記（７）式は、下記（１０）式のように変
換される。

【００５３】 ｙ（ｔ）＝ Si（ｔ）cos ｛ωc ｔ−θp （ｔ）｝− Sq（ｔ）sin ｛ωc ｔ−θp （ｔ）｝ ＝｛Si（ｔ）cos （θp （ｔ））＋Sq（ｔ）sin （θp （ｔ））｝ cos （ωc ｔ）＋ ｛Si（ｔ）sin （θp （ｔ））−Sq（ｔ）cos （θp （ｔ））｝ sin （ωc ｔ） ＝Ｆ（rp（ｔ））cos ｛θp （ｔ）−Ｇ（rp（ｔ））｝cos （ωc ｔ ）＋ Ｆ（rp（ｔ））sin ｛θp （ｔ）−Ｇ（rp（ｔ））｝sin （ωc ｔ ） …（１０） したがって、この（１０）式で示されたＯＦＤＭ信号ｙ
（ｔ）を２つの搬送波ｃｏｓ（ωc ｔ），ｓｉｎ（ωc
ｔ）を用いて復調すれば、下記（１１）式および（１
２）式に示すように各復調信号ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）
が得られることになる。

【００５４】 ｙｉ（ｔ）＝Ｆ（rp（ｔ））cos ｛θp （ｔ）−Ｇ（rp （ｔ））｝ …（１１） ｙｑ（ｔ）＝Ｆ（rp（ｔ））sin ｛θp （ｔ）−Ｇ（rp （ｔ））｝ …（１２） そのため、プリディストーション信号Ｐｉ（ｔ），Ｐｑ
（ｔ）ならびに復調信号ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）の関係
は、図７に示すようになる。ゆえに、プリディストーシ
ョン信号Ｐｉ（ｔ），Ｐｑ（ｔ）ならびに復調信号ｙｉ
（ｔ），ｙｑ（ｔ）が１組あれば、下記（１３）式およ
び（１４）式のように、１つの振幅値ｒｐ（ｔ）に対す
る振幅歪特性Ｆ（rp（ｔ））および位相歪特性Ｇ（rp
（ｔ））を求めることができる。

【００５５】 Ｆ（rp（ｔ））＝√｛ｙｉ（ｔ）² ＋ｙｑ（ｔ）² ｝…（１３） Ｇ（rp（ｔ））＝θｙ（ｔ）−θｐ（ｔ）…（１４） ところで、以上説明した振幅歪特性Ｆ（rp（ｔ））は、
横軸および縦軸をrp（ｔ）およびＦ（rp（ｔ））とした
場合における点データ（rp（ｔ），Ｆ（rp（ｔ）））と
して求められるものである。

【００５６】しかし、プリディストーション回路２１に
おいてベースバンド信号ｘｉ（ｔ），ｘｑ（ｔ）を歪ま
せる際に必要な振幅に関する特性は、振幅歪特性Ｆ（rp
（ｔ））の逆特性である。したがって、モデル導出回路
５２は、上記点データ（rp（ｔ），Ｆ（rp（ｔ）））を
求めるのではなく、横軸および縦軸をそれぞれＦ（rp
（ｔ））およびrp（ｔ）とした場合における点データ
（Ｆ（rp（ｔ）），rp（ｔ））を求める。

【００５７】また、位相に関する特性である位相歪特性
Ｇ（rp（ｔ））については、横軸および縦軸をそれぞれ
rp（ｔ）およびＧ（rp（ｔ））とした場合における点デ
ータ（rp（ｔ），Ｇ（rp（ｔ）））を求める。

【００５８】モデル導出回路５２は、上述のようにして
取得された点データ（Ｆ（rp（ｔ）），rp（ｔ）），
（rp（ｔ），Ｇ（rp（ｔ）））を所定のサンプル数だけ
蓄積し、各点列の近似曲線を求めることにより、振幅歪
特性Ｆ（rp（ｔ））の逆特性および位相歪特性Ｇ（rp
（ｔ））を求める。

【００５９】具体的には、ＲＡＭ５１は、各信号Ｐｉ
（ｔ），Ｐｑ（ｔ），ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）を蓄積
し、所定のサンプル数に達すると、Ｐｉ（ｋ），Ｐｑ
（ｋ），ｙｉ（ｋ），ｙｑ（ｋ）としてモデル導出回路
５２に出力する。モデル導出回路５２は、上記Ｐｉ
（ｋ），Ｐｑ（ｋ），ｙｉ（ｋ），ｙｑ（ｋ）より点デ
ータ（Ｆ（rp（ｋ）），rp（ｋ）），（rp（ｋ），Ｇ
（rp（ｋ）））を図８および図９に示す例のように求め
る。

【００６０】そして、点データ（Ｆ（rp（ｋ）），rp
（ｋ）），（rp（ｋ），Ｇ（rp（ｋ）））が所定のサン
プル数だけ蓄積されると、モデル導出回路５２は、ＲＡ
Ｍ５１への各信号の取込を禁止するとともに、複数個の
点データ（Ｆ（rp（ｋ）），rp（ｋ）），（rp（ｋ），
Ｇ（rp（ｋ）））をそれぞれ近似する近似曲線を求め
る。

【００６１】近似曲線の求め方はたとえば単一の多項式
で近似してもよく、また、複数の多項式を接続したスプ
ライン関数で近似してもよい。なお、いずれの近似の仕
方であっても、近似曲線が真の非線形特性に近づくよう
に、最小二乗法を求めて関数を求める必要がある。こう
して振幅歪特性Ｆ（rp（ｋ））の逆特性および位相歪特
性Ｇ（rp（ｋ））が求められる。

【００６２】モデル導出回路５２は、求められた振幅歪
特性Ｆ（rp（ｋ））の逆特性および位相歪特性Ｇ（rp
（ｋ））をプリディストーション回路２１に与える。プ
リディストーション回路２１は、この与えられた振幅歪
特性Ｆ（rp（ｋ））の逆特性および位相歪特性Ｇ（rp
（ｋ））に基づいて、ベースバンド信号ｘｉ（ｔ），ｘ
ｑ（ｔ）を歪ませる。

【００６３】以上の動作により、プリディストーション
回路２１は、非線形部６０の非線形特性に応じたプリデ
ィストーションを達成できる。

【００６４】ＲＡＭ５１に所定のサンプル数の各信号Ｐ
ｉ（ｔ），Ｐｑ（ｔ），ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）が蓄え
られるたびに、モデル導出回路５２は、上述した処理を
繰返し実行する。したがって、プリディストーション回
路２１は、非線形部６０の非線形特性の経時変化に追従
したプリディストーションを行なうことができる。

【００６５】なお、１回目のモデリングを行なうのに必
要なプリディストーション信号Ｐｉ（ｔ），Ｐｑ（ｔ）
ならびに復調信号ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）を蓄積してい
る間、プリディストーション回路２１は、ベースバンド
信号ｘｉ（ｔ），ｘｑ（ｔ）を歪ませることなくそのま
まプリディストーション信号として出力する。

【００６６】以上のように、この第１の実施の形態によ
れば、非線形特性を経時変化に追従して動的に求め、こ
の求められた非線形特性に基づいてプリディストーショ
ンを行なうようにしているから、非線形特性の経時変化
に対応でき、良好なプリディストーションを長期間にわ
たって実施できる。

【００６７】したがって、送信信号から非線形歪を良好
に除去することにより、高い通信品質を長期にわたって
得ることができる。

【００６８】図１０は、この発明の第２の実施の形態の
ＯＦＤＭ変調器２００が適用される送信機の構成を示す
概略ブロック図である。図１０において、ＯＦＤＭ変調
器１００と同じ機能を有する部分については同一の参照
符号を使用する。

【００６９】ＯＦＤＭ変調器１００では、モデリング手
段５０に対してプリディストーション回路２１の出力で
あるプリディストーション信号Ｐｉ（ｔ），Ｐｑ（ｔ）
をそのまま与えるようにしているのに対して、このＯＦ
ＤＭ変調器２００においては、プリディストーション信
号Ｐｉ（ｔ），Ｐｑ（ｔ）を遅延回路６５によって遅延
させた後、モデリング手段５０に与えるようにしてい
る。

【００７０】図１０を参照して、プリディストーション
回路２１から出力されるプリディストーション信号Ｐｉ
（ｔ），Ｐｑ（ｔ）は、遅延回路６５に与えられる。遅
延回路６５は、上述プリディストーション信号Ｐｉ
（ｔ），Ｐｑ（ｔ）を時間Δｔだけ遅らせてモデリング
手段５０に与える。

【００７１】時間Δｔは、プリディストーション信号Ｐ
ｉ（ｔ−Δｔ），Ｐｑ（ｔ−Δｔ）がプリディストーシ
ョン回路２１から出力されて、当該プリディストーショ
ン信号Ｐｉ（ｔ−Δｔ），Ｐｑ（ｔ−Δｔ）にそれぞれ
対応する復調信号ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）が生成される
までに要する時間に設定される。

【００７２】したがって、モデリング手段５０には、復
調信号ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）に対して時間的にずれの
ないプリディストーション信号Ｐｉ（ｔ−Δｔ），Ｐｑ
（ｔ−Δｔ）が与えられることになる。

【００７３】この構成によれば、モデリング手段５０
は、信号遅延を考慮した非線形特性を求めることができ
るから、第１の実施の形態のＯＦＤＭ変調器１００より
も一層正確な非線形特性を求めることができる。

【００７４】そのため、ＯＦＤＭ変調器１００に比べ
て、送信信号の非線形歪をより一層良好に除去すること
ができる。

【００７５】図１１は、この発明の第３の実施の形態の
ＯＦＤＭ変調器３００が適用される送信機の構成を示す
ブロック図である。図１１において、ＯＦＤＭ変調器１
００と同じ機能を有する部分については、同一の参照符
号を使用する。

【００７６】第２の実施の形態のＯＦＤＭ変調器２００
では、信号遅延に対応するために遅延回路６５を設けて
いるのに対して、このＯＦＤＭ変調器３００では、復調
信号ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）からプリディストーション
信号Ｐｉ（ｔ−Δｔ），Ｐｑ（ｔ−Δｔ）を推定するこ
とにより、遅延回路６５を設けることなく信号遅延に対
応している。

【００７７】図１１を参照して、ＯＦＤＭ変調器３００
は、遅延回路６５に代えて送信信号推定回路７０を備え
ている。送信信号推定回路７０は、ＲＡＭ５１から出力
された復調信号ｙｉ（ｋ），ｙｑ（ｋ）を入力信号とし
て、この復調信号ｙｉ（ｋ），ｙｑ（ｋ）に基づいてプ
リディストーション信号を推定し、この推定されたプリ
ディストーション信号（以下、推定プリディストーショ
ン信号という）Ｐｉ′（ｋ），Ｐｑ′（ｋ）をモデル導
出回路５２に与える。モデル導出回路５２は、与えられ
た推定プリディストーション信号Ｐｉ′（ｋ），Ｐｑ′
（ｋ）と復調信号ｙｉ（ｋ），ｙｑ（ｋ）とに基づいて
非線形特性を求める。

【００７８】図１２は、送信信号推定回路７０の構成を
示す概略ブロック図である。図１２を参照して、送信信
号推定回路７０は、ＲＡＭ５１から復調信号ｙｉ
（ｋ），ｙｑ（ｋ）を受けて、ｙｉ（ｋ）をＩ軸デー
タ，ｙｑ（ｋ）をＱ軸データとする複素数データ信号に
変換する複素数化回路７１と、複素数データ信号を受け
て並列データに変換するＳ／Ｐ変換回路７２と、復調信
号からガードインターバル付加回路１５で与えられたガ
ードインターバルを除去して、有効な送信データを取出
すガードインターバル除去回路７３と、ガードインター
バル除去回路７３の出力に対して離散フーリエ変換（Di
screte Fourier Transform；以下ＤＦＴという）を行な
うＤＦＴ回路７４と、ＤＦＴ回路７４の出力を受けて上
述のＩＤＦＴ手段１０における複素数化回路１２の出力
である多値ディジタル信号ｚｎ（＝ａｎ＋ｊｂｎ）のＩ
軸データａｎおよびＱ軸データｂｎに相当する値を求め
るための判定回路７５とを含む。

【００７９】ここで図１３は、判定回路７５の動作を説
明するための概念図である。たとえば、マッピング回路
１１で６４値ＱＡＭ符号化が行われている場合には、上
述の多値ディジタルデータｚｎのＩ軸成分ａｎならびに
Ｑ軸成分ｂｎは、各々多値数「８」のデータである。

【００８０】この場合に、たとえばディジタルデータａ
ｎ，ｂｎがとり得る８つの値として「−１４，−１０，
−６，−２，２，６，１０，１４」が設定されている場
合には、Ｉ軸とＱ軸のそれぞれに対する判定回路７５の
入出力特性は図１３に示すようになる。

【００８１】一例として、０＜ａｎ＜４，４＜ｂｎ＜８
のデータが与えられれば、判定回路からは、「２＋ｊ
６」の信号が出力され、４＜ａｎ＜８，０＜ｂｎ＜４の
データが与えられれば、「６＋ｊ２」の信号が出力され
る。

【００８２】このように、ある一定範囲内の入力値に対
して、１つの出力値を対応づけることにより、もとの多
値ディジタルデータｚｎからのずれを補償している。

【００８３】再び図１２を参照して、送信信号推定回路
７０は、さらに判定回路７５の出力を受けて逆離散フー
リエ変換（ＩＤＦＴ）を行なうＩＤＦＴ回路７６と、逆
離散フーリエ変換して得られた信号に再びガードインタ
ーバルを付加するガードインターバル付加回路７７と、
ガードインターバル付加回路７７の出力を受けて直列デ
ータに変換するＰ／Ｓ変換回路７８とを含む。

【００８４】得られた直列データ列より、実数部取得回
路７９ａと虚数部取得回路７９ｂとの出力として、ベー
スバンド信号ｘｉ（ｋ），ｘｑ（ｋ）の推定信号ｘｉ′
（ｋ），ｘｑ′（ｋ）が得られる。

【００８５】さらに、得られた推定信号ｘｉ′（ｋ），
ｘｑ′（ｋ）をプリディストーション回路２５に与える
ことによって、送信信号推定回路７０は、プリディスト
ーション回路２５の出力として推定プリディストーショ
ン信号Ｐｉ′（ｋ），Ｐｑ′（ｋ）を得ることができ
る。ここで、プリディストーション回路２５の構成およ
び機能は、プリディストーション手段２０内のプリディ
ストーション回路２１と同一である。

【００８６】この場合、推定プリディストーション信号
Ｐｉ′（ｋ），Ｐｑ′（ｋ）は、復調信号ｙｉ（ｋ），
ｙｑ（ｋ）に基づいて得られるから、復調信号ｙｉ
（ｋ），ｙｑ（ｋ）との時間的なずれは生じない。

【００８７】したがって、プリディストーション回路２
１から出力されたプリディストーション信号Ｐｉ
（ｔ），Ｐｑ（ｔ）を遅延回路６５により遅延させた場
合と同様に、信号遅延に対応することができる。そのた
め、より一層正確な非線形特性を求めることができる。
よって、送信信号の非線形歪みをより一層良好に除去す
ることができる。

【００８８】図１４は、この発明の第４の実施の形態の
ＯＦＤＭ変調器４００が適用される送信機の構成を示す
概略ブロック図である。図１４において、ＯＦＤＭ変調
器１００と同じ機能を有する部分については、同一の参
照符号を使用する。

【００８９】第３の実施の形態にかかるＯＦＤＭ変調器
３００の構成においては、どのような復調信号ｙｉ
（ｔ），ｙｑ（ｔ）からでもプリディストーション信号
Ｐｉ（ｔ），Ｐｑ（ｔ）を推定できることを前提として
いる。

【００９０】しかし、非線形部６０における非線形歪が
大きい場合には、ＯＦＤＭ変調器３００の構成では、正
確な推定プリディストーションＰｉ′（ｔ），Ｐｑ′
（ｔ）を得ることは困難である。

【００９１】具体的には、実際にはベースバンド信号ｘ
ｉ（ｔ）＝２である場合でも、非線形歪が大きいと、復
調して得られる復調信号ｙｉ（ｔ）＝６となる場合があ
る。この場合、上述の判定回路７５では、ｘｉ′（ｔ）
＝６と誤推定され、この誤推定された結果に相当する推
定プリディストーション信号Ｐｉ′（ｔ）が出力される
ことになる。

【００９２】図１４を参照して、ＯＦＤＭ変調器４００
は、このような誤推定の問題を改善するために多値数選
択回路８０をさらに備えている。

【００９３】以下に、多値数選択回路８０の動作を説明
する。上述の判定回路７５においては、たとえばもとの
ベースバンド信号ｘｉ（ｔ）が「２」である場合、当該
ディジタルデータｘｉ（ｔ）を正確に推定できるのは、
０＜ｙｉ（ｔ）＜４の場合だけである。つまり、非線形
歪を±２のレベルまでしか許容できない。

【００９４】一方、入力されるディジタルデータｘｉ
（ｔ），ｘｑ（ｔ）が、たとえば「−１２，−４，４，
１２」の４つの値をとる場合には、判定回路７５の入出
力特性は、たとえば図１５に示すように、±４のレベル
の非線形歪まで許容できるものとなる。

【００９５】つまり、ディジタルデータｘｉ（ｔ），ｘ
ｑ（ｔ）の多値数が少なければ、非線形歪の許容範囲は
大きくなる。

【００９６】そこで、多値数選択回路８０は、ディジタ
ルデータ列を多値ディジタル信号のＩ軸およびＱ軸デー
タ値に変換するマッピング回路１１における、Ｉ軸およ
びＱ軸データの状態数である多値数を、必要に応じて切
換える。

【００９７】具体的には、ＯＦＤＭ変調器４００が動作
を開始するときに、多値数選択回路８０は、小さな多値
数の設定をマッピング回路１１に与える。これにより、
ＯＦＤＭ変調器４００は、非線形歪が大きくても正確な
推定プリディストーション信号Ｐｉ′（ｔ），Ｐｑ′
（ｔ）を求めることができる。ここで、多値数選択回路
８０において設定される多値ディジタルデータの多値数
は、送信信号推定回路７０により決定される。

【００９８】より詳述すれば、送信信号推定回路７０
は、１回目の多値数として小さな値を採用し、２回目以
降の多値数として大きな値を採用すると同時に、判定回
路７５の多値数を同じ値に変化させる。

【００９９】たとえば、送信信号推定回路７０は、１回
目のモデリングの際には、多値数選択回路８０に対して
多値数「２」を設定し、２回目以降のモデリングの際に
は、多値数選択回路８０に対して多値数「８」を設定す
る。

【０１００】このように、小さな多値数を最初に設定す
ることにより、非線形歪が大きく、復調信号ｙｉ
（ｔ），ｙｑ（ｔ）が大きく歪んでいても、送信信号推
定回路７０において正確な推定プリディストーション信
号Ｐｉ′（ｔ），Ｐｑ′（ｔ）を得られる確率が高くな
る。

【０１０１】したがって、２回目のモデリングから多値
数を大きな値に戻しても、正確な推定プリディストーシ
ョン信号Ｐｉ′（ｔ），Ｐｑ′（ｔ）を求められる確率
が高くなる。そのため、非線形部６０における非線形歪
の影響が大きくても、正確な推定プリディストーション
信号Ｐｉ′（ｔ），Ｐｑ′（ｔ）を求めることができ
る。

【０１０２】なお、多値数の設定の仕方としては、たと
えば「２」→「４」→「８」→「８」→以下「８」のよ
うにモデリングが行なわれるたびに変更していってもよ
い。

【０１０３】また、「２」→「２」→「４」→「４」→
「８」→「８」→以下「８」のようにモデリングのよう
に行なわれるたびに変更してもよい。

【０１０４】このように、多値数を複数回にわたって段
階的に変化させることにより、より正確な推定プリディ
ストーション信号Ｐｉ′（ｔ），Ｐｑ′（ｔ）を求める
ことができる。

【０１０５】図１６は、この発明の第５の実施の形態の
ＯＦＤＭ変調器５００が適用される送信機の構成を示す
概略ブロック図である。図１６において、ＯＦＤＭ変調
器１００と同じ機能を有する部分については、同一の参
照符号を使用する。

【０１０６】図１６を参照して、ＯＦＤＭ変調器５００
は、振幅調整回路９１，９２をさらに含む。

【０１０７】これまで、ＯＦＤＭ変調器１００〜４００
においては、振幅歪特性Ｆ（rp（ｔ））の逆特性を求め
る際に、その定義域については考慮していなかった。

【０１０８】しかし、入力信号の振幅が増大するに従っ
て出力信号の振幅が飽和する振幅歪特性Ｆ（rp（ｔ））
を持つ非線形部を補償する場合には、定義域の考慮が必
要である。

【０１０９】このＯＦＤＭ変調器５００においては、振
幅調整回路９１，９２は、定義域に要求される条件を満
たすために、１回目のモデリング時に振幅調整を行なっ
ている。

【０１１０】図１７は、振幅調整回路９１，９２の機能
を説明するための概念図である。図１７を参照して、振
幅歪特性は、非線形部に入力される信号の振幅に対する
出力される信号の振幅を示す。

【０１１１】ここで、振幅調整をしないときのベクトル
（ｘｉ（ｔ），ｘｑ（ｔ））の絶対値ｒｘ（ｔ）の最大
値をｒ３とし、ベクトル（ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ））の
絶対値をｒｙ（ｔ）とした場合、（ｒｘ（ｔ），ｒｙ
（ｔ））は曲線ＯＢの近傍に分布する。この曲線ＯＢの
逆関数は曲線ＯＡである。

【０１１２】たとえばベクトル（ｘｉ（ｔ），ｘｑ
（ｔ））の絶対値がｒ１であれば、プリディストーショ
ン回路２１は絶対値がｒ２であるベクトル（Ｐｉ
（ｔ），Ｐｑ（ｔ））を出力する。同様に、プリディス
トーション回路２１は、絶対値がｒ３である（ｘｉ
（ｔ），ｘｑ（ｔ））が入力されれば、絶対値がｒ４で
ある（Ｐｉ（ｔ），Ｐｑ（ｔ））を出力する必要があ
る。

【０１１３】したがって，逆特性として曲線ＯＡではな
く曲線ＯＣが必要である。しかし、曲線ＯＣを求めるに
は、曲線ＯＤが予め求められている必要がある。つまり
ｒｘ（ｔ）の最大値が、ｒ３よりも大きなｒ４になるよ
うに振幅調整を行なう必要がある。

【０１１４】振幅調整回路９１，９２は、上述したよう
な問題に対応して振幅調整を行なう回路である。

【０１１５】具体的には、オペアンプまたはアッテネー
タからなる振幅調整回路９１，９２をプリディストーシ
ョン回路２１の前段に配置し、１回目のモデリングに使
用する（xi（ｔ），xq（ｔ））をメモリに蓄える間は、
ｒｘ（ｔ）の最大値がｒ４になるように、入力信号の振
幅を増大させる。そして、上述した動作が完了した以降
は振幅の増大を中止する。

【０１１６】また、振幅調整回路９１，９２の配置とし
ては、プリディストーション回路２１の後段もしくは直
交変調手段３０の後段も考えられる。

【０１１７】このように、このＯＦＤＭ変調器５００に
よれば、出力信号の振幅が飽和する入出力特性を有する
高出力増幅器６２を使用する場合であっても、プリディ
ストーションに必要となる定義域の振幅歪特性Ｆ（rp
（ｔ））の逆特性を求めることができる。その結果、良
好な非線形歪補償を安定的に行なうことができる。

【０１１８】図１８は、この発明の第６の実施の形態に
かかるＯＦＤＭ変調器６００が適用される送信機の構成
を示すブロック図である。図１８において、ＯＦＤＭ変
調器１００と同じ機能を有する部分については、同一の
参照符号を使用する。

【０１１９】図１８を参照して、ＯＦＤＭ変調器６００
は、利得調整回路９５（以下ＡＧＣ回路という）を非線
形部６０と直交復調手段４０との間にさらに備える。

【０１２０】ＯＦＤＭ変調器１００〜５００において
は、特に利得調整の考慮はされていないが、このＯＦＤ
Ｍ変調器６００は、利得調整を考慮して非線形特性をモ
デリングする。

【０１２１】より詳述すれば、直交復調手段４０の乗算
部４１，４２の前段には、利得調整のためのＡＧＣ（Au
to Gain Control ）回路９５が配置されている。

【０１２２】プリディストーションを施されたプリディ
ストーション信号Ｐｉ（ｔ），Ｐｑ（ｔ）は、増幅処理
が行なわれる非線形部６０を通過した後、ＡＧＣ回路９
５に与えられる。ＡＧＣ回路９５は、ＡＧＣ回路９５と
非線形部の総合利得が「１」となるように、ダウンコン
バータ６３の出力である復調信号ｙ（ｔ）を増幅して直
交復調手段４０に与える。

【０１２３】しかし、ＡＧＣ回路９５は、この位置で利
得調整を行なっても、調整の対象となる復調信号ｙ
（ｔ）の振幅が歪んでいることにより、利得調整を正確
に行うことができない。

【０１２４】そこで、ＯＦＤＭ変調器６００は、ＡＧＣ
回路９５による利得調整に加えて、モデル導出回路５２
に利得調整を行なう機能を備える。

【０１２５】ＯＦＤＭ変調器６００においては、モデル
導出回路５２は、振幅が歪んでいない復調信号ｙｉ
（ｔ），ｙｑ（ｔ）を抽出し、この抽出された復調信号
ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）から振幅調整に必要な情報を得
る。

【０１２６】より詳述すれば、モデル導出回路５２は、
既に図１７に示した振幅歪特性Ｆ（rp（ｔ））の逆特性
を表わす曲線から、直線とみなし得る部分を抽出する。

【０１２７】その後、この範囲の傾きが「１」となるよ
うに、すべての復調信号ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）を定数
倍する。その結果、振幅が歪んでいない復調信号ｙｉ
（ｔ），ｙｑ（ｔ）に対する利得が「１」となる。こう
して、振幅歪の影響を考慮した利得調整を行なうことが
できる。

【０１２８】モデル導出回路５２に上記の機能を備えて
振幅調整を行なうこの構成によれば、振幅歪の影響を考
慮した利得調整を行なうことができるから、より一層正
確な非線形特性を求めることができ、その結果非線形歪
の影響をより一層良好に除去することができる。

【０１２９】以上この発明の６つの実施の形態について
説明してきたが、この発明がこの他の実施の形態をとり
得るのはもちろんである。

【０１３０】たとえば、実施の形態１〜６のＯＦＤＭ変
調器では、各搬送波の変調方式を１６ＱＡＭとしたが、
６４ＱＡＭや２５６ＱＡＭもしくはＱＰＳＫなどを適用
することもできる。

【０１３１】また、実施の形態１〜６では、この発明を
地上波テレビ放送システムに適用する場合を例にとって
説明したが、この発明は、ケーブルテレビなど他のシス
テムに対しても容易に適用することができる。

【０１３２】すなわち、ＯＦＤＭ変調を施した送信信号
を、非線形部を介して送信するシステムであれば、どの
ようなシステムであってもこの発明を適用することがで
きる。

【０１３３】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。

【０１３４】

【発明の効果】請求項１記載のＯＦＤＭ変調器は、非線
形部の非線形特性を経時変化に追従して動的に求め、こ
の求められた非線形特性を用いて、信号を予め歪ませ
る。したがって、非線形部の非線形特性が変化しても、
この経時変化に追随して送信信号から非線形歪を良好に
除去できる。そのため、高い通信品質を長期間維持する
ことができる。

【０１３５】請求項２記載のＯＦＤＭ変調器は、請求項
１記載のＯＦＤＭ変調器に加えて、プリディストーショ
ン信号を遅延させてモデリング回路に与える遅延回路を
備えている。したがって、非線形特性を求めるに必要な
信号の時間差をなくすことができ、非線形特性をより正
確に求めることができる。よって、送信信号から非線形
歪をより良好に除去でき、通信品質の一層の向上を図る
ことができる。

【０１３６】請求項３記載のＯＦＤＭ変調器は、非線形
部より出力された信号を復調することによって得られた
信号に基づいて、プリディストーション手段から出力さ
れる信号を推定する。したがって、モデリングに必要な
信号に時間差が生じないため、遅延回路を用いずに請求
項２記載のＯＦＤＭ変調器と同様の効果を得ることがで
きる。

【０１３７】請求項４記載のＯＦＤＭ変調器は、多値デ
ィジタルデータのＩ軸，Ｑ軸データの状態数に相当する
多値数を選択する多値数選択回路をさらに備える。した
がって、復調手段により復元された信号が歪んでいて
も、送信信号推定回路によってもとの信号を良好に推定
できる。ゆえに、非線形特性をより一層正確に求めるこ
とができるので、送信信号から非線形歪をより一層良好
に除去でき、その結果通信品質のより一層の向上を図れ
る。

【０１３８】請求項５記載のＯＦＤＭ変調器は、非線形
部に送出する信号の振幅を調整するための振幅調整回路
をさらに備える。

【０１３９】したがって、出力信号の振幅が飽和する入
出力特性を有する高出力増幅器を使用する場合であって
も、歪補償を良好に行なうことができ、通信品質の一層
の向上を図ることができる。

【０１４０】請求項６記載のＯＦＤＭ変調器は、モデル
導出回路とＡＧＣ回路によって、非線形部とＡＧＣ回路
とを合わせた総合利得が１となるような、振幅歪の影響
を考慮した総合利得調整を行なうことができる。したが
って、振幅歪の影響を考慮した利得調整を行ないつつ非
線形歪を良好に除去し、通信品質を維持することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のＯＦＤＭ変調器が適用される地上波
テレビ放送システムの構成を示す概念図である。

【図２】この発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ変調器
１００を備える地上波テレビ放送システム送信機の構成
を示すブロック図である。

【図３】この発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ変調器
１００の構成を示す概略ブロック図である。

【図４】ガードインターバルを説明するための概念図で
ある。

【図５】プリディストーション回路２１の構成をより詳
細に示すブロック図である。

【図６】プリディストーション信号の振幅ｒｐ（ｔ）お
よび位相θｐ（ｔ）の定義を示す図である。

【図７】プリディストーション信号Ｐｉ（ｔ），Ｐｑ
（ｔ）と復調信号ｙｉ（ｔ），ｙｑ（ｔ）の振幅および
位相の関係を説明するための概念図である。

【図８】振幅歪特性の逆特性の一例を示す概念図であ
る。

【図９】位相歪特性の一例を示す概念図である。

【図１０】本発明の第２の実施の形態に係るＯＦＤＭ変
調器２００の構成を示す概略ブロック図である。

【図１１】本発明の第３の実施の形態に係るＯＦＤＭ変
調器３００の構成を示す概略ブロック図である。

【図１２】送信信号推定回路７０の構成をより詳細に示
すためのブロック図である。

【図１３】判定回路７５の入力と出力の関係の一例を説
明するための概念図である。

【図１４】本発明の第４の実施の形態に係るＯＦＤＭ変
調器４００の構成を示す概略ブロック図である。

【図１５】多値数を小さい値に設定した場合の判定回路
７５の動作を説明するための概念図である。

【図１６】本発明の第５の実施の形態に係るＯＦＤＭ変
調器５００の構成を示す概略ブロック図である。

【図１７】振幅調整回路９１，９２の動作を説明するた
めの概念図である。

【図１８】本発明の第６の実施の形態に係るＯＦＤＭ変
調器６００の構成を示す概略ブロック図である。

【図１９】一般的なＯＦＤＭ変調システムの構成を示す
ブロック図である。

【図２０】Ｗｏｎの技術によるプリディストーションの
方法を説明するための概略ブロック図である。

【符号の説明】

２ 送信機 ６，１００，２００，３００，４００，５００，６００
ＯＦＤＭ変調器 １０ ＩＤＦＴ手段 １１ マッピング回路 １２，７１ 複素数化回路 １３，７２ Ｓ／Ｐ変換回路 １４，７６ ＩＤＦＴ回路 １５，７７ ガードインターバル付加回路 １６，７８ Ｐ／Ｓ変換回路 １７ａ，７９ａ 実数部取得回路 １７ｂ，７９ｂ 虚数部取得回路 ２０ プリディストーション手段 ２１，２５ プリディストーション回路 ２２ アドレス生成回路 ２３ａ Ｉ軸ＲＡＭテーブル ２３ｂ Ｑ軸ＲＡＭテーブル ２４ プリディストーション信号計算回路 ３０ 直交変調手段 ３１，３２，４１，４２乗算回路 ３３ 加算回路 ４０ 直交復調手段 ５０ モデリング手段 ５１ ＲＡＭ ５２ モデル導出回路 ６０ 非線形部 ６１ アップコンバータ ６２ 高出力増幅器 ６３ ダウンコンバータ ６５ 遅延回路 ７０ 送信信号推定回路 ７３ ガードインターバル除去回路 ７４ ＤＦＴ回路 ７５ 判定回路 ８０ 多値数選択回路 ９１，９２ 振幅調整回路 ９５ ＡＧＣ回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−37831（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−136048（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−145146（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−139425（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−292940（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−58797（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−150394（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−98421（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−6393（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−251246（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00 H04L 27/00 H04L 27/20 H04B 1/04

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信するディジタルデータ列を受けてＯ
   ＦＤＭ信号を生成し、非線形特性を有する非線形部へ出
   力するＯＦＤＭ変調器であって、 送信するディジタルデータ列を受け、Ｉ軸およびＱ軸デ
   ータからなる複素ディジタル信号である多値ディジタル
   データに変換し、さらに逆離散フーリエ変換を行ってベ
   ースバンド信号を出力するＩＤＦＴ手段と、 前記非線形部によって発生する非線形歪みを補償するた
   めに、前記ベースバンド信号を受けて、前記ベースバン
   ド信号を予め歪ませて得られるプリディストーション信
   号を出力するプリディストーション手段と、 前記プリディストーション手段の出力に直交変調処理を
   施してＯＦＤＭ信号を生成して、前記ＯＦＤＭ信号を前
   記非線形部に送出する直交変調手段と、 前記非線形部を通過したＯＦＤＭ信号を受けて、前記直
   交変調処理とは逆の処理である直交復調処理を施す直交
   復調手段と、 前記プリディストーション手段の出力および前記直交復
   調手段により復元された信号を受けて前記非線形部の非
   線形特性を求め、前記非線形特性を前記プリディストー
   ション手段に出力するモデリング手段とを備える、ＯＦ
   ＤＭ変調器。
2. 【請求項２】 前記プリディストーション信号を受け、
   前記プリディストーション信号を遅延させて前記モデリ
   ング手段に送出する遅延手段をさらに備える、請求項１
   記載のＯＦＤＭ変調器。
3. 【請求項３】 送信するディジタルデータ列を受けてＯ
   ＦＤＭ信号を生成し、非線形特性を有する非線形部へ出
   力するＯＦＤＭ変調器であって、 送信するディジタルデータ列を受け、Ｉ軸およびＱ軸デ
   ータからなる複素ディジタル信号である多値ディジタル
   データに変換し、さらに逆離散フーリエ変換を行ってベ
   ースバンド信号を出力するＩＤＦＴ手段と、 前記非線形部によって発生する非線形歪みを補償するた
   めに、前記ベースバンド信号を受けて、前記ベースバン
   ド信号を予め歪ませて得られるプリディストーション信
   号を出力するプリディストーション手段と、 前記プリディストーション手段の出力に直交変調処理を
   施してＯＦＤＭ信号を生成して、前記ＯＦＤＭ信号を前
   記非線形部に送出する直交変調手段と、 前記非線形部を通過したＯＦＤＭ信号を受けて、前記直
   交変調処理とは逆の処理である直交復調処理を施す直交
   復調手段と、 前記直交復調手段により復元された信号を受けて、前記
   プリディストーション信号を推定し、推定された推定プ
   リディストーション信号を送出する送信信号推定手段
   と、 前記推定プリディストーション信号および前記直交復調
   手段により復元された信号を受けて前記非線形部の非線
   形特性を求め、前記非線形特性を前記プリディストーシ
   ョン手段に出力するモデル導出手段とを備える、 ＯＦＤ
   Ｍ変調器。
4. 【請求項４】 前記ＩＤＦＴ手段は、 前記送信するディジタルデータ信号を受けて前記多値デ
   ィジタル信号に変換する場合に、前記多値ディジタルデ
   ータのＩ軸およびＱ軸データの状態数を表す多値数を選
   択する多値数選択手段をさらに含み、 前記多値数選択手段は、前記プリディストーション信号
   の推定処理が行われるたびに、前記多値数を小さな値か
   ら大きな値に段階的に変更して設定する、請求項３記載
   のＯＦＤＭ変調器。
5. 【請求項５】 前記プリディストーション手段は、 前記非線形部への送信信号の振幅を調整するための振幅
   調整手段を含む、請求項１記載のＯＦＤＭ変調器。
6. 【請求項６】 前記モデリング手段は、 前記非線形部の非線形特性のうち、入出力信号間の振幅
   の歪みに関する逆特性を先に求め、次に前記振幅の歪み
   に関する逆特性の線形な部分の傾きが１となるように補
   正された逆特性を求める、請求項１記載のＯＦＤＭ変調
   器。