JPH11243430A

JPH11243430A - 直交変調器

Info

Publication number: JPH11243430A
Application number: JP10043337A
Authority: JP
Inventors: Shigeharu Toyoda; 重治豊田; Toru Kawagishi; 亨川岸; Tomoyuki Funada; 知之船田; Katsuhisa Tawa; 克久田和
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 1998-02-25
Filing date: 1998-02-25
Publication date: 1999-09-07
Also published as: WO1999044343A1; KR20010086248A

Abstract

(57)【要約】【課題】非線形特性の経時変化に対応して非線形歪を補
償でき、これにより送信信号から非線形歪を良好に除去
できる直交変調器を提供する。【解決手段】ＱＡＭ変調器６は、非線形部10を通過した
後の変調信号y(t)を復調する復調部14を備えている。復
調部１４から出力される復調信号yi(t) 、yq(t) は、モ
デリング回路16に与えられる。モデリング回路16にはま
た、プリディストーション回路12a 、12b からプリディ
ストーション信号Pi(t) 、Pq(t) が与えられる。モデリ
ング回路16は、信号Pi(t) 、Pq(t) 、yi(t) 、yq(t) に
基づいて、非線形部１０の包絡線モデルをモデリング
し、そのモデリング結果をプリディストーション回路12
a 、12b におけるプリディストーションに反映させる。
つまり、時々刻々変化する包絡線モデルを動的に求め、
この求められた包絡線モデルに基づいて信号を歪ませる
から、送信信号から非線形歪を除去できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、非線形歪を補償
する機能を有する直交変調器に関する。

【０００２】

【従来の技術および発明が解決しようとする課題】従来
から、位相の直交性を利用した変調処理を実行する直交
変調器が知られている。たとえば１６ＱＡＭ（quadratu
re amplitude modulation ）変調器では、同一周波数
で、かつ位相が互いに直交する２つの搬送波がそれぞれ
ディジタルデータに基づいて振幅変調され、この変調後
の信号が足し算されることにより１６値のＱＡＭ変調信
号が作成される。作成されたＱＡＭ変調信号は、高出力
増幅器により増幅させられた後、送信信号として伝送路
に送出される。

【０００３】ところで、高出力増幅器は、通常、非線形
特性を有しており、この高出力増幅器を通過する信号
は、非線形特性に起因する非線形歪を受ける。この場
合、当該チャネルの送信信号が歪むだけでなく、隣接チ
ャネルに不要な周波数成分（隣接チャネル干渉）が生
じ、そのため、隣接チャネルの通信を妨害する。この問
題を解消するための技術の１つとして、たとえばGirard
の特許がある（米国特許第4,462,001 号参照）。Girard
の特許では、非線形部を通過すると歪がなくなるよう
に、直交変調器において送信信号を予め歪ませるプリデ
ィストーションが行われる。より具体的には、Girardの
特許は、高出力増幅器を非線形歪の補償対象としてお
り、高出力増幅器の製造メーカが公開している包絡線モ
デルに基づいて、非線形歪がなくなるように送信信号を
歪ませている。

【０００４】ところで、高出力増幅器の包絡線特性は、
一定ではなく時々刻々と変化する性質を有している。し
かしながら、Girardの特許では、包絡線特性の経時変化
に対する措置については何ら触れられていない。そのた
め、Girardの特許では、送信信号の非線形歪を長時間補
償することはできないという問題がある。高出力増幅器
などの非線形部の特性の経時変化に対処する技術として
は、いわゆるNagataの技術がある（たとえば、Nagata e
t al. "Linear Amplification Technique for Digitql
Mobile Communications," Proc. IEEE Veh. Technol. C
onf., 1989, pp.159-164 参照。）。Nagataの技術で
は、非線形部の入出力信号の差分が求められ、この求め
られた差分が差分テーブルに格納される。そして、入力
信号から差分テーブルに格納されている差分が差し引か
れる。したがって、差分テーブルを更新すれば、非線形
部の特性の経時変化に対応することができ、その結果非
線形歪を良好に補償することができるはずである。

【０００５】しかし、Nagataの技術では、非線形部を通
過した後に得られる差分を入力信号から差し引くように
しているから、結局、非線形歪を完全に補償することは
できない。これは、差分成分が非線形部を通過すると、
差分に対する非線形歪が生じるから、その差分に生じた
歪の分を補償することはできないからである。そこで、
この発明の目的は、上述の技術的課題を解決し、非線形
特性の経時変化に対応して非線形歪を補償でき、これに
より送信信号から非線形歪を良好に除去できる直交変調
器を提供することである。

【０００６】

【課題を解決するための手段および発明の効果】本発明
の直交変調器は、非線形部の非線形歪を補償するために
送信すべき信号を歪ませるプリディストーション手段
と、このプリディストーション手段の出力信号に対して
直交変調処理を施すことにより変調信号を作成し、この
作成された変調信号を前記非線形部に送出する変調手段
と、前記非線形部を通過した後の変調信号を取り込み、
この取り込まれた変調信号に対して前記直交変調処理と
は逆の処理である直交復調処理を施すことにより元の信
号を復元する復調手段と、前記プリディストーション手
段の出力信号、および、前記復調手段により復元された
信号に基づいて、前記非線形部の非線形特性を求めるた
めのモデリング手段とを備えるものである（請求項
１）。

【０００７】この直交変調器によれば、非線形部の非線
形特性を動的に求め、この求められた非線形特性の逆特
性により、プリディストーション手段において信号を歪
ませるから、非線形部の非線形特性が変化しても、この
非線形特性の経時変化に追随してプリディストーション
を行うことができる。したがって、送信信号から非線形
歪を良好に除去できる。そのため、高い通信品質を維持
することができる。

【０００８】請求項２記載の直交変調器は、前記プリデ
ィストーション手段の出力信号を取り込み、この取り込
まれた信号を遅延させるための遅延手段をさらに備え、
前記モデリング手段には、前記遅延手段により遅延され
た信号が与えられるようになっている。プリディストー
ション手段から出力された後非線形部を通過して復調手
段により復調された信号は、プリディストーション手段
から出力される信号に対して時間的に遅れる。したがっ
て、この請求項２記載の発明のように、プリディストー
ション信号を遅延させてモデリング手段に与えることに
より、非線形特性を求めるのに必要な信号の時間差をな
くすことができる。そのため、非線形特性をより正確に
求めることができる。ゆえに、送信信号から非線形歪を
より良好に除去でき、その結果通信品質の一層の向上を
図れる。

【０００９】請求項３記載の直交変調器は、前記復調手
段により復元された信号に基づいて、前記プリディスト
ーション手段の出力信号を推定する送信信号推定手段を
さらに備え、前記モデリング手段は、前記プリディスト
ーション手段の出力信号に代えて、前記送信信号推定手
段により推定された信号をモデリングに用いることを特
徴とする。

【００１０】この発明によれば、復元された信号に基づ
いてプリディストーション手段から出力される信号を推
定し、この推定された信号をプリディストーション手段
から出力された信号としてモデリングに用いるから、モ
デリングに必要な信号に時間差がない。したがって、請
求項２記載の発明と違って遅延手段が不要になる。請求
項４記載の発明によれば、当該直交変調器には、２進符
号が与えられるようになっており、前記２進符号を前記
送信信号推定手段により設定される多値数の多値ディジ
タルデータに変換し、この多値ディジタルデータを送信
すべき信号として前記プリディストーション手段に与え
る２値／多値変換手段をさらに備え、前記送信信号推定
手段は、信号推定処理が行われるたびに、多値数を小さ
な値から大きな値に段階的に変更して設定する。

【００１１】この発明によれば、プリディストーション
手段に与えられるべきディジタルデータの多値数を最初
は小さな値に設定しているから、復調手段により復元さ
れる信号が歪んでいても、送信信号推定手段において元
の信号を良好に推定できる。したがって、非線形特性を
より一層正確に求めることができるので、プリディスト
ーションをより一層良好に行うことができる。そのた
め、送信信号から非線形歪をより一層良好に除去でき、
その結果通信品質のより一層の向上を図れる。

【００１２】請求項５記載の発明の直交変調器は、前記
非線形部に送出すべき信号の振幅を調整するための振幅
調整手段をさらに備える。この発明では、出力信号の振
幅が飽和する入出力特性を有する高出力増幅器を使用す
る場合であっても、プリディストーションに必要となる
定義域のAM-AM 特性F(rp(t))の逆特性を求めることがで
き、その結果歪補償を良好に行うことができる。

【００１３】請求項６記載の発明によれば、前記変調手
段は、前記プリディストーション手段の出力信号に対し
てＱＡＭ変調処理を施してＱＡＭ変調信号を作成するも
のであり、前記復調手段は、前記ＱＡＭ変調信号に対し
てＱＡＭ復調処理を施すことにより元の信号を復元する
とともに、この復元された信号をフィルタリングして出
力するＱＡＭ用の復調ＬＳＩで構成されるものであり、
前記モデリング手段は、複数回にわたってモデリング処
理を実行する。

【００１４】この発明では、復調手段として復調ＬＳＩ
が用いられる。復調ＬＳＩは、一般に、フィルタリング
された信号を出力する。非線形歪に関する情報は、広い
周波数範囲にわたって復調信号に含まれているから、フ
ィルタリングにより歪に関する情報が欠落するおそれが
ある。一方、モデリングされた非線形特性に基づいてプ
リディストーションされると、非線形歪をある程度抑え
られるから、隣接チャネル干渉が減少し、帯域内に含ま
れる非線形歪に関する情報も増える。そこで、複数回に
わたってモデリング処理を実行することにより、非線形
歪に関する情報を増やすようにしている。したがって、
非線形特性を正確に求めることができるから、プリディ
ストーションを良好に行うことができる。また、この発
明では復調手段を復調ＬＳＩで構成しているから、復調
手段を容易に作成することができる。

【００１５】前記変調手段は、前記プリディストーショ
ン手段の出力信号に対してＶＳＢ変調処理を施してＶＳ
Ｂ変調信号を作成するものであり、前記復調手段は、前
記ＶＳＢ変調信号に対してＶＳＢ復調処理を施すことに
より元の信号を復元するとともに、この復元された信号
のうちＩ軸信号をフィルタリングして出力するＶＳＢ用
の復調ＬＳＩで構成されるものであり、前記復調ＬＳＩ
から出力されるＩ軸信号に基づいてＱ軸信号を推定し、
この推定されたＱ軸信号を前記モデリング手段に与える
ためのＱ軸信号推定手段をさらに含むことを特徴とする
（請求項７）。

【００１６】この発明では、上述の請求項６記載の発明
と同様に、復調手段がＶＳＢ用の復調ＬＳＩで構成され
る。一方、ＶＳＢ用の復調ＬＳＩからは、Ｉ軸信号だけ
が出力され、Ｑ軸信号は出力されない。そこで、この発
明のように、復調ＬＳＩから出力されるＩ軸信号に基づ
いてＱ軸信号を推定し、この推定されたＱ軸信号をモデ
リングに用いるようにしている。したがって、ＶＳＢ用
の復調ＬＳＩを用いる場合であっても、非線形特性を正
確に求めることができ、その結果プリディストーション
を良好に行うことができる。また、この発明では復調手
段を復調ＬＳＩで構成しているから、復調手段を容易に
作成することができる。

【００１７】請求項８記載の直交変調器では、前記モデ
リング手段が、非線形特性のうちのＡＭ−ＡＭ特性の逆
特性をいったん求め、次に逆特性の線形な部分の傾きが
１となるように補正された逆特性を求めるものである。
この直交変調器によれば、ＡＧＣ回路による制御を補う
ことができる。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下では、この発明の実施の形態
を、添付図面を参照して詳細に説明する。図１は、この
発明の第１実施形態に係るＱＡＭ（quadrature amplitu
de modulation)変調器が適用される地上波テレビ放送シ
ステムの構成を示す概念図である。この地上波テレビ放
送システムは、放送局１の送信機２から番組に対応する
送信信号をケーブル３を介して電波塔４に伝送し、電波
塔４から前記送信信号に基づく電波を放射することによ
り、番組を家庭５に提供するものである。

【００１９】送信機２は、ＱＡＭ変調器６を備えてい
る。ＱＡＭ変調器６では、番組に対応するディジタルデ
ータに基づく６４ＱＡＭ変調処理が実行され、６４ＱＡ
Ｍ変調信号が作成される。送信機２は、この作成された
６４ＱＡＭ変調信号を送信信号としてケーブル３を介し
て電波塔４に伝送する。家庭５には、受信アンテナ７、
チューナ８およびテレビ受像器９が備えられている。受
信アンテナ７において電波が受信されると、当該受信電
波に基づく受信信号にはチューナ８において６４ＱＡＭ
復調が施され、元のディジタルデータが復元される。こ
の復元されたディジタルデータは、テレビ受像器９に与
えられる。これにより、テレビ受像器９において番組を
視聴することができる。

【００２０】図２は、送信機２の構成を示すブロック図
である。上述のとおり、送信機２はＱＡＭ変調器６を備
えている。また、送信機２の変調信号ｘ(t) は、非線形
部１０を通り歪んだ変調信号ｙ(t) になる。ＱＡＭ変調
器６には、ディジタルデータxI(t) ，xQ(t) がＩ軸デー
タおよびＱ軸データとしてそれぞれ与えられるようにな
っている。ディジタルデータxI(t)，xQ(t) は、それぞ
れ、８値で表される多値データである。ディジタルデー
タxI(t) ，xQ(t) は、ベースバンドフィルタ１１ａ，１
１ｂにそれぞれ与えられる。ベースバンドフィルタ１１
ａ，１１ｂは、たとえばルート配分のロールオフフィル
タで構成され、ディジタルデータxI(t) ，xQ(t) の各周
波数帯域を適当な範囲に制限する。受信側が持つルート
配分のロールオフフィルタと合わせて符号間干渉を防止
する。

【００２１】ベースバンドフィルタ１１ａ，１１ｂの各
出力であるベースバンド信号xi(t)，xq(t) は、プリデ
ィストーション回路１２にそれぞれ与えられる。プリデ
ィストーション回路１２は、送信信号が非線形部１０を
通過した後に非線形歪がなくなるように、ベースバンド
信号xi(t) ，xq(t) を予め歪ませるための回路であり、
「従来の技術および発明が解決しようとする課題」の項
において説明したGirardの特許に相当する機能を達成す
るものである。

【００２２】プリディストーション回路１２の出力であ
るプリディストーション信号Pi(t)，Pq(t) は、変調部
１３に備えられている乗算部１３ａ，１３ｂにそれぞれ
与えられる。プリディストーション信号Pi(t) が与えら
れる乗算部１３ａは、当該プリディストーション信号Pi
(t) により搬送波cos （ωct）を振幅変調するものであ
り、プリディストーション信号Pq(t) が与えられる乗算
部１３ｂは、当該プリディストーション信号Pq(t) によ
り搬送波sin （ωct）を振幅変調するものである。その
結果、各乗算部１３ａ，１３ｂの出力x1(t) ，x2(t)
は、下記(1) 式および(2) 式に示すようになる。なお、
ωc は搬送波周波数である。

【００２３】x1(t) ＝Pi(t)cos（ωct） …(1) x2(t) ＝Pq(t)sin（ωct） …(2) 各信号x1(t) ，x2(t) は加算部１３ｃに与えられ、この
加算部１３ｃにおいて加算される。その結果、下記(3)
式に示すように、６４ＱＡＭ変調信号x(t)が作成され
る。

【００２４】 x(t)＝x1(t) ＋x2(t) ＝Pi(t)cos（ωct) ＋Pq(t)sin（ωct) …(3) ＱＡＭ変調器６は、また、送信信号が受ける非線形歪を
補償する目的で、非線形部１０を通過した後の６４ＱＡ
Ｍ変調信号y(t)を取り込んで復調するための復調部１４
を備えている。復調部１４は、２つの乗算部１５ａ，１
５ｂを備えている。６４ＱＡＭ変調信号y(t)は２分さ
れ、各乗算部１５ａ，１５ｂにそれぞれ与えられる。各
乗算部１５ａ，１５ｂは、６４ＱＡＭ変調信号y(t)に対
して搬送波cos （ωct) ，sin （ωct) をそれぞれ乗算
する。その結果、６４ＱＡＭ変調信号y(t)は６４ＱＡＭ
復調され、復調信号yi(t) ，yq(t) が作成される。復調
信号yi(t) ，yq(t) は、モデリング回路１６に与えられ
る。

【００２５】モデリング回路１６には、また、６４ＱＡ
Ｍ変調前のプリディストーション信号Pi(t) ，Pq(t) が
与えられるようになっている。モデリング回路１６は、
プリディストーション信号Pi(t) ，Pq(t) ならびに復調
信号yi(t) ，yq(t) に基づいて非線形部１０の包絡線モ
デル（非線形特性）を適宜モデリングし、そのモデリン
グ結果をプリディストーション回路１２に与える。

【００２６】モデリング回路１６は、メモリ１７を備え
ている。メモリ１７は、モデリング処理に必要となるプ
リディストーション信号Pi(t) ，Pq(t) ならびに復調信
号yi(t) ，yq(t) を蓄積するために使用される。図３
は、非線形部１０の構成を示すブロック図である。非線
形部１０は、６４ＱＡＭ変調信号x(t)の周波数をＩＦ帯
からＲＦ帯に変換するアップコンバータ２０、および、
周波数変換後の６４ＱＡＭ変調信号を増幅する高出力増
幅器２１を備えている。ケーブル３へは、高出力増幅器
２１により増幅された後の６４ＱＡＭ変調信号が送出さ
れる。非線形部１０は、また、高出力増幅器２１により
増幅された後の６４ＱＡＭ変調信号の周波数をＩＦ帯に
低下させるダウンコンバータ２２を備えている。ダウン
コンバータ２２により周波数変換された後の６４ＱＡＭ
変調信号y(t)は、復調部１４に与えられるようになって
いる。

【００２７】次に、モデリング回路１６におけるモデリ
ング処理について説明する。なお、以下では、便宜上、
非線形部１０の包絡線モデルに関する説明をした後に、
モデリング処理について説明する。入力a(t)cos （ωc
t）に対する包絡線モデルは、下記(4) 式に示すよう
に、AM-AM 特性F(a(t)) およびAM-PM 特性g(a(t)) で表
現される。ここに、AM-AM 特性F(a(t)) は、非線形部１
０における入出力信号間の振幅に関する歪の程度を表す
ものであり、AM-PM 特性g(a(t)) は、非線形部１０にお
ける入出力信号間の位相に関する歪の程度を表すもので
ある。

【００２８】F(a(t))cos（ωct＋g(a(t))) …(4) また、直交モデルでは、上述の入力a(t)cos （ωct）に
対する出力は、下記(5) 式のように表現される。 F(a(t))cos(g(a(t)))cos（ωct) −F(a(t))sin(g(a(t)))sin（ωct) …(5) この第１実施形態では、非線形部１０への入力信号であ
る６４ＱＡＭ変調信号x(t)は、前記(3) 式に示すとおり
である。ここで、図４に示すようにθp(t)およびrp(t)
を定義すると、(3) 式は、下記(6) 式に変換することが
できる。

【００２９】 x(t)＝Pi(t)cos（ωct）＋Pq(t)sin（ωct）＝rp(t)cos（ωct−θp(t)） …(6) したがって、この入力x(t)が直交モデルに従う非線形部
１０に入力されると、非線形部１０の出力である６４Ｑ
ＡＭ変調信号y(t)は、下記(7) 式に示すようになる。

【００３０】 y(t)＝F(rp(t))cos(g(rp(t)))cos（ωct- θp(t)）− F(rp(t))sin(g(rp(t)))sin（ωct- θp(t)） …(7) ここで、 Si(t) ＝F(rp(t))cos(g(rp(t))) …(8) Sq(t) ＝F(rp(t))sin(g(rp(t))) …(9) とおくと、前記(7) 式は、下記(10)式のように変換され
る。

【００３１】 y(t)＝Si(t)cos（ωct- θp(t)）−Sq(t)sin（ωct−θp(t)）＝｛Si(t)cos（θp(t)）＋Sq(t)sin（θp(t)）｝cos （ωct）＋｛Si(t)sin（θp(t)）−Sq(t)cos（θp(t)）｝sin （ωct）＝F(rp(t))cos （θp(t)−g(rp(t))）cos （ωct）＋ F(rp(t))sin （θp(t)−g(rp(t))）sin （ωct） …(10) したがって、この(10)式で示された６４ＱＡＭ変調信号
y(t)を２つの搬送波cos （ωct），sin （ωct）を用い
て復調すれば、下記(11)式および(12)式に示すように、
各復調信号yi(t) ，yq(t) が得られることになる。

【００３２】 yi(t) ＝F(rp(t))cos （θp(t)−g(rp(t))） …(11) yq(t) ＝F(rp(t))sin （θp(t)−g(rp(t))） …(12) そのため、プリディストーション信号Pi(t) ，Pq(t) な
らびに復調信号yi(t)，yq(t) の関係は、図５に示すよ
うになる。ゆえに、プリディストーション信号Pi(t) ，
Pq(t) ならびに復調信号yi(t) ，yq(t) が一組あれば、
下記(13)式および(14)式のように、１つの振幅値rp(t)
に対するAM-AM 特性F(rp(t))およびAM-PM 特性g(rp(t))
を求めることができる。

【００３３】F(rp(t))＝√｛yi(t)²＋yq(t)²｝ …(13) g(rp(t))＝θy(t)−θp(t) …(14) ところで、以上説明したAM-AM 特性F(rp(t))は、横軸お
よび縦軸をそれぞれrp(t) およびF(rp(t))とした場合に
おける点データ（rp(t) ，F(rp(t))) として求められる
ものである。しかし、プリディストーション回路１２に
おいてベースバンド信号xi(t) ，xq(t) を歪ませる際に
必要な振幅に関する特性は、AM-AM 特性F(rp(t))の逆特
性である。したがって、モデリング回路１６は、前記点
データ（rp(t) ，F(rp(t))を求めるのではなく、横軸お
よび縦軸をそれぞれF(rp(t))およびrp(t) とした場合に
おける点データ（F(rp(t))，rp(t) ）を求める。

【００３４】また、位相に関する特性であるAM-PM 特性
g(rp(t))については、横軸および縦軸をそれぞれrp(t)
およびg(rp(t))とした場合における点データ（rp(t) ，
g(rp(t))）を求める。モデリング回路１６は、上述のよ
うにして取得された点データ（F(rp(t))，rp(t) ），
（rp(t) ，g(rp(t))）を所定のサンプル数だけ蓄積し、
各点列の近似曲線を求めることにより、AM-AM 特性F(rp
(t))の逆特性およびAM-PM 特性g(rp(t))を求める。

【００３５】さらに具体的には、モデリング回路１６
は、各信号Pi(t) ，Pq(t) ，yi(t) ，yq(t) をメモリ１
７に蓄積していき、所定のサンプル数に達すると、点デ
ータ（F(rp(t))，rp(t) ），（rp(t) ，g(rp(t))）を求
める。この場合、点データ（F(rp(t))，rp(t) ），（rp
(t) ，g(rp(t))）は、それぞれ図６および図７に示す白
丸のように求められる。そして、点データ（F(rp(t))，
rp(t) ），（rp(t) ，g(rp(t))）が所定のサンプル数だ
け蓄積されると、モデリング回路１６は、各信号Pi(t)
，Pq(t) ，yi(t) ，yq(t) の取込みを禁止するととも
に、複数個の点データ（F(rp(t))，rp(t) ），（rp(t)
，g(rp(t))）にそれぞれ近似する近似曲線を求める。

【００３６】近似曲線の求め方は、たとえば単一の多項
式で近似してもよく、また、複数の多項式を接続したス
プライン関数で近似してもよい。なお、いずれの近似の
仕方であっても、近似曲線が真の包絡線特性に近づくよ
うに、最小二乗法を用いて関数を求める必要がある。こ
うして、AM-AM 特性F(rp(t))の逆特性およびAM-PM 特性
g(rp(t))が求められる。

【００３７】モデリング回路１６は、求められたAM-AM
特性F(rp(t))の逆特性およびAM-PM特性g(rp(t))をプリ
ディストーション回路１２に与える。プリディストーシ
ョン回路１２は、この与えられたAM-AM 特性F(rp(t))の
逆特性およびAM-PM 特性g(rp(t))に基づいて、ベースバ
ンド信号xi(t) ，xq(t) を歪ませる。これにより、プリ
ディストーション回路１２は、非線形部１０の包絡線モ
デルに応じたプリディストーションを達成できる。

【００３８】モデリング回路１６は、近似曲線の計算終
了後、各信号Pi(t) ，Pq(t) ，yi(t) ，yq(t) の取込み
を再開し、上述した処理を繰り返し実行する。したがっ
て、プリディストーション回路１２は、非線形部１０の
包絡線モデルの経時変化に追従したプリディストーショ
ンを行うことができる。なお、１回目のモデリングを行
うのに必要なプリディストーション信号Pi(t)，Pq(t)
ならびに復調信号yi(t) ，yq(t) を蓄積している間、プ
リディストーション回路１２は、ベースバンド信号xi
(t) ，xq(t) を歪ませることなくそのままプリディスト
ーション信号Pi(t) ，Pq(t) として出力する。

【００３９】以上のようにこの第１実施形態によれば、
包絡線モデルを動的に求め、この求められた包絡線モデ
ルに基づいてプリディストーションを行うようにしてい
るから、包絡線モデルの経時変化に対応でき、良好なプ
リディストーションを達成できる。したがって、送信信
号から非線形歪を良好に除去できる。そのため、高い通
信品質を維持することができる。

【００４０】なお、前記第１実施形態では、変調方式と
して６４ＱＡＭ変調方式を適用する場合を例にとって説
明しているが、たとえば８ＶＳＢ（vestigial sideban
d）変調方式を適用してもよい。図８は、前記第１実施
形態におけるＱＡＭ変調器６の代わりに、８ＶＳＢ変調
処理を実行するＶＳＢ変調器６０を備える送信機２の構
成を示すブロック図である。ＱＡＭ変調器６との相違点
は、このＶＳＢ変調器６０には、Ｉ軸およびＱ軸に異な
るディジタルデータが与えられるのではなく、８値のデ
ィジタルデータxI(t) が１つだけ与えられ、与えられた
後に２分され、それぞれＩ軸データおよびＱ軸データと
してベースバンドフィルタ１１ａ，１１ｂに与えられる
ようになっている点である。なお、この場合、受信側の
家庭５に設けられるチューナ８には、受信アンテナ７か
ら出力される８ＶＳＢ信号を復調するためのＶＳＢ復調
回路が備えられることになる。

【００４１】図９は、この発明の第２実施形態に係るＱ
ＡＭ変調器が適用される送信機の構成を示すブロック図
である。図９において、図２と同じ機能部分については
同一の参照符号を使用する。前記第１実施形態では、モ
デリング回路１６に対してプリディストーション回路１
２の出力をそのまま与えるようにしているのに対して、
この第２実施形態では、プリディストーション回路１２
の出力を遅延させ、そのうえでモデリング回路１６に与
えるようにしている。

【００４２】より詳述すれば、プリディストーション回
路１２から出力されるプリディストーション信号Pi(t)
，Pq(t) は、遅延回路２０に与えられる。遅延回路２
０は、プリディストーション信号Pi(t) ，Pq(t) を時間
Δｔだけ遅らせてモデリング回路１６に与える。時間Δ
ｔは、プリディストーション信号Pi(t) ，Pq(t) がプリ
ディストーション回路１２から出力されてから、当該プ
リディストーション信号Pi(t) ，Pq(t) にそれぞれ対応
する復調信号yi(t) ，yq(t) がモデリング回路１６に与
えられるまでに要する時間に設定される。したがって、
モデリング回路１６には、復調信号yi(t) ，yq(t) に対
して時間的にずれのないプリディストーション信号Pi
(t) ，Pq(t) が与えられることになる。

【００４３】この構成によれば、モデリング回路１６で
は信号遅延を考慮してモデリングを行うことができるか
ら、前記第１実施形態よりも一層正確な包絡線モデルを
求めることができる。そのため、前記第１実施形態に比
べて、送信信号の非線形歪を一層良好に除去することが
できる。なお、この第２実施形態においても、ＱＡＭ変
調器６の代わりに、この第２実施形態と同様の機能を実
現する図１０に示すようなＶＳＢ変調器７０を設けても
よいことはもちろんである。

【００４４】図１１は、この発明の第３実施形態に係る
ＱＡＭ変調器が適用される送信機の構成を示すブロック
図である。図１１において、図２と同じ機能部分につい
ては同一の参照符号を使用する。前記第２実施形態で
は、信号遅延に対応するために遅延回路２０を設けてい
るのに対して、この第３実施形態では、復調信号yi(t)
，yq(t) からプリディストーション信号Pi(t) ，Pq(t)
を推定することにより、遅延回路を設けることなく信
号遅延に対応している。

【００４５】より詳述すれば、ＱＡＭ変調器６は、送信
信号推定回路２５を備えている。送信信号推定回路２５
は、復調部１４から出力された復調信号yi(t) ，yq(t)
を入力信号とし、この復調信号yi(t) ，yq(t) に基づい
てプリディストーション信号を推定し、この推定された
プリディストーション信号（以下「推定プリディストー
ション信号」という。）Pi(t) ′，Pq(t) ′をモデリン
グ回路１６に与える。モデリング回路１６は、与えられ
た推定プリディストーション信号Pi(t) ′，Pq(t) ′と
復調信号yi(t) ，yq(t) とに基づいて包絡線モデルを求
める。

【００４６】図１２は、送信信号推定回路２５の構成を
示すブロック図である。送信信号推定回路２５は、ベー
スバンドフィルタ２６ａ，２６ｂを有しており、復調信
号yi(t) ，yq(t) は、このベースバンドフィルタ２６
ａ，２６ｂにそれぞれ入力される。ベースバンドフィル
タ２６ａ，２６ｂにより帯域制限を受けた後の復調信号
yif(t)，yqf(t)は、ＱＡＭ変調器６に入力される前のデ
ィジタルデータxI(t) ，xQ(t) の推定値yI(t) ，yQ(t)
を求めるための判定回路２７ａ，２７ｂにそれぞれ与え
られる。

【００４７】上述のように、ディジタルデータxI(t) ，
xQ(t) は、多値数「８」のデータである。ディジタルデ
ータxI(t) ，xQ(t) がとり得る８つの値として、たとえ
ば「−７，−５，−３，−１，１，３，５，７」が設定
されている場合、判定回路２７ａ，２７ｂは、図１３に
示すような入出力特性を有する。たとえば、０＜yif(t)
＜２，０＜yqf(t)＜２であれば、値「１」の信号が出力
され、２＜yif(t)＜４，２＜yqf(t)＜４であれば、値
「３」の信号が出力される。このように、ある一定範囲
内の入力値に対して１つの出力値を対応付けることによ
り、もとのディジタルデータxI(t) ，xQ(t) からのずれ
を補償している。

【００４８】判定回路２７ａ，２７ｂの出力信号は、ベ
ースバンドフィルタ２８ａ，２８ｂを介してプリディス
トーション回路２９ａに与えられる。これにより、判定
回路２７ａ，２７ｂの出力信号には、ＱＡＭ変調器６に
入力されるディジタルデータxI(t) ，xQ(t) に対する処
理と同様の処理が施される。その結果、プリディストー
ション回路２９から推定プリディストーション信号Pi
(t) ′，Pq(t) ′がそれぞれ出力される。この場合、推
定プリディストーション信号Pi(t) ′，Pq(t) ′は、復
調信号yi(t) ，yq(t) に基づいて得られるから、復調信
号yi(t) ，yq(t)との時間的なずれはない。

【００４９】したがって、プリディストーション回路１
２から出力されたプリディストーション信号Pi(t) ，Pq
(t) を遅延回路により遅延させた場合と同様に、信号遅
延に対応することができる。そのため、より一層正確な
包絡線モデルを求めることができる。ゆえに、送信信号
の非線形歪をより一層良好に除去することができる。な
お、この第３実施形態においても、ＱＡＭ変調器６の代
わりに、この第３実施形態に係る機能を実現する図１４
に示すようなＶＳＢ変調器８０を設けてもよいことはも
ちろんである。この場合、送信信号推定回路２５は、た
とえば図１５に示すような回路構成となる。

【００５０】図１６(a) は、ＶＳＢ変調器８０を適用す
る場合におけるAM-AM 特性Ｆ(rp(t)) を示すグラフであ
り、図１６(b) は、ＶＳＢ変調器８０を適用する場合に
おけるAM-PM 特性g(rp(t))を示すグラフである。図１６
において、黒丸の各点は実測値であり、実線は単一の３
次関数で近似した近似曲線を表している。なお、近似に
用いた実測値の点数は1,616 点であり、図１６にはその
うち５３８点が示されている。

【００５１】図１７(c) は、図１６に示されたAM-AM 特
性Ｆ(rp(t)) の逆特性およびAM-PM特性g(rp(t))を用い
てプリディストーションした場合における高出力増幅器
の出力の周波数スペクトルである。図１７(a) ，(b)
は、比較のためのグラフであり、それぞれ、高出力増幅
器を非線形部１０に備えていない場合の変調信号の周波
数スペクトル、および、高出力増幅器により非線形歪を
受けた状態の高出力増幅器の出力の周波数スペクトルを
示したものである。

【００５２】このグラフから明らかなように、図１７
(b) に示された特性は、高出力増幅器による非線形歪を
受けて大きく歪んでいるのに対して、図１７(c) に示さ
れた特性は、図１７(a) とほとんど同様の特性となって
おり、非線形歪を良好に除去できていることがわかる。
図１８は、この発明の第４実施形態に係るＱＡＭ変調器
が適用される送信機の構成を示すブロック図である。図
１８において、図２と同じ機能部分については同一の参
照符号を使用する。

【００５３】前記第３実施形態では、どのような復調信
号yi(t) ，yq(t) からでもプリディストーション信号Pi
(t) ，Pq(t) を推定できることを前提としている。しか
し、非線形部１０における非線形歪が大きい場合には、
前記第３実施形態の構成では、プリディストーション信
号Pi(t) ，Pq(t) を推定することは困難である。具体的
には、実際にはxI(t) ＝１であるのに、非線形歪が大き
いと、yI(t) ＝３となる場合がある。この場合、前記第
３実施形態に係る判定回路２７ａ，２７ｂでは、xI(t)
＝３であると誤推定され、この誤推定された結果に相当
する推定プリディストーション信号Pi(t) ′，Pq(t) ′
が出力されることになる。

【００５４】前記第３実施形態に係る判定回路２７ａ，
２７ｂにおいては、たとえば元のディジタルデータxI
(t) が「１」である場合、当該ディジタルデータxI(t)
を正確に推定できるのは、０＜yI(t) ＜２の場合だけで
ある。つまり、前記第３実施形態では、±１の歪までし
か許容できない。一方、入力されるディジタルデータxI
(t) ，xQ(t) がたとえば「−６，−２，２，６」の４値
を採る場合、判定回路２７ａ，２７ｂの入出力特性は、
たとえば図１９に示すように、±２の歪まで許容できる
ものとなる。つまり、ディジタルデータxI(t) ，xQ(t)
の多値数が少なければ、歪の許容範囲は大きくなる。

【００５５】そこで、この第４実施形態では、非線形歪
が大きくても正確な推定プリディストーション信号Pi
(t) ′，Pq(t) ′を求めることができるように、小さな
多値数から動作を開始させることとした。より詳述すれ
ば、この第４実施形態に係るＱＡＭ変調器６には、２進
符号が与えられる。ＱＡＭ変調器６は、図１８に示すよ
うに、２進符号を多値ディジタルデータxI(t) ，xQ(t)
に変換するための２値／多値変換回路３０ａ，３０ｂを
入力最前段に備えている。２値／多値変換回路３０ａ，
３０ｂは、２進符号を多値ディジタルデータxI(t) ，xQ
(t) に変換し、この変換後の多値ディジタルデータxI
(t) ，xQ(t) をベースバンドフィルタ１１ａ，１１ｂを
介してプリディストーション回路１２にそれぞれ与え
る。

【００５６】２値／多値変換回路３０ａ，３０ｂにおい
て作成される多値ディジタルデータxI(t) ，xQ(t) の多
値数は、送信信号推定回路２５により決定される。より
詳述すれば、送信信号推定回路２５は、１回目の多値数
として小さな多値数を設定し、２回目以降の多値数とし
て大きな多値数を設定するようにしている。たとえば、
送信信号推定回路２５は、１回目のモデリングの際に
は、２値／多値変換回路３０ａ，３０ｂに対して多値数
「２」を設定し、２回目以降のモデリングの際には、２
値／多値変換回路３０ａ，３０ｂに対して多値数「８」
を設定する。

【００５７】このように、小さな多値数を最初に設定す
ることにより、非線形歪が大きく、復調信号yi(t) ，yq
(t) が大きく歪んでいても、送信信号推定回路２５にお
いて正確な推定プリディストーション信号Pi(t) ′，Pq
(t) ′を得ることができる確率が高くなる。したがっ
て、２回目のモデリングから多値数を大きな値に戻して
も、正確なプリディストーション信号Pi(t) ′，Pq(t)
′を求めることができる確率が高くなる。そのため、
非線形部１０における非線形歪の影響が大きくても、正
確なプリディストーション信号Pi(t) ′，Pq(t) ′を求
めることができる。

【００５８】なお、多値数の設定の仕方としては、たと
えば「「２」→「４」→「６」→「８」→「８」→以下
「８」」のようにモデリングが行われるたびに変更して
いってもよく、また、「「２」→「２」→「４」→
「４」→「６」→「６」→「８」→「８」→以下
「８」」のようにモデリングが行われるたびに変更して
いってもよい。このように、設定すべき多値数を複数回
にわたって段階的に変化させることにより、より正確な
推定プリディストーション信号Pi(t) ′，Pq(t) ′を求
めることができる。

【００５９】また、この第４実施形態においても、ＱＡ
Ｍ変調器６の代わりに、この第４実施形態に係る機能を
実現する図２０に示すようなＶＳＢ変調器９０を設けて
もよいことはもちろんである。図２１は、この発明の第
５実施形態に係るＱＡＭ変調器が適用される送信機の構
成を示すブロック図である。図２１において、図２と同
じ機能部分については同一の参照符号を使用する。

【００６０】前記第１ないし第４実施形態では、AM-AM
特性の逆特性を求める際にその定義域について考慮して
いないが、入力信号の振幅が増大するに従って出力信号
の振幅が飽和するAM-AM 特性を持つ歪み系を補償する場
合には、定義域の考慮が必要である。この第５実施形態
では、定義域に要求される条件を満たすために、１回目
のモデリング時に振幅調整を行っている。

【００６１】図２２を用いて振幅調整の説明をする。振
幅調整をしないときのベクトル(xi(t),xq(t)) の絶対値
rx(t) の最大値をr3とし、ベクトル(yi(t),yq(t)) の絶
対値をry(t) とした場合、(rx(t),ry(t)) は弧OBの近傍
に分布する。この弧OBの逆関数は弧OAである。例えばベ
クトル(xi(t),xq(t)) の絶対値がr1であれば、プリディ
ストーション回路は絶対値がr2であるベクトル(Pi(t),P
q(t)) を出力する。

【００６２】ところでプリディストーション回路は、絶
対値がr3である(xi(t),xq(t)) が入力されれば、絶対値
がr4である(Pi(t),Pq(t)) を出力する必要がある。従っ
て逆特性として弧OAではなく弧OCが必要である。しかし
弧OCを求めるには、弧ODが求まっている必要がある。つ
まりrx(t) の最大値が、r3よりも大きなr4になるよう振
幅調整する必要がある。

【００６３】そこで、これに対処するために、この第５
実施形態では、図２１に示すように振幅調整回路を備え
る。具体的には、オペアンプまたはアッテネータからな
る振幅調整回路１０５ａ，１０５ｂをベースバンドフィ
ルタ１１ａ，１１ｂの後段に配置し、１回目のモデリン
グに使用する(xi(t),xq(t)) をメモリに蓄える間は、rx
(t) の最大値がr4になるように、入力信号の振幅を増大
させる。蓄え終わったらそれ以降は振幅の増大をやめ
る。また、振幅調整回路１０５ａ，１０５ｂの配置位置
としては、プリディストーション回路１２の後段および
変調部１３の後段も考えられる。

【００６４】このようにこの第５実施形態によれば、出
力信号の振幅が飽和する入出力特性を有する高出力増幅
器２１を使用する場合であっても、プリディストーショ
ンに必要となる定義域のAM-AM 特性F(rp(t))の逆特性を
求めることができ、その結果歪補償を良好に行うことが
できる。なお、この第５実施形態においても、ＱＡＭ変
調器６の代わりに、この第５実施形態に係る機能を実現
するＶＳＢ変調器を設けてもよいことはもちろんであ
る。

【００６５】図２３は、前記第５実施形態に係るＱＡＭ
変調器６の代わりに、８ＶＳＢ変調処理を実行するＶＳ
Ｂ変調器１１０が適用される送信機２の構成を示すブロ
ック図である。図２３において、図２と同じ機能を実現
する部分については同一の参照符号を使用する。このＶ
ＳＢ変調器１１０は、パイロット信号を利用することに
より、入力信号の振幅を調整し、AM-AM 特性F(rp(t))の
逆特性を必要な定義域の範囲で求めるようにしている。
より詳述すれば、ＶＳＢ変調器１１０は、ベースバンド
フィルタ１１ａとプリディストーション回路１２との間
に、加算器１１５ａを備えている。加算器１１５ａに
は、ベースバンドフィルタ１１ａの出力と、レベルを変
更できるパイロット信号（Ｐ信号）が与えられるように
なっている。したがって、プリディストーション回路１
２には、ベースバンドフィルタ１１ａの出力とパイロッ
ト信号とが足し算された信号が与えられることになる。
そのため、パイロット信号のレベルを適宜変更すること
により、入力信号の振幅を任意の大きさに調整すること
ができる。

【００６６】このように、この構成によれば、ＶＳＢ変
調処理を実行する場合であっても、入力信号の振幅を調
整できるから、出力信号の振幅が飽和する入出力特性を
有する高出力増幅器２１を使用する場合であっても、AM
-AM 特性F(rp(t))の逆特性を必要な定義域の範囲で求め
ることができ、その結果歪補償を良好に行うことができ
る。

【００６７】図２４は、この発明の第６実施形態に係る
ＱＡＭ変調器が適用される送信機の構成を示すブロック
図である。図２４において、図２と同じ機能部分につい
ては同一の参照符号を使用する。この第６実施形態は、
前記第１ないし第５実施形態に係る復調部１４を従来公
知のＱＡＭ用の復調ＬＳＩで構成する場合に例にとった
ものである。この復調ＬＳＩは、乗算部１５ａ，１５ｂ
以外に、ベースバンドフィルタ３５ａ，３５ｂならびに
判定回路３６ａ，３６ｂを有しており、復調ＬＳＩの出
力としては、復調信号yi(t) ，yq(t) そのものではな
く、ベースバンドフィルタ３５ａ，３５ｂの出力yif
(t)，yqf(t)および判定回路３６ａ，３６ｂの出力が得
られるようになっている。この第６実施形態では、判定
回路３６ａ，３６ｂの出力信号よりも復調信号yi(t) ，
yq(t) に近いベースバンドフィルタ３５ａ，３５ｂの出
力信号yif(t)，yqf(t)をモデリング回路１６に与えるよ
うにしている。

【００６８】一方、ベースバンドフィルタ３５ａ，３５
ｂの出力信号yif(t)，yqf(t)は、ベースバンドフィルタ
３５ａ，３５ｂにより周波数が制限された信号であるか
ら、隣接チャンネルの周波数成分は除去されている。し
たがって、信号に含まれる歪みに関する情報が減少して
いる。そのため、１回のモデリングでは、正確な包絡線
モデルを得ることは困難となる。

【００６９】そこで、この第６実施形態では、プリディ
ストーションに必要なAM-AM 特性F(a(t)) の逆特性およ
びAM-PM 特性g(a(t)) を、前記第１実施形態と同様に、
複数回のモデリングを繰り返し行うことにより求めるよ
うにしている。たとえば１回目のモデリング結果に基づ
いてプリディストーションを行うと、不完全ではある
が、送信信号に加えられる非線形歪をある程度抑えるこ
とはできる。その結果、隣接チャネル干渉が減少する。
したがって、このようなモデリングを繰り返せば、隣接
チャネル干渉がその都度減少していき、結果的に、非線
形歪をほぼ完全になくすことができるようになる。

【００７０】このようにこの第６実施形態によれば、復
調部１４を復調ＬＳＩで構成しているから、復調部１４
をそれぞれ別個の電子部品で構成する場合に比べて、復
調部１４を容易に作成することができる。なお、この第
６実施形態においても、ＱＡＭ変調器６の代わりに、復
調部１４を復調ＬＳＩで構成したＶＳＢ変調器を設けて
もよいことはもちろんである。

【００７１】図２５は、前記第６実施形態に係るＱＡＭ
変調器６の代わりに、ＶＳＢ変調処理を実行するＶＳＢ
変調器１２０が適用される送信機２の構成を示すブロッ
ク図である。図２５において、図２４と同じ機能を実現
する部分については同一の参照符号を使用する。このＶ
ＳＢ変調器１２０に備えられるＶＳＢ用の復調ＬＳＩ
は、乗算部１５ａ，１５ｂの出力がそれぞれ与えられる
ベースバンドフィルタ１２５ａ，１２５ｂ、ならびにベ
ースバンドフィルタ１２５ａの出力信号yif(t)が与えら
れる判定回路１２６を有している。この復調ＬＳＩから
は、Ｉ軸の出力信号yif(t)だけが出力されるようになっ
ており、Ｑ軸の出力信号yqf(t)が得られないようになっ
ている。そこで、Ｉ軸の出力信号yif(t)からＱ軸の出力
信号yqf(t)を推定し、この推定出力信号 yqf′(t) をモ
デリング回路１６に与えるようにしている。

【００７２】より具体的には、このＶＳＢ変調器１２０
は、復調ＬＳＩから出力されるＩ軸の出力信号yif(t)を
入力とするＱ軸信号推定回路１２７を備えている。Ｑ軸
信号推定回路１２７は、Ｑ軸の全配分のロールオフ特性
を有するベースバンドフィルタ（図示せず）を備えてお
り、Ｉ軸の出力信号yif(t)をベースバンドフィルタによ
りフィルタリングする。その結果、Ｑ軸の推定出力信号
yqf′(t) が得られる。Ｑ軸信号推定回路１２７は、Ｑ
軸の推定出力信号 yqf′(t) をモデリング回路１６に与
える。

【００７３】なお、この構成においても、モデリング回
路１６に与えられる信号はベースバンドフィルタの出力
信号であるから、前記第６実施形態の場合と同様に、モ
デリングを繰り返し実行する必要がある。このようにこ
の構成によれば、ＶＳＢ変調処理を実行する場合であっ
ても、復調部１４を復調ＬＳＩで構成しているから、復
調部１４を別個の電子部品で構成する場合に比べて、復
調部１４を容易に作成することができる。

【００７４】図２６は、この発明の第７実施形態に係る
ＱＡＭ変調器が適用される送信機の構成を示すブロック
図である。図２６において、図２と同じ機能部分につい
ては同一の参照符号を使用する。前記第１ないし第６実
施形態では、特に利得調整の考慮はされていないが、こ
の第７実施形態では、利得調整を考慮したモデリングが
行われるようになっている。より詳述すれば、復調部１
４の乗算部１５ａ，１５ｂの前段には、利得調整のため
のＡＧＣ(Auto Gain Control) 回路４０が配置されてい
る。プリディストーション信号Pi(t) ，Pq(t) が復調部
１４に与えられるまでには、増幅処理が行われる非線形
部１０を通過する。非線形部の利得は「１」ではないの
で、ＡＧＣ回路４０と非線形部の総合利得が「１」とな
るようにＡＧＣ回路４０は動作する。

【００７５】しかし、この位置で利得調整を行っても、
調整対象の復調信号yi(t) ，yq(t)の振幅が歪んでいる
から、利得調整を正確に行うことができない。そこで、
ＡＧＣ回路４０における利得調整に加えて、モデリング
回路１６においても利得調整をするようにすることが考
えられる。この場合、モデリング回路１６は、振幅が歪
んでいない復調信号yi(t) ，yq(t) を抽出し、この抽出
された復調信号yi(t) ，yq(t) から振幅調整に必要な情
報を得る。

【００７６】より詳述すれば、モデリング回路１６は、
AM-AM 特性F(a(t)) の逆特性を表す曲線（図２２参照）
のうち直線とみなし得る部分を抽出する。その後、この
範囲の傾きが「１」となるように、すべての復調信号yi
(t) ，yq(t) を定数倍する。その結果、振幅が歪んでい
ない復調信号yi(t) ，yq(t) に対する利得が「１」とな
る。こうして、振幅歪の影響を考慮した利得調整を行う
ことができる。

【００７７】この構成によれば、振幅歪の影響を考慮し
た利得調整を行うことができるから、より一層正確な包
絡線モデルを求めることができ、その結果非線形歪の影
響をより一層良好に除去することができる。なお、この
第７実施形態においても、ＱＡＭ変調器６の代わりに、
この第７実施形態に係る機能を実現する図２７に示すよ
うな８ＶＳＢ変調器１３０を設けてもよいことはもちろ
んである。

【００７８】以上、この発明の７つの実施形態について
説明してきたが、この発明が他の実施形態を採りうるの
はもちろんである。たとえば前記各実施形態では、変調
方式として６４ＱＡＭ変調方式および８ＶＳＢ変調方式
を適用する場合を説明している。しかし、たとえば送信
すべきディジタルデータのチャネル数を考慮し、１６Ｑ
ＡＭおよび２５６ＱＡＭなど他のＱＡＭ変調方式、なら
びに１６ＶＳＢ変調方式など他のＶＳＢ変調方式を適用
してもよい。

【００７９】また、前記各実施形態では、この発明を地
上波テレビ放送システムに適用する場合を例にとって説
明している。しかし、この発明は、インターネットを利
用した情報提供システムなど他のシステムに対しても容
易に適用することができる。要は、直交変調を施した送
信信号を非線形部を介して送信するシステムならば、ど
のようなシステムであってもこの発明を適用することが
できる。

【００８０】その他、特許請求の範囲に記載された範囲
で種々の設計変更を施すことが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１実施形態に係るＱＡＭ変調器が
適用される地上波テレビ放送システムの構成を示す概念
図である。

【図２】地上波テレビ放送システムに備えられる送信機
の構成を示すブロック図である。

【図３】非線形部の構成を示すブロック図である。

【図４】θp(t)およびrp(t) の定義を示す図である。

【図５】プリディストーション信号Pi(t) ，Pq(t) と復
調信号yi(t) ，yq(t) の関係を説明するための図であ
る。

【図６】AM-AM 特性の逆特性の一例を示すグラフであ
る。

【図７】AM-PM 特性の一例を示すグラフである。

【図８】第１実施形態に係るＱＡＭ変調器の代わりに、
ＶＳＢ変調器を適用する送信機の構成を示すブロック図
である。

【図９】この発明の第２実施形態に係るＱＡＭ変調器が
適用される送信機の構成を示すブロック図である。

【図１０】第２実施形態に係るＱＡＭ変調器の代わり
に、ＶＳＢ変調器が適用される送信機の構成を示すブロ
ック図である。

【図１１】この発明の第３実施形態に係るＱＡＭ変調器
が適用される送信機の構成を示すブロック図である。

【図１２】第３実施形態に係るＱＡＭ変調器に備えられ
る送信信号推定回路の構成を示すブロック図である。

【図１３】送信信号推定回路内の判定回路の入出力特性
を示すグラフである。

【図１４】第３実施形態に係るＱＡＭ変調器の代わり
に、ＶＳＢ変調器が適用される送信機の構成を示すブロ
ック図である。

【図１５】第３実施形態に係るＱＡＭ変調器の代わりに
備えられたＶＳＢ変調器内の送信信号推定回路の構成を
示すブロック図である。

【図１６】AM-AM 特性およびAM-PM 特性を示すグラフで
ある。

【図１７】高出力増幅器の出力の周波数スペクトルを示
すグラフである。

【図１８】この発明の第４実施形態に係るＱＡＭ変調器
が適用される送信機の構成を示すブロック図である。

【図１９】多値数が「４」の場合における判定回路の入
出力特性を示すグラフである。

【図２０】第４実施形態に係るＱＡＭ変調器の代わり
に、ＶＳＢ変調器が適用される送信機の構成を示すブロ
ック図である。

【図２１】この発明の第５実施形態に係るＱＡＭ変調器
が適用される送信機の構成を示すブロック図である。

【図２２】プリディストーションに必要となるAM-AM 特
性の逆特性の定義域を説明するための図である。

【図２３】第５実施形態に係るＱＡＭ変調器の代わり
に、ＶＳＢ変調器が適用される送信機の構成を示すブロ
ック図である。

【図２４】この発明の第６実施形態に係るＱＡＭ変調器
が適用される送信機の構成を示すブロック図である。

【図２５】第６実施形態に係るＱＡＭ変調器の代わり
に、ＶＳＢ変調器が適用される送信機の構成を示すブロ
ック図である。

【図２６】この発明の第７実施形態に係るＱＡＭ変調器
が適用される送信機の構成を示すブロック図である。

【図２７】第７実施形態に係るＱＡＭ変調器の代わり
に、ＶＳＢ変調器が適用される送信機の構成を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

１０非線形部１２プリディストーション部（プリディストーション
手段）１３変調部（変調手段）１４復調部（復調手段）１６モデリング回路（モデリング手段）２０遅延回路（遅延手段）２５送信信号推定回路（送信信号推定手段）３０ａ、３０ｂ２値／多値変換回路（２値／多値変換
手段）４０ＡＧＣ回路（利得調整手段）１０５ａ、１０５ｂ振幅調整回路（振幅調整手段）１１５ａ加算器（振幅調整手段）１２７Ｑ軸信号推定回路（Ｑ軸信号推定手段）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者田和克久大阪市此花区島屋一丁目１番３号住友電気工業株式会社大阪製作所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】非線形部の非線形歪を補償するために送信
すべき信号を歪ませるプリディストーション手段と、このプリディストーション手段の出力信号に対して直交
変調処理を施すことにより変調信号を作成し、この作成
された変調信号を前記非線形部に送出する変調手段と、前記非線形部を通過した後の変調信号を取り込み、この
取り込まれた変調信号に対して前記直交変調処理とは逆
の処理である直交復調処理を施すことにより元の信号を
復元する復調手段と、前記プリディストーション手段の出力信号、および、前
記復調手段により復元された信号に基づいて、前記非線
形部の非線形特性を求めるためのモデリング手段とを備
えることを特徴とする直交変調器。
【請求項２】前記プリディストーション手段の出力信号
を取り込み、この取り込まれた信号を遅延させるための
遅延手段をさらに備え、前記モデリング手段には、前記遅延手段により遅延され
た信号が与えられることを特徴とする請求項１記載の直
交変調器。
【請求項３】前記復調手段により復元された信号に基づ
いて、前記プリディストーション手段の出力信号を推定
する送信信号推定手段をさらに備え、前記モデリング手段は、前記プリディストーション手段
の出力信号に代えて、前記送信信号推定手段により推定
された信号をモデリングに用いることを特徴とする請求
項１記載の直交変調器。
【請求項４】当該直交変調器には、２進符号が与えられ
るようになっており、前記２進符号を前記送信信号推定手段により設定される
多値数の多値ディジタルデータに変換し、この多値ディ
ジタルデータを送信すべき信号として前記プリディスト
ーション手段に与える２値／多値変換手段をさらに備
え、前記送信信号推定手段は、信号推定処理が行われるたび
に、多値数を小さな値から大きな値に段階的に変更して
設定するものであることを特徴とする請求項３記載の直
交変調器。
【請求項５】前記非線形部に送出すべき信号の振幅を調
整するための振幅調整手段をさらに備えることを特徴と
する請求項１記載の直交変調器。
【請求項６】前記変調手段は、前記プリディストーショ
ン手段の出力信号に対してＱＡＭ変調処理を施してＱＡ
Ｍ変調信号を作成するものであり、前記復調手段は、前記ＱＡＭ変調信号に対してＱＡＭ復
調処理を施すことにより元の信号を復元するとともに、
この復元された信号をフィルタリングして出力するＱＡ
Ｍ用の復調ＬＳＩで構成されるものであり、前記モデリング手段は、複数回にわたってモデリング処
理を実行するものであることを特徴とする請求項１記載
の直交変調器。
【請求項７】前記変調手段は、前記プリディストーショ
ン手段の出力信号に対してＶＳＢ変調処理を施してＶＳ
Ｂ変調信号を作成するものであり、前記復調手段は、前記ＶＳＢ変調信号に対してＶＳＢ復
調処理を施すことにより元の信号を復元するとともに、
この復元された信号のうちＩ軸信号をフィルタリングし
て出力するＶＳＢ用の復調ＬＳＩで構成されるものであ
り、前記復調ＬＳＩから出力されるＩ軸信号に基づいてＱ軸
信号を推定し、この推定されたＱ軸信号を前記モデリン
グ手段に与えるためのＱ軸信号推定手段をさらに備える
ことを特徴とする請求項１記載の直交変調器。
【請求項８】前記モデリング手段が、非線形特性のうち
のＡＭ−ＡＭ特性の逆特性をいったん求め、次に逆特性
の線形な部分の傾きが１となるように補正された逆特性
を求めることを特徴とする請求項１記載の直交変調器。