WO1999044343A1 - Modulateur en quadrature - Google Patents

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WO1999044343A1
WO1999044343A1 PCT/JP1999/000859 JP9900859W WO9944343A1 WO 1999044343 A1 WO1999044343 A1 WO 1999044343A1 JP 9900859 W JP9900859 W JP 9900859W WO 9944343 A1 WO9944343 A1 WO 9944343A1
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WO
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signal
predistortion
nonlinear
modeling
demodulation
Prior art date
Application number
PCT/JP1999/000859
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English (en)
French (fr)
Inventor
Shigeharu Toyoda
Toru Kawagishi
Tomoyuki Funada
Katsuhisa Tawa
Original Assignee
Sumitomo Electric Industries, Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sumitomo Electric Industries, Ltd. filed Critical Sumitomo Electric Industries, Ltd.
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
    • H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion

Definitions

  • the present invention relates to a quadrature modulator having a function to compensate for nonlinear distortion.
  • quadrature modulators that perform modulation processing using the orthogonality of phase have been known.
  • I 6 QAM ⁇ quadrature ampl i tude modul ation modulators have the same frequency and Two carriers whose phases are orthogonal to each other are amplitude-modulated based on the digital data, respectively, and the signals after the modulation are added to create a 16-value QAM modulated signal.
  • the created QAM modulated signal is amplified by a high-power amplifier and then transmitted to a transmission path as a transmission signal.
  • a high-output amplifier usually has nonlinear characteristics, and a signal passing through the high-output amplifier receives nonlinear distortion due to the nonlinear characteristics.
  • a signal passing through the high-output amplifier receives nonlinear distortion due to the nonlinear characteristics.
  • an unnecessary frequency component is generated in the adjacent channel, thereby disturbing the communication of the adjacent channel.
  • Giard a quadrature modulator performs pre-distortion to predistort the transmission signal so that the distortion is eliminated when the signal passes through the nonlinear part. More specifically, Giard's patent covers high-power amplifiers for compensation of nonlinear distortion, and based on an envelope model published by the manufacturer of the high-power amplifier, transmits the signal so that the nonlinear distortion disappears. Is distorted.
  • the envelope characteristic of a high-power amplifier is not constant but changes with time.
  • Giard's patent does not mention any measures for the aging of envelope characteristics. Therefore, Giard's patent has a problem that nonlinear distortion of the transmitted signal cannot be compensated for a long time. is there.
  • Nagata As a technique for coping with the time-dependent change in the characteristics of the nonlinear portion such as a high-power amplifier, there is a so-called Nagata technique (for example, Nagata et al. "Linear Amplification Technique for Digital Mobile Communications," Proc. IEEE Veh. Technol. Conf., 1989, pp. 159-164.).
  • Nagata's technology the difference between the input and output signals of the non-linear part is calculated, and the calculated difference is stored in a difference table. Then, the difference stored in the difference table is subtracted from the input signal. Therefore, by updating the difference table, it is possible to cope with the change over time in the characteristics of the nonlinear part, and as a result, it should be possible to satisfactorily compensate for the nonlinear distortion.
  • An object of the present invention is to provide a quadrature modulator that can compensate for nonlinear distortion in response to a change in nonlinear characteristics with time, and thereby can effectively remove nonlinear distortion from a transmission signal.
  • the quadrature modulator includes a predistortion means for distorting a signal to be transmitted to compensate for a nonlinear distortion of a non-linear section, and a quadrature modulation process for an output signal of the predistortion means.
  • a modulating means for generating a modulated signal and transmitting the generated modulated signal to the non-linear section; and fetching the modulated signal after passing through the non-linear section itself.
  • Modeling means for obtaining the nonlinear characteristic of the nonlinear part is provided (claim 1).
  • the nonlinear characteristic of the nonlinear part is dynamically determined, Since the signal is distorted by the predistortion means due to the inverse characteristic of the nonlinear characteristic obtained, even if the nonlinear characteristic of the nonlinear part changes, it is possible to perform the predistortion following the temporal change of the nonlinear characteristic. it can. Therefore, the nonlinear distortion can be satisfactorily removed from the transmission signal. Therefore, high communication quality can be maintained.
  • the quadrature modulator according to claim 2 further comprising delay means for capturing an output signal of the self-predistortion means, and delaying the captured signal, wherein the self-modeling means includes the delay means. A delayed signal is provided.
  • the signal output from the predistortion unit and demodulated by the demodulation unit after the nonlinear section 1 is delayed in time with respect to the signal output from the predistortion unit. Therefore, as in the second aspect of the present invention, by delaying the precession signal and applying it to the modeling means, it is possible to eliminate the time difference between the signals required for obtaining the nonlinear characteristic. Therefore, the non-linear characteristics can be obtained more accurately. Therefore, nonlinear distortion can be better removed from the transmission signal, and as a result, communication quality can be further improved.
  • the signal estimated by the transmission signal estimation means is used for modeling instead of the output signal of the self-predistortion means.
  • a signal output from the predistortion means is estimated based on the restored signal, and the estimated signal is used for modeling as a signal output from the predistortion means.
  • a delay means is not required.
  • the quadrature modulator is provided with a binary code
  • the ill self-binary code is a multi-valued number set by the transmission signal estimating means. Value digital data and send this multi-valued digital data.
  • the apparatus further comprises a binary / multilevel conversion means for giving the predistortion means as a signal to be transmitted, wherein the transmission signal estimation means steps from a small value to a large value each time signal estimation processing is performed. And change the settings.
  • the multi-valued number of digital data to be given to the predistortion means is initially set to a small value, even if the signal restored by the demodulation means is distorted, the transmission signal estimation means , The original signal can be well estimated. Therefore, the non-linear characteristic can be more accurately obtained, and the pre-distortion can be performed more favorably. Therefore, the nonlinear distortion can be more effectively removed from the transmission signal, and as a result, the communication quality can be further improved.
  • the quadrature modulator according to the fifth aspect of the present invention further includes an amplitude adjusting means for adjusting the amplitude of a signal to be transmitted to the self-nonlinear section.
  • the ⁇ - ⁇ characteristic F (rp (t)) of the domain required for predistortion is obtained. Inverse characteristics can be obtained, and as a result, distortion compensation can be performed well.
  • the Ml self-modulation means performs QA modulation processing on the output signal of the self-predistortion means to generate a QAM modulation signal, and the demodulation is performed.
  • the means consist of a demodulation LSI for QAM that restores the original signal by performing QAM demodulation processing on the Iil-QAM modulated signal, and filters and outputs the restored signal.
  • the modeling means executes the modeling process a plurality of times.
  • a demodulation LSI is used as demodulation means.
  • a demodulation LSI generally outputs a filtered signal. Since information related to nonlinear distortion is included in the demodulated signal over a wide frequency range, information about distortion may be lost due to filtering.
  • the demodulation means is constituted by a demodulation LSI, the demodulation means can be easily created.
  • the iJl self-modulation means performs VSB modulation processing on the output signal of the predistortion means to create a VSB modulation signal, and the demodulation means performs VSB demodulation processing on the VSB modulation signal.
  • a VSB demodulation LSI that filters and outputs the I-axis signal of the restored signal, and performs self-demodulation and outputs I from the SI. It further includes a Q-axis signal estimating means for estimating the Q-axis signal based on the axis signal, and providing the estimated Q-axis signal to the self-modeling means (claim 7).
  • the demodulation means is constituted by the demodulation LSI for VSB, as in the invention described in claim 6 described above.
  • the I-axis signal is output from the demodulated SI for VSB, and the Q-axis signal is not output. Therefore, as in the present invention, the Q-axis signal is estimated based on the I-axis signal output from the demodulated SI, and the estimated Q-axis signal is used for modeling. Therefore, even with ⁇ using the demodulation LSI for VSB, the non-linear characteristic can be accurately obtained, and as a result, predistortion can be performed well. Further, in the present invention, since the demodulation means is constituted by the demodulation LSI, the demodulation means can be easily created.
  • FIG. 1 is a conceptual diagram showing a configuration of a terrestrial television broadcasting system to which a QAM modulator according to a first embodiment of the present invention is applied.
  • FIG. 2 shows the configuration of the transmitter provided in the terrestrial television broadcasting system.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of the nonlinear unit.
  • FIG. 4 is a diagram showing the definitions of 0p (t) and rp (t).
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the relationship between predistortion signals Pi (t) and Pq (t) and demodulated signals yi (t) and yq (t).
  • FIG. 6 is a graph showing an example of the inverse characteristic of the AM-A characteristic.
  • FIG. 7 is a graph showing an example of AM-PM characteristics.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which a VSB modulator is applied instead of the QAM modulator according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which the QAM modulator according to the second embodiment of the present invention is applied.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which a VSB modulator is applied instead of the QAM modulator according to the second embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which the QAM modulator according to the third embodiment of the present invention is applied.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of a transmission signal estimation circuit provided in the QAM modulator according to the third embodiment.
  • FIG. 13 is a graph showing the input / output characteristics of the decision circuit in the transmission signal estimation circuit.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which a VSB modulator is applied instead of the QAM modulator according to the third embodiment.
  • FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration of a transmission signal estimation circuit in a VSB modulator provided in place of the QAM modulator according to the third embodiment.
  • FIG. 16 is a graph showing AM-AM characteristics and A-PM characteristics.
  • FIG. 17 is a graph showing the frequency spectrum of the output of the high power amplifier.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which the QAM modulator according to the fourth embodiment of the present invention is applied.
  • FIG. 19 is a graph showing the input / output characteristics of the decision circuit when the multilevel number is "4".
  • FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which a VSB modulator is applied instead of the QAM modulator according to the fourth embodiment.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which the QAM modulator according to the fifth embodiment of the present invention is applied.
  • FIG. 22 is a diagram for explaining the domain of the inverse characteristic of the AM-AM characteristic required for predistortion.
  • FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which a VSB modulator is applied instead of the QAM modulator according to the fifth embodiment.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which the QAM modulator according to the sixth embodiment of the present invention is applied.
  • FIG. 25 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter to which a VSB modulator is applied instead of the QAM modulator according to the sixth embodiment.
  • FIG. 26 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which the QAM modulator according to the seventh embodiment of the present invention is applied.
  • FIG. 27 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter to which a VSB modulator is applied instead of the QAM modulator according to the seventh embodiment.
  • FIG. 1 is a conceptual diagram showing a configuration of a terrestrial television broadcasting system to which a QAM (quadrature amplitude modulation) modulator according to a first embodiment of the present invention is applied.
  • a transmission signal corresponding to a program is transmitted from a transmitter 2 of a broadcasting station 1 to a radio tower 4 via a cable 3, and a radio wave based on the transmission signal is radiated from the radio tower 4.
  • the program can be shared with the home 5 if ⁇ .
  • the transmitter 2 includes a QAM modulator 6.
  • the QAM modulator 6 performs 64 QAM modulation processing based on digital data corresponding to the program, and generates a 64 Q AM modulated signal.
  • the transmitter 2 transmits the created 64 Q AM modulated signal as a transmission signal to the radio tower 4 via the cable 3.
  • a receiving antenna 7, a tuner 8, and a television receiver 9 are provided.
  • a radio wave is received by the reception antenna 7, a received signal based on the received radio wave is subjected to 64 QAM demodulation in the tuner 8, and the original digital data is restored.
  • the restored digital data is provided to the television receiver 9.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the transmitter 2.
  • the transmitter 2 includes the QAM modulator 6.
  • the modulated signal x (t) of the transmitter 2 becomes a distorted modulated signal y (t) through the non-linear part 10.
  • Digital data xl (t) and xQ (t) are given to the QAM modulator 6 as I-axis data and Q-axis data, respectively.
  • Each of the digital data xl (t) and xQ (t) is multi-valued data represented by eight values.
  • the digital data xl (t) and xQ (t) are given to the base band fills 11a and 11b, respectively.
  • the base-span filters 1 1a and 1 1b are composed of, for example, a roll-off filter with route distribution, and limit each frequency band of digital data xl (t) and xQ (t) to an appropriate range. . Prevents intersymbol interference by combining it with a route filter that the receiving side has for route allocation.
  • the spanned signals xi (t) and xq (t), which are the outputs of the baseband filters 11a and 11b, are supplied to the pre-distortion circuit 12 respectively.
  • the pre-distortion circuit 12 is a circuit for pre-distorting the base band signals xi (t) and xq (t) so that the transmission signal passes through the non-linear section 10 so that the non-linear distortion disappears. It achieves the function equivalent to the Girard patent described in the section on Technology.
  • the predistortion signals Pi (t) and Pq (t) output from the predistortion circuit 12 are supplied to the multipliers 13a and 13b provided in the modulator 13 respectively.
  • the multiplying unit 13a to which the predistortion signal Pi (t) is applied modulates the amplitude of the carrier wave cos (wet) by the predistortion signal Pi (t), and receives the predistortion signal Pq (t).
  • the multiplication unit 13b performs amplitude modulation of the carrier s "in (o; ct) with the predistortion signal Pq (t). As a result, the output of each of the multiplication units 13a and 13b is obtained.
  • the forces x1 (t) and x2 (t) are as shown in the following equations (1) and (2). Note that ⁇ c is the carrier frequency.
  • the signals x1 (t) and x2 (t) are provided to an addition unit 13c, and are added in the addition unit 13c.
  • a 64QAM modulated signal x (t) is created as shown in the following equation (3).
  • the QAM modulator 6 also has a demodulation unit 14 for taking in and demodulating the 64 QAM modulation signal y (t) after passing through the non-linear unit 10 in order to compensate for non-linear distortion received by the transmission signal. It has.
  • the demodulator 14 is composed of two multipliers 15 a, 1
  • the 64QAM modulated signal y (t) is divided into two, and each of the multipliers 15 a,
  • the multipliers 15a and 15b multiply the 64QAM modulated signal y (t) by the carrier waves cos ( ⁇ ) and sin (cuct), respectively.
  • the 64QAM modulated signal y (t) is subjected to 64QAM demodulation, and demodulated signals yi (t) and yq (t) are created.
  • the demodulated signals yi (t) and yq (t) are provided to a modeling circuit 16.
  • the modeling circuit 16 is also provided with predistortion signals Pi (t) and Pq (t) before 64QAM modulation.
  • the modeling circuit 16 models the envelope model (non-linear characteristic) of the non-linear section 10 based on the pre-distortion signals Pi (t) and Pq (t) and the demodulated signals yi (t) and yq (t). The modeling result is given to the predistortion circuit 12.
  • the modeling circuit 16 has a memory 17.
  • the memory 17 is used to store the demodulated signals yi (t) and yq (t) in the case of the pre-distortion signals Pi (t) and Pq (t) required for the modeling process.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of the nonlinear unit 10.
  • the nonlinear part 10 is
  • An upconverter 20 for converting the frequency of the 64QAM modulated signal x (t) from the IF band to the RF band, and a high-output amplifier 21 for amplifying the frequency-converted 64QAM modulated signal are provided. Amplified to cable 3 by high power amplifier 21 The 64QAM modulated signal after transmission is transmitted.
  • the non-linear section 10 further includes a downcomer 22 for lowering the frequency of the 64 Q AM modulated signal amplified by the high output amplifier 21 to the IF band.
  • the 64 QAM modulated signal y (t) that has been frequency-converted by the downcomer 22 is supplied to the demodulation unit 14.
  • the envelope model for the input a (t) cos (wet) is expressed by the AM-AM characteristic F (a (t)) and the AM-PM characteristic g (a (t)) as shown in the following equation (4). Is done.
  • the AM-AM characteristic F (a (t)) represents the degree of distortion related to the amplitude between the input and output signals in the nonlinear unit 10
  • the AM-PM characteristic g (a (t)) is This represents the degree of distortion related to the phase between input and output signals in the nonlinear unit 10.
  • the AM-AM characteristic F (rp (t)) described above is a point-de-saturation (rp (t (t)) when the horizontal axis and the vertical axis are rp (t) and F (rp (t)), respectively. ), F (rp (t))).
  • the characteristic related to the amplitude required to distort the baseband signals xi (t) and xq (t) in the predistortion circuit 12 is the AM-AM characteristic F (r P (t)) This is the opposite characteristic. Therefore, instead of obtaining the point data (rp (t), F (rp (t)), the modeling circuit 16 sets the horizontal and vertical axes to F (rp (t)) and ⁇ (t), respectively. Then, the point data (F (rp (t)), rp (t)) is obtained.
  • the AM-PM characteristic 9 ((t)), which is a characteristic related to phase, is Then, the point data (rp (t), g (rp (t))) when the vertical axis is ⁇ (t) and g (t (t)), respectively, is obtained.
  • the modeling circuit 16 determines the point data (F (“p (t)), rp (t)), (rp (t), g (rp (t))) acquired as described above.
  • the inverse of the AM-AM characteristic F (rp (t)) and the AM-PM characteristic g (rp (t)) are obtained by accumulating the number of samples of and calculating the approximation curve of each point sequence.
  • the modeling circuit 16 accumulates each signal Pi (t)) Pq (t), yi (t), yq (t) in the memory 17, and when a predetermined number of samples is reached. And the point data (F (rp (t)), rp (t)), (rp (t), g (rp (t))). In this case, the point data (F (rp (t)), rp (t)) and (rp (t), g (rp (t))) are obtained as shown by white circles in Figs. 6 and 7, respectively.
  • the approximation curve may be determined by, for example, approximation using a single polynomial, or approximation using a spline function connecting a plurality of polynomials. Regardless of the approximation method, it is necessary to find a function using the least squares method so that the approximate curve approaches the true envelope characteristic. Thus, the inverse characteristic of the AM-AM characteristic F (rp (t)) and the AM-PM characteristic g (rp (t)) are obtained.
  • the modeling circuit 16 gives the pre-distortion circuit 12 the inverse characteristic of the obtained AM-AM characteristic F ( ⁇ (t)) and the AM-PM characteristic g ( ⁇ (t)).
  • the predistortion circuit 12 generates a baseband signal xi (t) based on the inverse characteristic of the given AM-A characteristic F (rp (t)) and the AM-PM characteristic g (rp (t)). , distorts xq (t).
  • the pre-distortion circuit 12 can achieve pre-distortion according to the envelope model of the nonlinear unit 10.
  • the modeling circuit 16 resumes capturing the signals Pi (t), Pq (t), yi (t), and yq (t), and repeatedly executes the above-described processing. Therefore, the pre-distortion circuit 12 is based on the envelope model of the non-linear section 10. A predistortion that follows a change over time can be performed.
  • the predistortion circuit 1 No. 2 outputs the baseband signals xi (t) and xq (t) as predistortion signals Pi (t) and Pq (t) without distortion.
  • the envelope model is dynamically determined, and the predistortion is performed based on the determined envelope model. And a good pre-distortion can be achieved. Therefore, nonlinear distortion can be satisfactorily removed from the transmission signal. Therefore, high communication quality can be maintained.
  • FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter 2 including a VSB modulator 60 that performs an 8VSB modulation process, instead of the QAM modulator 6 in the first embodiment.
  • the difference from QAM modulator 6 is that this VSB modulator 60 is not provided with different digital data on the I-axis and Q-axis, but has only one 8-value digital data xl (t). It is given and then divided into two, and then given to the baseband filters 11a and 11b as I-axis data and Q-axis data, respectively.
  • the tuner 8 provided in the home 5 on the receiving side is provided with a VSB demodulation circuit for demodulating the 8 VSB signal output from the receiving antenna 7.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a transceiver to which the QAM modulator according to the second embodiment of the present invention is applied.
  • the same reference numerals are used for the same functional parts as in FIG.
  • the output of the pre-distortion circuit 12 is directly supplied to the modeling circuit 16.
  • the output of the pre-distortion circuit 12 is delayed. And then The modeling circuit is given to 16.
  • pre-distortion signals Pi (t) and Pq (t) output from the pre-distortion circuit 12 are supplied to the delay circuit 20.
  • the delay circuit 20 delays the predistortion signals Pi (t) and Pq (t) by the time At and supplies the delayed signals to the modeling circuit 16.
  • the time ⁇ t is the time when the predistortion signals Pi (t) and Pq (t) are output from the predistortion circuit 12 and the demodulated signals yi ( t) and yq (t) are set to the time required until they are given to the modeling circuit 16. Therefore, the predistortion signals Pi (t) and Pq (t) which are not time-shifted with respect to the demodulated signals yi (t) and yq (t) are given to the modeling circuit 16.
  • the modeling circuit 16 can perform modeling in consideration of the signal delay, so that it is possible to obtain a more accurate envelope model than the first embodiment. Therefore, the non-linear distortion of the transmission signal can be more favorably removed than in the first embodiment.
  • a VSB modulator 70 as shown in FIG. 10 that realizes the same function as that of the second embodiment may be provided instead of the QAM modulator 6, as a matter of course. It is.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which the QAM modulator according to the embodiment of the present invention is applied.
  • the same reference numerals are used for the same functional parts as in FIG.
  • a delay circuit 20 is provided to cope with a signal delay.
  • a demodulated signal yi (t), yq (t) is used to convert a pre-distortion signal Pi By estimating (t) and Pq (t), it is possible to cope with the signal delay without installing a delay circuit.
  • the QAM modulator 6 includes a transmission signal estimation circuit 25.
  • the transmission signal estimation circuit 25 receives the demodulated signals yi (t) and yq (t) output from the demodulation unit 14 as input signals, and performs a predistortion based on the demodulated signals yi (t) and yq (t).
  • the Yon signal is estimated, and the estimated predistortion signal (hereinafter referred to as “estimated predistortion signal”) Pi (t) ′, Pq (t) ′ is supplied to the modeling circuit 16.
  • the modeling circuit 16 obtains an envelope model based on the given estimated predistortion signals Pi (t) ′, Pq (t) ′ and the demodulated signals yi (t), yq (t).
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of the transmission signal estimation circuit 25.
  • the transmission signal estimation circuit 25 has baseband filters 26a and 26b, and the demodulated signals yi (t) and yq (t) are input to the baseband filters 26a and 26b, respectively. Is done.
  • the demodulated signals yif (t) and yqf (t) after being subjected to band limitation by the base band filters 26a and 26b are digital data xl (t) and xQ (x (t) before being input to the QAM modulator 6.
  • the estimated values yl (t) and yQ (t) of t) are given to decision circuits 27a and 27b, respectively.
  • the digital data xl (t) and xQ (t) are data having a multi-level number “8”. If, for example, “—7, — 5, — 3, —1, 1, 3, 5, 5, 7” is set as the eight values that the digital data xl (t) and xQ (t) can take,
  • the decision circuits 27a and 27b have input / output characteristics as shown in FIG. For example, if 0 ⁇ yif (t) ⁇ 2, 0 ⁇ yqf (t) ⁇ 2, a signal with value ⁇ 1 '' is output, and 2 ⁇ yif (t) ⁇ 4, 2 ⁇ yqf (t) If ⁇ 4, a signal of value “3” is output. In this way, by associating one output value with an input value within a certain range, a deviation from the original digital data xl (t) and xQ (t) is compensated.
  • the output signals of the decision circuits 27a and 27b are supplied to a predistortion circuit 29a via base band filters 28a and 28b.
  • a predistortion circuit 29a outputs estimated predistortion signals Pi (t) ′ and Pq (t) ′, respectively.
  • the estimated predistortion signal Pi (t) ', Pq (t)' is obtained based on the demodulated signals i (t), yq (t), and thus the demodulated signals yi (t), yq (t) There is no time lag. Therefore, as in the case where the predistortion signals Pi (t) and Pq (t) output from the predistortion circuit 12 are delayed by the delay circuit, it is possible to cope with the signal delay. Therefore, a more accurate envelope model can be obtained. Therefore, the nonlinear distortion of the transmission signal can be more favorably removed.
  • a VSB modulator 80 as shown in FIG. 14 for realizing the function according to the third embodiment may be provided instead of the QAM modulator 6, as a matter of course. is there.
  • the ⁇ transmission signal ⁇ up constant circuit 25 has, for example, a circuit configuration as shown in FIG.
  • FIG. 16 (a) is a graph showing AM-AM characteristics F (rp (t)) when the VS ⁇ modulator 80 is applied
  • FIG. 16 (b) shows the VSB modulator 80
  • 6 is a graph showing AM-PM characteristics g ( ⁇ (t)) when applied.
  • each point of the black circle is the measured value
  • the solid line represents an approximate curve approximated by a single cubic function.
  • the number of measured values used in the approximation was 1,616, and Fig. 16 shows 538 of them.
  • FIG. 17 (c) shows the case of pre-distribution using the inverse characteristic of AM-AM characteristic F (rp (t)) and AM-PM characteristic g ( ⁇ (t)) shown in Fig. 16. Is the frequency spectrum of the output of the high power amplifier at.
  • FIGS. 17 (a) and 17 (b) are graphs for comparison, where the frequency spectrum of the modulated signal and the high-power amplifier when no high-power amplifier is provided in the non-linear section 10 are shown, respectively. 3 shows the frequency spectrum of the output of the high-power amplifier in a state where nonlinear distortion has been received. As is clear from this graph, the characteristics shown in Fig.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which the QAM modulator according to the fourth embodiment of the present invention is applied.
  • the same reference numerals are used for the same functional parts as in FIG. 2.
  • any demodulated signal yi (t), yq (t) It is assumed that the distortion signals Pi (t) and Pq (t) can be estimated.
  • the digital data xl (t) can be accurately estimated. Is only 0 and yl (t) ⁇ 2. In other words, in the third embodiment, only the distortion of ⁇ 1 can be described.
  • the input digital data xl (t) and xQ (t) take four values, for example, “1 ⁇ 6, —2, 2, 6”
  • the input / output of the decision circuits 27 a and 27 b For example, as shown in FIG. 19, the characteristics can tolerate a distortion of ⁇ 2. That is, if the number of digital values of xl (t) and xQ (t) is small, the allowable range of distortion is large.
  • the operation is performed from a small multivalued number so that the estimated predistortion signals Pi (t) ′ and Pq (t) ′ can be obtained accurately even if the nonlinear distortion is large. Was started.
  • the QAM modulator 6 is provided with a binary code.
  • the QAM modulator 6 is a binary / multi-level conversion circuit 30 a, 3 for converting a binary code into multi-level digital data xl (t), xQ (t). 0b is provided at the input front end.
  • Binary / multi-level conversion circuits 30a and 30b convert binary codes into multilevel digital data xl (t) and xQ (t), and convert the multilevel digital data xl (t) xQ (t) is supplied to the predistortion circuit 12 via the base band filters 11a and 11b, respectively.
  • the multi-valued numbers of the multi-valued digital data xl (t) and xQ (t) created in the two-valued / multi-valued conversion circuits 30a and 30b are determined by the transmission signal estimation circuit 25. More specifically, the transmission signal estimating circuit 25 has a small multivalued number as the first multivalued number. The number of values is set, and a large multi-valued number is set as the second and subsequent multi-valued numbers.
  • the transmission signal estimation circuit 25 sets the multi-value number “2” for the binary / multi-value conversion circuit 3 O a, 30 b, and At the time of modeling, the multi-value number “8” is set for the binary / multi-value conversion circuits 30 a and 3 Ob.
  • the method of setting the multi-valued number is changed every time modeling is performed, for example, "2"-"4" “6” “8” ⁇ “8” and "8". Also, modeling is performed as “2" "2" ⁇ "4" ⁇ “4" ⁇ “6” ⁇ “6” "8” ⁇ “8” ⁇ “8” It may be changed every time. In this way, by changing the number of multivalues to be set stepwise over a plurality of times, more accurate estimated predistortion signals Pt ⁇ , Pq (t) 'can be obtained.
  • a VSB modulator 90 for realizing the function according to the fourth embodiment as shown in FIG. 20 may be provided instead of the QAM modulator 6. It is.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which the QAM modulator according to the fifth embodiment of the present invention is applied.
  • the same reference numerals are used for the same functional parts as in FIG.
  • the domain is not taken into account when calculating the inverse characteristic of the AM-AM characteristic, but as the amplitude of the input signal increases, When compensating a distortion system with AM-AM characteristics in which the amplitude of the output signal is saturated, it is necessary to consider the defined range.
  • amplitude adjustment is performed at the time of the first modeling to satisfy the condition required for the domain.
  • the amplitude adjustment will be described with reference to FIG.
  • the absolute value of the vector (xi (t), xq (t)) without amplitude adjustment The maximum value of rx (t) is r3, and the absolute value of the vector (yi (t), yq (t)) is If ry (t), (rx (t), ry (t)) is distributed near the arc OB.
  • the inverse function of this arc 0B is arc OA. For example, if the absolute value of the vector (xi (t), xq (t)) is r1, the predistortion circuit outputs the vector (Pi (t), Pq (t)) whose absolute value is “2”.
  • an amplitude adjustment circuit is provided as shown in FIG. More specifically, an amplitude adjustment circuit 105a, 105b consisting of an operational amplifier or Athens is placed after the baseband filters 11a, 11b and used for the first modeling (xi ( While storing t) and xq (t)) in memory, the amplitude of the input signal is increased so that the maximum value of rx (t) is r4. After storing, stop increasing the amplitude thereafter.
  • the amplitude adjustment circuits 105a and 105b the post-stage of the pre-distortion circuit 12 and the post-stage of the modulation unit 13 can be considered.
  • the AM-AM of the domain required for predistortion is used.
  • the inverse characteristic of the characteristic F (rp (t)) can be obtained, so that distortion compensation can be performed well.
  • FIG. 23 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter 2 to which a 5-modulator 110 performing 8 VSB modulation processing is applied instead of the QAM modulator 6.
  • the same reference numerals are used for portions that realize the same functions as in FIG.
  • the VSB modulator 110 adjusts the amplitude of the input signal by using the pilot signal, and obtains the inverse characteristic of the AM-A characteristic F (rp (t)) within the required domain. I have to. More specifically, the three-day modulator 110 includes an adder 115a between the baseband filter 111a and the predistortion circuit 12a. The output of the base spanned filter 11a and a pilot signal (P signal) whose level can be changed are supplied to the adder 115a. Therefore, a signal obtained by adding the output of the baseband filter 11a and the pilot signal is given to the predistortion circuit 12. Therefore, by appropriately changing the level of the pilot signal, the amplitude of the input signal can be adjusted to an arbitrary magnitude.
  • P signal pilot signal
  • the amplitude of the input signal can be adjusted, so that the high-output amplifier 21 having the input / output characteristic in which the amplitude of the output signal is saturated is used. Even when it is used, the inverse characteristic of the AM-AM characteristic F (rp (t)) can be obtained within a necessary defined range, and as a result, distortion compensation can be performed well.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which the QAM modulator according to the sixth embodiment of the present invention is applied.
  • the same reference numerals are used for the same functional parts as in FIG. 24
  • the sixth embodiment is an example in the case where the demodulation unit 14 according to the first to fifth embodiments is configured by a conventionally known demodulation LSI for QAM.
  • This demodulation LSI has baseband filters 35a, 35b and decision circuits 36a, 36b in addition to the multipliers 15a, 15b.
  • yi (t) and yq (t) themselves, but the outputs yif (t) and yqf (t) of baseband filters 35a and 35b and decision circuits 36a and 36. of Output is available.
  • the output signals yif (t) and yqf (t) of the base spanned filters 35a and 35b are signals whose frequencies are limited by the baseband filters 35a and 35b.
  • the frequency components of adjacent channels have been removed. Therefore, the information on distortion contained in the signal is decreasing. Therefore, it is difficult to obtain an accurate envelope model by one modeling.
  • the inverse characteristics of the AM-AM characteristics F (a (t)) and the AM-PM characteristics g (a (t)) necessary for predistortion are compared with those of the first embodiment. Similarly, it is determined by repeating the modeling several times. For example, if pre-distortion is performed based on the results of the first modeling, the imperfect nonlinear distortion added to the transmitted signal can be suppressed to some extent. As a result, adjacent channel interference is reduced. Therefore, if such modeling is repeated, adjacent channel interference is reduced each time, and as a result, nonlinear distortion can be almost completely eliminated.
  • the demodulation unit 14 since the demodulation unit 14 is configured by the demodulation LSI, the demodulation unit 14 can be easily configured as compared with the case where the demodulation unit 14 is configured by separate electronic components. Can be created.
  • a VSB modulator in which demodulation section 14 is constituted by demodulation LSI may be provided instead of QAM modulator 6.
  • FIG. 25 is a block diagram showing a configuration of a transmitter 2 to which a VSB modulator 120 that performs VSB modulation processing is applied instead of the QAM modulator 6.
  • the same reference numerals are used for portions that realize the same functions as in FIG.
  • the VSB demodulation LSI included in the VSB modulator 120 has a base band filter 125 to which the outputs of the multipliers 15a and 15b are given, respectively. It has a decision circuit 126 to which the output signal yif (t) of the baseband filter 125a and the baseband filter 125a are applied. From this demodulation LSI, only the I-axis output signal yif (t) is output, and the Q-axis output signal yqf (t) cannot be obtained. Therefore, a Q-axis output signal yqf (t) is estimated from the I-axis output signal yif (t), and the estimated output signal yqf ′ (t) is sent to the modeling circuit 16.
  • the VSB modulator 120 includes a Q-axis signal estimating circuit 127 to which an I-axis output signal yif (t) output from the demodulation LSI is input.
  • the Q-axis signal estimation circuit 127 includes a baseband filter (not shown) having a roll-off characteristic of the entire distribution of the Q-axis.
  • the output signal yif (t) of the I-axis is filtered by the baseband filter. I do.
  • a Q-axis estimated output signal yqf (t) is obtained.
  • the Q-axis signal estimating circuit 127 supplies the Q-axis estimated output signal yqr (t) to the modeling circuit 16.
  • the demodulation unit 14 is configured by the demodulation LSI, so that compared to the case where the demodulation unit 14 is configured by separate electronic components. Thus, the demodulation unit 14 can be easily created.
  • FIG. 26 is a block diagram showing a configuration of a transmitter to which the QAM modulator according to the seventh aspect of the present invention is applied.
  • the same reference numerals are used for the same functional parts as in FIG. 26
  • an AGC (Auto Gain Control) circuit 40 for gain adjustment is arranged at a stage preceding the multiplication units 15a and 15b of the demodulation unit 14. By the time the pre-distortion signals Pi (t) and Pq (t) are given to the demodulation unit 14, they pass through the non-linear unit 10 where the amplification process is performed. The gain of the nonlinear part is “1” Therefore, the AGC circuit 40 operates so that the total gain of the AGC circuit 40 and the nonlinear part becomes “1”.
  • the gain adjustment cannot be performed accurately because the amplitudes of the demodulated signals yi (t) and yq (t) to be adjusted are distorted.
  • the modeling circuit 16 extracts the demodulated signals yi (t) and yq (t) whose amplitudes are not distorted, and uses the extracted demodulated signals yi (t) and yq (t) to adjust the amplitude. Get the information you need. More specifically, the modeling circuit 16 extracts a portion that can be regarded as a straight line from the curve (see FIG. 22) representing the inverse characteristic of the AM-AN characteristic F (a (t)).
  • an 8 VSB modulator 130 for realizing the function according to the seventh embodiment as shown in FIG. 27 may be provided.
  • the QAM modulator 6 instead of the QAM modulator 6, an 8 VSB modulator 130 for realizing the function according to the seventh embodiment as shown in FIG. 27 may be provided.
  • the seven embodiments of the present invention have been described, but it goes without saying that the present invention can adopt other embodiments.
  • the 64 QAM modulation method and the 8VSB modulation method are applied as the modulation method.
  • other QAM modulation schemes such as 16 QAM and 256 QAM and other VSB modulation schemes such as 16 VSB modulation scheme may be applied. Good.
  • the present invention is applied to a terrestrial television broadcasting system.
  • the invention It can be easily applied to other systems, such as a providing system that uses Java.
  • the present invention can be applied to any system that transmits a transmission signal subjected to quadrature modulation via a non-linear unit.

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Description

明 細 書 直交変調器
ぐ技術分野 >
この発明は、 非線形歪を補憤する機能を有する直交変調器に関する。
<背景技術 >
従来から、 位相の直交性を利用して変調処理を実行する直交変調器が知ら < れてし、る と ば I 6 Q A M ^quadrature ampl i tude modul ati on ) 変調 器では、 同一周波数で、 かつ位相が互いに直交する 2つの搬送波がそれぞれ ディジタルデ一夕に基づいて振幅変調され、 この変調後の信号が足し算され ることにより 1 6値の Q A M変調信号が作成される。作成された Q A M変調 信号は、 高出力増幅器により増幅させられた後、 送信信号として伝送路に送 出される。
ところで、 高出力増幅器は、 通常、 非線形特性を有しており、 この高出力 増幅器を通過する信号は、 非線形特性に起因する非線形歪を受ける。 この場 合、 当該チャネルの送信信号が歪むだけでなく、 隣接チャネルに不要な周波 数成分 （隣接チャネル干渉） が生じ、 そのため、 隣接チャネルの通信を妨害 する。
この問題を解消するための技術の 1つとして、 たとえば Gi rard の特許が ある （米国特許第 4, 462， 001 号参照）。 Gi rardの特許では、 非線形部を通過 すると歪がなくなるように、 直交変調器において送信信号を予め歪ませるプ リディストーションが行われる。 より具体的には、 Gi rardの特許は、高出力 増幅器を非線形歪の補償対象としており、 高出力増幅器の製造メーカが公開 している包絡線モデルに基づいて、 非線形歪がなくなるように送信信号を歪 ませている。
ところで、 高出力増幅器の包絡線特性は、 一定ではなく時々刻々と変化す る性質を有している。 しかしながら、 Gi rardの特許では、包絡線特性の経時 変化に対する措置については何ら触れられていない。そのため、 Gi rardの特 許では、 送信信号の非線形歪を長時間補償することはできないという問題が ある。
高出力増幅器などの非線形部の特性の経時変化に対処する技術としては、 いわゆる Nagata の技術がある （たとえば、 Nagata et al . " Linear Ampl iTicati on Technique for Di gital Mobi le Communications, " Proc. IEEE Veh . Technol . Conf . , 1989, pp.159-164 参照。）。 Nagataの技術では、 非 線形部の入出力信号の差分が求められ、 この求められた差分が差分テーブル に格納される。 そして、 入力信号から差分テーブルに格納されている差分が 差し引かれる。 したがって、 差分テーブルを更新すれば、 非線形部の特性の 経時変化に対応することができ、 その結果非線形歪を良好に補憤することが できるはずである。
しかし、 Nagataの技術では、非線形部を通過した後に得られる差分を入力 信号から差し引くようにしているから、 結局、 非線形歪を完全に補儐するこ とはできない。 これは、 差分成分が非線形部を すると、 差分に対する非 線形歪が生じるから、 その差分に生じた歪の分を補憤することはできないか らである。
そこで、 この発明の目的は、 非線形特性の経時変化に対応して非線形歪を 補償でき、 これにより送信信号から非線形歪を良好に除去できる直交変調器 を提供することである。
<発明の開示 >
本発明の直交変調器は、 非線形部の非線形歪を補僎するために送信すべき 信号を歪ませるプリディストーシヨン手段と、 このプリディストーション手 段の出力信号に対して直交変調処理を施すことにより変調信号を作成し、 こ の作成された変調信号を前記非線形部に送出する変調手段と、 it己非線形部 を通過した後の変調信号を取り込み、 この取り込まれた変調信号に対して前 記直交変調処理とは逆の処理である直交復調処理を施すことにより元の信号 を復元する復調手段と、前記プリディスト一シヨン手段の出力信号、および、 前記復調手段により復元された信号に基づいて、 前記非線形部の非線形特性 を求めるためのモデリング手段とを備えるものである （請求項 1 )。
この直交変調器によれば、 非線形部の非線形特性を動的に求め、 この求め られた非線形特性の逆特性により、 プリディストーシヨン手段において信号 を歪ませるから、 非線形部の非線形特性が変化しても、 この非線形特性の経 時変化に追随してプリディス卜一ションを行うことができる。 したがって、 送信信号から非線形歪を良好に除去できる。 そのため、 高い通信品質を維持 することができる。
請求項 2記載の直交変調器は、 ¾|己プリディストーション手段の出力信号 を取り込み、 この取り込まれた信号を遅延させるための遅延手段をさらに備 え、 Ιϋΐ己モデリング手段には、 前記遅延手段により遅延された信号が与えら れるようになっている。
プリディスト一ション手段から出力された後非線形部を ¾1して復調手段 により復調された信号は、 プリディスト一シヨン手段から出力される信号に 対して時間的に遅れる。 したがって、 この請求項 2記載の発明のように、 プ リデイス卜一シヨン信号を遅延させてモデリング手段に与えることにより、 非線形特性を求めるのに必要な信号の時間差をなくすことができる。 そのた め、 非線形特性をより正確に求めることができる。 ゆえに、送信信号から非 線形歪をより良好に除去でき、 その結果通信品質の一層の向上を図れる。 請求項 3記載の直交変調器は、 l己復調手段により復元された信号に基づ いて、 前記プリディストーション手段の出力信号を推定する送信信号推定手 段をさらに備え、 ΙίίΙ己モデリング手段は、 前言己プリディストーション手段の 出力信号に代えて、 前記送信信号推定手段により推定された信号をモデリン グに用いることを特徴とする。
この発明によれば、 復元された信号に基づいてプリディスト一ション手段 から出力される信号を推定し、 この推定された信号をプリディス卜ーション 手段から出力された信号としてモデリングに用いるから、 モデリングに必要 な信号に時間差がない。 したがって、 請求項 2記載の発明と違って遅延手段 が不要になる。
請求項 4記載の発明によれば、 当該直交変調器には、 2進符号が与えられ るようになっており、 ill己 2進符号を前記送信信号推定手段により設定され る多値数の多値ディジタルデータに変換し、 この多値ディジ夕ルデータを送 信すべき信号として前記プリデイス卜ーション手段に与える 2値/多値変換 手段をさらに備え、 前記送信信号推定手段は、 信号推定処理が行われるたび に、 多値数を小さな値から大きな値に段階的に変更して設定する。
この発明によれば、 プリディストーション手段に与えられるべきディジタ ルデー夕の多値数を最初は小さな値に設定しているから、 復調手段により復 元される信号が歪んでいても、 送信信号推定手段において元の信号を良好に 推定できる。 したがって、 非線形特性をより一層正確に求めることができる ので、プリディス卜ーシヨンをより一層良好に行うことができる。そのため、 送信信号から非線形歪をより一層良好に除去でき、 その結果通信品質のより 一層の向上を図れる。
請求項 5記載の発明の直交変調器は、 ΙϋΙ己非線形部に送出すべき信号の振 幅を調整するための振幅調整手段をさらに備える。
この発明では、 出力信号の振幅が飽和する入出力特性を有する高出力増幅 器を使用する場合であっても、 プリディストーションに必要となる定義域の ΑΜ-Α 特性 F(rp(t) )の逆特性を求めることができ、 その結果歪補償を良好に 行うことができる。
請求項 6記載の発明によれば、 Ml己変調手段は、 Ι Ι己プリディスト—ショ ン手段の出力信号に対して Q A Μ変調処理を施して Q A M変調信号を作成す るものであり、 前記復調手段は、 I il己 Q A M変調信号に対して Q A M復調処 理を施すことにより元の信号を復元するとともに、 この復元された信号をフ ィルタリングして出力する Q A M用の復調 L S Iで構成されるものであり、 前記モデリング手段は、 複数回にわたってモデリング処理を実行する。 この発明では、 復調手段として復調 L S Iが用いられる。復調 L S Iは、 一般に、 フィルタリングされた信号を出力する。非線形歪に関する情 は、 広い周波数範囲にわたって復調信号に含まれているから、 フィルタリングに より歪に関する情報が欠落するおそれがある。 一方、 モデリングされた非線 形特性に基づいてプリディストーションされると、 非線形歪をある程度抑え られるから、 隣接チャネル干渉が減少し、 帯域内に含まれる非線形歪に関す る情報も増える。 そこで、 複数回にわたってモデリング処理を実行すること により、 非 $新歪に関する情報を増やすようにしている。 したがって、 非線 形特性を正確に求めることができるから、 プリディストーションを良好に行 うことができる。 また、 この発明では復調手段を復調 L S Iで構成している から、 復調手段を容易に作成することができる。
iJl己変調手段は、 前記プリディストーション手段の出力信号に対して V S B変調処理を施して V S B変調信号を作成するものであり、前記復調手段は、 前記 V S B変調信号に対して V S B復調処理を施すことにより元の信号を復 元するとともに、 この復元された信号のうち I軸信号をフィルタリングして 出力する V S B用の復調 L S Iで構成されるものであり、 編己復調し S Iか ら出力される I軸信号に基づいて Q軸信号を推定し、 この推定された Q軸信 号を ΙίΙ己モデリング手段に与えるための Q軸信号推定手段をさらに含むこと を特徴とする （請求項 7 )。
この発明では、 上述の請求項 6記載の発明と同様に、 復調手段が V S B用 の復調 L S Iで構成される。一方、 V S B用の復調し S Iからは、 I軸信号 だけが出力され、 Q軸信号は出力されない。 そこで、 この発明のように、 復 調し S Iから出力される I軸信号に基づいて Q軸信号を推定し、 この推定さ れた Q軸信号をモデリングに用いるようにしている。 したがって、 V S B用 の復調 L S Iを用いる^であっても、 非線形特性を正確に求めることがで き、 その結果プリディストーションを良好に行うことができる。 また、 この 発明では復調手段を復調 L S Iで構成しているから、復調手段を容易に作成 することができる。
請求項 8記載の直交変調器では、 前記モデリング手段が、 非線形特性のう ちの A M— A M特性の逆特性をし、つたん求め、 次に逆特性の線形な部分の傾 きが 1 となるように補正された逆特性を求めるものである。
この直交変調器によれば、 A G C回路による制御を補うことができる。 <図面の簡単な説明 >
図 1は、 この発明の第 1実施形態に係る Q A M変調器が適用される地上波 テレビ放送システムの構成を示す概念図である。
図 2は、 地上波テレビ放送システムに備えられる送信機の構成を示すプロ ック図である。
図 3は、 非線形部の構成を示すブロック図である。
図 4は、 0p(t)および rp(t) の定義を示す図である。
図 5は、 プリディストーション信号 Pi(t) , Pq(t) と復調信号 yi(t) , yq(t) の関係を説明するための図である。
図 6は、 AM- A 特性の逆特性の一例を示すグラフである。
図 7は、 AM- PM特性の一例を示すグラフである。
図 8は、 第 1実施形態に係る Q AM変調器の代わりに、 V S B変調器を適 用する送信機の構成を示すブロック図である。
図 9は、 この発明の第 2実施形態に係る QAM変調器が適用される送信機 の構成を示すブロック図である。
図 1 0は、第 2実施形態に係る Q AM変調器の代わりに、 V SB変調器が 適用される送信機の構成を示すブロック図である。
図 1 1は、 この発明の第 3¾½形態に係る Q AM変調器が適用される送信 機の構成を示すブロック図である。
図 1 2は、第 3実施形態に係る Q AM変調器に備えられる送信信号推定回 路の構成を示すプロック図である。
図 1 3は、送信信号推定回路内の判定回路の入出力特性を示すグラフであ る ο
図 14は、第 3実施形態に係る Q AM変調器の代わりに、 V S B変調器が 適用される送信機の構成を示すブロック図である。
図 1 5は、第 3実施形態に係る QAM変調器の代わりに備えられた V S B 変調器内の送信信号推定回路の構成を示すプロック図である。
図 1 6は、 AM- AM特性および A -PM特性を示すグラフである。
図 1 7は、 高出力増幅器の出力の周波数スぺクトルを示すグラフである。 図 1 8は、 この発明の第 4実施形態に係る Q AM変調器が適用される送信 機の構成を示すブロック図である。
図 1 9は、 多値数が「4」 の場合における判定回路の入出力特性を示すグ ラフでめる。 図 20は、 第 4実施形態に係る QAM変調器の代わりに、 V S B変調器が 適用される送信機の構成を示すプロック図である。
図 21は、 この発明の第 5実施形態に係る QAM変調器が適用される送信 機の構成を示すブロック図である。
図 22は、 プリディストーションに必要となる AM- AM特性の逆特性の定義 域を説明するための図である。
図 23は、 第 5実施形態に係る Q AM変調器の代わりに、 V S B変調器が 適用される送信機の構成を示すブロック図である。
図 24は、 この発明の第 6実施形態に係る Q AM変調器が適用される送信 機の構成を示すブロック図である。
図 25は、 第 6実施形態に係る Q AM変調器の代わりに、 V S B変調器が 適用される送信機の構成を示すプロック図である。
図 26は、 この発明の第 7実施形態に係る Q AM変調器が適用される送信 機の構成を示すブロック図である。
図 27は、 第 7実施形態に係る Q AM変調器の代わりに、 V S B変調器が 適用される送信機の構成を示すブロック図である。
<発明を実施するための最良の形態 >
以下では、この発明の実施の形態を、';^ (寸図面を参照して詳細に説明する。 —第 1の実施形態一
図 1は、 この発明の第 1実施形態に係る Q A M (quadrature amplitude modulation)変調器が適用される地上波テレビ放送システムの構成を示す概 念図である。 この地上波テレビ放送システムは、 放送局 1の送信機 2から番 組に対応する送信信号をケーブル 3を介して電波塔 4に伝送し、 電波塔 4か ら前記送信信号に基づく電波を放射することにより、 番組を家庭 5に if{共す るものである。
送信機 2は、 QAM変調器 6を備えている。 QAM変調器 6では、 番組に 対応するディジタルデータに基づく 64 QAM変調処理が実行され、 64Q AM変調信号が作成される。送信機 2は、 この作成された 64 Q AM変調信 号を送信信号としてケーブル 3を介して電波塔 4に する。 家庭 5には、 受信アンテナ 7、 チューナ 8およびテレビ受像器 9が備えられている。 受信 ァンテナ 7において電波が受信されると、 当該受信電波に基づく受信信号に はチューナ 8において 64 Q AM復調が施され、 元のディジタルデータが復 元される。 この復元されたディジタルデータは、 テレビ受像器 9に与えられ る。 これにより、 テレビ受像器 9において番組を視聴することができる。 図 2は、 送信機 2の構成を示すブロック図である。 上述のとおり、 送信機 2は QAM変調器 6を備えている。 また、 送信機 2の変調信号 x(t) は、 非 線形部 1 0を通り歪んだ変調信号 y(t) になる。
Q AM変調器 6には、 ディジタルデータ xl(t) , xQ(t)が I軸データおよ び Q軸データとしてそれぞれ与えられるようになつている。 ディジタルデー 夕 xl(t) , xQ(t)は、 それぞれ、 8値で表される多値データである。 デイジ タルデータ xl(t) , xQ(t)は、 ベースパンドフィル夕 1 1 a, 1 1 bにそれ それ与えられる。 ベ一スパンドフィルタ 1 1 a, 1 1 bは、 たとえばル一卜 配分のロールオフフィル夕で構成され、 ディジタルデータ xl(t) , xQ(t)の 各周波数帯域を適当な範囲に制限する。 受信側が持つルー卜配分の口一ル才 フフィルタと合わせて符号間干渉を防止する。
ベースバンドフィルタ 1 1 a， 1 1 bの各出力であるべ一スパンド信号 xi(t) , xq(t) は、 プリディストーション回路 1 2にそれぞれ与えられる。 プリディストーション回路 1 2は、 送信信号が非線形部 1 0を通過した後に 非線形歪がなくなるように、 ベースパンド信号 xi(t) , xq(t)を予め歪ませ るための回路であり、 <背景技術 >の項で説明した Girard の特許に相当す る機能を達成するものである。
プリディスト一ション回路 1 2の出力であるプリディス卜一シヨン信号 Pi(t) , Pq(t) は、 変調部 1 3に備えられている乗算部 1 3 a, 1 3 bにそ れぞれ与えられる。 プリディストーション信号 Pi(t)が与えられる乗算部 1 3 aは、 当該プリディストーション信号 Pi(t) により搬送波 cos (we t) を振幅変調するものであり、 プリディス卜ーシヨン信号 Pq(t)が与えられる 乗算部 1 3 bは、当該プリディストーション信号 Pq(t)により搬送波 s"in(o; c t) を振幅変調するものである。 その結果、 各乗算部 1 3 a, 1 3 bの出 力 x1(t) , x2(t) は、 下記 (1)式および (2)式に示すようになる。 なお、 ω c は搬送波周波数である。
x1(t) =Pi(t)cos (wet) (1)
x2(t) =Pq(t)sin (ωοί) (2)
各信号 x1(t) , x2(t)は加算部 1 3 cに与えられ、 この加算部 1 3 cにお いて加算される。 その結果、 下記 (3) 式に示すように、 64QAM変調信号 x(t)が作成される。
x(t)=x1(t) +x2(t) =Pi(t)cos (wet) +Pq(t)sin (ajct) (3)
QAM変調器 6は、 また、 送信信号が受ける非線形歪を補償する目的で、 非線形部 1 0を通過した後の 64 Q AM変調信号 y(t)を取り込んで復調す るための復調部 1 4を備えている。復調部 1 4は、 2つの乗算部 1 5 a, 1
5 bを備えている。 64QAM変調信号 y(t)は 2分され、各乗算部 1 5 a,
1 5 bにそれぞれ与えられる。各乗算部 1 5 a, 1 5 bは、 64QAM変調 信号 y(t)に対して搬送波 cos (ωοΐ) , sin(cuct)をそれぞれ乗算する。 そ の結果、 64QAM変調信号 y(t)は 64QAM復調され、 復調信号 yi(t) , yq(t)が作成される。復調信号 yi(t) , yq(t)は、 モデリング回路 1 6に与 えられる。
モデリング回路 1 6には、 また、 64 QAM変調前のプリディスト一ショ ン信号 Pi(t) , Pq(t)が与えられるようになつている。 モデリング回路 1 6 は、 プリディストーション信号 Pi(t) , Pq(t) ならびに復調信号 yi(t) , yq(t) に基づいて非線形部 1 0の包絡線モデル （非線形特性） をモデリング し、 そのモデリング結果をプリディストーション回路 1 2に与える。
モデリング回路 1 6は、 メモリ 1 7を備えている。 メモリ 1 7は、 モデリ ング処理に必要となるプリディストーション信号 Pi(t) , Pq(t)ならひ 'に復 調信号 yi(t) , yq(t) を蓄積するために使用される。
図 3は、 非線形部 1 0の構成を示すブロック図である。 非線形部 1 0は、
64QAM変調信号 x(t)の周波数を I F帯から R F帯に変換するアップコ ンパータ 20、 および、 周波数変換後の 64 Q AM変調信号を増幅する高出 力増幅器 21を備えている。 ケーブル 3へは、 高出力増幅器 21により増幅 された後の 64QAM変調信号が送出される。非線形部 1 0は、 また、 高出 力増幅器 21により増幅された後の 64 Q AM変調信号の周波数を I F帯に ィ氏下させるダウンコンパ一夕 22を備えている。 ダウンコンパ一夕 22によ り周波数変換された後の 64 Q A M変調信号 y(t)は、復調部 1 4に与えられ るようになっている。
次に、 モデリング回路 1 6におけるモデリング処理について説明する。 な お、 以下では、 便宜上、 非線形部 1 0の包絡線モデルに関する説明をした後 に、 モデリング処理について説明する。
入力 a(t)cos (wet) に対する包絡線モデルは、 下記 (4)式に示すように、 AM- AM特性 F(a(t)) および AM- PM特性 g(a(t)) で表現される。
F(a(t))cos (oct+g(a(t))) (4)
ここに、 AM- AM特性 F(a(t)) は、 非線形部 1 0における入出力信号間の振 幅に関する歪の程度を表すものであり、 AM- PM特性 g(a(t))は、 非線形部 1 0における入出力信号間の位相に関する歪の程度を表すものである。
また、 直交モデルでは、 上述の入力 a(t)cos (cuct) に対する出力は、 下 記（5) 式のように表現される。
F(a(t))cos(g(a(t)))cos (cjct)一 F(a(t))sin(g(a(t)))sin (wet) (5) この第 1実施形態では、 非線形部 1 0への入力信号である 64 Q A M変調 信号 x(t)は、 Ιϋί己 (3)式に示したとおりである。 ここで、 図 4に示すように tan— Pqd /Pi t))を 0p(t)とし、 ~(Pq(t)2 + Pi(t)2)を rp(t)とすると、 (3) 式は、 下記 (6) 式に変換することができる。
x(t) = Pi(t)cos (wet) +Pq(t)sin (o»ct)
= rp(t)cos (cjct-0p(t)) (6)
したがって、この入力 x(t)が直交モデルに従う非線形部 1 0に入力される と、 非線形部 1 0の出力である 64QAM変調信号 y(t)は、 下記 (7)式に示 すようになる。
y(t) = F(rp(t))cos(g(rp(t)))cos (wet- Sp(t))
-F(rp(t))sin(g(rp(t)))sin ( ct- 6>p(t)) (7) ここで、 Si(t) =F(rp(t))cos(g(rp(t))) (8)
Sq(t) =F(rp(t))sin(g(rp(t))) (9)
とおくと、 fill己 (7) 式は、 下記 (10)式のように変換される。
y(t)=Si(t)cos (wet - Sp(t)) 一 Sq(t)sin (cuct— Sp(t))
= {Si(t)cos (Sp(t)) +Sq(t)sin (0p(t))} cos (ωοϊ) +
{Si(t)sin (0p(t)) 一 Sq(t)cos (0p(t))} sin (wet) = F(rp(t))cos (0p(t)-g(rp(t))) cos (wet) +
F(rp(t))sin ( Sp(t)— g(rp(t))) sin (wet) (10) したがって、この（10)式で示された 64 QAM変調信号 y(t)を 2つの搬送 波 cos (cjct), sin (cjct) を用いて復調すれば、 下記（11 )式および（12)式 に示すように、 各復調信号 yi(t) , yq(t) が得られることになる。
yi(t) =F(rp(t))cos (0p(t)-g(rp(t))) (11)
yq(t) =F(rp(t))sin ( 0p(t)-g(rp(t))) (12)
そのため、 プリディストーション信号 Pi(t) , Pq(t) ならびに復調信号 yi(t) , yq(t) の関係は、 図 5に示すようになる。 したがって、 プリディス 卜一シヨン信号 Pi(t) , Pq(t) ならびに復調信号 yi(t) , yq(t) がー組あ れば、下記（13)式および (14)式のように、 1つの振幅値 rp(t)に対する AM- AM 特性 F( rp( t ) )および AM-PM特性 g( rp( t ) )を求めることができる。
F(rp(t))= - {yi(t)2+yq(t)2} (13)
g(rp(t))=0y(t)-0p(t) (14)
ところで、 以上説明した AM- AM特性 F(rp(t))は、横軸および縱軸をそれ それ rp(t)および F(rp(t))とした場合における点デ一夕 (rp(t) , F(rp(t))) として求められるものである。 しかし、 プリディストーション回路 1 2にお いてベースパンド信号 xi(t) , xq(t) を歪ませる際に必要な振幅に関ナる特 性は、 AM-AM特性 F(rP(t))の逆特性である。 したがって、 モデリング回路 1 6は、 前記点データ （rp(t) , F(rp(t))を求めるのではなく、 横軸および縦 軸をそれぞれ F(rp(t))および卬 (t)とした場合における点データ (F(rp(t)), rp(t) ) を求める。
また、 位相に関する特性である AM- PM特性 9 ( (t))については、 横軸お よび縱軸をそれぞれ 卬 (t) および g (卬 (t))とした場合における点データ (rp(t) , g(rp(t))) を求める。
モデリング回路 1 6は、 上述のようにして取得された点デ一夕 （F(「p(t))， rp(t) ), (rp(t), g(rp(t))) を所定のサンプル数だけ蓄積し、 各点列の近 似曲線を求めることにより、 AM-AM特性 F(rp(t))の逆特性および AM-PM特 性 g(rp(t))を求める。
さらに具体的には、モデリング回路 1 6は、各信号 Pi (t) ) Pq(t) , yi(t) , yq(t) をメモリ 1 7に蓄積していき、 所定のサンプル数に達すると、 点デー 夕 (F(rp(t))， rp(t) ), (rp(t), g(rp(t))) を求める。 この場合、 点デー タ (F(rp(t)), rp(t) )， （rp(t), g(rp(t))) は、 それぞれ図 6および図 7 に示す白丸のように求められる。 そして、 点データ （F (卬 (t)), rp(t) ), (rp(t), g(rp(t))) が所定のサンプル数だけ蓄積されると、 モデリング回 路 1 6は、 各信号 Pi(t), Pq(t), yi(t), yq(t) の取込みを禁止するととも に、 複数個の点データ (F(rp(t)), rp(t)), (卬 (t), g(rp(t))) にそれぞれ 近似する近似曲線を求める。
近似曲線の求め方は、 たとえば単一の多項式で近似してもよく、 また、 複 数の多項式を接続したスプライン関数で近似してもよい。 なお、 いずれの近 似の仕方であっても、 近似曲線が真の包絡線特性に近づくように、 最小二乗 法を用いて関数を求める必要がある。 こうして、 AM-AM特性 F(rp(t))の逆特 性および AM-PM特性 g(rp(t))が求められる。
モデリング回路 1 6は、 求められた AM-AM特性 F (卬 (t))の逆特性および AM-PM特性 g (卬 (t))をプリディストーション回路 1 2に与える。 プリディス トーシヨン回路 1 2は、 この与えられた AM-A 特性 F(rp(t))の逆特性およ び AM- PM特性 g(rp(t))に基づいて、 ベースパンド信号 xi (t) , xq(t) を歪 ませる。 これにより、 プリディストーション回路 1 2は、 非線形部 1 0の包 絡線モデルに応じたプリディストーションを達成できる。
モデリング回路 1 6は、 近似曲線の計算終了後、 各信号 Pi(t) , Pq(t) , yi(t) ， yq(t) の取込みを再開し、 上述した処理を繰り返し実行する。 した がって、 プリディストーション回路 1 2は、 非線形部 1 0の包絡線モデルの 経時変化に追従したプリディストーシヨンを行うことができる。
なお、 1回目のモデリングを行うのに必要なプリディス卜ーション信号 Pi (t) , Pq(t) ならびに復調信号 yi (t), yq(t) を蓄積している間、 プリディ スト一シヨン回路 1 2は、 ベースパンド信号 xi (t) , xq(t) を歪ませること なくそのままプリディストーション信号 Pi (t) , Pq(t) として出力する。 以上のようにこの第 1実施形態によれば、 包絡線モデルを動的に求め、 こ の求められた包絡線モデルに基づいてプリディストーシヨンを行うようにし ているから、 包絡線モデルの経時変化に対応でき、 良好なプリディストーシ ョンを達成できる。したがって、送信信号から非線形歪を良好に除去できる。 そのため、 高い通信品質を維持することができる。
なお、 前記第 1実施形態では、 変調方式として 6 4 Q A M変調方式を適用 する場合を例にとって説明しているが、 たとえば 8 V S B ( vesti gial sideband) 変調方式を適用してもよい。 図 8は、 Ι Ι己第 1実施形態における Q A M変調器 6の代わりに、 8 V S B変調処理を実行する V S B変調器 6 0 を備える送信機 2の構成を示すブロック図である。 Q A M変調器 6との相違 点は、 この V S B変調器 6 0には、 I軸および Q軸に異なるディジタルデ一 夕が与えられるのではなく、 8値のディジタルデータ xl(t)が 1つだけ与え られ、 与えられた後に 2分され、 それぞれ I軸データおよび Q軸データとし てベースパンドフィルタ 1 1 a , 1 1 bに与えられるようになつている点で ある。 なお、 この^、 受信側の家庭 5に設けられるチューナ 8には、 受信 アンテナ 7から出力される 8 V S B信号を復調するための V S B復調回路が 備えられることになる。
一第 2の実施形態一
図 9は、 この発明の第 2実施形態に係る Q A M変調器が適用される 信機 の構成を示すブロック図である。 図 9において、 図 2と同じ機能部分につい ては同一の参照符号を使用する。
前記第 形態では、 モデリング回路 1 6に対してプリディス卜ーショ ン回路 1 2の出力をそのまま与えるようにしているのに対して、 この第 2実 施形態では、 プリディストーション回路 1 2の出力を遅延させ、 そのうえで モデリング回路 1 6に与えるようにしている。
より詳述すれば、 プリディストーション回路 1 2から出力されるプリディ ス卜ーシヨン信号 Pi (t) , Pq(t)は、 遅延回路 2 0に与えられる。遅延回路 2 0は、 プリディストーション信号 Pi (t) , Pq(t) を時間 A tだけ遅らせて モデリング回路 1 6に与える。時間 Δ tは、プリディストーション信号 Pi (t) , Pq(t) がプリディストーション回路 1 2から出力されてから、 当該プリディ ストーシヨン信号 Pi (t) , Pq(t)にそれぞれ対応する復調信号 yi (t) , yq(t) がモデリング回路 1 6に与えられるまでに要する時間に設定される。 したが つて、 モデリング回路 1 6には、 復調信号 yi (t) , yq(t)に対して時間的に ずれのないプリディストーション信号 Pi (t) , Pq(t) が与えられることにな o
この構成によれば、 モデリング回路 1 6では信号遅延を考慮してモデリン グを行うことができるから、 it己第 1実施形態よりも一層正確な包絡線モデ ルを求めることができる。 そのため、 前記第 1 ^形態に比べて、 送信信号 の非線形歪を一層良好に除去することができる。
なお、 この第 2 ^形態においても、 Q A M変調器 6の代わりに、 この第 2実施形態と同様の機能を実現する図 1 0に示すような V S B変調器 7 0を 設けてもよいことはもちろんである。
—第 3の実施形態—
図 1 1は、 この発明の第 形態に係る Q A M変調器が適用される送信 機の構成を示すブロック図である。 図 1 1において、 図 2と同じ機能部分に ついては同一の参照符号を使用する。
前記第 2実施形態では、 信号遅延に対応するために遅延回路 2 0を設けて いるのに対して、 この第 3実施形態では、 復調信号 yi (t) , yq(t) からプリ ディストーション信号 Pi (t) , Pq(t) を推定することにより、 遅延回路を設 けることなく信号遅延に対応している。
より詳述すれば、 Q A M変調器 6は、送信信号推定回路 2 5を備えている。 送信信号推定回路 2 5は、復調部 1 4から出力された復調信号 yi (t) , yq(t) を入力信号とし、 この復調信号 yi (t) , yq(t) に基づいてプリディストーシ ヨン信号を推定し、 この推定されたプリディストーション信号 （以下 「推定 プリディストーション信号」 という。） Pi(t) ' , Pq(t) ' をモデリング回 路 1 6に与える。 モデリング回路 1 6は、 与えられた推定プリディストーシ ヨン信号 Pi(t) ' , Pq(t) ' と復調信号 yi(t) , yq(t) とに基づいて包絡 線モデルを求める。
図 1 2は、 送信信号推定回路 25の構成を示すブロック図である。送信信 号推定回路 25は、 ベースバンドフィルタ 26 a, 26 bを有しており、 復 調信号 yi(t) , yq(t)は、 このベースパンドフィルタ 26 a, 26 bにそれ ぞれ入力される。 ベースパンドフィルタ 26 a, 26 bにより帯域制限を受 けた後の復調信号 yif(t), yqf(t)は、 Q AM変調器 6に入力される前のディ ジタルデータ xl(t) , xQ(t) の推定値 yl(t) , yQ(t) を求めるための判定 回路 27 a, 27 bにそれぞれ与えられる。
上述のように、 ディジタルデータ xl(t) , xQ(t)は、 多値数 「8」 のデー 夕である。 ディジタルデータ xl(t) , xQ(t)がとり得る 8つの値として、 た とえば「—7, — 5, — 3, —1 , 1 , 3, 5, 7」 が設定されている場合、 判定回路 27 a, 27 bは、 図 1 3に示すような入出力特性を有する。 たと えば、 0<yif(t)<2, 0<yqf(t)<2であれば、 値 「1」 の信号が出力さ れ、 2<yif(t)<4, 2<yqf(t)<4であれば、 値 「3」 の信号が出力され る。 このように、 ある一定範囲内の入力値に対して 1つの出力値を対応付け ることにより、 もとのディジタルデータ xl(t) , xQ(t)からのずれを補償し ている。
判定回路 27 a, 27 bの出力信号は、 ベースパンドフィル夕 28 a, 2 8 bを介してプリディスト一ション回路 29 aに与えられる。 これにより、 判定回路 27 a, 27 bの出力信号には、 Q AM変調器 6に入力されるディ ジタルデータ xl(t) , xQ(t)に対する処理と同様の処理が施される。 その結 果、 プリディストーシヨン回路 29から推定プリディス卜一シヨン信号 Pi(t) ' , Pq(t) 'がそれぞれ出力される。 この場合、 推定プリディスト一 シヨン信号 Pi(t) ' , Pq(t) 'は、 復調信号 i(t) , yq(t) に基づいて得 られるから、 復調信号 yi(t) , yq(t) との時間的なずれはない。 したがって、 プリディストーション回路 1 2から出力されたプリディスト —シヨン信号 Pi (t) , Pq(t)を遅延回路により遅延させた場合と同様に、 信 号遅延に対応することができる。 そのため、 より一層正確な包絡線モデルを 求めることができる。 ゆえに、 送信信号の非線形歪をより一層良好に除去す ることができる。 なお、 この第 3実施形態においても、 Q A M変調器 6の 代わりに、 この第 3実施形態に係る機能を実現する図 1 4に示すような V S B変調器 8 0を設けてもよいことはもちろんである。 この^、 送信信号隹 定回路 2 5は、 たとえば図 1 5に示すような回路構成となる。
図 1 6 (a) は、 V S Β変調器 8 0を適用する場合における AM- AM特性 F (rp(t) ) を示すグラフであり、 図 1 6 (b) は、 V S B変調器 8 0を適用する 場合における AM-PM特性 g (卬 (t))を示すグラフである。 図 1 6において、 黒丸の各点は実測値であり、 実線は単一の 3次関数で近似した近似曲線を表 している。 なお、 近似に用いた実測値の点数は 1 , 616点であり、 図 1 6には そのうち 5 3 8点が示されている。
図 1 7 (c) は、 図 1 6に示された AM-AM特性 F ( rp(t) ) の逆特性および AM - PM特性 g (卬 (t) )を用いてプリディス卜一シヨンした場合における高出力 増幅器の出力の周波数スぺクトルである。 図 1 7 (a) ， (b) は、 比較のため のグラフであり、 それぞれ、 高出力増幅器を非線形部 1 0に備えていない場 合の変調信号の周波数スぺクトル、 および、 高出力増幅器により非線形歪を 受けた状態の高出力増幅器の出力の周波数スぺクトルを示したものである。 このグラフから明らかなように、 図 1 7 (b) に示された特性は、 高出力増 幅器による非線形歪を受けて大きく歪んでいるのに対して、 図 1 7 (c) に示 された特性は、 図 1 7 (a) とほとんど同様の特性となっており、 非線形歪を 良好に除去できていることがわかる。
一第 4の実施形J~
図 1 8は、 この発明の第 4実施形態に係る Q A M変調器が適用される送信 機の構成を示すブロック図である。 図 1 8において、 図 2と同じ機能部分に ついては同一の参照符号を使用する。
前記第 3実施形態では、 どのような復調信号 yi (t) , yq(t)からでもプリ ディストーション信号 Pi (t) , Pq(t)を推定できることを前提としている。 しかし、 非線形部 1 0における非線形歪が大きい場合には、 前記第 3実施形 態の構成では、 プリディストーション信号 Pi (t) , Pq(t)を推定することは 困難である。 具体的には、 実際には Xl ( t) 二 1であるのに、 非線形歪が大き いと、 yl(t) = 3となる^がある。 この^、 前記第 3実施形態に係る判 定回路 2 7 a , 2 7 0では、 ズ1 ） = 3であると誤推定され、 この誤推定さ れた結果に相当する推定プリディストーション信号 Pi (t) ' , Pq(t) ' が出 力されることになる。
前記第 3実施形態に係る判定回路 2 7 a , 2 7 bにおいては、 たとえば元 のディジタルデータ xi(t)が「 1」である場合、当該ディジタルデータ xl(t) を正確に推定できるのは、 0く yl(t) < 2の場合だけである。 つまり、 fill己 第 3実施形態では、 ± 1の歪までしか言午容できない。一方、 入力されるディ ジタルデータ xl(t) ， xQ(t)がたとえば 「一 6 , — 2 , 2 , 6」 の 4値を採 る場合、 判定回路 2 7 a , 2 7 bの入出力特性は、 たとえば図 1 9に示すよ うに、 ± 2の歪まで許容できるものとなる。つまり、ディジタルデ一夕 xl(t)， xQ(t) の多値数が少なければ、 歪の許容範囲は大きくなる。
そこで、 この第 4実施形態では、 非線形歪が大きくても正確な推定プリデ イス卜一シヨン信号 Pi (t) ' , Pq(t) ' を求めることができるように、 小さ な多値数から動作を開始させることとした。
より詳述すれば、 この第 4実施形態に係る Q A M変調器 6には、 2進符号 が与えられる。 Q A M変調器 6は、 図 1 8に示すように、 2進符号を多値デ イジタルデータ xl(t) , xQ(t)に変換するための 2値/多値変換回路 3 0 a , 3 0 bを入力最前段に備えている。 2値/多値変換回路 3 0 a , 3 0 bは、 2進符号を多値ディジタルデータ xl(t) , xQ(t) に変換し、 この変換後の多 値ディジタルデータ xl(t) , xQ(t) をベースパンドフィルタ 1 1 a , 1 1 b を介してプリディストーション回路 1 2にそれぞれ与える。
2値/多値変換回路 3 0 a , 3 0 bにおいて作成される多値ディジタルデ 一夕 xl(t) , xQ(t)の多値数は、 送信信号推定回路 2 5により決定される。 より詳述すれば、 送信信号推定回路 2 5は、 1回目の多値数として小さな多 値数を設定し、 2回目以降の多値数として大きな多値数を設定するようにし ている。たとえば、送信信号推定回路 2 5は、 1回目のモデリングの際には、 2値/多値変換回路 3 O a , 3 0 bに対して多値数 「2」 を設定し、 2回目 以降のモデリングの際には、 2値/多値変換回路 3 0 a , 3 O bに対して多 値数 「8」 を設定する。
このように、 小さな多値数を最初に設定することにより、 非線形歪が大き く、 復調信号 yi (t) , yq(t)が大きく歪んでいても、送信信号推定回路 2 5 において正確な推定プリディストーション信号 Pi (t) ' , Pq(t) ' を得るこ とができる確率が高くなる。 したがって、 2回目のモデリングから多値数を 大きな値に戻しても、 正確なプリディストーション信号 Pi (t) ' , Pq(t) ' を求めることができる確率が高くなる。 そのため、 非線形部 1 0における非 線形歪の影響が大きくても、 正確なプリディストーション信号 Pi (t) ' , Pq(t) ' を求めることができる。
なお、 多値数の設定の仕方としては、 たとえば「「2」—「4」 「6」 " 「8」→「8」 以下「8」」のようにモデリングが行われるたびに変更して いってもよく、 また、 「「2」 「2」→「4」→「4」→「6」→「6」 " 「8」 ~ 「8」→以下「8」」のようにモデリングが行われるたびに変更して いってもよい。 このように、 設定すべき多値数を複数回にわたって段階的に 変化させることにより、 より正確な推定プリディスト一シヨン信号 P t^ , Pq(t) ' を求めることができる。
また、 この第 4実施形態においても、 Q A M変調器 6の代わりに、 この第 4実施形態に係る機能を実現する図 2 0に示すような V S B変調器 9 0を設 けてもよいことはもちろんである。
—第 5の実施形 ~
図 2 1は、 この発明の第 5実施形態に係る Q A M変調器が適用される送信 機の構成を示すブロック図である。 図 2 1において、 図 2と同じ機能部分に ついては同一の参照符号を使用する。
前記第 1から第 4までの実施形態では、 AM- AM特性の逆特性を求める際に その定義域について考慮していないが、 入力信号の振幅が増大するに従って 出力信号の振幅が飽和する AM-AM特性を持つ歪み系を補償する場合には、 定 義域の考慮が必要である。 この第 5実施形態では、 定義域に要求される条件 を満たすために、 1回目のモデリング時に振幅調整を行っている。
図 22を用いて振幅調整の説明をする。振幅調整をしないときのべクトル (xi(t),xq(t))の絶対値 rx(t)の最大値を r3とし、 べクトル（yi(t),yq(t)) の絶対値を ry(t) とした場合、 （rx(t),ry(t)) は弧 OBの近傍に分布する。 この弧 0Bの逆関数は弧 OAである。例えばべクトル (xi(t),xq(t)) の絶対値 が r1 であれば、 プリディストーション回路は絶対値が 「2 であるベクトル (Pi(t),Pq(t)) を出力する。
ところでプリディストーション回路は、 絶対値が r3である（xi(t),xq(t)) が入力されれば、 絶対値が「4である（Pi(t),Pq(t)) を出力する必要がある。 従って逆特性として弧 OAではな〈弧 0Cが必要である。 しかし弧 0Cを求め るには、 弧 0Dが求まっている必要がある。 つまり rx(t) の最大値が、 「3よ りも大きな「4になるよう振幅調整する必要がある。
そこで、 これに対処するために、 この第 5実施形態では、 図 21に示すよ うに振幅調整回路を備える。 具体的には、 オペアンプまたはアツテネ一夕か らなる振幅調整回路 1 05 a, 1 05 bをベースパンドフィルタ 1 1 a, 1 1 bの後段に配置し、 1回目のモデリングに使用する（xi(t),xq(t)) をメモ リに蓄える間は、 rx(t) の最大値が r4になるように、 入力信号の振幅を増 大させる。 蓄え終わったらそれ以降は振幅の増大をやめる。 また、 振幅調整 回路 105 a, 1 05 bの配置位置としては、 プリディストーション回路 1 2の後段および変調部 1 3の後段も考えられる。
このようにこの第 5実施形態によれば、 出力信号の振幅が飽和する入出力 特性を有する高出力増幅器 21を使用する場合であっても、 プリディスト一 シヨンに必要となる定義域の AM-AM特性 F(rp(t))の逆特性を求めることが でき、 その結果歪補償を良好に行うことができる。
なお、 この第 5実施形態においても、 QAM変調器 6の代わりに、 この第 5実施形態に係る機能を実現する V S B変調器を設けてもよいことはもちろ る o 図 2 3は、 前記 Q A M変調器 6の代わりに、 8 V S B変調処理を実行する 5已変調器1 1 0が適用される送信機 2の構成を示すブロック図である。 図 2 3において、 図 2と同じ機能を実現する部分については同一の参照符号 を使用する。
この V S B変調器 1 1 0は、 パイロヅ卜信号を利用することにより、 入力 信号の振幅を調整し、 AM- A 特性 F(rp(t) )の逆特性を必要な定義域の範囲で 求めるようにしている。 より詳述すれば、 3日変調器1 1 0は、 ベ一スパ ンドフィル夕 1 1 aとプリディスト一シヨン回路 1 2との間に、 加算器 1 1 5 aを備えている。加算器 1 1 5 aには、 ベ一スパンドフィルタ 1 1 aの出 力と、 レベルを変更できるパイロッ卜信号 （P信号） が与えられるようにな つている。 したがって、 プリディストーション回路 1 2には、 ベースバンド フィルタ 1 1 aの出力とパイロット信号とが足し算された信号が与えられる ことになる。そのため、パイロッ卜信号のレベルを適宜変更することにより、 入力信号の振幅を任意の大きさに調整することができる。
このように、 この構成によれば、 V S B変調処理を実行する^であって も、 入力信号の振幅を調整できるから、 出力信号の振幅が飽和する入出力特 性を有する高出力増幅器 2 1 を使用する場合であっても、 AM- AM 特性 F(rp(t) )の逆特性を必要な定義域の範囲で求めることができ、 その結果歪補 償を良好に行うことができる。
一第 6の実施形^ ~
図 2 4は、 この発明の第 6実施形態に係る Q A M変調器が適用される送信 機の構成を示すブロック図である。 図 2 4において、 図 2と同じ機能部分に ついては同一の参照符号を使用する。
この第 6実施形態は、 前記第 1ないし第 5実施形態に係る復調部 1 4を従 来公知の Q A M用の復調 L S Iで構成する場合に例にとったものである。 こ の復調 L S Iは、 乗算部 1 5 a , 1 5 b以外に、 ベースパンドフィルタ 3 5 a , 3 5 bならびに判定回路 3 6 a , 3 6 bを有しており、 復調 L S Iの出 力としては、 復調信号 yi (t) , yq(t)そのものではなく、 ベースバンドフィ ル夕 3 5 a , 3 5 bの出力 yi f(t) , yqf(t)および判定回路 3 6 a , 3 6 の 出力が得られるようになつている。この第 6実施形態では、判定回路 3 6 a , 3 6 bの出力信号よりも復調信号 yi (t) , yq(t) に近いベースパンドフィル 夕 3 5 a , 3 5 bの出力信号 yif(t) , yqf(t)をモデリング回路 1 6に与える ようにしている。
—方、 ベ一スパンドフィルタ 3 5 a , 3 5 bの出力信号 yif(t) , yqf(t) は、 ベースパンドフィルタ 3 5 a , 3 5 bにより周波数が制限された信号で あるから、 隣接チャンネルの周波数成分は除去されている。 したがって、 信 号に含まれる歪みに関する情報が減少している。 そのため、 1回のモデリン グでは、 正確な包絡線モデルを得ることは困難となる。
そこで、 この第 6実施形態では、 プリディストーションに必要な AM - AM特 性 F(a(t)) の逆特性および AM- PM特性 g(a(t) ) を、 編己第 1実施形態と同 様に、複数回のモデリングを繰り返し行うことにより求めるようにしている。 たとえば 1回目のモデリング結果に基づいてプリディストーシヨンを行うと、 不完全ではあるが、 送信信号に加えられる非線形歪をある 抑えることは できる。 その結果、 隣接チャネル干渉が減少する。 したがって、 このような モデリングを繰り返せば、 隣接チャネル干渉がその都度減少していき、 結果 的に、 非線形歪をほぼ完全にな〈すことができるようになる。
このようにこの第 6実施形態によれば、復調部 1 4を復調 L S Iで構成し ているから、復調部 1 4をそれぞれ別個の電子部品で構成する場合に比べて、 復調部 1 4を容易に作成することができる。
なお、 この第 6 ¾½形態においても、 Q A M変調器 6の代わりに、 復調部 1 4を復調 L S Iで構成した V S B変調器を設けてもよいことはもちろんで ある。
図 2 5は、 前記 Q A M変調器 6の代わりに、 V S B変調処理を実行する V S B変調器 1 2 0が適用される送信機 2の構成を示すブロック図である。 図 2 5において、 図 2 4と同じ機能を実現する部分については同一の参照符号 を使用する。
この V S B変調器 1 2 0に備えられる V S B用の復調 L S Iは、 乗算部 1 5 a , 1 5 bの出力がそれぞれ与えられるベースパンドフィルタ 1 2 5 a , 1 2 5 b、ならびにベースパンドフィルタ 1 2 5 aの出力信号 yif(t)が与え られる判定回路 1 2 6を有している。 この復調 L S Iからは、 I軸の出力信 号 yif(t)だけが出力されるようになっており、 Q軸の出力信号 yqf(t)が得 られないようになっている。そこで、 I軸の出力信号 yif(t)から Q軸の出力 信号 yqf(t)を推定し、 この推定出力信号 yqf' (t)をモデリング回路 1 6に えるよつにしている。
より具体的には、 この V S B変調器 1 2 0は、 復調 L S Iから出力される I軸の出力信号 yif(t)を入力とする Q軸信号推定回路 1 2 7を備えている。 Q軸信号推定回路 1 2 7は、 Q軸の全配分のロールオフ特性を有するベース バンドフィルタ （図示せず） を備えており、 I軸の出力信号 yif(t)をベース バンドフィル夕によりフィルタリングする。 その結果、 Q軸の推定出力信号 yqf (t) が得られる。 Q軸信号推定回路 1 2 7は、 Q軸の推定出力信号 yqr (t) をモデリング回路 1 6に与える。
なお、 この構成においても、 モデリング回路 1 6に与えられる信号はべ一 スパンドフィルタの出力信号であるから、|ij|己第 6 形態の^と同様に、 モデリングを繰り返し実行する必要がある。
このようにこの構成によれば、 V S B変調処理を実行する場合であっても、 復調部 1 4を復調 L S Iで構成しているから、 復調部 1 4を別個の電子部品 で構成する場合に比べて、 復調部 1 4を容易に作成することができる。
一第 7の実施形 ~
図 2 6は、 この発明の第 7 ^形態に係る Q A M変調器が適用される送信 機の構成を示すブロック図である。 図 2 6において、 図 2と同じ機能部分に ついては同一の参照符号を使用する。
前記第 1ないし第 6実施形態では、特に利得調整の考慮はされていないが、 この第 7実施形態では、 利得調整を考慮したモデリングが行われるようにな つている。より詳述すれば、復調部 1 4の乗算部 1 5 a , 1 5 bの前段には、 利得調整のための A G C (Auto Gain Control ) 回路 4 0が配置されている。 プリディス卜ーシヨン信号 Pi (t) , Pq(t) が復調部 1 4に与えられるまでに は、 増幅処理が行われる非線形部 1 0を通過する。 非線形部の利得は 「1」 ではないので、 A G C回路 4 0と非線形部の総合利得が 「1」 となるように A G C回路 4 0は動作する。
しかし、この位置で禾リ得調整を行っても、調整対象の復調信号 yi (t) , yq(t) の振幅が歪んでいるから、 利得調整を正確に行うことができない。
そこで、 A G C回路 4 0における利得調整に加えて、 モデリング回路 1 6 においても利得調整をするようにすることが考えられる。 この^、 モデリ ング回路 1 6は、 振幅が歪んでいない復調信号 yi (t)， yq(t)を抽出し、 こ の抽出された復調信号 yi (t) , yq(t) から振幅調整に必要な情報を得る。 より詳述すれば、 モデリング回路 1 6は、 AM- AN特性 F(a(t) )の逆特性を 表す曲線 （図 2 2参照） のうち直線とみなし得る部分を抽出する。
その後、 この範囲の傾きが「1」 となるように、すべての復調信号 yi (t) , yq(t)を定数倍する。その結果、振幅が歪んでいない復調信号 yi (t) , yq(t) に対する利得が 「1」 となる。 こうして、 振幅歪の影響を考慮した利得調整 を fi1うことができる。
この構成によれば、 振幅歪の影響を考慮した利得調整を行うことができる から、 より一層正確な包絡線モデルを求めることができ、 その結果非線形歪 の影響をより一層良好に除去することができる。
なお、 この第 7 ¾½形態においても、 Q A M変調器 6の代わりに、 この第 7実施形態に係る機能を実現する図 2 7に示すような 8 V S B変調器 1 3 0 を設けてもよいことはもちろんである。
一その他一
以上、 この発明の 7つの実施形態について説明してきたが、 この発明が他 の実施形態を採りうるのはもちろんである。 たとえば前記各実施形態では、 変調方式として 6 4 Q A M変調方式および 8 V S B変調方式を適用す ¾場合 を説明している。 しかし、 たとえば送信すべきディジタルデ一夕のチャネル 数を考慮し、 1 6 Q A Mおよび 2 5 6 Q A Mなど他の Q A M変調方式、 なら びに 1 6 V S B変調方式など他の V S B変調方式を適用してもよい。
また、 前記各実施形態では、 この発明を地上波テレビ放送システムに適用 する^を例にとって説明している。 しかし、 この発明は、 インターネット を利用した 提供システムなど他のシステムに対しても容易 ίこ適用するこ とができる。 要は、 直交変調を施した送信信号を非線形部を介して送信する システムならば、 どのようなシステムであってもこの発明を適用することが できる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 .
非線形部の非線形歪を補償するために送信すべき信号を歪ませるプリディ ストーシヨン手段と、
このプリディストーション手段の出力信号に対して直交変調処理を施すこ とにより変調信号を作成し、 この作成された変調信号を前記非線形部に送出 する変調手段と、
前記非線形部を した後の変調信号を取り込み、 この取り込まれた変調 信号に対して前記直交変調処理とは逆の処理である直交復調処理を施すこと により元の信号を復元する復調手段と、
前記プリディストーション手段の出力信号、 および、 前記復調手段により 復元された信号に基づいて、 編己非線形部の非線形特性を求めるためのモデ リング手段とを備えることを特徴とする直交変調器。
2 .
前記プリディストーション手段の出力信号を取り込み、 この取り込まれた 信号を遅延させるための遅延手段をさらに備え、
前記モデリング手段には、 ii己遅延手段により遅延された信号が与えられ ることを特徴とする請求項 1記載の直交変調器。
3 .
前記復調手段により復元された信号に基づいて、 l己プリディスト一ショ ン手段の出力信号を推定する送信信号推定手段をさらに備え、
前記モデリング手段は、 前記プリディスト一ション手段の出力信号に代え て、 till己送信信号推定手段により推定された信号をモデリングに用い ¾こと を特徴とする請求項 1記載の直交変調器。
4 .
当該直交変調器には、 2進符号が与えられるようになつており、 前記 2進符号を 送信信号推定手段により設定される多値数の多値ディ ジタルデータに変換し、 この多値ディジタルデ一夕を送信すべき信号として mi己プリディストーション手段に与える 2値/多値変換手段をさらに備え、 前記送信信号推定手段は、 信号推定処理が行われるたびに、 多値数を小さ な値から大きな値に段階的に変更して設定するものであることを特徴とする 請求項 3記載の直交変調器。
5 .
前記非線形部に送出すべき信号の振幅を調整するための振幅調整手段をさ らに備えることを特徴とする請求項 1記載の直交変調器。
6 .
前記変調手段は、 前記プリディストーション手段の出力信号に対して Q A M変調処理を施して Q A M変調信号を作成するものであり、
前記復調手段は、 前記 Q A M変調信号に対して Q A M復調処理を施すこと により元の信号を復元するとともに、 この復元された信号をフィル夕リング して出力する Q A M用の復調 L Sェで構成されるものであり、
前記モデリング手段は、 複数回にわたってモデリング処理を実行するもの であることを特徴とする請求項 1記載の直交変調器。
7 .
前記変調手段は、前記プリディスト一ション手段の出力信号に対して V S B変調処理を施して V S B変調信号を作成するものであり、
前記復調手段は、 前記 V S B変調信号に対して V S B復調処理を施すこと により元の信号を復元するとともに、 この復元された信号のうち I軸信号を フィルタリングして出力する V S B用の復調 L S Iで構成されるものであり、 前記復調 L S Iから出力される I軸信号に基づいて Q軸信号を推定し、 こ の推定された Q軸信号を前記モデリング手段に与えるための Q軸信号推定手 段をさらに備えることを特徴とする請求項 1記載の直交変調器。 -
8 .
前記モデリング手段が、 非線形特性のうちの A M— A M特性の逆特性をい つたん求め、 次に逆特性の線形な部分の傾きが 1となるように補正された逆 特性を求めることを特徴とする請求項 1記載の直交変調器。
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