JPH09233145A

JPH09233145A - 無線装置

Info

Publication number: JPH09233145A
Application number: JP8033553A
Authority: JP
Inventors: Masaru Kabashima; 優椛島; Yuji Kaneko; 祐司金子; Okiyuki Takada; 興志高田; Yukihiro Moriyama; 幸弘森山
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1996-02-21
Filing date: 1996-02-21
Publication date: 1997-09-05
Anticipated expiration: 2016-02-21
Also published as: JP3378424B2

Abstract

(57)【要約】【課題】位相ずれをなくして正確な歪補償処理を行え
るようにする。【解決手段】プリディストーション処理に先立ち、位
相差補正演算／制御部１０２の位相差測定部２４ｅは、
変調信号と復調信号の位相差ｄθを測定し、位相差補正
部１０２ｂは該位相差が零となるように変調信号に位相
差補正処理を施す。すなわち、位相差補正部２４ｈは位
相差ｄθに応じた位相差補正係数をメモリより求め、該
位相差補正係数を用いて位相差ｄθが零となるように変
調信号に位相差補正処理を施す。あるいは、プリディス
トーション処理に先立ち、位相差補正演算／制御部１０
２の位相差測定部２４ｅは変調信号と復調信号の位相差
ｄθを測定し、位相シフト量制御部２４ｉは位相差ｄθ
が零となるように直交変調器あるいは直交検波器に加え
る基準搬送波の位相をシフトする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は無線装置に係わり、
特に送信電力増幅器の増幅特性を直線化して非線形歪を
抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する歪補償機能を備
えた無線装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年周波数資源が逼迫し、無線通信に於
いてディジタル化による高能率伝送が多く用いられるよ
うになってきた。無線通信に多値振幅変調方式を適用す
る場合、送信側特に電力増幅器の増幅特性を直線化して
非線型歪みを抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する技
術が重要であり、また線型性に劣る増幅器を使用し電力
効率の向上を図る場合はそれによる歪発生を補償する技
術が必須である。

【０００３】図２３は従来の無線機における送信装置一
例のブロック図であり、音声ＣＯＤＥＣ（Coder/Decode
r)１から送出されるデジタルデータ群は、ＴＤＭＡ部２
においてバースト処理及びＩ信号とＱ信号に分離処理さ
れ、割り当てられたタイムスロットにおいてＤＡ変換器
に出力される。ＤＡ変換器３はそれをアナログのベース
バンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変
調器４は入力されたＩ信号、Ｑ信号（送信ベースバンド
信号）にそれぞれ基準搬送波とこれを９０⁰移相した信
号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を
行って出力する。周波数変換器５は直交変調信号と局部
発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅
器６は周波数変換器５から出力された搬送波を電力増幅
して空中線（アンテナ）７より空中に放射する。

【０００４】かかる送信装置において、送信電力増幅器
の入出力特性は図２４（ａ）の点線で示すように非直線
性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し、送
信周波数ｆ₀周辺の周波数スペクトラムは図２４（ｂ）
の点線に示すようにサイドローブが持ち上がり、隣接チ
ャネルに漏洩し、隣接妨害を生じる。このため、歪発生
を補償する歪補償技術としてＬＩＮＣ（Linear Amplifi
cation By Combination Of C-Class Amplification)、フ
ィードフォワード方式、アナログカルテシアン方式、ポ
ーラループ方式、非線型素子によるプリディストーショ
ン方式等のアナログの歪補償方式が多種提案されてい
る。しかしながら、これら方式は、歪改善性能を向上さ
せるために帰還ゲインを多くすると帯域雑音が増加した
り、位相調整が難しいという欠点を有していた。

【０００５】このような現状に於いて、近年ＬＳＩ技術
の進歩により信号処理プロセッサー（ＤＳＰ:Digital S
ignal Processor）の処理速度が格段に向上して来たた
めに、ディジタル信号処理技術により歪補償する方式が
現実のものとなってきた。ディジタル非線形歪補償方式
としては、ビクトリア大学（オーストラリア）で提唱さ
れたAdaptive Linearisation using pre-distortion (M
ichael Fsulkner & Mats Johanson; "Adaptive Lineari
sation using pre-distortion-Experimental Results",
IEEE TRANSACTION ON VEHICULAR TECHNOLOGY, VOL.NO
2. MAY 1994)等多くの論文が発表されており、理論とし
ては周知なものとなっている。このディジタル方式が実
用化されれば前述アナログ方式の欠点が解決されること
になる。

【０００６】図２５はＤＳＰを用いたデジタル非線形歪
補償機能を備えた送信装置のブロック図である。音声Ｃ
ＯＤＥＣ１から送出されるデジタルデータ群（変調信
号）は、ＴＤＭＡ部２においてバースト処理され、割り
当てられたタイムスロットにおいてＤＳＰで構成される
演算／制御部８に入力される。演算／制御部８は機能的
に図２６に示すように、変調信号のレベル０〜１０２３
に応じた歪補償係数h(pi)(i=0〜1023)を記憶する歪補償
係数記憶部８ａ、変調信号レベルに応じた歪補償係数h
(pi)を用いて該変調信号に歪補償処理（プリディストー
ション）をほどこすプリディストーション８ｂ、変調信
号と後述する直交検波器で復調された復調信号を比較
し、その差が零となるように歪補償係数h(pi)を演算、
更新する歪補償係数演算部８ｃを備えている。

【０００７】演算／制御部８は変調信号のレベルに応じ
た歪補償係数h(pi)を用いて該変調信号にプリディスト
ーション処理を施し、Ｉ信号とＱ信号に変換してＤＡ変
換器３に入力する。ＤＡ変換器３は入力されたＩ信号と
Ｑ信号をアナログのベースバンド信号に変換して直交変
調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号、
Ｑ信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０⁰移相した信
号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を
行って出力する。周波数変換器５は直交変調信号と局部
発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅
器６は周波数変換器５から出力された搬送波信号を電力
増幅して空中線（アンテナ）７より空中に放射する。送
信信号の一部は方向性結合器９を介して周波数変換器１
０に入力され、ここで周波数変換されて直交検波器１１
に入力される。直交検波器１１は入力信号にそれぞれ基
準搬送波とこれを９０⁰移相した信号を乗算して直交検
波を行い、送信側におけるベースバンドのＩ、Ｑ信号を
再現してＡＤ変換器１２に入力する。ＡＤ変換器１２は
入力されたＩ，Ｑ信号をデジタルに変換して演算／制御
部８に入力する。演算／制御部８はＬＭＳ（Least Mean
Square)法を用いた適応アルゴリズムにより変調信号と
直交検波器で復調された復調信号を比較し、その差が零
となるように歪補償係数h(pi)を演算、更新する。つい
で、次の送信すべき変調信号に更新した歪補償係数を用
いてプリディストーション処理を施して出力する。以
後、上記動作を繰り返すことにより、送信電力増幅器の
非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力を低減する。

【０００８】図２７は適応アルゴリズムによる歪補償処
理の説明図である。１５ａは変調信号（入力ベースバン
ド信号）ｘ(t)に歪補償係数ｈ(p)を乗算する乗算器、１
５ｂは歪関数ｆ(p)を有する送信電力増幅器、１５ｃは
送信電力増幅器からの出力信号ｙ(t)を帰還する帰還
系、１５ｄは変調信号ｘ(t)のパワーｐ（＝ｘ(t)²）を
演算する演算部、１５ｅは変調信号ｘ(t)の各パワーに
応じた歪補償係数を記憶すると共に、現変調信号ｘ(t)
のパワーに応じた歪補償係数を出力する歪補償係数記憶
部、１５ｆは共役複素信号出力部、１５ｇは変調信号ｘ
(t)と帰還復調信号ｙ(t)の差ｅ(t)を出力する減算器、
１５ｇ，１５ｈは乗算器、１５ｉはステップサイズパラ
メータμを乗算する乗算器である。

【０００９】かかる構成により、以下に示す演算が行わ
れる。ｈ_n(p)＝ｈ_n-1(p)＋μｅ(t)ｕ^*(t) ｅ(t)＝ｘ(t)−ｙ(t) ｙ(t)＝ｈ_n-1(p)ｘ(t)ｆ(p) ｕ(t)＝ｘ(t)ｆ(p)＝ｈ^* _n-1(p)ｙ(t) Ｐ＝｜ｘ(t)｜² ただし、ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅは複素数、＊は共役複
素数である。上記演算処理を行うことにより、変調信号
ｘ(t)と帰還復調信号ｙ(t)の差ｅ(t)が最小となるよう
にh(p)が更新され、最終的に最適の歪補償係数値に収束
し、送信電力増幅器の歪が補償される。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、デジタ
ル非線形歪補償方式は、変調信号により直交変調して得
られる搬送波を帰還検波し、変調信号（送信ベースバン
ド信号）と帰還信号（帰還ベースバンド信号）の振幅を
ディジタル変換して比較し、比較結果に基づいて歪補償
係数をリアルタイムに更新するという原理である。とこ
ろで、送信系や帰還系での伝送路の長さやデバイスによ
って帰還されたベースバンド信号は、送信ベースバンド
信号に対して位相のずれが生じる。かかる位相ずれが存
在すると、本来の歪補償が正確に行われなくなる。かか
る位相ずれをなくす方法として、位相のずれ分を途中の
伝送路の長さを変えることにより補う方法がある。しか
し、この方法は回路実装位置や周波数によって位相のず
れが変化するため実用的ではない。

【００１１】以上から、本発明の目的は、位相ずれをな
くして正確な歪補償処理を行える無線装置を提供するこ
とである。本発明の別の目的は、位相ずれを測定し、該
位相ずれが零となるように位相差補正処理を施すことに
より回路実装位置や周波数に関係なく位相ずれをなくす
ことができる無線装置を提供することである。本発明の
別の目的は、演算／制御部の負担をかけずに位相差測
定、位相差補正処理ができる無線装置を提供することで
ある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】図１（ａ），（ｂ）は本
発明の原理説明図である。１０１はプリディストーショ
ン演算／制御部であり、変調信号のレベルに応じた歪
補償係数h(pi)を用いて該変調信号にプリディストーシ
ョン処理を施し、Ｉ信号とＱ信号に変換して出力すると
共に、直交検波器で復調された復調信号と変調信号を
比較し、その差が零となるように演算して歪補償係数h
(pi)を更新する。１０２は位相差補正演算／制御部であ
り、変調信号（送信ベースバンド信号）と復調信号（帰
還ベースバンド信号）の位相差を測定し、該位相差が零
となるように位相差補正処理を実行する。２４ｅは変調
信号と復調信号の位相差を測定する位相差測定部、２４
ｈは位相差が零となるように変調信号に位相差補正処理
を施す位相差補正部、２４ｉは直交変調器あるいは直交
検波器の基準搬送波の位相をシフトして位相差を零にす
る位相シフト量制御部である。

【００１３】図１（ａ）において、プリディストーショ
ン処理に先立ち、位相差補正演算／制御部１０２の位相
差測定部２４ｅは、変調信号と復調信号の位相差ｄθを
測定し、位相差補正部２４ｈは該位相差が零となるよう
に変調信号に位相差補正処理を施す。すなわち、位相差
補正部２４ｈは位相差ｄθに応じた位相差補正係数をメ
モリ（図示せず）より求め、該位相差補正係数を用いて
位相差ｄθが零となるように変調信号に位相差補正処理
を施す。この結果、位相ずれをなくして正確な歪補償処
理を行うことができ、しかも、回路実装位置や周波数に
関係なく位相差をなくすことができる。更に、歪補償処
理に先立って位相差を測定し、該位相差が零なるように
位相差補正係数を求め、歪補償処理により得られた変調
信号に該位相差補正係数を用いて位相差補正処理を施す
ことにより、常時位相差測定を行わなくても良く、演算
／制御部の負担をかけずに位相差測定、位相差補正処理
ができる。

【００１４】又、測定された位相差あるいは該位相差に
応じた位相差補正係数を不揮発性記憶手段（図示せず）
あるいはバッテリーバックアップされた記憶手段に記憶
し、次回から位相差補正部２４ｈは、該記憶されている
位相差に応じた位相差補正係数を用いて位相差補正処理
を実行する。このようにすれば、位相差測定をすること
なく直ちに歪補償処理を開始し、かつ、位相差を補正す
ることができる。又、変調信号の振幅毎に、位相差と位
相差補正係数の対応をメモリに記憶し、位相差測定部２
４ｅは変調信号の振幅レベル毎に位相差ｄθを測定し、
位相差補正部２４ｈは変調信号の振幅に応じた位相差ｄ
θに対応する位相差補正係数を用いて変調信号に位相差
補正処理を施す、このようにすれば、より正確な位相差
補正処理が可能となる。更に、位相差測定部２４ｅはタ
イムスロットのバースト期間の前に置かれるプリアンブ
ル期間において、位相差測定処理を実行することによ
り、速やかに本来の歪補償処理が行えるようになる。

【００１５】図１（ｂ）において、プリディストーショ
ン処理に先立ち、位相差補正演算／制御部１０２の位相
差測定部２４ｅは変調信号と復調信号の位相差ｄθを測
定し、位相シフト量制御部２４ｉは位相差ｄθが零とな
るように直交変調器あるいは直交検波器に加える基準搬
送波の位相をシフトする。この結果、位相ずれをなくし
て正確な歪補償処理を行うことができ、しかも、回路実
装位置や周波数に関係なく位相ずれをなくすことができ
る。又、位相差が零となるシフト量を不揮発性記憶手段
（図示せず）あるいはバッテリーバックアップされた記
憶手段に記憶し、次回から、位相シフト量制御部２４ｉ
は該記憶されているシフト量を用いて直交変調器あるい
は直交検波器に加える基準搬送波の位相をシフトする。
このようにすれば、位相差測定をすることなく直ちに歪
補償処理を開始し、かつ、位相差を補正することができ
る。

【００１６】

【発明の実施の形態】

（Ａ）第１実施例（ａ）全体の構成図２は第１実施例の無線装置の構成図である。図中、２
１は音声アナログ信号をデジタルデータに変換するＣＯ
ＤＥＣ、２２は割り当てられたタイムスロット以前の所
定のタイミングでバーストデータを出力するＴＤＭＡ
部、２３は該バーストデータを記憶する入力バッファメ
モリ（ＲＡＭ）、２４はＤＳＰ等で構成される演算／制
御部であり、プリディストーション演算／制御部１０１
及び位相差補正演算／制御部１０２を有している。プリ
ディストーション演算／制御部１０１は、変調信号の
レベルに応じた歪補償係数h(pi)を用いて該変調信号に
プリディストーション処理を施し、Ｉ信号とＱ信号に変
換して出力すると共に、直交検波器で復調された復調
信号と変調信号を比較し、その差が零となるように演算
して歪補償係数h(pi)を更新する。位相差補正演算／制
御部１０２は変調信号（送信ベースバンド信号）と復調
信号（帰還ベースバンド信号）の位相差を測定し、該位
相差が零となるように位相差補正処理を実行する。

【００１７】２５ａは予め送信電力増幅器等の歪特性を
補償するための歪補償係数を記憶するＥ²ＰＲＯＭ等の
不揮発性メモリ、２５ｂはバッテリーバックアップされ
たＲＡＭ、２５ｃは各種パラメータ等を記憶するＲＯ
Ｍ、２６はプリディストーション処理及び位相差補正処
理を施されたＩ信号とＱ信号を記憶する出力バッファメ
モリ（ＲＡＭ）、２７は出力バッファに記憶されたＩ信
号とＱ信号をアナログのベースバンド信号に変換するＤ
Ａ変換器、２８は直交変調器であり、入力されたＩ信
号、Ｑ信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０⁰移相し
た信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変
換を行って出力するもの、２９は直交変調信号と局部発
振信号をミキシングしてアップコンバーションする周波
数変換器、３０は周波数変換器から出力された搬送波を
電力増幅して空中線（アンテナ）３１より空中に放射す
る送信電力増幅器、３２は送信信号の一部を取り出す方
向性結合器、３３は搬送波と局部発振信号をミキシング
してダウンコンバーションする周波数変換器、３４は直
交検波器であり、入力信号にそれぞれ基準搬送波とこれ
を９０⁰移相した信号を乗算して直交検波を行い、送信
側におけるベースバンドのＩ、Ｑ信号を再現して出力す
るもの、３５は直交検波器より入力されたＩ，Ｑ信号
（復調信号）をデジタルに変換するＡＤ変換器、３７は
直交検波された復調信号データを記憶する帰還バッファ
メモリである。３８はマイコン、３９は操作部、４０は
位相差測定時に位相及び振幅固定のデータ（変調信号）
を出力する位相差測定用データ発生部である。

【００１８】（ｂ）直交変調器、直交検波器の構成図３は直交変調器と直交検波器の構成図であり、２８は
直交変調器、３４は直交検波器、４３は基準搬送波を発
生するＰＬＬ回路、４４は基準搬送波を直交変調器およ
び直交検波器に分岐するハイブリッド回路である。直交
変調器２８において、２８ａは基準搬送波を９０⁰移相
する移相器、２８ｂはＩ信号に基準搬送波を乗算する乗
算器、２８ｃはＱ信号に９０⁰移相された基準搬送波を
乗算する乗算器である。各乗算器で乗算された信号は合
成されて出力される。直交検波器３４において、３４ａ
は基準搬送波を９０⁰移相する移相器、３４ｂは入力信
号に基準搬送波を乗算してＩ信号を出力する乗算器、３
４ｃは入力信号に９０⁰移相された基準搬送波を乗算し
てＱ信号を出力する乗算器である。

【００１９】（ｃ）演算／制御部の構成図４は演算／制御部２４の機能的ブロック構成図であ
り、２４は演算／制御部、２５ａはＥ²ＰＲＯＭ等の不
揮発性メモリ、２５ｂはバッテリーバックアップＲＡ
Ｍ、１０１はプリディストーション演算／制御部、１０
２は位相差補正演算／制御部である。プリディストーシ
ョン演算／制御部１０１は、歪補償係数を記憶する歪補
償係数記憶部２４ａと、変調信号レベルに応じた歪補償
係数h(pi)を用いて該変調信号にプリディストーション
処理を施すプリディストーション部２４ｂと、直交検波
器３４で復調された復調信号と変調信号を比較し、その
差が零となるように歪補償係数h(pi)を更新して歪補償
係数記憶部２４ａに格納する歪補償係数演算部２４ｃ
と、歪補償係数読み／書き部２４ｄを備えている。不揮
発性メモリ２５ａには、予め送信データの入力レベル０
〜１０２３に応じた歪補償係数hi(pi)(i=0〜1023)が格
納されている。

【００２０】位相差補正演算／制御部１０２は、変調信
号と復調信号の位相ずれ（位相差）ｄθを演算する位相
差演算部２４ｅと、復調信号をプリディストーション演
算／制御部１０１と位相ずれ演算部２４ｅに適宜、選択
入力するセレクタ２４ｆと、位相差ｄθと位相差補正係
数cosdθ、sindθの対応を記憶する補正テーブル２４ｇ
と、歪補償処理を施された変調信号に位相差補正係数を
用いて位相差補正処理を施す位相差補正部２４ｈを有し
ている。

【００２１】（ｄ）位相差補正処理図５に示すように、変調信号Ｉ，Ｑとして、送信電力増
幅器において歪が生じない信号レベルの固定電圧１＋１
ｊ（Ｉ＝１，Ｑ＝１）を演算／制御部２４より出力す
る。かかる状態において、復調信号（帰還ベースバンド
信号）Ｉ_F，Ｑ_Fをモニタすると図６に示すように半径ｒ
（＝√２）の円周上の点ａ＋ｂｊ（−ｒ＜ａ，ｂ＜ｒ）
に移る（Ｉ_F＝ａ，Ｑ_F＝ｂ）。従って、復調信号Ｉ_F，
Ｑ_Fを個別にＡ／Ｄ変換を行いその電圧値をＩＱ軸にマ
ッピングすることで送信時のベースバンド信号（変調信
号）と帰還後のベースバンド信号（復調信号）との位相
差ｄθ[rad]を求めることができる。すなわち、基本軸
をＩ軸としてそこからａ＋ｂｊ点までの角度θ₀[rad]は
次式 θ₀＝tan^-1(b/a) [rad] (1) により求まる。変調信号（送信ベースバンド信号）の初
期位相は基準軸からπ／４に位置するため（θ＝π／
４）、位相差ｄθは次式ｄθ＝θ₀−π／４ [rad] (2) により求まる。

【００２２】この位相差ｄθ分だけ変調信号Ｉ，Ｑの位
相を補正して演算/制御部２４より出力すれば変調信号
と復調信号の位相が一致する。従って、位相差補正後の
変調信号をＩ_C，Ｑ_Cとすると、これらＩ_C，Ｑ_Cを次式Ｉ_C＝ｒcos(θ-dθ) ＝ｒcosθcosdθ+ｒsinθsindθ ＝Ｉcosdθ+Ｑsindθ (3) Ｑ_C＝ｒsin(θ-dθ) ＝ｒsinθcosdθ-ｒcosθsindθ ＝Ｑcosdθ-Ｉsindθ (4) により求めて出力すれば良いことになる。cosdθ，sind
θの演算は時間を要するから、予め位相差ｄθに対応さ
せてこれらを位相差補正係数として補正テーブル２４ｇ
に記憶しておき、位相差補正部２４ｈは測定した位相差
ｄθに対応する位相差補正係数cosdθ，sindθを補正テ
ーブルより求め、(1)、(2)式により変調信号を補正して
出力する。

【００２３】図７は位相差補正処理のフローである。プ
リディストーション演算／制御部１０１による歪補償処
理の実行に先だって、位相差補正演算／制御部１０２は
位相差測定及び位相差補正制御を行なう。すなわち、無
線装置の電源が投入されると、マイコン３８は演算／制
御部２４及び位相差測定用データ発生部４０に位相差補
正開始を指示する。位相差測定用データ発生部４０は振
幅ｒ及び位相θが一定の位相差測定用データを送信デー
タとして発生する。例えば、ｒ＝√２、θ＝π／４（複
素数表現で１＋１ｊ））の位相差測定用データを発生す
る。プリディストーション演算／制御部１０１は該デー
タに対してプリディストーション処理を施すことなく、
Ｉ，Ｑ信号（Ｉ＝１，Ｑ＝１）に変換して出力する（ス
テップ２０１）。直交変調器２８はＩ，Ｑ信号により搬
送波を直交変調し、周波数変換器２９は変調された搬送
波を高周波数に周波数変換し、送信電力増幅器３０は該
高周波信号を増幅してアンテナより送信する（ステップ
２０２）。直交検波器３４は光結合器３２及び周波数変
換器３３を介して入力された送信信号に検波処理を施し
て帰還ベースバンド信号Ｉ_F，Ｑ_F（復調信号）を出力す
る（ステップ２０３）。但し、帰還ベースバンド信号Ｉ
_F，Ｑ_Fはａ＋ｂｊ（Ｉ_F＝ａ，Ｑ_F＝ｂ）である。

【００２４】ついで、位相差演算部２４ｅ（図４）は復
調信号の位相差θ₀を(1)式より求め、位相差ｄθを(2)
式により求める(ステップ２０４、２０５）。位相差ｄ
θが求まれば、図示しない読み出し部が補正テーブル２
４ｇより位相差補正係数cosdθ,sindθを読み取って位
相差補正部２４ｈに入力する(ステップ２０６）。以上
により、位相差測定処理及び位相差補正係数読み出し処
理が終了する。以後、プリディストーション演算／制御
部１０１によるプリディストーション処理が開始し、変
調信号はプリディストーション処理される。位相差補正
部２４ｈはプリディストーション処理が施されたＩ，Ｑ
信号及び位相差補正係数cosdθ,sindθを用いて(3),(4)
式の演算を実行して位相差補正し、位相差補正した信号
を出力する(ステップ２０７）。なお、測定した位相差
ｄθあるいは位相差補正係数cosdθ,sindθを不揮発性
メモリ２５ａ及びＲＡＭ２５ｂに記憶しておき、次回の
電源投入時に読み出して使用できるようにする。このよ
うにすれば、電源投入時に位相差測定することなく、直
ちに、本来のプリディストーション処理を開始し、か
つ、位相差補正処理を行なうことができる。

【００２５】（ｅ）歪補償処理位相差補正制御が終了すれば、プリディストーション演
算/制御部１０１は入力された変調信号にプリディスト
ーション補償処理を施して出力する。すなわち、最初の
通信に際して、歪補償係数読み／書き部２４ｄ（図４）
は不揮発性メモリ２５ａに格納されている歪補償係数を
歪補償係数記憶部２４ａにセットする。しかる後、プリ
ディストーション部２４ｂは変調信号をＩ，Ｑ信号に変
換し、ついで、変調信号レベルに応じた歪補償係数h(p
i)を歪補償係数記憶部２４ａより求め、該歪補償係数に
応じてＩ，Ｑ信号にプリディストーション処理を施して
出力する。位相差補正部２４ｈはプリディストーション
処理が施されたＩ，Ｑ信号及び位相差補正係数cosdθ,s
indθを用いて(3),(4)式の演算を実行して位相差補正
し、位相差補正した信号を出力する。歪補償係数演算部
２４ｃは変調信号と直交検波器３４で復調した復調信号
を比較し、その差が零となるように歪補償係数h(pi)を
更新して歪補償係数記憶部２４ａの記憶内容を書き変え
る。

【００２６】以後、プリディストーション部２４ｂは更
新された歪補償係数を用いてプリディストーション処理
を行い、位相差補正部２４ｈは位相差補正処理を行い、
歪補償係数演算部２４ｃは歪補償係数の更新処理を行
う。そして、通信が終了すれば、歪補償係数読み／書き
部２４ｄは歪補償係数記憶部２４ａの記憶内容を不揮発
性正メモリ２５ａとバッテリーバックアップＲＡＭ２５
に格納する。次回の通信に際して、読み／書き部２４ｄ
はバッテリーバックアップＲＡＭ２５ｂより歪補償係数
を読出して歪補償係数記憶部２４ａにセットする。無線
装置が長時間使用されずに、バッテリーバックアップＲ
ＡＭ２５ｂの記憶内容が消失している場合には、不揮発
性メモリ２５ａより歪補償係数を読出して歪補償係数記
憶部２４ａにセットする。そして、通信が終了すれば、
読み／書き部２４ｄは歪補償係数記憶部２４ａの記憶内
容を不揮発性正メモリ２５ａとバッテリーバックアップ
ＲＡＭ２５に格納する。

【００２７】図８は歪補償処理タイミングを示すタイム
チャートであり、ＴＤＭＡの１フレームは４つのタイム
スロット（チャンネル）ＣＨ１〜ＣＨ４により構成され
ており、第１タイムスロットが無線装置に割り当てられ
ている。ＴＤＭＡ部２２は送信バーストデータを出力して入力
バッファ２３に書き込み、プリディストーション演算／
制御部１０１は割り当てられた第１タイムスロット以前
に、該入力バッファから送信データ（変調信号）を順次
取り込み、送信データをＩ、Ｑ信号に変換し、該送
信データのレベルに応じた歪補償係数を用いてプリディ
ストーション処理を行い、位相差補正部２４ｈはプリデ
ィストーション処理を施されたＩ，Ｑ信号に位相差補正
処理を施して出力バッファ２６に書き込む。

【００２８】ＤＡ変換器２７は割り当てられた第１タ
イムスロットにおいてＩ，Ｑ信号を出力バッファ２６か
ら読出し、ＤＡ変換して直交変調器２８に入力する。直
交変調器２８は入力されたＩ信号、Ｑ信号にそれぞれ基
準搬送波とこれを９０⁰移相した信号を乗算し、乗算結
果を加算することにより直交変換を行って出力する。送
信電力増幅器３０は周波数変換器２９で周波数変換され
た搬送波を電力増幅して空中線３１より空中に放射す
る。搬送波の一部は方向性結合器３２により分岐され
て、周波数変換器３３により、周波数変換された後、直
交検波器３４に入力される。直交検波器３４は入力信号
に基準搬送波とこれを９０⁰移相した信号を乗算して
Ｉ，Ｑ信号を復調し、ＡＤ変換器３５は該Ｉ，Ｑ信号を
ＤＡ変換して帰還バッファ３７に格納する。以上の処理
が送信バーストデータすべてに対して行われ、帰還バッ
ファ３７には全送信データの復調データが格納されるこ
とになる。

【００２９】演算／制御部２４は、第１タイムスロッ
ト及びアイドルタイムスロット（第２〜第４チャネル）
において入力バッファ２３に記憶されている変調信号デ
ータおよび帰還バッファ３７に記憶されている復調信号
データを１サンプルづつ読出して比較し、その差が零と
なるように歪補償係数演算処理を行い、算出された歪補
償係数によりそれまでの歪補償係数を更新する。かかる
歪補償係数の更新処理を全変調信号データ、復調信号デ
ータについて実行する。以後、上記動作を繰り返すこと
により、歪補償係数は一定値に収束する。以上におい
て、無線装置がＴＤＭＡ方式により時分割多重で信号を
送信する場合、位相差補正演算／制御部１０２はバース
ト期間Ｔｂ（図８参照）の前に置かれるプリアンブル期
間Ｔｐにおいて、位相差測定、位相差補正処理を実行す
る。このようにすれば、プリアンブル期間において位相
補正処理が終了し、次のバースト期間から速やかに本来
の歪補償処理が行えるようになる。

【００３０】（ｆ）変形例以上では、送信電力増幅器３０において歪が発生しない
レベルの変調信号で搬送波を直交変調して送信し、変調
信号と復調信号の位相差ｄθを測定し、該位相差ｄθが
零となるように補正した場合である。しかし、図９に示
すように送信電力増幅器３０の出力位相は入力パワー
（入力レベル）に応じて変化する。すなわち、変調信号
の振幅が異なると同一位相でも図１０に示すように位相
差ｄθが変化する。又、歪が発生しない振幅レベルの場
合には、変調信号と復調信号の振幅ｒは同一であり、
(3),(4)式が成立する。しかし、振幅レベルが大きくな
ると、歪が発生し変調信号と復調信号の振幅が異なり、
(3),(4)式が成立しなくなる。このため、振幅レベルが
大きい場合には、(3),(4)式により位相差補正すると補
正誤差が生じる。

【００３１】そこで、図１１に示すように、予め振幅レ
ベルＡを、０＜Ａ≦Ａ₁，Ａ₁＜Ａ≦Ａ₂，Ａ₂＜Ａの３つ
の範囲に分け、それぞれの範囲毎に位相差ｄθに応じた
位相差補正係数ｃ₁，ｃ₂を求めて補正テーブル２４ｇに
記憶しておく。そして、位相差測定時に各範囲の振幅レ
ベルについてそれぞれ位相差を求め、これら位相差に応
じた位相差補正係数を補正テーブル２４ｇより求める。
位相差補正に際して、変調信号の振幅レベルが属する範
囲に応じた位相差補正係数を用いて次式Ｉ_C＝Ｉ・ｃ₁+Ｑ・ｃ₂(3)′ Ｑ_C＝Ｑ・ｃ₁-Ｉ・ｃ₂(4)′ により位相差補正する。このようにすれば、振幅レベル
に関係なく正確に位相差を補正することができる。

【００３２】（Ｂ）第２実施例（ａ）全体の構成図１２は第２実施例の無線装置の構成図であり、図２の
第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第２
実施例において第１実施例と異なる点は、位相差補正演
算／制御部１０２が直交変調器２８あるいは直交検波器
３４に加える基準搬送波の位相をシフトして位相差ｄθ
を零にする点である。このため、図１２の第２実施例で
は、(1) 基準搬送波の位相をシフトする移相器９１と、
位相差補正演算／制御部１０２から出力される位相シフ
ト量θsをＤＡ変換して移相器９１に入力するＤＡ変換
器９２が設けられ、しかも、(2) 位相差補正演算／制御
部１０２は図１３に示すように構成されている。位相差
補正演算／制御部１０２において、２４ｅは変調信号と
復調信号の位相差ｄθを(1)〜(4)式により演算する演算
部、２４ｆは復調信号Ｉ_F，Ｑ_Fをプリディストーション
演算／制御部１０１と位相差演算部２４ｅに適宜、選択
入力するセレクタ、２４ｉは位相差ｄθが零なるように
基準搬送波の位相シフト量θｓを出力する位相シフト量
制御部である。尚、直交変調器２８あるいは直交検波器
３４に入力する基準搬送波の位相を０〜３６０⁰変化さ
せると、該変化に応じて帰還ベースバンド信号（復調信
号）の位相が変化する。

【００３３】図１４は直交検波器に入力する基準搬送波
の位相を変化させる場合の詳細図であり、図１５は直交
変調器に入力する基準搬送波の位相を変化させる場合の
詳細図である。各図において、２８は直交変調器、３４
は直交検波器、４３はＰＬＬ構成の基準搬送波発生器、
９０は基準搬送波を直交変調器および直交検波器に分岐
するハイブリッド回路、９１移相器、９２はＤＡ変換器
である。移相器９１は位相差補正演算／制御部１０２の
位相シフト量制御部２４ｉからの指示（位相シフト量）
にしたがって、直交検波器３４あるいは直交変調器２８
に入力する基準搬送波の位相をシフトする。図１４の直
交検波器３４において、３４ａは移相器９１から出力さ
れる基準搬送波を９０⁰移相する移相器、３４ｂは入力
信号に移相器９１の出力信号を乗算乗算してＩ信号を出
力する乗算器、３４ｃは入力信号に９０⁰移相された移
相器９１の出力信号を乗算してＱ信号を出力する乗算器
である。直交変調器２８において、２８ａは基準搬送波
を９０⁰移相する移相器、２８ｂはＩ信号に基準搬送波
を乗算する乗算器、２８ｃはＱ信号に９０⁰移相された
基準搬送波を乗算する乗算器である。各乗算器２８ｂ，
２８ｃで乗算された信号は合成されて出力される。

【００３４】図１５の直交変調器２８において、２８ａ
は移相器９１から出力される基準搬送波を９０⁰移相す
る移相器、２８ｂはＩ信号に移相器９１の出力信号を乗
算する乗算器、２８ｃはＱ信号に９０⁰移相された移相
器９１の出力信号を乗算する乗算器である。各乗算器２
８ｂ，２８ｃで乗算された信号は合成されて出力され
る。直交検波器３４において、３４ａは基準搬送波を９
０⁰移相する移相器、３４ｂは入力信号に基準搬送波を
乗算してＩ信号を出力する乗算器、３４ｃは入力信号に
９０⁰移相された基準搬送波を乗算してＱ信号を出力す
る乗算器である。

【００３５】（ｂ）位相調整原理変調信号Ｉ，Ｑとして、送信電力増幅器において歪が生
じない信号レベルの固定電圧１＋１ｊ（Ｉ＝１，Ｑ＝
１）を演算／制御部２４より出力する。かかる状態にお
いて、復調信号（帰還ベースバンド信号）Ｉ_F，Ｑ_Fをモ
ニタすると図１６（ａ）に示すように半径ｒの円周上の
点ａ＋ｂｊ（−ｒ＜ａ，ｂ＜ｒ）に移る。かかる状態で
直交検波器３４に入力する基準搬送波の位相を０〜３６
０⁰変化させると、図１６（ｂ）の矢印で示すように該
変化に応じて帰還ベースバンド信号（復調信号）の位相
が変化する。そこで、基準搬送波の位相を所定角度シフ
トすると図１６(ｃ）に示すように復調信号の位相が変
調信号の位相に一致する。

【００３６】（ｃ）位相差補正処理図１７は位相差補正処理のフローである。プリディスト
ーション演算／制御部１０１による歪補償処理の実行に
先だって、位相差補正演算／制御部１０２は位相差測定
及び位相差補正制御を行なう。すなわち、無線装置の電
源が投入されると、マイコン３８は演算／制御部２４及
び位相差測定用データ発生部４０に位相差補正開始を指
示する。位相差測定用データ発生部４０は振幅ｒ及び位
相θが一定の位相差測定用データを送信データとして発
生する。例えば、ｒ＝√２、θ＝π／４（複素数表現で
１＋１ｊ）の位相差測定用データを発生する。プリディ
ストーション演算／制御部１０１は該データに対してプ
リディストーション処理を施すことなく、Ｉ，Ｑ信号
（Ｉ＝１，Ｑ＝１）に変換して出力する（ステップ３０
１）。直交変調器２８はＩ，Ｑ信号により搬送波を直交
変調し、周波数変換器２９は変調された搬送波を高周波
数に周波数変換し、送信電力増幅器３０は該高周波信号
を増幅してアンテナより送信する（ステップ３０２）。
直交検波器３４は光結合器３２及び周波数変換器３３を
介して入力された送信信号に検波処理を施して帰還ベー
スバンド信号Ｉ_F，Ｑ_F（復調信号）を出力する（ステッ
プ３０３）。但し、帰還ベースバンド信号Ｉ_F，Ｑ_Fはａ
＋ｂｊ（Ｉ_F＝ａ，Ｑ_F＝ｂ）である。

【００３７】ついで、位相差演算部２４ｅ（図１３）は
復調信号の位相差θ₀を(1)式より求め、位相差ｄθを
(2)式により求め、位相シフト量制御部２４ｉに入力す
る(ステップ３０４、３０５）。位相シフト量制御部２
４ｉは位相差ｄθが零かチェックし（ステップ３０
６）、零であれば位相差補正処理を終了する。しかし、
位相差ｄθが零でなければ、直交検波器３４あるいは直
交変調器２８の基準搬送波の位相を所定角度シフトする
ために位相シフト量θｓを出力する（ステップ３０
７）。以後、始めに戻り以降の処理を繰り返すことによ
り、位相差ｄθを順次小さくして最終的に零にすること
ができる。尚、位相シフト量制御部２４ｉは前回通され
た位相差と今回通知された位相差の大小をチェックし、
今回の位相差小さければ、位相シフト方向は正しいと判
断し、該方向に位相をシフトし、大きければ逆方向に位
相をシフトする。

【００３８】以上において、位相差ｄθが零となる位相
シフト量θｓを不揮発性メモリ２５ａ及びＲＡＭ２５ｂ
に記憶し、次回の電源投入時に読み出して使用するよう
にする。このようにすれば、電源投入時に位相差測定す
ることなく、直ちに、本来のプリディストーション処理
を開始し、かつ、位相差補正処理を行なうことができ
る。又、、位相差補正演算／制御部１０２はバースト期
間Ｔｂ（図８参照）の前に置かれるプリアンブル期間Ｔ
ｐにおいて、位相差補正処理を実行する。このようにす
れば、プリアンブル期間において位相補正処理が終了
し、次のバースト期間から速やかに本来の歪補償処理が
行えるようになる。

【００３９】（ｄ）第１変形例以上では移相器９１を設けて帰還ベースバンド信号の位
相を制御した場合であるが、ＤＤＳ（Direct Digital S
ynthesizer)を用いて位相をシフトすることもできる。
図１８はＤＤＳの構成図である。８１はマイクロプロセ
ッサＭＰＵとのインタフェースを司るＭＰＵインタフェ
ース部、８２は指示された周波数データ及び位相データ
を保持するビットパラレルレジスタ、８３はビットシリ
アルレジスタ、８４は周波数データがセットされる周波
数レジスタ、８５は位相データがセットされる位相レジ
スタ、８６は周波数データを所定のクロック信号が発生
する毎に累積加算するアキュームレータ、８７は位相デ
ータにアキュームレータからオーバフローするパルスを
加算し、加算結果をアドレスデータとして出力する加算
器、８８はsin波形データ、cos波形データを記憶し、加
算結果が指示するアドレスよりsinデータ、cosデータを
出力するsin/cos発生用のＲＯＭである。アキュームレ
ータ８６からは周波数レジスタ８４にセットされた周波
数データに比例した周波数のパルスが出力される。従っ
て、位相データが零の場合にはＲＯＭ８８からからは指
定周波数のcos信号、sin信号が出力される。又、位相デ
ータが零でない場合には該位相データ分加算結果が変化
するため、cos信号、sin信号の位相が変化する。従っ
て、位相レジスタ８５にセットする位相データを変える
ことにより基準信号の位相を制御することができる。

【００４０】（ｆ）第２変形例直交変調器２８と直交検波器３４のオフセットによる振
幅誤差があるとプリディストーションの演算に誤差を生
じて適正な歪補償が行なわれなくなる。図１９はＱＰＳ
Ｋ変調された変調波を複素平面上に表したもので方向が
位相、長さが振幅である。図のように本来振幅がａであ
る場合、オフセットが存在すると該オフセットが重畳さ
れ制御／演算部はその振幅をｂと誤認識する。デジタル
非線形歪補償方式はその振幅成分を比較するものである
ため、かかる振幅の誤認識は歪補償誤差発生につなが
り、適正な歪補償ができなくなる。すなわち、オフセッ
トが補償されないうちは、歪係数更新処理は意味がない
ばかり却って悪影響をおよぼすことになる。そこで、プ
リディストーション処理の前にオフセット補正を行う必
要がある。

【００４１】歪補償系に於いて直交変調器２８の入力が
無変調である場合、直交検波器３４で検波したベースバ
ンド信号を複素平面上に表すと図２０に示すようにな
る。すなわち、直交変調器２８のオフセット成分ｂと直
交検波器のオフセット成分ａが重畳され見掛け上ｃで示
すオフセットが現れる。かかるオフセットは以下のよう
にして測定できる。すなわち、直交変調２８に入力され
る基準搬送波の位相を０〜３６０°ずらしていくと、送
信側オフセットｂによりキャリアの位相が回転する。こ
のため、直交検波器３４で検波したベースバンド信号の
うち直交変調器２８のオフセット成分ｂが図２１に示す
ように回転する。

【００４２】このようにＩ，Ｑ平面上において検波出力
を０から３６０⁰回転させることができれば、その時の
Ｉ，Ｑ信号のそれぞれの最大値Vimax,Vqmax及び最小値V
imin,Vqminを測定し、該最大値Vimax,Vqmax及び最小値V
imin,Vqminを用いて次式によりオフセット△Ｖｉ，△Ｖ
ｑを求めることができる。 ΔVi＝（Vimax＋Vimin）／２・・・（5) ΔVq＝（Vqmax＋Vqmin）／２・・・(6) 上式の演算を行えば、図２１の破線で示した直交検波器
３４のオフセットａを認識できる。ついで、基準搬送波
の位相シフト量を零にした状態で，演算／制御部２４よ
りＩ，Ｑ信号を直交変調器２８に入力して図２２に示す
ように、直交検波器３４から単位円（図中の大きな円）
のＩ，Ｑ信号が検波出力されるようにする。すなわち、
検波出力が単位円を描くように、演算／制御部２４は
Ｉ，Ｑ信号を制御して直交変調器２８に入力する。この
ようにすれば、(5)〜(6)式により変調及び検波系の総合
のオフセットを求めることができる。そして、総合オフ
セットからすでに求めてある検波器のオフセットを複素
的に減算すれば、直交変調器２８のオフセット（送信オ
フセット）が求まる。

【００４３】従って、演算／制御部２４は上記原理で説
明した制御を行って、まず、受信オフセットを求め、つ
いで、総合オフセットを求め、総合オフセットから受信
オフセットを減算して送信オフセットを求める。そし
て、送信オフセットに基づいてオフセット補償処理をお
こなってＩ，Ｑ信号レベルを調整する。また、受信オフ
セットに基づいて復調されたＩ，Ｑ信号のレベルを微調
整する。以上より、オフセット処理においても、直交変
調器２８に入力される基準搬送波の位相を０〜３６０°
ずらし、キャリアの位相を回転させる。このため、オフ
セット補償処理と位相差補正処理を同時に行うことがで
きる。例えば、キャリアリーク信号を位相差検出のため
の変調信号とみなし、基準搬送波の位相を０〜３６０°
ずらした時、復調信号の位相が該変調信号の位相に一致
する位相シフト量を求める。又、オフセット補償処理に
おいて、演算／制御部２４は単位円のＩ_F，Ｑ_F信号が検
波出力されるようにＩ，Ｑ信号を出力する。そこで、所
定Ｉ，Ｑ信号に対するＩ_F，Ｑ_F信号を用いて位相差ｄθ
を測定し、該位相差に応じた位相差補正係数を求めて位
相差補正処理を行うことができる。以上、本発明を実施
例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本
発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこ
れらを排除するものではない。

【００４４】

【発明の効果】以上本発明によれば、プリディストーシ
ョン処理に先立ち、変調信号と復調信号の位相差ｄθを
測定し、該位相差が零となるように変調信号に位相差補
正処理を施すようにしたから、位相差をなくして正確な
歪補償処理を行うことができ、しかも、回路実装位置や
周波数に関係なく位相差をなくすことができる。又、本
発明によれば、歪補償処理に先立って位相差を測定し、
該位相差が零なるように位相差補正係数を求め、該位相
差補正係数を用いて歪補償処理により得られた変調信号
に位相差補正処理を施すようにしたから、常時位相差測
定を行わなくても良く、演算／制御部の負担をかけずに
位相差測定、位相差補正処理ができる。

【００４５】又、本発明によれば、測定された位相差あ
るいは該位相差に応じた位相差補正係数を不揮発性記憶
手段あるいはバッテリーバックアップされた記憶手段に
記憶し、次回からは該記憶されている位相差に応じた位
相差補正係数を用いて位相差補正処理を実行するように
したから、位相差測定をすることなく直ちに歪補償処理
を開始し、かつ、位相差を補正することができる。又、
本発明によれば、変調信号の振幅毎に、位相差と位相差
補正係数の対応をメモリに記憶し、変調信号の振幅及び
位相差ｄθに応じた位相差補正係数を用いて変調信号に
位相差補正処理を施すようにしたから、より正確な位相
差補正処理が可能となる。更に、本発明によれば、タイ
ムスロットのバースト期間の前に置かれるプリアンブル
期間において、位相差測定、位相補正処理を実行するよ
うにしたから、速やかに本来の歪補償処理が行えるよう
になる。

【００４６】又、本発明によれば、プリディストーショ
ン処理に先立ち、変調信号と復調信号の位相差ｄθを測
定し、位相差ｄθが零となるように直交変調器あるいは
直交検波器に加える基準搬送波の位相をシフトするよう
にしたから、位相ずれをなくして正確な歪補償処理を行
うことができ、しかも、回路実装位置や周波数に関係な
く位相ずれをなくすことができる。又、本発明によれ
ば、位相差が零となるシフト量を不揮発性記憶手段ある
いはバッテリーバックアップされた記憶手段に記憶し、
次回から該記憶されているシフト量を用いて直交変調器
あるいは直交検波器に加える基準搬送波の位相をシフト
するようにしたから、位相差測定をすることなく直ちに
歪補償処理を開始し、かつ、位相差を補正することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理説明図である。

【図２】第１実施例の無線装置の構成図である。

【図３】直交変調器と直交検波器の構成図である。

【図４】演算／制御部の構成図である。

【図５】変調信号レベル及び位相説明図である。

【図６】復調信号レベル及び位相説明図である。

【図７】第１実施例の位相差補正処理のフローである。

【図８】処理タイミングを示すタイムチャートである。

【図９】送信電力増幅器の入力パワー／ゲイン、入力パ
ワー／位相特性図である。

【図１０】振幅による位相差変化説明図である。

【図１１】補正テーブルの構成図である。

【図１２】第２実施例の無線装置の構成図である。

【図１３】第２実施例の演算／制御部の構成図である。

【図１４】直交変調器、直交検波器の周辺詳細図であ
る。

【図１５】直交変調器、直交検波器の別の周辺詳細図で
ある。

【図１６】第２実施例の位相調整原理説明図である。

【図１７】第２実施例の位相差補正処理のフローであ
る。

【図１８】ダイレクトデジタルシンセサイザの構成図で
ある。

【図１９】ＱＰＳＫ変調波を複素平面上に表した図であ
る。

【図２０】直交検波器と直交変調器のオフセット説明図
である。

【図２１】直交検波器におけるベースバンド出力の位相
回転を示す説明図である。

【図２２】変調系と検波系の総合オフセットの説明図で
ある。

【図２３】従来の送信装置の構成図である。

【図２４】送信電力増幅器の非直線性による問題点説明
図である。

【図２５】従来のデジタル非直線形歪補償機能を備えた
送信装置の構成図である。

【図２６】演算／制御部の構成図である。

【図２７】歪補償処理の説明図である。

【符号の説明】

１０１・・プリディストーション演算／制御部１０２・・位相差補正演算／制御部２４ｅ・・位相差測定部２４ｈ・・位相差補正部２４ｉ・・位相シフト量制御部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者高田興志福岡県福岡市博多区博多駅前三丁目22番８号富士通九州ディジタル・テクノロジ株式会社内 (72)発明者森山幸弘神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信電力増幅器の歪を補正する歪補償係
数を用いて変調信号にプリディストーション処理を施
し、プリディストーション処理が施された変調信号によ
りデジタル変調方式で変調して得られる搬送波を送信電
力増幅器で増幅して送信し、送信した搬送波出力を分岐
復調して得られた復調信号と変調信号を比較して歪補償
係数を更新する無線装置において、プリディストーション処理に先立ち、位相及び振幅固定
の変調信号によりデジタル変調方式で変調して得られる
搬送波を送信した時に得られる復調信号と変調信号の位
相差を測定する位相差測定手段と、該位相差が零となるように位相差補正処理を施す位相差
補正手段を備えたことを特徴とする無線装置。
【請求項２】前記無線装置は、予め位相差と位相差補
正係数の対応を記憶するメモリを備え、前記位相差補正手段は前記位相差に応じた位相差補正係
数を用いて該位相差が零となるように送信信号に位相差
補正処理を施すことを特徴とする請求項１記載の無線装
置。
【請求項３】変調信号の振幅レベル毎に位相差と位相
差補正係数の対応を前記メモリに記憶し、前記位相差測
定手段は変調信号の振幅レベル毎に位相差を測定し、前
記位相差補正手段は変調信号の振幅に応じた前記位相差
に対応する位相差補正係数を用いて変調信号に位相差補
正処理を施すことを特徴とする請求項２記載の無線装
置。
【請求項４】無線装置がＴＤＭＡ方式により時分割多
重で送信信号を送信する場合、前記位相差測定手段は所
定タイムスロットのバースト期間の前に置かれるプリア
ンブル期間において、位相差測定処理を実行することを
特徴とする請求項１記載の無線装置。
【請求項５】無線装置は、測定された位相差あるいは
該位相差に応じた位相差補正係数を記憶する不揮発性記
憶手段あるいはバッテリーバックアップされた記憶手段
を備え、前記位相差補正手段は、記憶手段に記憶されている位相
差に応じた位相差補正係数を用いて位相差補正処理を実
行することを特徴とする請求項２記載の無線装置。
【請求項６】無線装置は、デジタル変調する手段とし
て直交変調器を備えると共に、復調手段として直交検波
器を備え、前記位相差補正手段は、前記位相差が零となるように直
交変調器あるいは直交検波器に加える基準搬送波の位相
をシフトすることを特徴とする請求項１記載の無線装
置。
【請求項７】無線装置は、位相差が零となるシフト量
を記憶する不揮発性記憶手段あるいはバッテリーバック
アップされた記憶手段を備え、前記位相差補正手段は、記憶手段に記憶されているシフ
ト量を用いて直交変調器あるいは直交検波器に加える基
準搬送波の位相をシフトすることを特徴とする請求項６
記載の無線装置。