JP4555702B2 - 歪補償装置 - Google Patents

Description

本発明は，歪補償装置に関し，特に，送信信号である参照信号とフィードバック信号の差信号を求め，この差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数を演算し，この演算された歪補償係数で記憶された歪補償係数を更新し，この歪補償係数に基づいて送信信号に歪補償を施す歪補償装置に関する。特に好ましくは、歪補償係数を記憶するルックアップテーブル（ＬＵＴ）の記憶データを更新する、デジタルプレディストーション装置に関する。

近年，無線通信において，ディジタル化による高能率伝送が多く採用されるようになっている。無線通信に多値位相変調方式を適用する場合，送信側で特に電力増幅器の増幅特性を直線化して非線形歪を抑え，隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要である。

また線形性に劣る増幅器を使用し電力効率の向上を図る場合は，そのために生じる非線形歪を補償する技術が必須である。

図１は従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図である。送信信号発生装置１はシリアルのディジタルデータ列を送出し，シリアル/パラレル変換器(Ｓ／Ｐ変換器)２はディジタルデータ列を１ビットづつ交互に振り分けて同相成分信号(Ｉ信号:In-Phase component)と直交成分信号(Ｑ信号: Quadrature component)の２系列に変換する。

Ｄ／Ａ変換器３はＩ信号，Ｑ信号のそれぞれをアナログのべ一スバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号，Ｑ信号(送信ベースバンド信号)に，それぞれ基準搬送波８とこれを９０°移相した搬送波を乗算し，乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。

周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして無線周波数に変換し，送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された無線周波数信号を電力増幅して空中線(アンテナ)７より空中に放射する。

ここで，Ｗ−ＣＤＭＡ等の移動通信においては，送信装置の送信電力は１０ｍＷ〜数１０ｍＷと大きく，送信電力増幅器６の入出力特性(歪関数ｆ(ｐ)を持つ)は図２の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し，送信周波数ｆ₀周辺の周波数スペクトラムは図３の波線特性ａから実線ｂに示すようにサイドローブが持ち上がり，隣接チャネルに漏洩し，隣接妨害を生じる。すなわち，図２に示す非線形歪により図３に示すように，送信波が隣接周波数チャネルに漏洩する電力が大きくなってしまう。

漏洩電力の大きさを示すＡＣＰＲ(Adjacent Channel Power Ratio)は，図３のＡ-Ａ’線間のスペクトラム面積である着目チャネルの電力と，Ｂ-Ｂ’線間の隣接チャネルに漏れるスペクトラム面積である隣接漏洩電力の比である。このような漏洩電力は，他チャネルに対して雑音となり，そのチャネルの通信品質を劣化させてしまう。よって，厳しく規定されている。

漏洩電力は，例えば電力増幅器の線形領域(図２，線形領域I参照)で小さく，非線形領
域IIで大きくなる。そこで，高出力の送信電力増幅器とするためには，線形領域Iを広くする必要がある。しかし，このためには実際に必要な能力以上の増幅器が必要となり，コスト及び装置サイズにおいて不利となる問題がある。そこで，送信電力の歪を補償する歪補償機能を無線装置に付することが行われている。

図４はＤＳＰ(digital Signal Processor)を用いたディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。送信信号発生装置１から送出されるディジタルデータ群(送信信号)は，Ｓ／Ｐ変換器２においてＩ信号，Ｑ信号の２系列に変換されてＤＳＰで構成される歪補償部９に入力される。

歪補償部９は，図４の下部に拡大して示すように，送信信号ｘ（ｔ）のパワーレベルｐｉ(ｉ＝０〜１０２３)に応じた歪補償係数ｈ(pｉ)を記憶する歪補償係数記憶部９０，送信信号のパワーレベルに応じた歪補償係数ｈ(ｐｉ)を用いて送信信号に歪補償処理(プリディストーション)を施すプリディストーション部９１，更に送信信号ｘ（ｔ）と後述する直交検波器で復調された復調信号(フィードバック信号)ｙ（ｔ）を比較し，その差が零となるように歪補償係数ｈ(ｐｉ)を演算，更新する歪補償係数演算部９２を備えている。

歪補償部９でディストーション処理を施された信号はＤ／Ａ変換器３に入力する。Ｄ／Ａ変換器３は入力されたＩ信号とＱ信号をアナログのべ一スバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号，Ｑ信号にそれぞれ基準搬送波８とこれを９０°移相した信号を乗算し，乗算結果を加算することにより直交変調を行って出力する。

周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し，送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された無線周波数信号を電力増幅して空中線(アンテナ)７より空中に放射する。

送信信号の一部は方向性結合器１０を通して周波数変換器１１に入力される。この周波数変換器１１で周波数変換されて直交検波器１２に入力される。直交検波器１２は入力信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０°移相した信号を乗算して直交検波を行い，送信側におけるベースバンドのＩ,Ｑ信号を再現してＡ／Ｄ変換器１３に入力する。

Ａ／Ｄ変換器１３は入力されたＩ,Ｑ信号をディジタル信号に変換して歪補償部９に入力する。歪補償部９の歪補償係数演算部９２によりＬＭＳ(Least Mean Square)アルゴリズムを用いた適応信号処理により歪補償前の送信信号と直交検波器１２で復調されたフィードバック信号を比較し，その差が零となるように歪補償係数ｈ(pｌ)を演算して歪補償係数記憶部９０に記憶された係数を更新する。以後，上記動作を繰り返すことにより，送信電力増幅器６の非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力を低減する。

図５は図４における歪補償部９において適応ＬＭＳによる歪補償処理を行う場合の説明図である。

１５aは送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数ｈ_n-1(p)を乗算する乗算器であり，図４のプリディストーション部９１に対応する。１５bは歪関数ｆ(p)を有する送信電力増幅器，１５ｃは送信電力増幅器１５ｂからの出力信号ｙ（ｔ）を帰還する帰還系，１５ｄは送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐ(＝ｘ²(t))を演算する演算部(振幅−電力変換部)，１５ｅは送信信号ｘ（ｔ）の各パワーに応じた歪補償係数を記憶する歪補償係数記億部(図４の歪補償係数記憶部９０に対応する)である。

歪補償係数記億部１５ｅは送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐに応じた歪補償係数ｈ_n-1(ｐ)を出力すると共に，ＬＭＳアルゴリズムにより求まる歪補償係数ｈ_n(ｐ)で歪補償係数ｈ_n-1(ｐ)を更新する。

１５ｆは共役複素信号出力部，１５gは送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差e(t)を出力する減算器，１５ｈはｅ(t)とｕ*(t)の乗算を行う乗算器，１５ｉはｈ_n-1(ｐ)とｙ*(t)の乗算を行う乗算器，１５ｊはステップサイズパラメータμを乗算する乗算器，１５ｋはｈ_n-1(ｐ)とμｅ(t)ｕ* (t)を加算する加算器，１５ｍ,１５ｎ,１５ｐは遅延部であり，送信信号ｘ（ｔ）が入力してから帰還復調信号ｙ（ｔ）が減算器１５ｇに入力するまでの遅延時間Ｄを入力信号に付加する。

１５ｆ,１５ｈ〜１５ｊは回転演算部１６を構成する。ｙ（ｔ）は歪を受けた信号である。遅延部１５ｍ,１５ｎ,１５ｐに設定する遅延時間Ｄは，例えば，送信電力増幅器１５ｂにおける遅延時間をＤO，帰還系１５ｃの遅延時間をＤ1とすれば，Ｄ＝Ｄ0＋Ｄ1を満足するように決定する。

この遅延時間Ｄを正しく設定できないと歪補償機能が有効に動作せず，又，遅延時間の設定誤差が大きくなるほど，サイドローブが持ち上がって隣接チャネルヘの漏洩電力が大きくなる。

上記構成により，以下に示す演算が行われる。

ｈ_n(ｐ)＝ｈ_n-1(ｐ)＋μｅ(t)ｕ*(t)
ｅ(t)＝ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ）
ｙ（ｔ）＝ｈ_n-1(ｐ)ｘ（ｔ）ｆ(ｐ)
ｕ(t)＝ｘ（ｔ）ｆ(ｐ)＝ｈ_n-1(ｐ)*ｙ（ｔ）
ｐ＝｜ｘ（ｔ）｜²
ただし，ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅは複素数，＊は共役複素数である。

上記演算処理を行うことにより，送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差信号ｅ(t)が最小となるように歪補償係数ｈ(ｐ)が更新され，最終的に最適の歪補償係数値に収束し，送信電力増幅器の歪が補償される。

上記のように，歪補償装置は，送信信号を直交変調して得られる搬送波を帰還検波し，送信信号と帰還信号の振幅をディジタル変換して比較し，比較結果に基づいて歪補償係数をリアルタイムに更新するという原理である。この非線形歪補償方式によれば，歪を減少でき，その結果，高出力で非線形領域での動作でも漏洩電力を低く抑え，且つ，電力負荷効率を改善することが可能となる。

ここで，上記遅延時間Ｄの設定について，本出願人により先の出願（特許文献１）において一方法を提案している。この特許文献１に記載される方法は，送信信号ｘ（ｔ）とフィードバック信号間の位相を変化させながら相関値を演算し，その相関の最大値に基づいて歪デバイス（送信電力増幅器）とフィードバックループ等で生じるトータルの遅延時間を決定する。そして，決定した遅延時間を歪補償装置の各タイミング合わせ用の遅延回路に設定するものである。

しかし，遅延時間ＤをＤ＝Ｄ0＋Ｄ1を満足するように一旦正しく設定しても，良好且つ安定した歪補償動作を得ることが出来ず，不要な帯域外輻射電力を発生する場合がある。

これは，Ａ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器を含むアナログ系において，熱雑音，その他の外乱により発生するクロックジッタが原因である。クロックジッタがあると，フィードバック信号の位相が激しく変動し，歪補償係数の収束に影響を与える。

ジッタによりクロック速度は，高速になったり，低速になったりする変化を繰り返す。このため，参照信号に対するフィードバック信号の位相は，たとえば図６に示すように変化する。

このようなクロックジッタに起因する位相変動を考慮しない場合，位相変動の範囲内で歪補償係数が不安定な振動を起こし，この歪補償係数が送信信号に乗算されるため不要波を発生させる原因になる。

このために，本出願人は，先の出願（特許文献２）において，参照信号とフィードバック信号間の位相差がジッタ等により変動しても，良好且つ安定した歪補償動作を行えるようにする発明を提案している。

かかる先の出願の発明の一実施例構成を図７に示す。図７において，送信信号ｘ（ｔ）の各パワーに応じた歪補償係数を記憶する歪補償係数記億部１５ｅ（図５参照）として歪補償係数ルックアップテーブル（ＬＵＴ）６１を用いている。

そして，図８において，クロックジッタにより参照信号とフィードバック信号間にＡで示すような位相差φが発生しているものとする。この場合，単に，参照信号とフィードバック信号間の位相差φを検出してこの位相差を補正しようとしても，位相補正がジッタによる高速な位相変動に追従できない。

このため，位相補正して歪補償係数ルックアップテーブル６１の更新を実施しても，位相差φ_PPの影響を受けて歪補償係数が安定に収束せず，良好な歪補償動作が困難となる。そこで，先の出願の発明では，間欠制御部６９を備え，これにより位相補正期間Δtと歪補償係数更新期間△Ｔを交互に発生する。

位相補正期間Δtにおいて参照信号とフィードバック信号問の位相差φを補正し，歪補償係数更新期間ΔＴにおいて歪補償係数を更新し，以後，かかる動作を繰り返すことを提示している。

具体的には，位相補正期間Δtにおいては位相差φをｎ回測定して平均し，平均位相差に基づいて位相補正する。そして，補正により位相差が小さくなっている歪補償係数更新期間ΔＴにおいて，クロック毎に歪補償係数を更新する。

なお，歪補償係数更新期間ΔＴは位相変動周期より十分短くなるように考慮されている。

以上のように，先の出願の発明は，(i)参照信号とフィードバック信号間の位相差を補
正し，(ii)位相補正により位相差が小さくなっている期間において，歪補償係数を更新し
，(iii)位相差が大きくなれば，歪補償係数の更新を停止し，代わって位相差を補正し，(
iv)しかる後，歪補償係数の更新を行う，という動作を繰り返す。

このため，先の出願の発明によれば，Δφの位相差の影響を受けるだけとなり，位相差に影響されずに歪補償係数を速やかに収束させることができる。また，参照信号とフィードバック信号間の位相差補正前の位相差に基づいて，歪補償係数更新期間を決定する。

例えば，参照信号とフィードバック信号との位相差がＢに示すように小さい場合には，歪補償係数更新期間ΔＴを長くし，位相差がＣに示すように大きい場合には，歪補償係数更新期間ΔＴを短くする。このようにすれば，位相差が小さければ更新期間を長くできるため歪補償係数を速やかに収束させることができる。また，位相差が大きければ歪補償係数更新期間を短くできるため，補正により位相差が小さくなっている期間においてのみ歪補償係数の更新を行うことができる。

ここで，先の出願特許文献２）の発明の実施例構成（図７）について更に説明する。

図７において，送信信号発生装置(図示せず)から送出されるディジタルデータ群(送信信号)は，歪補償装置５１で歪補償処理を施されてＤ／Ａ変換器５２に入力する。Ｄ／Ａ変換器５２はディジタルの送信信号をアナログ信号に変換し，電力増幅器５３に直接，あるいは図示しない直交変調器，周波数変換器を介して入力する。

電力増幅器５３は入力信号を増幅してアンテナより空間に放射するに電力増幅器５３の出力信号はＡ／Ｄ変換器５４に直接，あるいは図示しない周波数変換器，直交復調器を介して入力し，Ａ／Ｄ変換器５４はこの入力信号をディジタル信号に変換して歪補償装置５1に入力する。

歪補償装置５１において，歪補償係数ルックアップテーブル（ＬＵＴ）６１は送信信号ｘ（ｔ）のパワーに応じた多数の歪補償係数h(n)を記憶し，乗算部６２は送信信号のパワーに応じた歪補償係数h(n)を送信信号に乗算して歪補償処理を施す。

アドレス生成部６３は，送信信号ｘ（ｔ）のパワーに応じた読み出しアドレスＡＲを発生し，歪補償係数ルックアップテーブル６1よりこのパワーに応じた歪補償係数h(n)を読み出して乗算部６２に入力する。

また，アドレス生成部６３は，書き込みアドレスＡＷを発生し，歪補償係数更新部６７で演算された歪補償係数h(n+1)を歪補償テープル６１に書込んで更新する。遅延回路６４は，送信信号ｘ（ｔ）が入力してからフィードバック信号ｙ（ｔ）が減算器６６に入力するまでの時間分，入力信号を遅延して参照信号ｘ'(t)を出力する。複素乗算器６５は，参照信号ｘ'(t)とＡ／Ｄ変換器５４の出力であるフィードバック信号間の位相差が零となるようにフィードバック信号ｙ（ｔ）の位相を補正する。

減算器６６は，参照信号ｘ'(t)と位相補正されたフィードバック信号ｙ' (t)の差信号e(t)を演算し，歪補償係数更新部６７は差信号e(t)を入力され，この差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数h(n+1)を演算して歪補償係数ルックアップテーブル６１の内容h(n)を更新する。

位相調整回路６8は，参照信号ｘ'(t)とフィードバック信号ｙ' (t)の位相差φを検出して複素乗算器６５に入力する。間欠制御部６9は，位相補正期間Δtと歪補償係数更新期間ΔＴを交互に発生し，位相補正処理と歪補償係数更新処理が交互に実行されるように制御する。

図９は図７の位相調整回路６８における位相差検出部の構成図である。図７には明確に示されていないが，送信信号ｘ（ｔ）及びフィードバック信号ｙ（ｔ）は複素信号であり，
ｘ（ｔ）=Ｉs＋jＱs
ｙ（ｔ）=ＩF＋jＱF
と表現できる。

象限検出部６8ａは，送信信号ｘ（ｔ）が存在する象限を検出し，大小比較部６8ｂは実数部と虚数部の大小を比較し，ベクトル存在角度範囲判別部６８ｃは送信信号ｘ（ｔ）の存在象限と大小比較結果とに基づいて，図１０に示すように，４５°づつに区切った区画のいずれに存在するか判別する。

同様に，象限検出部６8ｄは，フィードバック信号ｙ（ｔ）が存在する象限を検出し，大小比較部６8ｅは実数部と虚数部の大小を比較し，ベクトル存在角度範囲判別部６8fはフィードバック信号ｙ（ｔ）の存在象限と大小比較結果とに基づいて，４５°づつ区切った区画のいずれに存在するか判別する。

このように，位相差算出部６8ｇは，送信信号ｘ（ｔ）とフィードバック信号ｙ（ｔ）の存在区画に基づいて４５°単位の位相差を算出する。

例えば，送信信号ｘ（ｔ）が区画ＩAに存在し，フィードバック信号ｙ（ｔ）がIIAに存在するものとすれば，位相差は９０°である。平均部６８hは，位相補正期間において位相差算出部６８gで算出された位相差の平均値を演算し，この平均位相差を複素乗算器６５に設定する。

上記に説明したように，先の出願（特許文献２）記載される発明では，図７及び図９に示される専用の位相調整回路６８を必要とするものである。
特開２００１−１８９６８５号公報 ＰＣＴ国際公開ＷＯ２００３/１０３１６３号公報

しかし，上記先の出願である特許文献２に記載の発明では，位相差を求めるために象限検出、大小比較、ベクトル存在角の判定等の特別な多数の回路を用いて構成するものであり，汎用性がなく、コスト高となってしまう。

したがって，本発明の目的は，位相調整に係わる構成を簡易にした歪補償装置を提供することにある。

さらに，本発明の目的は，相関から補償すべき位相変動量を求めるために必要とされる演算量が多いことに起因する演算時間の増大を抑制した歪補償装置を提供することにある。

上記本願の目的を達成する歪補償装置は，第１の態様として送信信号である参照信号とフィードバック信号の差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数を演算する更新計算部と，前記演算された歪補償係数で記憶内容が更新される歪補償係数記憶部と，前記歪補償係数記憶部から読み出される歪補償係数に基づいて前記送信信号に歪補償を施す歪補償部と，前記参照信号とフィードバック信号が複素信号であり，それらの相関実部と相関虚部を演算する相関演算部と，前記相関演算部により演算された相関実部と相関虚部に基づいて、参照信号とフィードバック信号との間の相対的な位相ずれを補償する位相回転部を有し，前記更新計算部は，前記補償後の信号を用いて歪補償係数を演算するように構成されたことを特徴とする。

上記本願の目的を達成する歪補償装置は，第２の態様として，好ましくは，第１の態様において，（前記相関虚部／前記相関実部）の演算により得られる値のうち所定の範囲内のものと、位相情報φとの対応関係を記憶する記憶部を備え、前記位相回転部は、該対応関係により求めた位相情報φに基づいて前記補償を行う、ことを特徴とする。

上記本願の目的を達成する歪補償装置は，第３の態様として，好ましくは，第２の態様において，前記記憶部は、（前記相関虚部／前記相関実部）の演算により得られる値が、前記所定の範囲外である場合に選択する複数の位相情報を記憶し、前記位相回転部は、（前記相関虚部／前記相関実部）の演算により得られる値が、前記所定の範囲外である場合に該複数の位相情報から選択した位相情報に基づいて前記補償を行う、ことを特徴とする。

上記本願の目的を達成する歪補償装置は，第４の態様として，好ましくは，第３の態様において，前記選択は、前記相関虚部、前記相関実部のそれぞれの符号に基づいて行う、ことを特徴とする。

上記本願の目的を達成する歪補償装置は，第５の態様として，参照信号とフィードバック信号との誤差信号に基づいて適用する歪補償係数の記憶データを更新する歪補償装置において、参照信号とフィードバック信号との間の位相ずれを検出する検出手段と更新その位相ずれが所定以上のずれである際における、参照信号とフィードバック信号に基づく歪み補償係数の更新処理を差し控える更新制御手段と、を備えたことを特徴とする。

本発明の特徴は，以下に図面に従い説明される発明の実施の形態例から更に明らかになる。

上記構成の特徴を有する本発明により，簡易な構成により、位相調整を行うことが可能となり、歪み補償補償装置に好適である。

また、移相量の算出をテーブルを用いて行うことが可能となり、計算時間を減らし，位相調整時間を大幅に短縮し，歪補償係数ルックアップテーブルＬＵＴの間欠更新効果を十分に得ることができる。

また，汎用のＣＰＵと積分器を使用することができ，回路規模の削減も可能である。

さらに，パラメータＱ／Ｉによる位相安定度判定により安定したＬＵＴ更新動作を実現できる。

以下に図面に従い本発明の実施の形態を説明する。ただし，かかる発明の実施の形態は，本発明の理解のためのものであって，本発明の技術的範囲は，かかる実施の形態に限定されるものではない。

本願発明では，歪補償装置において位相調整を行うための構成を簡易化する。同時にＣＰＵによる計算時間を短縮する構成を提示するものである。

図１１は，本発明に従う実施の形態例の構成例ブロック図であり，図７の先願の実施例の構成と同じ構成を適用することもできる部位は、ここでは同じ構成を採用することとし、同じ参照番号を付している。

但し、図７の破線の囲み７０で囲まれた更新を行うための計算部は、更新計算部７０として一つのブロックで表している。

尚、図１１に示す本発明の実施の形態例においては、ＣＰＵ７２、相関演算部７３、位相回転部７４、不揮発メモリ７５が設けられており、これらは共通バス７１を介して接続されている。

基本的に、相関演算部７３と位相回転部７４は，それぞれ図１２，図１３に示す通り乗算器と加算器の組み合わせで構成することができる。

ここで，簡単化のために送信信号ｘ(t)と送信増幅器５３の送信出力のフィードバック信号ｙ(t)をそれぞれＴx，Ｒxと表記する。ｘ(t):Ｔx，ｙ(t) :Ｒxは，先に言及したように複素信号であるから，それぞれの実部と虚部の成分をＴx_Re，Ｔx_IM，及びＲx_Re，Ｒx_IMと表す。

図１２は，相関演算部７３の構成例である。乗算器７３１−７３４，加算器７３５，７３６及び積分器７３７，７３８を有して構成される。ポートＩ1，Ｑ1，Ｉ2，Ｑ2を有し，ポートＩ1，Ｑ1には，送信信号Ｔxの実部と虚部の成分Ｔx_Re，Ｔx_IMが入力される。一方，ポートＩ2，Ｑ2には，位相回転部７４により位相回転されたフィードバック信号Ｒxの実部と虚部の成分Ｒx_Re，Ｒx_IMが入力される。

ここで，それぞれ複素信号である前記参照信号とフィードバック信号について，前記参照信号の実部と虚部をＴｘ_Re，Ｔｘ_Im，前記フィードバック信号の実部と虚部をＲｘ_Re，Ｒｘ_Imで表すとき，
相関演算部は，Ｔｘ_ReとＲｘ_Reを乗算する第１の乗算器７３１，Ｔｘ_ImとＲｘ_Imを乗算する第２の乗算器７３２，Ｔｘ_ReとＲｘ_Imを乗算する第３の乗算器７３３，Ｔｘ_ImとＲｘ_Reを乗算する第４の乗算器７３４，前記第１の乗算器７３１と第２の乗算器７３２の出力を加算する第１の加算器７３５と，前記第３の乗算器７３３と第４の乗算器７３４の出力を加算する第２の加算器７３６を有している。

さらに，前記第１の加算器７３５の出力を一定期間積分して相関実部として出力する積分器７３７と，前記第２の加算器７３６の出力を一定期間積分して相関虚部として出力する積分器７３８を有している。

送信信号Ｔxとフィードバック信号Ｒxの関係は，下記の式１の通りであるから，送信信号Ｔxとフィードバック信号Ｒxの相関値が，相関演算部７３により次のように求まる。

なお，図１２における積分器７３７，７３８は，一定期間の平均値を求めるためのものであり，積分器７３７，７３８のそれぞれから送信信号Ｔxとフィードバック信号Ｒx の相関実部（Ａcosφ）と相関虚部（Ａsinφ）が得られる。

ついで，本発明の特徴として，このように得られた相関演算部７３の相関実部（Ａcosφ）と相関虚部（Ａsinφ）出力値からＣＰＵ７２により下記式２の計算を実行し，移相角φを求める。

尚、通常、（相関虚部／相関実部）が取り得る値は、−∞〜＋∞であり、（相関虚部／相関実部）とφを対応させて記憶させておくことはできず、記憶データを利用ことはできない。しかし、後述する実施例では、記憶データを利用できるように工夫する。

さて、ＣＰＵ７２は，求めた移相角φに基づき，後に説明するように位相回転部７４に与えるSin波、Cos波の離散値データの読み出し位相を制御することにより位相調整を実行する。

すなわち，図１３は，位相回転部７４の構成例であり，乗算器７４１−７４４と加算器７４５，７４６を有して構成される。

位相回転部７４は，読み出し位相を制御されたCos波，Sin波の離散値データを入力するポートと，Ａ／Ｄ変換器５４からのフィードバック信号Ｒxの実部と虚部の成分Ｒx_Re，Ｒx_IMが入力される入力ポートＩ1，Ｑ1 と位相回転された実部と虚部成分の出力ポートＩ’，Ｑ’を有する。

そして，複素信号である前記フィードバック信号の実部と虚部をＲｘ_Re，Ｒｘ_Imとするとき，前記ＣＰＵ７２から与えられるCos波の離散信号とＲｘ_Reを乗算する第１の乗算器７４１，Ｒｘ_Imを乗算する第２の乗算器７４３と，Sin波の離散信号とＲｘ_Imを乗算する第３の乗算器７４４，Ｒｘ_Reを乗算する第４の乗算器７４２と，更に前記第１及び第３の乗算器７４１，７４４の出力を加算して位相回転された前記フィードバック信号の実部を出力する第１の加算器７４５と，前記第２及び第４の乗算器７４３，７４２の出力を加算して位相回転された前記フィードバック信号の虚部を出力する第２の加算器７４６を有している。

不揮発メモリ７５には、Cos波、Sin波の離散値データ少なくとも１周期分記憶されており（Cos波又はSin波のみとしてもよい）、ＣＰＵ７２は、読み出し開始の位相をφにとして、これらの離散値データを順次読み出し、Cos波，Sin波の離散値データを入力するポートに入力する。Cos波，Sin波の離散値データは，図１４に示すごとくである。図のように、読み出しの開始位相は双方ともφとされている。

ここで，図１４Ａ，１４Ｂにおけるφの値は，ＣＰＵ７２において，相関演算部７３からの相関実部（Ａcosφ）と相関虚部（Ａsinφ）出力値に基づいて，上記式２の計算を行って得られた移相角である。そして，ＣＰＵ７２から位相回転部７４に送られるCosφ，Sinφの離散値データのスタート位置が，前記の移相角φに対応して決められる。

これにより，位相回転部７４は，移相角φを補正したフィードバック信号Ｒｘを更新計算部７０に供給する。

ついで，更新計算部７０において，先に図７により説明したように歪補償係数更新部６７により位相の同期した参照信号Ｔｘとフィードバック信号Ｒｘに基づき，更新すべき歪補償係数ｈn+1(ｐ)を求めることができる。

図１５は，上記図１１に示す実施例構成において，移相角の変動Δφを補正するために，間欠的な更新期間Ｐ１において歪補償係数ルックアップテーブル６１の歪補償係数を更新し，更新期間Ｐ１の間隔期間Ｐ２において，更新計算部７０により，更新すべき歪み補償係数を演算する処理を行う。かかる処理手順は，先に図７について説明した先願（特許文献２）における処理と同様である。

最後に、φを記憶データを用いて求めるための手法について説明する。

不揮発性メモリ７５にφと（相関虚部／相関実部）の対応関係をテーブルとして記憶しておき、ＣＰＵ７２は式２の（相関虚部／相関実部）の値をキー（参照パラメータ）としてテーブルを参照することでφを求めることができればφを求める演算時間を省略することができ、高速化が測れる。しかし，そのままでは，参照パラメータの取り得る範囲として，「−∞〜＋∞」となり，テーブル化は不可能ともいえる。

そこで，本発明において，図１６に示すようにφを有限範囲「−α〜＋α」の範囲に制限し、それに対応する（相関虚部／相関実部）の値を離散的にテーブル化し，参照するように構成する。すなわち，テーブル内に実施例として０．１°ステップで位相値（φ）とそれに対応する（相関虚部／相関実部）を格納し，その精度で位相調整を可能とする。もちろん、（相関虚部／相関実部）の値は離散的であるから、相関虚部／相関実部）の値に最も近い離散値を求め、キーとして用いることとなる。

尚、｜（相関虚部（Ｑ）／相関実部（Ｉ））｜＞β（ｘは正）であり、｜φ｜＞αとなるようなφに対応する場合には、テーブルには対応するφの値は格納されていない。

従って、ＣＰＵ７２は、｜（相関虚部（Ｑ）／相関実部（Ｉ））｜＜βである場合は、（相関虚部（Ｑ）／相関実部（Ｉ））をキーとしてテーブルを参照してφを求め、｜（相関虚部（Ｑ）／相関実部（Ｉ））｜＞βである場合は、相関虚部（Ｑ）、相関実部（Ｉ）（図１２の７３の積分器７３７、７３８の出力）の符号を判定し、正、正であれば第１象限であるから図１６のようにφとして４５度を選択し、正、負であれば第２象限であるからφとして１１５度を選択し、負、負であれば第３象限であるからφとして−１１５度を選択し、負、正であれば第４象限であるからφとして−４５度を選択する。

そして、選択したφの回転を与えるように、位相回転部へ対応データを出力し、フィードバック信号に位相回転処理を施し、参照信号との位相ずれを少なくする。

また，その際に，図１５の間欠の更新期間Ｐ１において歪補償係数ルックアップテーブル６１の歪補償係数の更新の可否についても同様のパラメータ（相関虚部（Ｑ）／相関実部（Ｉ））を使用することが可能である。

すなわち，（Ｑ／Ｉ）の値がα以上となるときは，歪補償係数ルックアップテーブル６１の更新が正常に動作しにくい範囲に有ると判断してその間（Ｐ１）では、歪補償係数ルックアップテーブル６１の更新を行わないで位相調整に移行する。Ｑ／Ｉの値がα以内の時は高精度で位相調
整が可能であるので歪補償係数ルックアップテーブル６１の更新を実行する。

即ち、ＣＰＵ７２は、参照信号とフィードバック信号との間の位相ずれを検出する検出手段として機能し、かつ、更新その位相ずれが所定以上のずれである際における、参照信号とフィードバック信号に基づく歪み補償係数の更新処理を差し控える（更新計算部７０を制御してＬＵＴの更新を規制する）更新制御手段として機能するのである。

その際、好ましくは、図１５のように、更新期間（Ｐ１）、位相補償期間（Ｐ２）を順に繰返すように制御し、更新期間Ｐ１における更新処理の規制を行ったり許容したりするのである。但し、更新しないＰ１が連続する場合は、所定回に１度は更新するように変更することもできる。

尚、この実施例では、フィードバック信号の位相回転を行ったが、参照信号の位相回転を行うこともできる。

（付記１）
送信信号である参照信号とフィードバック信号の差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数を演算する更新計算部と，
前記演算された歪補償係数で記憶内容が更新される歪補償係数記憶部と，
前記歪補償係数記憶部から読み出される歪補償係数に基づいて前記送信信号に歪補償を施す歪補償部と，
前記参照信号とフィードバック信号が複素信号であり，それらの相関実部と相関虚部を演算する相関演算部と，
前記相関演算部により演算された相関実部と相関虚部に基づいて、参照信号とフィードバック信号との間の相対的な位相ずれを補償する位相回転部を有し，
前記更新計算部は，該補償後の信号を用いて歪補償係数を演算する
ように構成されたことを特徴とする歪補償装置。

（付記２）
（前記相関虚部／前記相関実部）の演算により得られる値のうち所定の範囲内のものと、位相情報φとの対応関係を記憶する記憶部を備え、
前記位相回転部は、該対応関係により求めた位相情報φに基づいて前記補償を行う、
ことを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。

（付記３）
前記記憶部は、（前記相関虚部／前記相関実部）の演算により得られる値が、前記所定の範囲外である場合に選択する複数の位相情報を記憶し、
前記位相回転部は、（前記相関虚部／前記相関実部）の演算により得られる値が、前記所定の範囲外である場合に該複数の位相情報から選択した位相情報に基づいて前記補償を行う、
ことを特徴とする付記２記載の歪補償装置。

（付記４）
前記選択は、前記相関虚部、前記相関実部のそれぞれの符号に基づいて行う、
ことを特徴とする付記３記載の歪補償装置。

（付記５）
参照信号とフィードバック信号との誤差信号に基づいて適用する歪補償係数の記憶データを更新する歪補償装置において、
参照信号とフィードバック信号との間の位相ずれを検出する検出手段と
更新その位相ずれが所定以上のずれである際における、参照信号とフィードバック信号に基づく歪み補償係数の更新処理を差し控える更新制御手段と、
を備えたことを特徴とする歪補償装置。

（付記６）
それぞれ複素信号である前記参照信号とフィードバック信号について，前記参照信号の実部と虚部をＴｘ_Re，Ｔｘ_Im，前記フィードバック信号の実部と虚部をＲｘ_Re，Ｒｘ_Imで表すとき，
前記相関演算部は，Ｔｘ_ReとＲｘ_Reを乗算する第１の乗算器，Ｔｘ_ImとＲｘ_Imを乗算する第２の乗算器，Ｔｘ_ReとＲｘ_Imを乗算する第３の乗算器，Ｔｘ_ImとＲｘ_Reを乗算する第４の乗算器，前記第１の乗算器と第２の乗算器の出力を加算する第１の加算器と，前記第３の乗算器と第４の乗算器の出力を加算する第２の加算器を有し，
更に，前記第１の加算器出力を一定期間積分して相関実部として出力し，前記第２の加算器出力を一定期間積分して相関虚部として出力する
ように構成されていることを特徴とする付記１記載の歪補償装置。

（付記７）
前記位相回転部は，複素信号である前記フィードバック信号の実部と虚部をＲｘ_Re，Ｒｘ_Imとするとき，
前記ＣＰＵから与えられるCosφの離散信号とＲｘ_Reを乗算する第１の乗算器，Ｒｘ_Imを乗算する第２の乗算器と，Sinφの離散信号とＲｘ_Imを乗算する第３の乗算器，Ｒｘ_Reを乗算する第４の乗算器と，
前記第１及び第３の乗算器の出力を加算して位相回転された前記フィードバック信号の実部を出力する第１の加算器と，前記第２及び第４の乗算器の出力を加算して位相回転された前記フィードバック信号の虚部を出力する第２の加算器を有して構成されることを特徴とする付記１記載の歪補償装置。

本発明により，パラメータ（Ｑ／Ｉ）による位相安定度判定（αの値に基づく）により安定した歪補償係数の更新が可能である。また，ＣＰＵによる計算時間を大幅に減少（約１／１００）することが可能となり，これに対応して位相調整時間が短縮され歪補償係数ルックアップテーブル６１の間欠の更新効果を十分に生かすことが可能である。さらに，追加のハードウエアとして相関演算部及び位相回転部は，汎用の乗算器，加算機及び積分器を使用して構成されるので，回路規模の削減にも寄与するところ大である。

従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図である。 送信電力増幅器の入出力特性(歪関数ｆ(ｐ)を持つ)を示す図である。 非直線特性により発生する非線形歪を説明する図である。 ＤＳＰ(digital Signal Processor)を用いたディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。 図４における歪補償部９において適応ＬＭＳによる歪補償処理を行う場合の説明図である。 参照信号に対するフィードバック信号の位相変化を説明する図である。 先の出願の発明の一実施例構成を示す図である。 図７の先願実施例構成における間欠更新処理を背杖魅する図である。 図７の位相調整回路６８における位相差検出部の構成図である。 図７の先願実施例構成における象限検出部６8ａの動作説明図である。 本発明に従う実施の形態例の構成例ブロック図である。 図１１の実施の形態の相関演算部７３の実施例構成を示す図である。 図１１の実施の形態の位相回転部７４の実施例構成を示す図である。 Cosφ，Sinφの離散値データを説明する図である。 図１１に示す実施例構成において，更新すべき歪み補償係数を演算する処理を説明する図である。 移相角の有限範囲「−α〜＋α」を説明する図である。

符号の説明

１ 送信信号発生装置
２ シリアル／パラレル変換回路
９ 歪保証部
３，５２ Ｄ／Ａ変換器
４ 直交変調器
５ 周波数変換器
６，５３ 電力増幅器
１３，５４ Ａ／Ｄ変換器
７ アンテナ
６１ 歪補償係数ルックアップテーブル
６２ 乗算器
６３ アドレス生成部
７０ 更新計算部
７１ バス
７２ ＣＰＵ
７３ 相関演算部
７４ 移相回転部
７５ 不揮発性メモリ

Claims (2)

1. 送信信号である参照信号とフィードバック信号の差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数を演算する更新計算部と、
   前記演算された歪補償係数で記憶内容が更新される歪補償係数記憶部と、
   前記歪補償係数記憶部から読み出される歪補償係数に基づいて前記送信信号に歪補償を施す歪補償部と、
   前記参照信号とフィードバック信号が複素信号であり、それらの相関実部と相関虚部を演算する相関演算部と、
   前記相関演算部により演算された相関実部と相関虚部に基づいて、参照信号とフィードバック信号との間の相対的な位相ずれを補償する位相回転部を有し、
   前記更新計算部は、該補償後の信号を用いて歪補償係数を演算する
   ように構成され、更に、
   （前記相関虚部／前記相関実部）の演算により得られる値のうち所定の範囲内のものと、位相情報φとの対応関係を記憶する記憶部を備え、
   前記記憶部は、（前記相関虚部／前記相関実部）の演算により得られる値が、前記所定の範囲外である場合に選択する複数の位相情報を記憶し、
   前記位相回転部は、（前記相関虚部／前記相関実部）の演算により得られる値が、前記所定の範囲外である場合に前記複数の位相情報から選択した位相情報に基づいて前記補償を行う、
   ことを特徴とする歪補償装置。
2. 請求項１において、
   前記選択は、前記相関虚部、前記相関実部のそれぞれの符号に基づいて行う、
   ことを特徴とする歪補償装置。

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