JP5811929B2 - 無線装置、歪補償方法、及び歪補償プログラム - Google Patents

Description

本発明は、無線装置、歪補償方法、及び歪補償プログラムに関する。

近年、携帯電話機、スマートフォンなどの無線装置では、デジタル通信化が進み、高効率でデータ伝送が行われている。データ送信側の無線装置は、データ送信方式に多値位相変調方式を適用する場合、送信用電力増幅器の増幅特性を直線化して非線形歪を抑え、隣接チャネルに漏洩する電力を低減することが重要である。

また、線形性に劣る増幅器を使用して電力効率の向上を図る場合は、そのために生じる非線形歪を補償する技術が求められる。そこで、無線装置では、電力増幅器の非線形歪を補償する歪補償部が設けられる。

歪補償部は、例えば、Ｓ／Ｐ変換器によってＩ信号，Ｑ信号の２系列に変換された送信信号と、Ｉ信号，Ｑ信号に変換された後増幅処理が施された信号の一部をフィードバックした信号とを比較し、これらの信号の差が零となるように歪補償係数を演算する。そして、歪補償部は、Ｉ信号，Ｑ信号に変換された送信信号に、歪補償係数を乗算することによって、歪補償を行う。歪補償部は、歪補償前の送信信号と、歪補償後に増幅された信号の一部をフィードバックした信号とを比較して、これらの信号の差が零となるように、随時歪補償係数を更新する。

特開２００１−１８９６８５号公報

しかしながら、従来技術は、複数の増幅器から出力された信号の歪が収束するまでの時間を短縮することは考慮されていない。

すなわち、複数の増幅器を持つ無線装置の場合、各増幅器からのフィードバック信号を均等に時分割で切り替えながら、各フィードバック信号とこれに対応する送信信号とを比較して、各増幅器に対応する歪補償係数を更新する方法が考えられる。

この場合、複数の増幅器からの出力信号の歪の発生状況によっては、複数の増幅器からの出力信号の歪が収束するまでに要する時間が長くなるおそれがある。例えば、２つの増幅器の歪補償を行う場合を考える。一方の増幅器からの出力信号には比較的大きな歪が発生していて、他方の増幅器からの出力信号には歪が発生していないとする。この状況で、２つの増幅器に対して均等に時分割で歪補償係数を更新する場合、歪が発生している側の信号にとっては歪補償係数の更新時間が短く、歪補償係数の更新が不十分になる。一方、歪が発生していない側の信号にとっては、本来行わなくてよい歪補償係数の更新が行われる。その結果、比較的大きな歪が発生している信号側の増幅器については、出力信号の歪が収束するまでに時間がかかるので、複数の増幅器全体として出力信号の歪が収束するまでの時間が長くなるおそれがある。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、複数の増幅器から出力された信号の歪が収束するまでの時間を短縮することができる無線装置、歪補償方法、及び歪補償プログラムを実現することを目的とする。

本願の開示する無線装置は、一つの態様において、複数の増幅系統を備える。複数の増幅系統はそれぞれ、送信信号の非線形歪を補償するのに用いられる歪補償係数が格納された歪補償係数記憶部、前記歪補償係数記憶部に格納された歪補償係数を用いて前記送信信号の非線形歪を補償する歪補償部、及び前記歪補償部によって歪補償された送信信号を増幅する増幅器を有する。また、無線装置は、前記複数の増幅系統から出力された複数の送信信号に対応する複数のフィードバック信号を時分割で順次選択する切り替え部を備える。また、無線装置は、前記切り替え部によって選択されたフィードバック信号と、該フィードバック信号に対応しており前記歪補償部によって歪補償が行われる前の送信信号との差分を求める減算部を備える。また、無線装置は、前記減算部によって求められた差分を抑える歪補償係数を求め、該求めた歪補償係数によって、対応する増幅系統の歪補償係数記憶部に格納された歪補償係数を更新する歪補償係数演算部を備える。また、無線装置は、前記複数の増幅系統から出力された複数の送信信号の歪の大きさに応じて、前記切り替え部によって時分割で選択される各フィードバック信号の選択時間の長さを制御する切り替え制御部を備える。

本願の開示する無線装置の一つの態様によれば、複数の増幅器から出力された信号の歪が収束するまでの時間を短縮することができる。

図１は、本実施形態の無線装置の構成を示す図である。 図２は、増幅器の入出力特性を示す図である。 図３は、非直線特性により発生する非線形歪を説明する図である。 図４は、歪補償部の構成例を示す図である。 図５は、無線装置の第１実施例の構成を示す図である。 図６は、ＬＵＴの更新期間の実施例を示す図である。 図７は、ＬＵＴの更新期間の比較例を示す図である。 図８は、無線装置の第１実施例のフローチャートを示す図である。 図９は、無線装置の第２実施例の構成を示す図である。 図１０は、無線装置の第２実施例のフローチャートを示す図である。 図１１は、無線装置の第２実施例の他のフローチャートを示す図である。

以下に、本願の開示する無線装置、歪補償方法、及び歪補償プログラムの実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施形態により開示技術が限定されるものではない。

図１は、本実施形態の無線装置の構成を示す図である。図１に示すように、無線装置１００は、送信信号発生部１０２、シリアル／パラレル変換器(Ｓ／Ｐ変換器)１０４、歪補償部１１０、及びＤ（Digital）／Ａ（Analog）変換器１２２を備える。また、無線装置１００は、直交変調器１２４、周波数変換器１２６、増幅器１２８、方向性結合器１３０、アンテナ１３２、及び基準搬送波生成部１３４を備える。また、無線装置１００は、Ａ／Ｄ変換器１３６、直交検波器１３８、及び周波数変換器１４０を備える。歪補償部１１０は、プリディストーション部１１２、歪補償係数記憶部１１４、及び歪補償係数演算部１１６を備える。歪補償部１１０は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor：デジタルシグナルプロセッサ）によって実現される。

送信信号発生部１０２は、無線装置１００から送信するシリアルのデジタルデータ列を発生する。シリアル／パラレル変換器１０４は、送信信号発生部１０２によって発生されたデジタルデータ列を１ビットずつ交互に振り分けて同相成分信号(Ｉ信号：In-Phase component)と直交成分信号(Ｑ信号：Quadrature component)の２系列に変換する。

Ｄ／Ａ変換器１２２は、Ｉ信号，Ｑ信号のそれぞれをアナログのべ一スバンド信号に変換する。直交変調器１２４は、Ｄ／Ａ変換器１２２から出力されたＩ信号，Ｑ信号(送信ベースバンド信号)に、それぞれ基準搬送波生成部１３４で生成された基準搬送波とこれを９０°移相した搬送波を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行う。

周波数変換器１２６は、直交変調器１２４から出力された直交信号と局部発振信号をミキシングして無線周波数に変換する。増幅器１２８は、周波数変換器１２６から出力された無線周波数信号を増幅し、方向性結合器１３０を介してアンテナ１３２を介して空中に放射する。

方向性結合器１３０は、送信信号の一部をフィードバックして周波数変換器１４０に入力する。周波数変換器１４０は、フィードバック信号の周波数変換を行う。直交検波器１３８は、周波数変換器１４０から出力されたフィードバック信号にそれぞれ基準搬送波生成部１３４で生成された基準搬送波とこれを９０°移相した信号を乗算して直交検波を行い、送信側におけるベースバンドのＩ信号，Ｑ信号を再現する。Ａ／Ｄ変換器１３６は、直交検波器１３８から出力されたフィードバック信号をデジタル信号に変換して歪補償部１１０に入力する。

歪補償係数記憶部１１４は、送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐｉ(ｉ＝０〜１０２３)に応じた歪補償係数ｈ(ｐｉ)を記憶する。プリディストーション部１１２は、送信信号のパワーレベルに応じた歪補償係数ｈ(ｐｉ)を用いて送信信号に歪補償処理(プリディストーション)を行う。歪補償係数演算部１１６は、送信信号ｘ（ｔ）と直交検波器１３８で復調された復調信号(フィードバック信号)ｙ（ｔ）とを比較し、その差が零となるように歪補償係数ｈ(ｐｉ)を演算し、歪補償係数記憶部１１４に格納された歪補償係数を更新する。

このように、歪補償部１１０は、増幅器１２８によって増幅された信号の一部であるフィードバック信号と、歪補償が行われる前の送信信号との差が零になるよう、適応的に歪補償係数を更新する。

次に、増幅器の入出力特性、及び非直線特性により発生する非線形歪について説明する。図２は、送信電力増幅器の入出力特性を示す図である。図３は、非直線特性により発生する非線形歪を説明する図である。

例えばＷ−ＣＤＭＡ等の移動通信においては、無線装置の送信電力は１０ｍＷ〜数１０Ｗと大きく、増幅器１２８の入出力特性(歪関数ｆ(ｐ)を持つ)は図２の点線で示すように非直線特性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し、送信周波数ｆ_０周辺の周波数スペクトラムは、図３の波線１５７で示す特性から実線１５８で示す特性のようにサイドローブが持ち上がる。このように、送信信号が隣接チャネルに漏洩することによって、隣接妨害が生じる。すなわち、図２に示す非線形歪により図３に示すように、隣接周波数チャネルに漏洩する送信信号の電力が大きくなる。

漏洩電力の大きさを示すＡＣＰＲ(Adjacent Channel Power Ratio)は、図３の周波数帯域１５２−周波数帯域１５４間のスペクトラム面積である着目チャネルの電力と、周波数帯域１５０−周波数帯域１５６間の隣接チャネルに漏れるスペクトラム面積である隣接漏洩電力の比である。このような漏洩電力は、他チャネルに対して雑音となり、そのチャネルの通信品質を劣化させるので、厳しく規定されている。

漏洩電力は、例えば電力増幅器の線形領域(図２の線形領域α)で小さく、非線形領域βで大きくなる。そこで、高出力の送信用電力増幅器では、線形領域αを広くすることが求められる。しかし、このためには実際に求められる能力以上の増幅器を設けることとなり、コスト及び装置サイズにおいて不利となる。そこで、上述のように、送信電力の歪を補償する歪補償部１１０が無線装置１００に備えられる。

次に、歪補償部の構成を説明する。図４は、歪補償部の構成例を示す図である。図４に示すように、歪補償部１１０は、乗算部２１２、ＲＦ補正部２１４、歪関数演算部２１６、アドレス生成回路２１８、遅延部２２０，２２２、ＬＵＴ（Look Up Table）２２４、加算部２２６を備える。また、歪補償部１１０は、歪補償係数演算部２３０、帰還部２４０、位相調整部２４２、遅延部２５０、及び減算部２５２を備える。歪補償係数演算部２３０は、乗算部２３２，２３４，２３６、及び共役複素信号出力部２３８を備える。

図４の乗算部２１２は、図１のプリディストーション部１１２に対応する。乗算部２１２は、送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数ｈｎ−１（ｐ）を乗算する。図４の歪関数演算部２１６は、図１の増幅器１２８に対応する。

また、図４の帰還部２４０は、図１の方向性結合器１３０、周波数変換器１４０、直交検波器１３８、及びＡ／Ｄ変換器１３６を含む部分に対応する。また、図４のＬＵＴ２２４は、図１の歪補償係数記憶部１１４に対応する。また、図４の歪補償係数演算部２３０は、図１の歪補償係数演算部１１６に対応する。

図４において、ＬＵＴ２２４は、送信信号ｘ（ｔ）の離散的な各パワーに対応する２次元アドレス位置に、歪関数演算部２１６（増幅器）の歪みを打ち消すための歪補償係数を記憶している。送信信号ｘ（ｔ）が入力されると、アドレス生成回路２１８は、送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐ（＝ｘ２（ｔ）)を演算し、演算された送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐ(＝ｘ２（ｔ）)に一意に対応する一次元方向、例えばＸ軸方向アドレスを生成する。同時にアドレス生成回路２１８に記憶されている先の時点（ｔ−１）の送信信号ｘ（ｔ−１）のパワーｐ１(＝ｘ２(ｔ−１)との差ΔＰを求め、これに一意に対応する他方の次元方向、例えばＹ軸方向アドレスを生成する。

歪補償部１１０は、アドレス生成回路２１８で生成されたＸ軸方向アドレスＰとＹ軸方向アドレスΔＰで特定されるＬＵＴ２２４の記憶位置を読み出しアドレスの指定情報（ＡＲ）として出力する。そして、この読み出しアドレスに格納された歪補償係数ｈｎ−１(ｐ)がＬＵＴ２２４から読み出され、乗算器２１２における歪補償処理に利用される。ＲＦ補正部２１４は、乗算器２１２で歪補償された信号と、歪補償されていない信号と、位相調整部２４２によって位相調整された信号とを用いて、歪補償された信号の周波数変換等の処理を行う。

一方、ＬＵＴ２２４に格納した歪補償係数の更新のための更新値は、歪補償係数演算部２３０により演算される。すなわち、歪補償係数演算部２３０は、共役複素信号出力部２３８及び乗算部２３２，２３４，２３６を有して構成される。減算器２５２は、遅延部２５０によって遅延させた送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）（フィードバック信号）との差ｅ(t)を出力する。

乗算器２３４は、歪補償係数ｈｎ−１(ｐ)とｙ*（ｔ）の乗算を行い、出力ｕ*（ｔ）（＝ｈｎ−１(ｐ) ｙ*（ｔ））を得る。乗算部２３６は、減算部２５２の差出力ｅ（ｔ）とｕ*（ｔ）との乗算を行う。乗算部２３２は、ステップサイズパラメータμと乗算部２３４の出力を乗算する。

次に、加算部２２６は、歪補償係数ｈｎ−１(ｐ)と乗算部２３２の出力μｅ（ｔ） ｕ*（ｔ）を加算し、ＬＵＴ２２４の更新値を得る。この更新値は、アドレス生成回路２１８が送信信号のパワーｐ(＝ｘ２（ｔ）)に一意に対応するアドレスとして、Ｘ軸方向アドレスとＹ軸方向アドレスで特定される書き込みアドレス（ＡＷ）に記憶される。

なお、先に説明した読み出しアドレス（ＡＲ）と書き込みアドレス（ＡＷ）は同じアドレスであるが、更新値を得るまでに演算時間等を要するため、遅延部２２０により、読み出しアドレスを遅延させて書き込みアドレスとして用いる。

遅延部２２０，２２２，２５０は、送信信号ｘ（ｔ）が入力してから帰還復調信号ｙ（ｔ）が減算部２５２に入力するまでの遅延時間Ｄを送信信号に付加する。遅延部２２０，２２２，２５０に設定する遅延時間Ｄは、例えば、歪関数演算部２１６（増幅器）における遅延時間をＤ０、帰還部２４０の遅延時間をＤ１とすれば、Ｄ＝Ｄ０＋Ｄ１を満足するように決定する。

これらの構成により、以下に示す演算が行われる。
ｈｎ(ｐ)＝ｈｎ−１(ｐ)＋μｅ(t)ｕ*(t)
ｅ(t)＝ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ）
ｙ（ｔ）＝ｈｎ−１(ｐ)ｘ（ｔ）ｆ(ｐ)
ｕ*(t)＝ｘ（ｔ）ｆ(ｐ)＝ｈｎ−１(ｐ) ｙ*(t)
ｐ＝｜ｘ（ｔ）｜２

ただし、ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅは複素数、＊は共役複素数である。上記演算処理を行うことにより、送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差信号ｅ（ｔ）が最小となるように歪補償係数ｈ(ｐ)が更新され、最終的に最適の歪補償係数値に収束し、増幅器１２８の歪が補償される。

ところで、本実施形態の無線装置は、図１に示したプリディストーション部１１２、Ｄ／Ａ変換器１２２、直交変調器１２４、周波数変換器１２６、増幅器１２８等を有する増幅系統（パス）を複数備えるものである。この点について説明する。図５は、無線装置の第１実施例の構成を示す図である。

図５に示すように、無線装置１００は、複数の増幅系統（パスＡ，パスＢ，パスＣ，パスＤ）を備える。パスＡ，パスＢ，パスＣ，パスＤはいずれも同様の構成であるので、ここでは代表してパスＡについて説明する。

パスＡは、プリディストーション部１１２、歪補償係数記憶部１１４、Ｄ／Ａ変換器１２２、直交変調器１２４、周波数変換器１２６、及び増幅器１２８を備える。これらの各構成については、図１で説明したので重複する説明を省略する。

また、無線装置１００は、切り替え部（ＳＷ（switch））１６２、基準搬送波生成部１６３、乗算部１６４、Ａ／Ｄ変換器１６８、変調器（ＱＭＯＤ）１７０、減算部１７２、歪補償係数演算部１１６、切り替え部（ＳＷ）１７４、及びＳＷ制御部１８０を備える。切り替え部（ＳＷ）１６２、基準搬送波生成部１６３、乗算部１６４、Ａ／Ｄ変換器１６８、変調器（ＱＭＯＤ）１７０、減算部１７２、歪補償係数演算部１１６、切り替え部（ＳＷ）１７４、及びＳＷ制御部１８０は、パスＡ〜Ｄに共通に設けられる。

切り替え部１６２は、パスＡ〜Ｄから出力された信号の一部のフィードバック信号を時分割で順次選択する。乗算部１６４は、基準搬送波生成部１６３から出力された基準搬送波と切り替え部１６２によって選択されたフィードバック信号とを乗算する。減算部１７２は、乗算部１６４から出力されてＡ／Ｄ変換処理及び変調処理が行われたフィードバック信号と、このフィードバック信号に対応しておりプリディストーション部１１２によって歪補償が行われる前の送信信号との差分を求める。歪補償係数演算部１１６は、減算部１７２によって求められた差分を抑える歪補償係数を求め、この求めた歪補償係数によって、対応するパスの歪補償係数記憶部１１４に格納された歪補償係数を更新する。具体的には、切り替え部１７４が、歪補償係数演算部１１６から出力された歪補償係数を、パスＡ〜Ｄのいずれかの対応する歪補償係数記憶部１１４に格納して歪補償係数を更新する。

このように、切り替え部１６２、及び切り替え部１７４を設けることにより、複数のパスＡ〜Ｄで、基準搬送波生成部１６３、乗算部１６４、Ａ／Ｄ変換器１６８、変調器（ＱＭＯＤ）１７０、減算部１７２、及び歪補償係数演算部１１６等を共有することができる。

ＳＷ制御部１８０は、複数のパスＡ〜Ｄから出力された複数の送信信号の歪の大きさに応じて、切り替え部１６２によって時分割で選択される各フィードバック信号の選択時間の長さを制御する。例えば、ＳＷ制御部１８０は、減算部１７２によって求められた差分の大きさに応じて、切り替え部１６２によって時分割で選択される各フィードバック信号の選択時間の長さを制御する。より具体的には、ＳＷ制御部１８０は、減算部１７２によって求められた複数のフィードバック信号に対応する複数の差分を比較し、差分が大きい増幅系統のフィードバック信号ほど、切り替え部１６２によって時分割で選択される選択時間（フィードバック信号の参照時間）の長さを長くする。言い換えると、ＳＷ制御部１８０は、差分が大きい増幅系統ほど、歪補償係数記憶部１１４（ＬＵＴ）に格納された歪補償係数の更新回数を多くする。

ＳＷ制御部１８０の制御について、さらに詳細に説明する。図６は、ＬＵＴの更新期間の実施例を示す図である。図６の例は、説明を簡単にするために、２つのパスＡ，Ｂがある場合の例である。また、図６上部の周波数スペクトラムに示すように、パスＡの増幅器から出力される信号は比較的歪が大きく（サイドローブが持ち上がり）、パスＢの増幅器から出力される信号には歪がほとんど発生していない（サイドローブが持ち上がっていない）と仮定する。

この場合、ＳＷ制御部１８０は、減算部１７２から出力されるパスＡにおける差分とパスＢにおける差分とを比較し、パスＡの増幅器から出力される信号のほうがパスＢの増幅器から出力される信号より歪が大きいと判定する。そして、ＳＷ制御部１８０は、切り替え部１６２によってパスＡの増幅器から出力される信号が選択される期間ｔ_２を、パスＢの増幅器から出力される信号が選択される期間ｔ_３より長くする（ｔ_２＞ｔ_３）。なお、ｔ_２とｔ_３との和は、パスＡの信号とパスＢの信号とを順次選択する際の１周期の期間Ｔになる。

このように、ｔ_２＞ｔ_３と制御することにより、図６下部の周波数スペクトラムに示すように、比較的歪が大きく発生しているパスＡの信号に対しては歪補償係数の更新が多く行われ、その結果十分な歪補償が行われる（サイドローブの持ち上がりが大きく縮小する）。一方、歪がほとんど発生していないパスＢの信号に対しては、あまり歪補償係数の更新を行わないが、そもそも歪がほとんど発生していないので、そのままサイドローブの持ち上がりは発生しない。

一方、ＳＷ制御部１８０を設けない場合のＬＵＴの更新についての比較例を説明する。図７は、ＬＵＴの更新期間の比較例を示す図である。図７の例も、説明を簡単にするために、図６と同様に２つのパスＡ，Ｂがある場合の例である。また、図７上部の周波数スペクトラムに示すように、パスＡの増幅器から出力される信号は比較的歪が大きく（サイドローブが持ち上がり）、パスＢの増幅器から出力される信号には歪がほとんど発生していない（サイドローブが持ち上がっていない）と仮定する。

この場合、比較例では、切り替え部１６２によってパスＡの増幅器から出力される信号と、パスＢの増幅器から出力される信号とを、均等に時分割する。つまり、比較例では、切り替え部１６２によってパスＡの増幅器から出力される信号が選択される期間と、切り替え部１６２によってパスＢの増幅器から出力される信号が選択される期間とを、いずれも期間ｔ_１とする。なお、ｔ_１とｔ_１との和は、パスＡの信号とパスＢの信号とを順次選択する際の１周期の期間Ｔになる。

このように均等の時間配分でパスＡの信号とパスＢの信号とを切り替える場合、図７下部の周波数スペクトラムに示すように、比較的歪が大きく発生しているパスＡの信号に対して歪補償係数の更新が十分に行われない。その結果、パスＡの信号に対しては、十分な歪補償が行われない（サイドローブの持ち上がりは多少縮小するが、歪補償が十分ではないので、歪補償後もサイドローブの持ち上がりは残る）。一方、歪がほとんど発生していないパスＢの信号に対しては、そもそも歪がほとんど発生していないので、サイドローブの持ち上がりは発生しないが、本来不要な歪補償係数の更新を多く行ったということにもなる。この結果、パスＡの信号とパスＢの信号の両方の信号の歪が収束するまでの時間は長くなる。

次に、無線装置の第１実施例のフローチャートを説明する。図８は、無線装置の第１実施例のフローチャートを示す図である。図８に示すように、まず、減算部１７２は、パスＡにおけるフィードバック信号と歪補償前の送信信号との差分を算出する（ステップＳ１０１）。続いて、減算部１７２は、パスＢにおけるフィードバック信号と歪補償前の送信信号との差分を算出する（ステップＳ１０２）。続いて、減算部１７２は、パスＣにおけるフィードバック信号と歪補償前の送信信号との差分を算出する（ステップＳ１０３）。続いて、減算部１７２は、パスＤにおけるフィードバック信号と歪補償前の送信信号との差分を算出する（ステップＳ１０４）。

続いて、ＳＷ制御部１８０は、算出した各パスの差分に基づいて、各パスの選択期間を算出する（ステップＳ１０５）。例えば、ＳＷ制御部１８０は、算出した各パスの差分の大きさに応じた比例配分で、各パスが切り替え部１６２で選択される期間を算出することができる。なお、ＳＷ制御部１８０は、比例配分に限らず、算出した各パスの差分の大きさに応じて、各パスが切り替え部１６２で選択される期間を算出することができる。

続いて、ＳＷ制御部１８０は、算出した各パスの選択期間に応じて、切り替え部１６２における各パスのフィードバック信号の選択（切り替え）を実行する（ステップＳ１０６）。

次に、実施例２の無線装置について説明する。実施例２は、歪の大きさの指標として、フィードバック信号の隣接チャネル漏洩電力、又はＡＣＰＲを使用する点が実施例１と異なる。実施例１と重複する部分については説明を省略する。

図９は、無線装置の第２実施例の構成を示す図である。図９に示すように、無線装置１００は、フーリエ変換部（ＦＦＴ（Fast Fourier Transform））１９０、ＡＣＰＲ算出部１９２、隣接チャネル漏洩電力算出部１９４、及びＳＷ制御部１９６を備える。

フーリエ変換部１９０は、切り替え部１６２によって選択された後、Ａ／Ｄ変換器１６８及び変調器１７０で処理を実行されたフィードバック信号に対して、高速フーリエ変換処理を行う。ＡＣＰＲ算出部１９２は、フーリエ変換部１９０から出力された信号に基づいて、この信号のメインチャネルの電力に対する隣接チャネルの電力の比を算出する。なお、本実施例では、ＡＣＰＲを算出する例を示すが、これに限らず、ＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）を用いることもできる。

隣接チャネル漏洩電力算出部１９４は、切り替え部１６２によって選択された後、Ａ／Ｄ変換器１６８及び変調器１７０で処理を実行されたフィードバック信号の隣接チャネル漏洩電力を算出する。

ＳＷ制御部１９６は、複数のパスＡ〜Ｄから出力された複数の送信信号の歪の大きさに応じて、切り替え部１６２によって時分割で選択される各フィードバック信号の選択時間の長さを制御する。例えば、ＳＷ制御部１９６は、ＡＣＰＲ算出部１９２によって算出された各フィードバック信号のメインチャネルの電力に対する隣接チャネルの電力の比に応じて、切り替え部１６２によって時分割で選択される各フィードバック信号の選択時間の長さを制御する。より具体的には、ＳＷ制御部１９６は、ＡＣＰＲ算出部１９２によって算出された各フィードバック信号のメインチャネルの電力に対する隣接チャネルの電力の比の大きさを比較する。そして、ＳＷ制御部１９６は、メインチャネルの電力に対する隣接チャネルの電力の比が大きいパスのフィードバック信号ほど、切り替え部１６２によって時分割で選択される選択時間の長さを長くする。言い換えると、ＳＷ制御部１９６は、電力比が大きいパスほど、歪補償係数記憶部１１４（ＬＵＴ）に格納された歪補償係数の更新回数を多くする。

また、ＳＷ制御部１９６は、例えば、隣接チャネル漏洩電力算出部１９４によって算出された各フィードバック信号の隣接チャネル漏洩電力の大きさに応じて、切り替え部１６２によって時分割で選択される各フィードバック信号の選択時間の長さを制御する。より具体的には、ＳＷ制御部１９６は、隣接チャネル漏洩電力算出部１９４によって算出された各フィードバック信号の隣接チャネル漏洩電力を比較する。そして、ＳＷ制御部１９６は、隣接チャネル漏洩電力が大きいパスのフィードバック信号ほど、切り替え部１６２によって時分割で選択される選択時間の長さを長くする。言い換えると、ＳＷ制御部１９６は、隣接チャネル漏洩電力が大きいパスほど、歪補償係数記憶部１１４（ＬＵＴ）に格納された歪補償係数の更新回数を多くする。

次に、無線装置の第２実施例のフローチャートを説明する。図１０は、無線装置の第２実施例のフローチャートを示す図である。図１０に示すように、まず、フーリエ変換部１９０は、パスＡにおけるフィードバック信号に対して高速フーリエ変換を行う（ステップＳ２０１）。続いて、ＡＣＰＲ算出部１９２は、パスＡにおけるフィードバック信号のメインチャネルの電力に対する隣接チャネルの電力の比を算出する（ステップＳ２０２）。

続いて、フーリエ変換部１９０は、パスＢにおけるフィードバック信号に対して高速フーリエ変換を行う（ステップＳ２０３）。続いて、ＡＣＰＲ算出部１９２は、パスＢにおけるフィードバック信号のメインチャネルの電力に対する隣接チャネルの電力の比を算出する（ステップＳ２０４）。

続いて、フーリエ変換部１９０は、パスＣにおけるフィードバック信号に対して高速フーリエ変換を行う（ステップＳ２０５）。続いて、ＡＣＰＲ算出部１９２は、パスＣにおけるフィードバック信号のメインチャネルの電力に対する隣接チャネルの電力の比を算出する（ステップＳ２０６）。

続いて、フーリエ変換部１９０は、パスＤにおけるフィードバック信号に対して高速フーリエ変換を行う（ステップＳ２０７）。続いて、ＡＣＰＲ算出部１９２は、パスＤにおけるフィードバック信号のメインチャネルの電力に対する隣接チャネルの電力の比を算出する（ステップＳ２０８）。

続いて、ＳＷ制御部１９６は、算出した各パスの電力比に基づいて、各パスの選択期間を算出する（ステップＳ２０９）。例えば、ＳＷ制御部１９６は、算出した各パスの電力比の大きさに応じた比例配分で、各パスが切り替え部１６２で選択される期間を算出することができる。なお、ＳＷ制御部１９６は、比例配分に限らず、算出した各パスの電力比の大きさに応じて、各パスが切り替え部１６２で選択される期間を算出することができる。

続いて、ＳＷ制御部１９６は、算出した各パスの選択期間に応じて、切り替え部１６２における各パスのフィードバック信号の選択（切り替え）を実行する（ステップＳ２１０）。

次に、無線装置の第２実施例の他のフローチャートを説明する。図１１は、無線装置の第２実施例の他のフローチャートを示す図である。図１１に示すように、まず、フーリエ変換部１９０は、パスＡにおけるフィードバック信号に対して高速フーリエ変換を行う（ステップＳ３０１）。続いて、隣接チャネル漏洩電力算出部１９４は、パスＡにおけるフィードバック信号の隣接チャネル漏洩電力を算出する（ステップＳ３０２）。

続いて、フーリエ変換部１９０は、パスＢにおけるフィードバック信号に対して高速フーリエ変換を行う（ステップＳ３０３）。続いて、隣接チャネル漏洩電力算出部１９４は、パスＢにおけるフィードバック信号の隣接チャネル漏洩電力を算出する（ステップＳ３０４）。

続いて、フーリエ変換部１９０は、パスＣにおけるフィードバック信号に対して高速フーリエ変換を行う（ステップＳ３０５）。続いて、隣接チャネル漏洩電力算出部１９４は、パスＣにおけるフィードバック信号の隣接チャネル漏洩電力を算出する（ステップＳ３０６）。

続いて、フーリエ変換部１９０は、パスＤにおけるフィードバック信号に対して高速フーリエ変換を行う（ステップＳ３０７）。続いて、隣接チャネル漏洩電力算出部１９４は、パスＤにおけるフィードバック信号の隣接チャネル漏洩電力を算出する（ステップＳ３０８）。

続いて、ＳＷ制御部１９６は、算出した各パスの隣接チャネル漏洩電力に基づいて、各パスの選択期間を算出する（ステップＳ３０９）。例えば、ＳＷ制御部１９６は、算出した各パスの隣接チャネル漏洩電力の大きさに応じた比例配分で、各パスが切り替え部１６２で選択される期間を算出することができる。なお、ＳＷ制御部１９６は、比例配分に限らず、算出した各パスの隣接チャネル漏洩電力の大きさに応じて、各パスが切り替え部１６２で選択される期間を算出することができる。

続いて、ＳＷ制御部１９６は、算出した各パスの選択期間に応じて、切り替え部１６２における各パスのフィードバック信号の選択（切り替え）を実行する（ステップＳ３１０）。

以上のように、本実施例１，２の無線装置は、複数の増幅器を備える場合に、各増幅器から出力された信号の歪の大きさを監視し、その大きさに応じてフィードバック信号の切り替え間隔を制御する。例えば、無線装置は、歪が大きい増幅器を有するパスでは、歪が小さい増幅器を有するパスより長い期間ＬＵＴの更新が行われるよう切り替え部１６２を制御する。その結果、大きな歪が発生しているパスの信号に対して十分な歪補償が行われる。一方、歪が比較的小さいパスの信号に対しては、あまり歪補償係数の更新を行わないが、そもそも歪がほとんど発生していないので、隣接チャネルへの影響は抑えられる。したがって、本実施例の無線装置によれば、装置全体としての歪補償収束時間を短縮することができる。

１００ 無線装置
１１０ 歪補償部
１１２ プリディストーション部
１１４ 歪補償係数記憶部
１１６ 歪補償係数演算部
１２８ 増幅器
１３８ 直交検波器
１４０ 周波数変換器
１６２ 切り替え部
１７２ 減算部
１８０，１９６ ＳＷ制御部
１９２ ＡＣＰＲ算出部
１９４ 隣接チャネル漏洩電力算出部

Claims (8)

1. 送信信号の非線形歪を補償するのに用いられる歪補償係数が格納された歪補償係数記憶部、
   前記歪補償係数記憶部に格納された歪補償係数を用いて前記送信信号の非線形歪を補償する歪補償部、及び
   前記歪補償部によって歪補償された送信信号を増幅する増幅器
   をそれぞれ有する複数の増幅系統と、
   前記複数の増幅系統から出力された複数の送信信号に対応する複数のフィードバック信号を時分割で順次選択する切り替え部と、
   前記切り替え部によって選択されたフィードバック信号と、該フィードバック信号に対応しており前記歪補償部によって歪補償が行われる前の送信信号との差分を求める減算部と、
   前記減算部によって求められた差分を抑える歪補償係数を求め、該求めた歪補償係数によって、対応する増幅系統の歪補償係数記憶部に格納された歪補償係数を更新する歪補償係数演算部と、
   前記減算部によって求められた差分の大きさに応じて、前記切り替え部によって時分割で選択される各フィードバック信号の選択時間の長さを制御する切り替え制御部と、
   を備えることを特徴とする無線装置。
2. 前記切り替え制御部は、前記減算部によって求められた複数のフィードバック信号に対応する複数の差分を比較し、差分が大きい増幅系統のフィードバック信号ほど、前記切り替え部によって時分割で選択される選択時間の長さを長くする
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線装置。
3. 前記複数のフィードバック信号に基づいて、各フィードバック信号の隣接チャネル漏洩電力を算出する隣接チャネル漏洩電力算出部
   をさらに備え、
   前記切り替え制御部は、前記隣接チャネル漏洩電力算出部によって算出された各フィードバック信号の隣接チャネル漏洩電力の大きさに応じて、前記切り替え部によって時分割で選択される各フィードバック信号の選択時間の長さを制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線装置。
4. 前記切り替え制御部は、前記隣接チャネル漏洩電力算出部によって算出された各フィードバック信号の隣接チャネル漏洩電力を比較し、隣接チャネル漏洩電力が大きい増幅系統のフィードバック信号ほど、前記切り替え部によって時分割で選択される選択時間の長さを長くする
   ことを特徴とする請求項３に記載の無線装置。
5. 送信信号の非線形歪を補償するのに用いられる歪補償係数が格納された歪補償係数記憶部、
   前記歪補償係数記憶部に格納された歪補償係数を用いて前記送信信号の非線形歪を補償する歪補償部、及び
   前記歪補償部によって歪補償された送信信号を増幅する増幅器、
   をそれぞれ有する複数の増幅系統と、
   前記複数の増幅系統から出力された複数の送信信号に対応する複数のフィードバック信号を時分割で順次選択する切り替え部と、
   前記切り替え部によって選択されたフィードバック信号と、該フィードバック信号に対応しており前記歪補償部によって歪補償が行われる前の送信信号との差分を求める減算部と、
   前記減算部によって求められた差分を抑える歪補償係数を求め、該求めた歪補償係数によって、対応する増幅系統の歪補償係数記憶部に格納された歪補償係数を更新する歪補償係数演算部と、
   前記複数のフィードバック信号に基づいて、各フィードバック信号のメインチャネルの電力に対する隣接チャネルの電力の比を算出する隣接チャネル電力比算出部と、
   前記隣接チャネル電力比算出部によって算出された各フィードバック信号のメインチャネルの電力に対する隣接チャネルの電力の比の大きさに応じて、前記切り替え部によって時分割で選択される各フィードバック信号の選択時間の長さを制御する切り替え制御部と、
   を備えることを特徴とする無線装置。
6. 前記切り替え制御部は、前記隣接チャネル電力比算出部によって算出された各フィードバック信号のメインチャネルの電力に対する隣接チャネルの電力の比の大きさを比較し、メインチャネルの電力に対する隣接チャネルの電力の比が大きい増幅系統のフィードバック信号ほど、前記切り替え部によって時分割で選択される選択時間の長さを長くする
   ことを特徴とする請求項５に記載の無線装置。
7. 送信信号の非線形歪を補償するのに用いられる歪補償係数が格納された歪補償係数記憶部から前記歪補償係数を読み出し、読み出した歪補償係数を用いて前記送信信号の非線形歪を補償するステップ、及び
   前記歪補償された送信信号を増幅するステップ、
   を複数の増幅系統それぞれで実行するステップと、
   前記複数の増幅系統から出力された複数の送信信号に対応する複数のフィードバック信号を時分割で順次選択するステップと、
   前記選択されたフィードバック信号と、該フィードバック信号に対応しており前記歪補償が行われる前の送信信号との差分を求めるステップと、
   前記求められた差分を抑える歪補償係数を求め、該求めた歪補償係数によって、対応する増幅系統の歪補償係数記憶部を更新するステップと、
   前記求められた差分の大きさに応じて、前記時分割で選択される各フィードバック信号の選択時間の長さを制御するステップと、
   を備えることを特徴とする歪補償方法。
8. 無線装置に、
   送信信号の非線形歪を補償するのに用いられる歪補償係数が格納された歪補償係数記憶部から前記歪補償係数を読み出し、読み出した歪補償係数を用いて前記送信信号の非線形歪を補償し、
   前記歪補償された送信信号を増幅する
   処理を複数の増幅系統それぞれで実行し、
   前記複数の増幅系統から出力された複数の送信信号に対応する複数のフィードバック信号を時分割で順次選択し、
   前記選択されたフィードバック信号と、該フィードバック信号に対応しており前記歪補償が行われる前の送信信号との差分を求め、
   前記求められた差分を抑える歪補償係数を求め、該求めた歪補償係数によって、対応する増幅系統の歪補償係数記憶部を更新し、
   前記求められた差分の大きさに応じて、前記時分割で選択される各フィードバック信号の選択時間の長さを制御する
   処理を実行させることを特徴とする歪補償プログラム。

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