JP5804092B2 - 送信機および送信方法 - Google Patents

Description

本発明は、複数の周波数帯域の信号を送信する送信機および送信方法に関する。

近年、無線通信システムの基地局等の送信機においては、電力増幅器に発生する歪みを補償する歪補償方式として、ディジタル信号の段階で歪みを補償するディジタルプリディストーション（ＤＰＤ：Digital Pre-Distortion）方式が採用されている。

ディジタルプリディストーション方式を採用した送信機においては、電力増幅器にて増幅され送信されたＲＦ（Radio Frequency）信号をフィードバックしてディジタル信号に変換し、そのディジタル信号に基づいて歪補償係数を算出する。そして、電力増幅器に入力されるディジタル信号に対し、歪補償係数を用いて複素乗算を行うことで、電力増幅器に発生する歪みを補償する。

また、送信機においては、周波数の効率的な利用や経済性の観点から、複数の周波数帯域の信号を増幅して送信するマルチバンド対応への要求が高まっている。

例えば、非特許文献１のＦｉｇ．１４には、ディジタルプリディストーション方式を採用し、Ｌｏｗｅｒ ｂａｎｄとＵｐｐｅｒ ｂａｎｄの２通りの周波数帯域の信号を増幅して送信するマルチバンド対応の送信機が記載されている。

Wenhua Chen, et al., "Design and Linearization of Concurrent Dual-Band Doherty Power Amplifier With Frequency-Dependent Power Ranges", Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions on Volume 59, 2011年10月発行, P.2537-2546

ディジタルプリディストーション方式においては、電力増幅器にて増幅され送信されたＲＦ信号をディジタル信号に変換する必要がある。

そのため、非特許文献１に記載のデュアルバンド対応の送信機においては、電力増幅器にて増幅され送信されたＲＦ信号をディジタル信号に変換するための経路（非特許文献１では、ダウンコンバータからＡＤコンバータまでの経路）が、Ｌｏｗｅｒ ｂａｎｄ用とＵｐｐｅｒ ｂａｎｄ用との計２つ設けられている。

このように、関連するデュアルバンド対応の送信機においては、複数の周波数帯域にそれぞれ対応して、上記の経路を設ける必要があるため、送信機の小型化、低コスト化を図ることができないという問題点がある。

そこで、本発明の目的は、上述した課題を解決することができる送信機および送信方法を提供することにある。

本発明の第１の送信機は、
各々が互いに異なる周波数帯域の信号を歪補償して増幅して送信する複数の送信回路と、
前記複数の送信回路の各々から送信された信号をフィードバックする共通の帰還回路と、を有し、
前記共通の帰還回路は、
前記複数の送信回路の各々から送信された信号を切り替えて入力する経路切替部と、
前記経路切替部により入力された互いに異なる周波数帯域の信号の各々に対し、同じ周波数の共通のローカル信号と乗算することで周波数変換する周波数変換部と、
前記周波数変換部にて周波数変換された各々の信号に基づいて、前記複数の送信回路の各々にて前記歪補償に用いる歪補償係数を算出する歪補償係数算出部と、を備える。

本発明の第２の送信機は、
各々が互いに異なる周波数帯域の信号を歪補償して増幅して送信する複数の送信回路と、
前記複数の送信回路の各々から送信された信号をフィードバックする共通の帰還回路と、を有し、
前記共通の帰還回路は、
前記複数の送信回路の各々から送信された信号を切り替えて入力する経路切替部と、
前記経路切替部により入力された互いに異なる周波数帯域の信号の各々に対し、共通のクロック信号のサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングした信号をＡ／Ｄ変換するＡＤコンバータと、
前記ＡＤコンバータにてＡ／Ｄ変換された各々の信号に基づいて、前記複数の送信回路の各々にて前記歪補償に用いる歪補償係数を算出する歪補償係数算出部と、を備える。

本発明の第１の送信方法は、
送信機による送信方法であって、
複数の送信回路の各々が、互いに異なる周波数帯域の信号を歪補償して増幅して送信する送信ステップと、
共通の帰還回路が、前記複数の送信回路の各々から送信された信号を切り替えてフィードバックして入力する入力ステップと、
前記共通の帰還回路が、前記入力された互いに異なる周波数帯域の信号の各々に対し、同じ周波数の共通のローカル信号と乗算することで周波数変換する処理ステップと、
前記共通の帰還回路が、前記周波数変換が行われた各々の信号に基づいて、前記複数の送信回路の各々にて前記歪補償に用いる歪補償係数を算出する算出ステップと、を有する。

本発明の第２の送信方法は、
送信機による送信方法であって、
複数の送信回路の各々が、互いに異なる周波数帯域の信号を歪補償して増幅して送信する送信ステップと、
共通の帰還回路が、前記複数の送信回路の各々から送信された信号を切り替えてフィードバックして入力する入力ステップと、
前記共通の帰還回路が、前記入力された互いに異なる周波数帯域の信号の各々に対し、共通のクロック信号のサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングした信号をＡ／Ｄ変換する処理ステップと、
前記共通の帰還回路が、前記Ａ／Ｄ変換された各々の信号に基づいて、前記複数の送信回路の各々にて前記歪補償に用いる歪補償係数を算出する算出ステップと、を有する。

本発明によれば、送信機の小型化、低コスト化を図ることができるという効果が得られる。

本発明の第１の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。 図１に示した送信機の帰還回路において、ＲＦ領域とＩＦ領域とで周波数スペクトラムが反転する様子を説明する図である。 本発明の第２の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。 図４に示した送信機の送信回路において、ＲＦ領域とＩＦ領域とで周波数スペクトラムが反転する様子を説明する図である。 本発明の第４の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。 ナイキスト定理を説明する図である。 図６に示した送信機において、サンプリング周波数を決定する方法を説明する図である。 本発明の第５の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第６の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第７の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第８の実施形態の送信機の構成を示すブロック図である。 本発明の送信機の構成の概要を示すブロック図である。

以下に、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
（１）第１の実施形態
本実施形態は、周波数帯域（以下、単に「帯域」と称す）ｆ１と帯域ｆ２との２通りの帯域の信号を増幅して送信するマルチバンド対応の送信機に適用されるものである。

なお、本明細書において、帯域Ｘという場合、この帯域は、中心周波数がＸであり、帯域幅がＸＬ〜ＸＨ（ＸＬ＜Ｘ＜ＸＨ）であるとする。

図１に示すように、本実施形態の送信機は、帯域ｆ１用の送信回路ＴＸ−１と、帯域ｆ２用の送信回路ＴＸ−２と、方向性結合器１７と、帯域制限部１８−１，１８−２と、帰還回路ＦＢと、を有している。

また、送信回路ＴＸ−１は、歪補償演算処理回路１１−１と、直交変調部１２−１と、ＤＡコンバータ（ディジタルアナログコンバータ）１３−１と、送信ＬＯ（ローカル）信号生成部１４−１と、周波数変換器（送信側周波数変換器）１５−１と、送信増幅器１６と、を有している。また、歪補償演算処理回路１１−１は、電力計算部１１１−１と、歪補償係数データメモリ１１２−１と、歪補償演算部１１３−１と、を有している。

また、送信回路ＴＸ−２は、歪補償演算処理回路１１−２と、直交変調部１２−２と、ＤＡコンバータ１３−２と、送信ＬＯ信号生成部１４−２と、周波数変換器（送信側周波数変換器）１５−２と、送信回路ＴＸ−１と共用の送信増幅器１６と、を有している。また、歪補償演算処理回路１１−２は、電力計算部１１１−２と、歪補償係数データメモリ１１２−２と、歪補償演算部１１３−２と、を有している。

このように、本実施形態においては、送信回路ＴＸ−１と送信回路ＴＸ−２とで、送信増幅器１６を共有している。

また、歪補償演算処理回路１１−１，１１−２の構成は一例であり、本発明はこれに限定されない。

また、帰還回路ＦＢは、経路切替部１９と、帰還ＬＯ信号生成部２０と、周波数変換器（帰還側周波数変換器）２１と、ＡＤコンバータ（アナログディジタルコンバータ）２２と、直交復調部２３と、歪補償係数算出部２４と、を有している。

電力計算部１１１−１は、帯域ｆ１用のディジタル直交ベースバンド信号の電力を計算する。

歪補償係数データメモリ１１２−１は、電力計算部１１１−１が計算した帯域ｆ１用のディジタル直交ベースバンド信号の電力に応じた歪補償係数を格納する。なお、この歪補償係数は、歪補償係数算出部２４により更新可能である。

歪補償演算部１１３−１は、電力計算部１１１−１が計算した電力に応じた歪補償係数を歪補償係数データメモリ１１２−１から読み出す。そして、歪補償演算部１１３−１は、帯域ｆ１用のディジタル直交ベースバンド信号に対し、上記で読み出した歪補償係数を用いて、複素乗算による歪補償演算を行うことで、歪み補償を行う。

直交変調部１２−１は、歪補償演算部１１３−１が歪補償をしたディジタル直交ベースバンド信号を直交変調し、ディジタルＩＦ（Intermediate Frequency）信号に変換する。

ＤＡコンバータ１３−１は、直交変調部１２−１が変換したディジタルＩＦ信号をアナログＩＦ信号にＤ／Ａ変換する。

送信ＬＯ信号生成部１４−１は、送信ＬＯ信号を生成する。

周波数変換器１５−１は、ＤＡコンバータ１３−１がＤ／Ａ変換したアナログＩＦ信号を、送信ＬＯ信号生成部１４−１が生成した送信ＬＯ信号と乗算することで周波数変換し、ＲＦ信号を生成する。

送信増幅器１６は、周波数変換器１５−１が生成した帯域ｆ１のＲＦ信号を増幅して送信する。

以上のようにして、送信回路ＴＸ−１において、帯域ｆ１のＲＦ信号が生成されて送信される。

また、歪補償演算処理回路１１−２、直交変調部１２−２、ＤＡコンバータ１３−２、送信ＬＯ信号生成部１４−２、および周波数変換器１５−２は、それぞれ、歪補償演算処理回路１１−１、直交変調部１２−１、ＤＡコンバータ１３−１、送信ＬＯ信号生成部１４−１、および周波数変換器１５−１と略同様の動作を行う。また、送信増幅器１６は、周波数変換器１５−２が生成した帯域ｆ２のＲＦ信号を増幅して送信する。

これにより、送信回路ＴＸ−２において、帯域ｆ２のＲＦ信号が生成されて送信される。

方向性結合器１７は、送信増幅器１６が送信したＲＦ信号の一部を分岐して参照用信号として帰還回路ＦＢにフィードバックする。

帯域制限部１８−１は、方向性結合器１７がフィードバックしたＲＦ信号の帯域を制限し、帯域ｆ１のＲＦ信号のみを出力する。

帯域制限部１８−２は、方向性結合器１７がフィードバックしたＲＦ信号の帯域を制限し、帯域ｆ２のＲＦ信号のみを出力する。

経路切替部１９は、周波数変換器２１に接続する経路を、帯域ｆ１用の帯域制限部１８−１側または帯域ｆ２用の帯域制限部１８−２側に時分割で切り替える。

すなわち、経路切替部１９は、帯域ｆ１のＲＦ信号または帯域ｆ２のＲＦ信号を時分割で切り替えて入力する。

帰還ＬＯ信号生成部２０は、帰還ＬＯ信号を生成する。

周波数変換器２１は、経路切替部１９に入力されたＲＦ信号を、帰還ＬＯ信号生成部２０が生成した帰還ＬＯ信号と乗算することで周波数変換し、アナログＩＦ信号を生成する。

ＡＤコンバータ２２は、周波数変換器２１が生成したアナログＩＦ信号をディジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換する。

直交復調部２３は、ＡＤコンバータ２２がＡ／Ｄ変換したディジタルＩＦ信号を直交復調し、ディジタル直交ベースバンド信号に変換する。

歪補償係数算出部２４は、直交復調部２３が出力した帯域ｆ１用と帯域ｆ２用のディジタル直交ベースバンド信号に基づいて、帯域ｆ１用と帯域ｆ２用の歪補償係数をそれぞれ算出し、算出した歪補償係数で歪補償係数データメモリ１１２−１，１１２−２に格納された歪補償係数をそれぞれ更新する。

本実施形態においては、帰還ＬＯ信号生成部２０が生成する帰還ＬＯ信号のＬＯ周波数ｆＬＯを、以下のようにする。

ｆＬＯ＝（ｆ１＋ｆ２）／２
この場合、周波数変換器２１に帯域ｆ１のＲＦ信号が入力されている時には、周波数変換器２１にて生成されたアナログＩＦ信号の周波数ｆＦＢＩＦは、以下のようになる。

ｆＦＢＩＦ＝（ｆ１−ｆ２）／２
また、周波数変換器２１に帯域ｆ２のＲＦ信号が入力されている時には、周波数ｆＦＢＩＦは、以下のようになる。

ｆＦＢＩＦ＝（ｆ２−ｆ１）／２
したがって、以降に、ＡＤコンバータ２２および直交復調部２３の処理を経て、帯域ｆ１用と帯域ｆ２用のディジタル直交ベースバンド信号をそれぞれ復調することができるため、歪補償係数算出部２４は、帯域ｆ１用と帯域ｆ２用の歪補償係数をそれぞれ算出することができる。

このように、本実施形態においては、送信増幅器１６から送信されたＲＦ信号をディジタル信号に変換するための経路（周波数変換器２１、ＡＤコンバータ２２、および直交復調部２３からなる経路）を、帯域ｆ１用と帯域ｆ２用にそれぞれ設けなくても、帯域ｆ１用と帯域ｆ２用のそれぞれの歪補償係数を算出することができる。

ただし、周波数ｆＦＢＩＦは、経路切替部１９の切り替えに応じて、（ｆ１−ｆ２）／２または（ｆ２−ｆ１）／２のいずれかとなるが、これらの周波数は、ｆ１とｆ２の大小関係に応じて、一方が負となる。この場合、周波数ｆＦＢＩＦが負となる方のアナログＩＦ信号は、周波数変換前後で周波数スペクトラムが反転してしまう。

そこで、歪補償係数算出部２４は、周波数変換の前後で周波数スペクトラムが反転しているか否かを判断し、反転している場合、ディジタル直交ベースバンド信号のＩｂ信号とＱｂ信号とを交換するＩ／Ｑ交換を行う。

ここで、帰還回路ＦＢにおける周波数変換前後の周波数スペクトラムについて、図２を参照して説明する。

なお、図２においては、ｆ１＜ｆ２の関係にある。また、図２において、右側は、周波数変換前のＲＦ信号の周波数スペクトラムを示し、左側は、周波数変換後のアナログＩＦ信号の周波数スペクトラムを示している。

図２に示すように、周波数変換器２１には、経路切替部１９により、時分割で帯域ｆ１または帯域ｆ２のどちらかのＲＦ信号が入力される。

本実施形態においては、帰還ＬＯ信号のＬＯ周波数ｆＬＯを、（ｆ１＋ｆ２）／２としているため、帯域ｆ１のＲＦ信号の入力時には、周波数変換器２１にて周波数変換されるアナログＩＦ信号の周波数ｆＦＢＩＦは、（ｆ１−ｆ２）／２となり、また、帯域ｆ２のＲＦ信号の入力時には、周波数ｆＦＢＩＦは、（ｆ２−ｆ１）／２となる。

ここでは、ｆ１＜ｆ２の関係にあるため、帯域ｆ１のＲＦ信号を周波数変換したアナログＩＦ信号の周波数ｆＦＢＩＦ（＝（ｆ１−ｆ２）／２）は負となる。そのため、帯域ｆ１のＲＦ信号は、周波数変換前後で周波数スペクトラムが反転してしまい、歪補償係数を正しく算出することができなくなってしまう。

そこで、歪補償係数算出部２４は、帯域ｆ１のＲＦ信号を周波数変換したアナログＩＦ信号については、ＡＤコンバータ２２によりＡ／Ｄ変換され、直交復調部２３により直交復調された後のディジタル直交ベースバンド信号のＩｂ信号とＱｂ信号とを交換する。

上述したように、本実施形態においては、経路切替部１９は、帯域ｆ１，ｆ２のＲＦ信号を時分割で切り替えて入力し、周波数変換器２１は、時分割に入力された帯域ｆ１，ｆ２のそれぞれのＲＦ信号に対し、ＬＯ周波数ｆＬＯ＝（ｆ１＋ｆ２）／２である帰還ＬＯ信号と乗算することで周波数変換する。

したがって、帯域ｆ１，ｆ２用のそれぞれのディジタル直交ベースバンド信号を復調し歪補償係数を算出することができるため、周波数変換器２１、ＡＤコンバータ２２、および直交復調部２３からなる経路を、帯域ｆ１用と帯域ｆ２用とで共通化することができる。

これにより、送信機の小型化、低コスト化を図ることができるという効果が得られる。

また、本実施形態においては、歪補償係数算出部２４は、周波数変換の前後で周波数スペクトラムが反転している場合、ディジタル直交ベースバンド信号のＩｂ信号とＱｂ信号とを交換するＩ／Ｑ交換を行う。

これにより、周波数スペクトラムが反転したとしても、歪補償係数を正しく算出することができるという効果が得られる。

（２）第２の実施形態
第１の実施形態は、送信回路ＴＸ−１と送信回路ＴＸ−２とで送信増幅器１６を共有していた。これに対して、本実施形態は、送信回路ＴＸ−１と送信回路ＴＸ−２とに個別に送信増幅器を設ける。

図３に示すように、本実施形態の送信機は、図１の第１の実施形態と比較して、送信増幅器１６の代わりに、送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２のそれぞれに送信増幅器１６−１，１６−２を設けた点と、方向性結合器１７の代わりに、方向性結合器１７−１，１７−２を設けた点と、が異なる。

すなわち、本実施形態においては、帯域ｆ１のＲＦ信号は、送信増幅器１６−１により増幅されて送信され、方向性結合器１７−１によりフィードバックさせられる。

また、帯域ｆ２のＲＦ信号は、送信増幅器１６−２により増幅されて送信され、方向性結合器１７−２によりフィードバックさせられる。

上述したように本実施形態においては、第１の実施形態と同様に、周波数変換器２１、ＡＤコンバータ２２、および直交復調部２３からなる経路を、帯域ｆ１用と帯域ｆ２用とで共通化することができるため、送信機の小型化、低コスト化を図ることができるという効果が得られる。

なお、本実施形態においては、帯域ｆ１のＲＦ信号と帯域ｆ２のＲＦ信号とを、それぞれ個別に送信増幅器１６−１，１６−２にて増幅しているため、帯域制限部１８−１，１８−２は必ずしも必要はない。しかし、ＲＦ信号に所望の周波数成分以外の妨害信号が含まれる可能性がある場合は（例えば、帯域ｆ１，ｆ２が近い帯域にある場合等）、帯域制限部１８−１，１８−２を設ける必要がある。

（３）第３の実施形態
第１および第２の実施形態は、送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２と帰還回路ＦＢとでそれぞれ個別にＬＯ信号を生成していた。これに対して、本実施形態は、送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２と帰還回路ＦＢとで共通のＬＯ信号を生成する。

図４に示すように、本実施形態の送信機は、図３の第２の実施形態と比較して、送信ＬＯ信号生成部１４−１，１４−２および帰還ＬＯ信号生成部２０の代わりに、帰還回路ＦＢに共通ＬＯ信号生成部２５を設けた点と、送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２のそれぞれに帯域制限部２６−１，２６−２を追加で設けた点と、が異なる。

本実施形態においては、ｆ１＜ｆ２の関係にあるものとし、共通ＬＯ信号生成部２５が生成する共通ＬＯ信号のＬＯ周波数ｆＬＯを、以下のようにする。

ｆＬＯ＝（ｆ１＋ｆ２）／２
この共通ＬＯ信号は、周波数変換器１５−１，１５−２，２１にそれぞれ入力される。

また、ＤＡコンバータ１３−１，１３−２のそれぞれから出力されるアナログＩＦ信号の周波数ｆＴＸＩＦを、以下のようにする。

ｆＴＸＩＦ＝（ｆ２−ｆ１）／２
この周波数ｆＴＸＩＦは、ｆ１＜ｆ２の関係にあることから、必ず正となる。

なお、周波数ｆＴＸＩＦを上記の値にする方法としては、歪補償演算処理回路１１−１，１１−２に入力される元々のディジタル直交ベースバンド信号の周波数を制御する方法や、直交変調部１２−１，１２−２またはＤＡコンバータ１３−１，１３−２の内部で周波数変換を行う方法が考えられる。

また、周波数変換器１５−１，１５−２は、イメージ抑圧（キャンセル）型の周波数変換器とする（例えば、David M. Pozar, “MICROWAVE ENGINEERING -THIRD EDITION”, P.627-630, 2004年）。

イメージ抑圧型の周波数変換器において、周波数変換後の周波数を、ＬＯ周波数に対して上側波帯または下側波帯のどちらになるかを選択可能であることはよく知られている。

そこで、本実施形態においては、周波数変換器１５−１は、ＤＡコンバータ１３−１から出力されるアナログＩＦ信号のローサイド側の周波数スペクトラム（すなわち、周波数変換後のＲＦ信号の周波数がＬＯ周波数に対して下側波帯になる周波数スペクトラム）を選択し、選択した周波数スペクトラムに対して周波数変換を行う。

一方、周波数変換器１５−２は、ＤＡコンバータ１３−２から出力されるアナログＩＦ信号のハイサイド側の周波数スペクトラム（すなわち、周波数変換後のＲＦ信号の周波数がＬＯ周波数に対して上側波帯になる周波数スペクトラム）を選択し、選択した周波数スペクトラムに対して周波数変換を行う。

ここで、送信回路ＴＸ−１における周波数変換前後の周波数スペクトラムについて、図５を参照して説明する。

なお、図５において、右側は、周波数変換後のＲＦ信号の周波数スペクトラムを示し、左側は、周波数変換前のアナログＩＦ信号の周波数スペクトラムを示している。

図５に示すように、ＤＡコンバータ１３−１，１３−２のそれぞれから出力されるアナログＩＦ信号の周波数ｆＴＸＩＦは（ｆ２−ｆ１）／２である。

周波数変換器１５−１は、周波数変換後のＲＦ信号の周波数がＬＯ周波数ｆＬＯ（＝（ｆ１＋ｆ２）／２）に対して下側波帯のｆ１になるように、ローサイド側の周波数スペクトラムを選択し、周波数変換を行う。

一方、周波数変換器１５−２は、周波数変換後のＲＦ信号の周波数がＬＯ周波数ｆＬＯ（＝（ｆ１＋ｆ２）／２）に対して上側波帯のｆ２になるように、ハイサイド側の周波数スペクトラムを選択し、周波数変換を行う。

ただし、周波数変換器１５−１による周波数変換後のＲＦ信号の周波数ｆ１は、ＬＯ周波数ｆＬＯ（＝（ｆ１＋ｆ２）／２）に対して下側波帯となるため、図２で説明したように、周波数変換の前後で周波数スペクトラムは反転してしまう。

そこで、本実施形態においては、歪補償演算部１１３−１は、ディジタル直交ベースバンド信号のＩ’信号とＱ’信号とを予め交換し、直交変調部１２−１に出力する。

一方、周波数変換器１５−２による周波数変換後のＲＦ信号の周波数ｆ２は、ＬＯ周波数ｆＬＯ（＝（ｆ１＋ｆ２）／２）に対して上側波帯となるため、図２で説明したように、周波数変換の前後で周波数スペクトラムが反転することはない。

周波数変換器１５−１にて周波数変換が行われたＲＦ信号は、帯域制限部２６−１により帯域がｆ１に制限された上で、送信増幅器１６−１に入力され、また、周波数変換器１５−２にて周波数変換が行われたＲＦ信号は、帯域制限部２６−２により帯域がｆ２に制限された上で、送信増幅器１６−２に入力される。

上述したように本実施形態においては、第１および第２の実施形態と同様に、周波数変換器２１、ＡＤコンバータ２２、および直交復調部２３からなる経路を、帯域ｆ１用と帯域ｆ２用とで共通化することができるため、送信機の小型化、低コスト化を図ることができるという効果が得られる。

また、本実施形態においては、送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２と帰還回路ＦＢとでＬＯ信号を共通化しているため、部品点数を削減することができるという効果や、送信機の小型化が図れるという効果が得られる。

また、第１および第２の実施形態においては、送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２と帰還回路ＦＢとでＬＯ信号を個別に生成している。この場合、送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２と帰還回路ＦＢとでＬＯ信号の位相揺らぎ（位相雑音）に相関はない。そのため、例えば、送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２側のＬＯ信号に正方向の位相揺らぎが生じ、帰還回路ＦＢ側のＬＯ信号に負方向の位相揺らぎが生じたとすると、それらの揺れ幅も方向にも相関がない。そのため、帰還回路ＦＢ側のＲＦ信号に対するＴＸ−１，ＴＸ−２側のＬＯ信号の位相雑音による影響は大きくなる。

これに対して、本実施形態においては、送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２と帰還回路ＦＢとでＬＯ信号を共通にしているため、送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２と帰還回路ＦＢとでＬＯ信号の位相揺らぎの方向も揺れ幅も同様になり、その結果、帰還回路ＦＢ側のＲＦ信号に対する送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２側のＬＯ信号の位相雑音による影響が小さくなるという効果が得られる。

なお、本実施形態においては、帯域制限部１８−１，１８−２，２６−１，２６−２は必ずしも必要はない。しかし、ＲＦ信号に所望の周波数成分以外の妨害信号が含まれる可能性がある場合は（例えば、帯域ｆ１，ｆ２が近い帯域にある場合等）、帯域制限部１８−１，１８−２，２６−１，２６−２を設ける必要がある。

また、本実施形態においては、送信回路ＴＸ−１と送信回路ＴＸ−２とに個別に送信増幅器１６−１，１６−２を設けていたが、第１の実施形態のように、送信回路ＴＸ−１と送信回路ＴＸ−２とで送信増幅器１６や、さらには方向性結合器１７までを共有しても良い。

（４）第４の実施形態
図６に示すように、本実施形態の送信機は、図４の第３の実施形態と比較して、周波数変換器１５−１，１５−２，２１を削除した点と、共通ＬＯ信号生成部２５を削除した点と、帰還回路ＦＢにクロック信号生成部２７を追加で設けた点と、が異なる。

第１〜第３の実施形態は、周波数変換器２１が、時分割で入力された帯域ｆ１，ｆ２のそれぞれのＲＦ信号に対し、ＬＯ周波数ｆＬＯ＝（ｆ１＋ｆ２）／２である帰還ＬＯ信号と乗算し周波数変換することで、帯域ｆ１，ｆ２用の信号を取り出していた。

これに対して、本実施形態は、ＡＤコンバータ２２が、時分割で入力された帯域ｆ１，ｆ２のそれぞれのＲＦ信号のサンプリングを行うことで、帯域ｆ１，ｆ２用の信号を取り出す。このように、ＡＤコンバータ２２にはＲＦ信号を直接入力する構成であるため、帰還回路ＦＢに周波数変換器２１は不要である。また、これに伴い、送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２の周波数変換器１５−１，１５−２も不要である。

図６に示すように、本実施形態の送信機は、図４の第３の実施形態と比較して、周波数変換器１５−１，１５−２，２１を削除した点と、共通ＬＯ信号生成部２５を削除した点と、帰還回路ＦＢにクロック信号生成部２７を追加で設けた点と、が異なる。

クロック信号生成部２７は、サンプリング周波数ｆｓのクロック信号を生成する。

ＡＤコンバータ２２は、経路切替部１９に入力されたＲＦ信号をサンプリング周波数ｆｓでサンプリング（アンダーサンプリングを含む）し、サンプリングしたＲＦ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換する。

ここで、サンプリング周波数ｆｓの選択方法について説明する。

図７に示すように、ナイキスト定理によれば、サンプリング周波数ｆｓでサンプリング可能な歪みを含む信号の帯域幅はｆｓ／２までとされている。また、ｆｓ／２を単位とする帯域はナイキストゾーンと称される。また、ｎを自然数としたとき、（ｎ−１）＊（ｆｓ／２）〜ｎ＊（ｆｓ／２）の帯域は、第ｎナイキストゾーンと称される。

図８に示すように、サンプリング周波数ｆｓは、帯域ｆ１とｆ２がそれぞれ異なるナイキストゾーンに割り当てられるように選択する。なお、帯域ｆ１とｆ２を同一のナイキストゾーンに含むようにサンプリング周波数ｆｓを選択することも可能ではあるが、相当高いサンプリング周波数ｆｓが必要となる場合があるためｆ１やｆ２の周波数が離れたり、増幅器で発生する歪みの周波数帯域が広くなる場合には実現に困難を伴う場合が多い。

すなわち、ｆ１＜ｆ２の関係にあり、Ｎ，Ｍを互いに異なる自然数とし、Ｎ＜Ｍの関係にあるとき、
ｆ１Ｌ＞（Ｎ−１）＊ｆｓ／２ かつ ｆ１Ｈ＜Ｎ＊ｆｓ／２
と、
ｆ２Ｌ＞（Ｍ−１）＊ｆｓ／２ かつ ｆ２Ｈ＜Ｍ＊ｆｓ／２
と、を満たすように、ｆｓを選択する。

また、望ましくは、サンプリング周波数ｆｓは、ｆ１，ｆ２がナイキストゾーンの略中央部に配置されるように選択する。これによれば、広帯域化を実現できる。

すなわち、
ｆｓ≒４＊ｆ１／（２＊Ｎ−１） かつ ｆｓ≒４＊ｆ２／（２＊Ｍ−１）
を満たすように、ｆｓを選択する。

より具体的には、ｆｓは、以下のいずれかを満たすように選択する。
（Ａ）ｆ１とｆ２がナイキストゾーンのちょうど中央に配置される。
（Ｂ）ｆ１の信号帯域、ｆ２の信号帯域の両方が、各ナイキストゾーンの中心周波数を含む（ここでいう信号帯域は図８の直角三角形の部分で歪みの帯域は含まない。以下同様）。
（Ｃ）ｆ１の信号帯域、ｆ２の信号帯域の少なくともどちらか一方は各ナイキストゾーンの中心周波数を含む。
（Ｄ）ｆ１の信号帯域、ｆ２の信号帯域のどちらもナイキストゾーンの中心周波数を含まないが、各々歪みまで含めた帯域はナイキストゾーン内にある。
（Ｅ）ｆ１の信号帯域、ｆ２の信号帯域の両方が、ナイキストゾーンを３分割した場合における中央の領域に配置される。

また、望ましくは、広帯域化の実現のためには、サンプリング周波数ｆｓは、大きい値を選択する。

例えば、帯域ｆ１を第一ナイキストゾーンに割り当て、帯域ｆ２を第二ナイキストゾーンに割り当てることを考えた場合には
ｆ１Ｈ＜１＊ｆｓ／２＜ｆ２Ｌ
を満たすように、ｆｓを選択する。

上述したように本実施形態においては、ＡＤコンバータ２２および直交復調部２３からなる経路を、帯域ｆ１用と帯域ｆ２用とで共通化することができるため、送信機の小型化、低コスト化を図ることができるという効果が得られる。

また、本実施形態においては、第１〜第３の実施形態と比較して、周波数変換器が不要となるため、送信機のさらなる小型化、低コスト化を図ることができるという効果が得られる。

なお、本実施形態においては、図４の第３の実施形態と同様に、帯域制限部１８−１，１８−２，２６−１，２６−２は必ずしも必要はない。

また、本実施形態においては、第１の実施形態のように、送信回路ＴＸ−１と送信回路ＴＸ−２とで送信増幅器１６を共有しても良い。

また、本実施形態においては、第１〜第３の実施形態のように、送信回路ＴＸ−１，ＴＸ−２に周波数変換器を設けても良い。

また、本実施形態においては、２帯域のデュアルバンドを例に説明しているが、ｎ（ｎは２以上の自然数）帯域まで拡張することが可能である。

（５）第５の実施形態
第１〜第４の実施形態において、経路切替部１９は、時分割で帯域ｆ１用の経路または帯域ｆ２用の経路に切り替えている。経路切替部１９が切り替えを行う比率は、例えば、各経路に均等に、例えば５０％ずつとすることも考えられる。

しかし、帯域ｆ１のＲＦ信号と帯域ｆ２のＲＦ信号とは、例えばモバイル通信用基地局を考慮すると、複数周波数帯のそれぞれに、ユーザー数やデータチャネルの相違などのトラフィック状況や通信の伝搬品質状況など、周波数帯域ごとに大いに異なることが考えられる。さらには送信増幅器の非線形具合（振幅歪み、位相歪み）も異なる場合が多いと考えられる。これより送信増幅器で帯域ｆ１と帯域ｆ２で歪みの発生状況が異なることになる。

そのため、歪みが多く発生している経路に切り替える時間を多くして、歪み補償の時間を多く取れば、送信機の動作の安定化を図ることができる。

そこで、本実施形態、および、以降の第６〜第８の実施形態においては、帯域ｆ１のＲＦ信号と帯域ｆ２のＲＦ信号の情報に基づいて、経路切替部１９の切替動作を制御する。

なお、本実施形態、および、以降の第６〜第８の実施形態においては、図３の第２の実施形態に適用する場合を例に挙げて説明するが、第１、第３、および第４の実施形態に適用することも当然に可能である。

一般的に、信号の電力が高ければ、送信増幅器１６−１，１６−２に発生する歪みも多く発生する。

そこで、本実施形態は、歪補償演算処理回路１１−１，１１−２に入力されるディジタル直交ベースバンド信号の電力に基づいて、経路切替部１９の切替動作を制御する。

図９に示すように、本実施形態の送信機は、図３の第２の実施形態と比較して、切替判定部２８と、切替制御部２９と、を追加で設けた点が異なる。

切替判定部２８は、電力計算部１１１−１，１１１−２のそれぞれにて計算された、帯域ｆ１，ｆ２用のディジタル直交ベースバンド信号のそれぞれの電力の計算結果に基づいて、経路切替部１９が切り替える経路（すなわち、経路切替部１９に入力するＲＦ信号）を判定する。

例えば、帯域ｆ１用の経路に切り替える時間比率をτ［％］、帯域ｆ１側の電力をＰｆ１［Ｗ］、帯域ｆ２側の電力をＰｆ２［Ｗ］とすると、切替判定部２８は、以下のように、τを判定する。

τ＝Ｐｆ１／（Ｐｆ１＋Ｐｆ２）＊１００［％］
また、Ｐｆ１またはＰｆ２の一方の絶対値が低く、一方の経路に歪み補償が不要になった場合には、切替判定部２８は、他方の経路のみに継続して切り替えておくことも可能である。

また、Ｐｆ１およびＰｆ２の両方の絶対値が低く、両方の経路ともに歪み補償が不要になった場合には、切替判定部２８は、両方の経路を遮断することも、両方の経路に均等の割合で切り替えることも可能である。

切替判定部２８は、現時点で切り替える経路を示す判定結果を歪補償係数算出部２４に出力する。この判定結果は、歪補償係数算出部２４により切替制御部２９に出力される。

切替制御部２９は、判定結果が示す経路への切り替えを行うよう経路切替部１９に指示する。

これを受けて、経路切替部１９は、判定結果が示す経路への切り替えを行い、歪補償係数算出部２４は、判定結果が示す経路の歪補償係数を算出する。

上述したように本実施形態においては、歪補償演算処理回路１１−１，１１−２に入力されるディジタル直交ベースバンド信号の電力に基づいて、経路切替部１９が切り替える経路を判定する。

そのため、ディジタル直交ベースバンド信号の電力が高く、歪みが多く発生している経路に切り替える時間を多くすることができるため、送信機の動作の安定化を図ることができるという効果が得られる。

また、本実施形態においては、歪補償演算処理回路１１−１，１１−２に入力されるディジタル直交ベースバンド信号の電力に基づいて経路を判定するため、経路切替部１９の切替動作の高速化を図れるという効果が得られる。

その他の効果は、第１〜第４の実施形態と同様である。

（６）第６の実施形態
第５の実施形態は、歪補償演算処理回路１１−１，１１−２に入力されるディジタル直交ベースバンド信号の電力に基づいて、経路切替部１９の切替動作を制御していた。

これに対して、本実施形態は、直交復調部２３から出力されたディジタル直交ベースバンド信号の電力に基づいて、経路切替部１９の切替動作を制御する。

図１０に示すように、本実施形態の送信機は、図３の第２の実施形態と比較して、電力計算部３０と、切替判定部３１と、切替制御部３２と、を追加で設けた点が異なる。

電力計算部３０は、直交復調部２３から出力された、帯域ｆ１，ｆ２用のディジタル直交ベースバンド信号のそれぞれの電力を計算する。

切替判定部３１は、電力計算部３０にて計算された、帯域ｆ１，ｆ２用のディジタル直交ベースバンド信号のそれぞれの電力の計算結果に基づいて、経路切替部１９が切り替える経路（すなわち、経路切替部１９に入力するＲＦ信号）を判定する。なお、この判定方法は、第５の実施形態と同様の方法が利用できる。

また、切替判定部３１は、現時点で切り替える経路を示す判定結果を電力計算部３０に出力する。これにより、電力計算部３０は、帯域ｆ１，ｆ２用のディジタル直交ベースバンド信号のどちらの電力を計算しているかを判断することができる。

また、切替判定部３１は、上記の判定結果を歪補償係数算出部２４にも出力する。この判定結果は、歪補償係数算出部２４により切替制御部３２に出力される。

切替制御部３２は、判定結果が示す経路への切り替えを行うよう経路切替部１９に指示する。

これを受けて、経路切替部１９は、判定結果が示す経路への切り替えを行い、歪補償係数算出部２４は、判定結果が示す経路の歪補償係数を算出する。

上述したように本実施形態においては、直交復調部２３から出力されたディジタル直交ベースバンド信号の電力に基づいて、経路切替部１９が切り替える経路を判定する。

そのため、第５の実施形態と同様に、ディジタル直交ベースバンド信号の電力が高く、歪みが多く発生している経路に切り替える時間を多くすることができるため、送信機の動作の安定化を図ることができるという効果が得られる。

また、本実施形態においては、直交復調部２３から出力されたディジタル直交ベースバンド信号の電力に基づいて経路を判定するため、例えば、温度などの影響で送信増幅器１６−１，１６−２の利得が変動した場合等でも、送信機の動作の安定化を図ることができるという効果が得られる。

その他の効果は、第１〜第４の実施形態と同様である。

なお、本実施形態においては、判定結果は、切替判定部３１から直接電力計算部３０に出力する構成であったが、切替制御部３２から電力計算部３０に出力しても良い。

（７）第７の実施形態
歪補償係数データメモリ１１１−１，１１１−２にそれぞれ格納された、帯域ｆ１，ｆ２用の歪補償係数は、送信増幅器１６−１，１６−２に発生する歪みの非線形具合（振幅歪み、位相歪み）を反映したものとなる。

そこで、本実施形態は、歪補償係数データメモリ１１１−１，１１１−２にそれぞれ格納された、帯域ｆ１，ｆ２用の歪補償係数に基づいて、経路切替部１９の切替動作を制御する。

図１１に示すように、本実施形態の送信機は、図３の第２の実施形態と比較して、切替判定部３３と、切替制御部３４と、を追加で設けた点が異なる。

切替判定部３３は、歪補償係数データメモリ１１１−１，１１１−２にそれぞれ格納された、帯域ｆ１，ｆ２用の歪補償係数に基づいて、経路切替部１９が切り替える経路（すなわち、経路切替部１９に入力するＲＦ信号）を判定する。

例えば、切替判定部３３は、歪補償係数に基づいて、帯域ｆ１，ｆ２用の経路のうち歪みが多く発生している経路を特定し、特定した経路に切り替える時間比率τ［％］を、５０％よりも多くする。

また、切替判定部３３は、現時点で切り替える経路を示す判定結果を歪補償係数算出部２４に出力する。この判定結果は、歪補償係数算出部２４により切替制御部３４に出力される。

切替制御部３４は、判定結果が示す経路への切り替えを行うよう経路切替部１９に指示する。

これを受けて、経路切替部１９は、判定結果が示す経路への切り替えを行い、歪補償係数算出部２４は、判定結果が示す経路の歪補償係数を算出する。

上述したように本実施形態においては、歪補償係数データメモリ１１１−１，１１１−２に格納された歪補償係数に基づいて、経路切替部１９が切り替える経路を判定する。

そのため、第５および第６の実施形態と同様に、歪みが多く発生している経路に切り替える時間を多くすることができるため、送信機の動作の安定化を図ることができるという効果が得られる。

また、本実施形態においては、送信増幅器１６−１，１６−２に発生する歪みの非線形具合（振幅歪み、位相歪み）を反映した歪補償係数に基づいて経路を判定するため、送信機の動作のさらなる安定化を図ることができると共に、歪み補償の精度の向上を図ることができるという効果が得られる。

その他の効果は、第１〜第４の実施形態と同様である。

（８）第８の実施形態
直交復調部２３から出力されたディジタル直交ベースバンド信号の周波数スペクトラムを検出した場合、その周波数スペクトラムは、送信増幅器１６−１，１６−２に発生する歪みの非線形具合（振幅歪み、位相歪み）を反映したものとなる。

そこで、本実施形態は、直交復調部２３から出力されたディジタル直交ベースバンド信号の周波数スペクトラムに基づいて、経路切替部１９の切替動作を制御する。

図１２に示すように、本実施形態の送信機は、図３の第２の実施形態と比較して、スペクトラム検出部３５と、切替判定部３６と、切替制御部３７と、を追加で設けた点が異なる。

スペクトラム検出部３５は、直交復調部２３から出力された、帯域ｆ１，ｆ２用のディジタル直交ベースバンド信号のそれぞれをＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理する等により、周波数スペクトラムを検出する。

切替判定部３６は、スペクトラム検出部３５にて検出された、帯域ｆ１，ｆ２用のディジタル直交ベースバンド信号のそれぞれの周波数スペクトラムの検出結果に基づいて、経路切替部１９が切り替える経路（すなわち、経路切替部１９に入力するＲＦ信号）を判定する。

例えば、切替判定部３６は、周波数スペクトラムの検出結果に基づいて、帯域ｆ１，ｆ２用の経路のうち歪みが多く発生している経路を特定し、特定した経路に切り替える時間比率τ［％］を、他方の経路よりも多くする。

また、切替判定部３６は、現時点で切り替える経路を示す判定結果をスペクトラム検出部３５に出力する。これにより、スペクトラム検出部３５は、帯域ｆ１，ｆ２用のディジタル直交ベースバンド信号のどちらの周波数スペクトラムを検出しているかを判断することができる。

また、切替判定部３６は、上記の判定結果を歪補償係数算出部２４にも出力する。この判定結果は、歪補償係数算出部２４により切替制御部３７に出力される。

切替制御部３７は、判定結果が示す経路への切り替えを行うよう経路切替部１９に指示する。

これを受けて、経路切替部１９は、判定結果が示す経路への切り替えを行い、歪補償係数算出部２４は、判定結果が示す経路の歪補償係数を算出する。

上述したように本実施形態においては、直交復調部２３から出力されたディジタル直交ベースバンド信号の周波数スペクトラムに基づいて、経路切替部１９が切り替える経路を判定する。

そのため、第５〜第７の実施形態と同様に、歪みが多く発生している経路に切り替える時間を多くすることができるため、送信機の動作の安定化を図ることができるという効果が得られる。

また、本実施形態においては、直交復調部２３から出力されたディジタル直交ベースバンド信号の周波数スペクトラムに基づいて経路を判定するため、送信機の動作のさらなる安定化を図ることができると共に、歪み補償の精度の向上を図ることができるという効果が得られる。

その他の効果は、第１〜第４の実施形態と同様である。

なお、本実施形態においては、判定結果は、切替判定部３６から直接スペクトラム検出部３５に出力する構成であったが、切替制御部３７からスペクトラム検出部３５に出力しても良い。

ここで、本発明の概要について説明する。

図１３に示すように、本発明の送信機は、複数の送信回路ＴＸ−１〜ＴＸ−ｎ（ｎは２以上の自然数）と、帰還回路ＦＢと、を有している。

送信回路ＴＸ−１〜ＴＸ−ｎのそれぞれは、互いに異なる帯域の信号を歪補償して増幅して送信する。

帰還回路ＦＢは、送信回路ＴＸ−１〜ＴＸ−ｎのそれぞれから送信された信号をフィードバックするもので、複数の送信回路ＴＸ−１〜ＴＸ−ｎに共通する回路である。

また、帰還回路ＦＢは、経路切替部１００と、処理部２００と、歪補償係数算出部３００と、を有している。

経路切替部１００は、送信回路ＴＸ−１〜ＴＸ−ｎのそれぞれから送信された信号を切り替えて入力する。

処理部２００は、経路切替部１００により入力された互いに異なる帯域の信号に対して、共通の信号を用いて所定の処理を行う。

具体的には、処理部２００は、ｎ＝２である場合、第１〜第３の実施形態の周波数変換器２１として実現することができ、この場合、処理部２００は、経路切替部１００により入力された互いに異なる周波数帯域の信号の各々に対し、同じ周波数の共通のローカル信号と乗算することで周波数変換する処理を所定の処理として行う。

または、処理部２００は、第４の実施形態のＡＤコンバータ２２として実現することができ、この場合、処理部２００は、経路切替部１００により入力された互いに異なる周波数帯域の信号の各々に対し、共通のクロック信号のサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングした信号をＡ／Ｄ変換する処理を所定の処理として行う。

歪補償係数算出部３００は、処理部２００にて所定の処理が行われた各々の信号に基づいて、送信回路ＴＸ−１〜ＴＸ−ｎのそれぞれにて歪みを補償するために用いる歪補償係数を算出し、算出した歪補償係数を送信回路ＴＸ−１〜ＴＸ−ｎのそれぞれに出力する。

上述したように、本発明においては、経路切替部１００は、送信回路ＴＸ−１〜ＴＸ−ｎのそれぞれから送信された信号を切り替えて入力し、処理部２００は、経路切替部１００により入力された互いに異なる帯域の信号に対して、共通の信号を用いて所定の処理を行う。

そのため、歪補償係数算出部３００において、複数の帯域用の歪補償係数をそれぞれ算出することができるため、複数の帯域用に処理部２００を共通化することができる。

以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

本出願は、２０１２年２月９日に出願された日本出願特願２０１２−２６２５４を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (17)

1. 各々が互いに異なる周波数帯域の信号を歪補償して増幅して送信する複数の送信回路と、
   前記複数の送信回路の各々から送信された信号をフィードバックする共通の帰還回路と、を有し、
   前記共通の帰還回路は、
   前記複数の送信回路の各々から送信された信号を切り替えて入力する経路切替部と、
   前記経路切替部により入力された互いに異なる周波数帯域の信号の各々に対し、同じ周波数の共通のローカル信号と乗算することで周波数変換する周波数変換部と、
   前記周波数変換部にて周波数変換された各々の信号に基づいて、前記複数の送信回路の各々にて前記歪補償に用いる歪補償係数を算出する歪補償係数算出部と、を備え、
   前記共通のローカル信号の周波数は、前記複数の送信回路から送信される、前記互いに異なる周波数帯域の信号の中心周波数の平均値に設定されている、送信機。
2. 各々が互いに異なる周波数帯域の信号を歪補償して増幅して送信する複数の送信回路と、
   前記複数の送信回路の各々から送信された信号をフィードバックする共通の帰還回路と、を有し、
   前記共通の帰還回路は、
   前記複数の送信回路の各々から送信された信号を切り替えて入力する経路切替部と、
   前記経路切替部により入力された互いに異なる周波数帯域の信号の各々に対し、同じ周波数の共通のローカル信号と乗算することで周波数変換する周波数変換部と、
   前記周波数変換部にて周波数変換された各々の信号に基づいて、前記複数の送信回路の各々にて前記歪補償に用いる歪補償係数を算出する歪補償係数算出部と、を備え、
   前記複数の送信回路は、
   中心周波数がｆ１である第１の周波数帯域の信号を送信する第１の送信回路と、
   中心周波数がｆ２（ｆ１＜ｆ２）である第２の周波数帯域の信号を送信する第２の送信回路と、であり、
   前記共通のローカル信号の周波数が（ｆ１＋ｆ２）／２である、送信機。
3. 前記共通の帰還回路は、
   前記共通のローカル信号を生成するローカル信号生成部をさらに備える、請求項２に記載の送信機。
4. 前記第１および第２の送信回路の各々は、
   入力された信号を、前記歪補償係数算出部にて算出された歪補償係数を用いて、歪補償する歪補償演算処理回路と、
   前記歪補償演算処理回路により歪補償された信号を増幅して送信する送信増幅部と、を備える、請求項２または３に記載の送信機。
5. 前記第１および第２の送信回路の各々は、
   前記歪補償演算処理回路により歪補償された信号を直交変調する直交変調部と、
   前記直交変調部にて直交変調された信号をＤ／Ａ変換するＤＡコンバータと、
   前記ＤＡコンバータにてＤ／Ａ変換された信号に対し、前記ローカル信号と乗算することで周波数変換する送信側周波数変換器と、をさらに備え、
   前記第１および第２の送信回路の各々の送信増幅部は、
   前記送信側周波数変換器にて周波数変換された信号を増幅して送信し、
   前記第１および第２の送信回路の各々の前記ＤＡコンバータは、
   周波数が（ｆ２−ｆ１）／２である信号を出力し、
   前記第１の送信回路の前記送信側周波数変換器は、
   前記Ｄ／Ａ変換された信号に対し、ローサイド側の周波数スペクトラムを選択した上で、周波数変換をし、
   前記第２の送信回路の前記送信側周波数変換器は、
   前記Ｄ／Ａ変換された信号に対し、ハイサイド側の周波数スペクトラムを選択した上で、周波数変換をする、請求項４に記載の送信機。
6. 前記第１および第２の送信回路は、前記送信増幅器を共有する、請求項５に記載の送信機。
7. 各々が互いに異なる周波数帯域の信号を歪補償して増幅して送信する複数の送信回路と、
   前記複数の送信回路の各々から送信された信号をフィードバックする共通の帰還回路と、を有し、
   前記共通の帰還回路は、
   前記複数の送信回路の各々から送信された信号を切り替えて入力する経路切替部と、
   前記経路切替部により入力された互いに異なる周波数帯域の信号の各々に対し、共通のクロック信号のサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングした信号をＡ／Ｄ変換するＡＤコンバータと、
   前記ＡＤコンバータにてＡ／Ｄ変換された各々の信号に基づいて、前記複数の送信回路の各々にて前記歪補償に用いる歪補償係数を算出する歪補償係数算出部と、を備え、
   前記共通のクロック信号は、前記複数の周波数帯域の各々が互いに異なるナイキストゾーンに割り当てられるようなサンプリング周波数のクロック信号である、送信機。
8. 各々が互いに異なる周波数帯域の信号を歪補償して増幅して送信する複数の送信回路と、
   前記複数の送信回路の各々から送信された信号をフィードバックする共通の帰還回路と、を有し、
   前記共通の帰還回路は、
   前記複数の送信回路の各々から送信された信号を切り替えて入力する経路切替部と、
   前記経路切替部により入力された互いに異なる周波数帯域の信号の各々に対し、共通のクロック信号のサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングした信号をＡ／Ｄ変換するＡＤコンバータと、
   前記ＡＤコンバータにてＡ／Ｄ変換された各々の信号に基づいて、前記複数の送信回路の各々にて前記歪補償に用いる歪補償係数を算出する歪補償係数算出部と、を備え、
   前記共通のクロック信号は、前記複数の周波数帯域の各々が互いに異なるナイキストゾーンに割り当てられ、かつ、前記複数の周波数帯域の各々の中心周波数がナイキストゾーンの略中央部に位置するようなサンプリング周波数のクロック信号である、送信機。
9. 前記共通の帰還回路は、前記共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部をさらに備える、請求項７または８に記載の送信機。
10. 前記複数の送信回路の各々に入力された信号の電力を計算する電力計算部と、
    前記複数の送信回路の各々に入力された信号の電力の計算結果に基づいて、前記経路切替部が入力する信号を判定する切替判定部と、
    前記経路切替部に対し、前記判定された信号を入力するよう指示する切替制御部と、をさらに有する、請求項１から９のいずれか１項に記載の送信機。
11. 前記複数の送信回路の各々にて前記歪補償に用いる前記歪補償係数に基づいて、前記経路切替部が入力する信号を判定する切替判定部と、
    前記経路切替部に対し、前記判定された信号を入力するよう指示する切替制御部と、をさらに有する、請求項１から９のいずれか１項に記載の送信機。
12. 前記共通の帰還回路は、
    前記周波数変換部にて周波数変換された信号をＡ／Ｄ変換するＡＤコンバータと、
    前記ＡＤコンバータにてＡ／Ｄ変換された信号を直交復調する直交復調部と、をさらに備える、請求項１から６のいずれか１項に記載の送信機。
13. 前記共通の帰還回路は、
    前記ＡＤコンバータにてＡ／Ｄ変換された信号を直交復調する直交復調部をさらに備える、請求項７から９のいずれか１項に記載の送信機。
14. 前記直交復調部から出力された信号の電力を計算する電力計算部と、
    前記電力の計算結果に基づいて、前記経路切替部が入力する信号を判定する切替判定部と、
    前記経路切替部に対し、前記判定された信号を入力するよう指示する切替制御部と、をさらに有する、請求項１２または１３に記載の送信機。
15. 前記直交復調部から出力された信号の周波数スペクトラムを検出するスペクトラム検出部と、
    前記周波数スペクトラムの検出結果に基づいて、前記経路切替部が入力する信号を判定する切替判定部と、
    前記経路切替部に対し、前記判定された信号を入力するよう指示する切替制御部と、をさらに有する、請求項１２または１３に記載の送信機。
16. 送信機による送信方法であって、
    複数の送信回路の各々が、互いに異なる周波数帯域の信号を歪補償して増幅して送信する送信ステップと、
    共通の帰還回路が、前記複数の送信回路の各々から送信された信号を切り替えてフィードバックして入力する入力ステップと、
    前記共通の帰還回路が、前記入力された互いに異なる周波数帯域の信号の各々に対し、同じ周波数の共通のローカル信号と乗算することで周波数変換する処理ステップと、
    前記共通の帰還回路が、前記周波数変換が行われた各々の信号に基づいて、前記複数の送信回路の各々にて前記歪補償に用いる歪補償係数を算出する算出ステップと、を有し、
    前記共通のローカル信号の周波数が、前記複数の送信回路から送信される、前記互いに異なる周波数帯域の信号の中心周波数の平均値に設定されている、送信方法。
17. 送信機による送信方法であって、
    複数の送信回路の各々が、互いに異なる周波数帯域の信号を歪補償して増幅して送信する送信ステップと、
    共通の帰還回路が、前記複数の送信回路の各々から送信された信号を切り替えてフィードバックして入力する入力ステップと、
    前記共通の帰還回路が、前記入力された互いに異なる周波数帯域の信号の各々に対し、共通のクロック信号のサンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングした信号をＡ／Ｄ変換する処理ステップと、
    前記共通の帰還回路が、前記Ａ／Ｄ変換された各々の信号に基づいて、前記複数の送信回路の各々にて前記歪補償に用いる歪補償係数を算出する算出ステップと、を有し、
    前記共通のクロック信号が、前記複数の周波数帯域の各々が互いに異なるナイキストゾーンに割り当てられるようなサンプリング周波数のクロック信号である、送信方法。
    

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