JP4786644B2

JP4786644B2 - 歪補償装置

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Publication number: JP4786644B2
Application number: JP2007506954A
Authority: JP
Inventors: 英治車古; 康人舟生; 健大庭
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2005-03-09
Filing date: 2005-03-09
Publication date: 2011-10-05
Anticipated expiration: 2025-03-09
Also published as: EP1858158A1; EP1858158B1; EP1858158A4; WO2006095422A1; CN101189792A; US20070296495A1; CN101189792B; JPWO2006095422A1; US7430250B2

Description

本発明は，増幅前の送信信号に対して予め歪補償処理を施す前置歪補償装置に関する。

近年，無線通信において，ディジタル化による高能率伝送が多く採用されるようになっている。無線通信に多値位相変調方式を適用する場合，送信側で特に送信用電力増幅器の増幅特性を直線化して非線形歪を抑え，隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要である。

また線形性に劣る増幅器を使用し電力効率の向上を図る場合は，そのために生じる非線形歪を補償する技術が必須である。

図１は従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図である。送信信号発生装置１はシリアルのディジタルデータ列を送出し，シリアル/パラレル変換器(Ｓ／Ｐ変換器)２はディジタルデータ列を１ビットづつ交互に振り分けて同相成分信号(Ｉ信号:In-Phase
component)と直交成分信号(Ｑ信号: Quadrature component)の２系列に変換する。

Ｄ／Ａ変換器３はＩ信号，Ｑ信号のそれぞれをアナログのべ一スバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号，Ｑ信号(送信ベースバンド信号)に，それぞれ基準搬送波８とこれを９０°移相した搬送波を乗算し，乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。

周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして無線周波数に変換し，送信用電力増幅器６は周波数変換器５から出力された無線周波数信号を電力増幅して空中線(アンテナ)７より空中に放射する。

ここで，Ｗ−ＣＤＭＡ等の移動通信においては，送信装置の送信電力は１０ｍＷ〜数１０ｍＷと大きく，送信用電力増幅器６の入出力特性(歪関数ｆ(ｐ)を持つ)は図２の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し，送信周波数ｆ₀周辺の周波数スペクトラムは図３の波線特性ａから実線ｂに示すようにサイドローブが持ち上がり，隣接チャネルに漏洩し，隣接妨害を生じる。すなわち，図２に示す非線形歪により図３に示すように，送信波が隣接周波数チャネルに漏洩する電力が大きくなってしまう。

漏洩電力の大きさを示すＡＣＰＲ(Adjacent
Channel Power Ratio)は，図３のＡ-Ａ’線間のスペクトラム面積である着目チャネルの電力と，Ｂ-Ｂ’線間の隣接チャネルに漏れるスペクトラム面積である隣接漏洩電力の比である。このような漏洩電力は，他チャネルに対して雑音となり，そのチャネルの通信品質を劣化させてしまう。よって，厳しく規定されている。

漏洩電力は，例えば電力増幅器の線形領域(図２，線形領域Ｉ参照)で小さく，非線形領域IIで大きくなる。そこで，高出力の送信用電力増幅器とするためには，線形領域Ｉを広くする必要がある。しかし，このためには実際に必要な能力以上の増幅器が必要となり，コスト及び装置サイズにおいて不利となる問題がある。そこで，送信電力の歪を補償する歪補償機能を無線装置に付することが行われている。

図４はディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。送信信号発生装置１から送出されるディジタルデータ群(送信信号)は，Ｓ／Ｐ変換器２においてＩ信号，Ｑ信号の２系列に変換され，好ましい例としてＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）で構成される歪補償部９に入力される。

歪補償部９は，図４の下部に拡大して示すように，送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐｉ(ｉ＝０〜１０２３)に応じた歪補償係数ｈ(pｉ)を記憶する歪補償係数記憶部９０，送信信号のパワーレベルに応じた歪補償係数ｈ(ｐｉ)を用いて送信信号に歪補償処理(プリディストーション)を施すプリディストーション部９１，更に送信信号ｘ（ｔ）と後述する直交検波器で復調された復調信号(フィードバック信号)ｙ（ｔ）を比較し，その差が零となるように歪補償係数ｈ(ｐｉ)を演算し，歪補償係数記憶部９０の歪補償係数を更新する歪補償係数演算部９２を備えている。

歪補償部９でディストーション処理を施された信号はＤ／Ａ変換器３に入力される。Ｄ／Ａ変換器３は入力されたＩ信号とＱ信号をアナログのべ一スバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号，Ｑ信号にそれぞれ基準搬送波８とこれを９０°移相した信号を乗算し，乗算結果を加算することにより直交変調を行って出力する。

周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し，送信用電力増幅器６は周波数変換器５から出力された無線周波数信号を電力増幅して空中線(アンテナ)７より空中に放射する。

送信信号の一部は方向性結合器１０を通して周波数変換器１１に入力される。この周波数変換器１１で周波数変換されて直交検波器１２に入力される。直交検波器１２は送信信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０°移相した信号を乗算して直交検波を行い，送信側におけるベースバンドのＩ,Ｑ信号を再現してＡ／Ｄ変換器１３に入力する。

Ａ／Ｄ変換器１３は入力されたＩ,Ｑ信号をディジタル信号に変換して歪補償部９に入力する。歪補償部９の歪補償係数演算部９２によりＬＭＳ(Least
Mean Square)アルゴリズムを用いた適応信号処理により歪補償前の送信信号と直交検波器１２で復調されたフィードバック信号を比較し，その差が零となるように歪補償係数ｈ(pｌ)を演算して歪補償係数記憶部９０に記憶された係数を更新する。以後，上記動作を繰り返すことにより，送信用電力増幅器６の非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力を低減する。

図４における歪補償部９の実施例構成として図５に示すような適応ＬＭＳによる歪補償処理を行う場合の構成例が，例えば特許文献１に記載されている。

図５において，図４のプリディストーション部９１は，乗算器１５ａが対応し，送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数ｈ_n-1(p)を乗算する。図４の送信用電力増幅器６は，歪関数ｆ(p)を有する歪みデバイス１５ｂとして対応されている。

また，図４における送信用電力増幅器１５ｂからの出力信号を帰還する周波数変換器１１，直交検波器１２及びＡ／Ｄ変換器１３を含む部分は，図５において，帰還系１５ｃとして示されている。

さらに，図５では図４における歪補償係数記憶部９０をルックアップテーブル（ＬＵＴ）１５ｅにより構成している。ルックアップテーブル１５ｅに格納された歪補償係数に対する更新値を生成する図４の歪補償係数演算部９２は歪補償係数演算部１６により構成される。

かかる図５に示す構成の歪補償装置において，ルックアップテーブル１５ｅは，送信信号ｘ（ｔ）の離散的な各パワーに対応して，歪デバイス１５ｂである送信用電力増幅器６の歪みを打ち消すための歪補償係数を記憶している。

送信信号ｘ（ｔ）が入力されると、アドレス生成回路１５ｄは、送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐ(＝ｘ²(t))を演算し，演算された送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐ(＝ｘ²(t))に一意に対応するアドレスを生成し、読み出しアドレスの指定情報（ＡＲ）として出力する。

そして、この読み出しアドレスに格納された歪補償係数ｈ_n-1(ｐ)がルックアップテーブル１５ｅから読み出され、１５ａにおける歪補償処理に利用される。

ルックアップテーブル１５ｅに格納した歪補償係数の更新のための更新値は、歪補償係数演算部１６により演算される。

即ち、歪補償係数演算部１６は，共役複素信号出力部１５ｆ及び乗算器１５ｈ〜１５ｊを有して構成される。減算器１５gにより，送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差e(t)を出力する。乗算器１５ｈは，歪補償係数ｈ_n-1(ｐ)とｙ*(t)の乗算を行い，出力ｕ*(t)（＝ｈ_n-1(ｐ)
ｙ*(t)）を得る。乗算器１５ｉは，減算器１５gの差出力ｅ(t)とｕ*(t)との乗算を行う。乗算器１５ｊは，ステップサイズパラメータμと乗算器１５ｉの出力を乗算する。

ついで，加算器１５ｋは，歪補償係数ｈ_n-1(ｐ)と乗算器１５ｊの出力μｅ(t) ｕ*(t)を加算し，ルックアップテーブル１５ｅの更新値を得る。

そして、この更新値は、アドレス生成回路１５ｄが送信信号のパワーｐ(＝ｘ²(t))に一意に対応するアドレスとして指定した書き込みアドレス（ＡＷ）に記憶される。

尚、読み出しアドレスと書き込みアドレスは同じアドレスであるが、更新値を得るまでに演算時間等が必要とされるため、遅延部１５ｍにより、読み出しアドレスを遅延させて書き込みアドレスとして用いている。

遅延部１５ｍ,１５ｎ,１５ｐは，送信信号ｘ（ｔ）が入力してから帰還復調信号ｙ（ｔ）が減算器１５ｇに入力するまでの遅延時間Ｄを送信信号に付加する。遅延部１５ｍ,１５ｎ,１５ｐに設定する遅延時間Ｄは，例えば，送信用電力増幅器１５ｂにおける遅延時間をＤO，帰還系１５ｃの遅延時間をＤ1とすれば，Ｄ＝Ｄ0＋Ｄ1を満足するように決定する。

上記構成により，以下に示す演算が行われる。

ｈ_n(ｐ)＝ｈ_n-1(ｐ)＋μｅ(t)ｕ*(t)
ｅ(t)＝ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ）
ｙ（ｔ）＝ｈ_n-1(ｐ)ｘ（ｔ）ｆ(ｐ)
ｕ*(t)＝ｘ（ｔ）ｆ(ｐ)＝ｈ_n-1(ｐ)
ｙ*(t)
ｐ＝｜ｘ（ｔ）｜²
ただし，ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅは複素数，＊は共役複素数である。

上記演算処理を行うことにより，送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差信号ｅ(t)が最小となるように歪補償係数ｈ(ｐ)が更新され，最終的に最適の歪補償係数値に収束し，送信用電力増幅器６の歪が補償される。
ＰＣＴ国際公開ＷＯ２００３／１０３１６３号公報

ここで，歪デバイスである送信用電力増幅器６の特性と，ルックアップテーブル１５ｅに記憶される歪補償係数について考察する。図６Ａは送信用電力増幅器６の振幅対利得特性を示す図であり，図６Ｂは送信用電力増幅器６の振幅対位相特性を示す図である。

振幅対利得特性及び振幅対位相特性のいずれも振幅が大きくなると，利得が減少し，位相回転量が大きくなるという歪特性を有する。したがって，かかる送信信号の振幅，即ち送信信号パワーに応じた利得減少及び，位相回転量を打ち消す方向の歪補償係数値を与えることが必要である。

従って、ルックアップテーブルは、送信信号のレベルに一意に対応するアドレスに歪補償係数を記憶し、送信信号のレベルに一意に対応するアドレスから歪補償係数を出力するが、歪補償係数は、先に示した更新処理を十分に行うことで洗練され、最適な歪補償係数となる。

しかし、送信信号のレベルは一様に変化するのではなく、偏りを持っているため、更新される確率が低い歪補償係数も存在する。このように、更新される頻度が少ないと、歪補償係数としての信頼度も低く、散発的な更新により最適値から離れた値に更新されているとすると、送信周波数の変化等により、突如、頻繁に歪補償係数として適用すると、歪補償処理が安定するまで時間が掛かったり、更新処理により係数の値が発散してしまうこともある。

したがって，本発明の目的は，更新頻度が少ない歪補償係数により歪補償処理に悪影響が生じることを回避することを目的とする。

上記の本発明の目的を達成する歪補償装置は，第１の態様として，指定された書き込みアドレスに歪補償係数を記憶し、指定された読み出しアドレスに記憶している歪み補償係数を出力する記憶部と、前記記憶部から出力された歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施すプリディストーション部と，前記歪補償処理の前の送信信号と、増幅器による増幅後の送信信号とに基づいて歪補償係数を演算する歪補償演算部と，前記歪補償処理前の送信信号のレベルに応じて書き込みアドレスを指定するアドレス生成部とを備え、前記アドレス生成部は、同じレベルであっても異なる書き込みアドレスを指定可能であることを特徴とする。

上記の本発明の目的を達成する歪補償装置は，第２の態様として，第１の態様において，前記アドレス生成部は、前記送信信号のパワーに異なる係数を乗算、又は、異なるオフセット値を加算することで、同じレベルであっても異なる書き込みアドレスを指定することを特徴とする。

上記の本発明の目的を達成する歪補償装置は，第２の態様として，第１の態様において，前記係数又は前記オフセット値は、定期的に変更されることを特徴とする。
上記の本発明の目的を達成する歪補償装置は，第４の態様として，前記アドレス生成部は、少なくとも２次元のアドレスを書き込みアドレスとして指定し、第１の次元のアドレスは、現在の送信信号のパワーに応じたアドレスを指定し、第２の次元のアドレスは、現在の送信信号のパワーと前回の送信信号のパワーの変化量に応じたアドレスを指定することを特徴とする。

さらに，上記の本発明の目的を達成する歪補償装置は，第５の態様として，歪補償処理前の前記送信信号のパワーをｐとするとき，前記アドレス生成部は、前記第１の次元のアドレスを、Ｐ(t)＝Ｇ1×log(p)＋Ｎ1により求め、前記第２の次元のアドレスを、ΔＰ＝Ｇ2×｛Ｐ(t)-Ｐ(t-1) ｝＋Ｎ2により求め、少なくとも係数Ｇ１、Ｇ２、オフセット値Ｎ１、Ｎ２の内のいずれかの値を変化させることで、歪補償処理前の前記送信信号のレベルが同じであっても異なる書き込みアドレスを指定することを特徴とする。

本発明によれば，送信信号のレベルが同じであっても、歪補償係数を記憶させるための書き込みアドレスが、変化可能となるので、更新頻度が少ない歪補償係数により歪補償処理に悪影響が生じることを回避できる。。

また，記憶部の有効利用と，入力データが変化したときの一時的な歪特性の劣化を回避することが可能である。

従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図である。送信用電力増幅器の入出力特性(歪関数ｆ(ｐ)を持つ)を示す図である。非直線特性により発生する非線形歪を説明する図である。ＤＳＰ(digital SignalProcessor)を用いたディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。図４における歪補償部９において適応ＬＭＳによる歪補償処理を行う場合の説明図である。送信用電力増幅器６の振幅対利得特性を示す図である。送信用電力増幅器６の振幅対位相特性を示す図である。ルックアップテーブル１５ｅにおける歪補償係数値の参照回数の分布を示す図である。図７Ａの断面Ａにおける参照回数を示す図である。本発明に従うディジタル非線形歪補償機能を有する歪補償装置の実施例構成を備える送信装置のブロック図である。アドレス生成回路１５ｄの第１の実施例を示す図である。アドレス生成回路１５ｄの第２の実施例を示す図である。図７Ａに対応する本発明を適用したときの，各アドレス位置におけるルックアップテーブルの参照回数（更新書き込み）を示す図である。図７Ｂに対応する本発明を適用したときの，ルックアップテーブルの参照回数（更新書き込み）の平均化を示す図である。

符号の説明

１送信信号発生装置
２シリアル／パラレル変換回路
９歪補償部
３，５２Ｄ／Ａ変換器
４直交変調器
５周波数変換器
６送信用電力増幅器
１３Ａ／Ｄ変換器
７アンテナ
６歪補償係数生成回路
３０制御ブロック
３１バス
３２ＣＰＵ
３３不揮発性メモリ

以下に図面に従い本発明の実施の形態例を説明する。なお，実施の形態例は本発明の理解のためのものであり，本発明の技術的範囲がこれに限定されるものではない。

図８は，本発明に従うディジタル非線形歪補償機能を有する歪補償装置の実施例構成を備える送信装置のブロック図である。

図４及び，図５と同様の機能を有する部位には同じ参照番号を付している。

図８において、歪補償装置９は、制御ブロック３０を有し，制御ブロック３０は，バス３１に接続されたＣＰＵ３２及び不揮発性メモリ３３を有する。アドレス生成回路１５ｑを有する。

歪補償係数生成回路１６は，図５における回路と同様に動作するが，図８に示す実施の形態例では，歪補償係数生成回路１６と歪補償係数を格納するルックアップテーブル１５ｅとの間に更新スイッチ２１を有している。

アドレス生成回路１５ｑの例として、図９Ａに示す回路を用いることができる。

ここで、図９Ａを用いて、アドレス生成回路の１例を説明する。

尚、以下の例では、アドレス生成回路は、２次元のアドレスを指定するが、１次元とすることもできる。この場合、例えば、後述するＰ（ｔ）を１次元のアドレスとして使用すればよい。

さて、送信信号発生装置１から入力される送信信号Ｘ(t)は複素信号であり，その実部をＸre(t),虚部をＸim(t)で表すとき，アドレス生成回路１５ｑは，二乗和演算部１５０で二乗値を演算し，更にその和ｐ（＝Ｘre(t)²＋Ｘim(t)²）を求めて出力する。

ついで，ｐはＬＯＧ変換部１５１で対数値（＝log(p)）に変換される。対数値（＝log(p)）は，遅延部１５２とΔｐ計算部１５３に入力される。遅延部１５２は，対数値（＝log(p)）をΔｐ計算部１５３における処理時間分遅延して出力する。

Δｐ計算部１５３は，今回の送信信号のパワーＰ(t)と前回のパワーＰ(t-1)との差分｛Ｐ(t)−Ｐ(t-1)
｝を計算する。

したがって，遅延部１５２からの出力log(p)及び，Δｐ計算部１５３からの出力｛Ｐ(t)−Ｐ(t-1)｝が同期して得られる。

遅延部１５２からの出力及びΔｐ計算部１５３からの出力に対し，更に乗算回路１５４ａ，１５４ｂによりそれぞれ乗算係数Ｇ1，Ｇ2が掛け算され，加算器１５５ａ，１５５ｂでオフセット値Ｎ1,Ｎ2が加算される。

加算器１５５ａから出力Ｐ(t)（＝Ｇ1×log(p)＋Ｎ1）が，ルックアップテーブル１５ｅのＸ軸方向アドレス（第１の次元のアドレス）として与えられる。

一方，加算器１５５ｂから出力ΔＰ（＝Ｇ2×（Ｐt-Ｐt-1）＋Ｎ2Ｐ(t)）がルックアップテーブル１５ｅのＹ軸方向アドレス（第２の次元のアドレス）として与えられる。

従って、送信信号ｘ（ｔ）が入力されると、Ｐ(t)（＝Ｇ1×log(p)＋Ｎ1）、ΔＰ（＝Ｇ2×（Ｐt-Ｐt-1）＋Ｎ2Ｐ(t)）の組が読み出しアドレス（ＡＲ）としてアドレス生成回路１５ｑから出力され、その読み出しアドレスに格納された歪補償係数が読み出され、１５ａにおける歪み補償処理が行われる。

そして、読み出しアドレスを１５ｍにより遅延させた書き込みアドレスに、その送信信号ｘ（ｔ）と帰還した送信信号との差分に応じて歪補償係数生成回路から出力された歪補償係数の更新値をルックアップテーブル１５ｅが記憶する。

但し、この実施形態では、かかる乗算係数Ｇ1，Ｇ2及びオフセット値Ｎ1,Ｎ2のうちのいずれか１以上の変化させることにより、歪補償処理の前における送信信号のパワーが同じパワーであっても、異なるアドレスとして出力可能とする。
・「アドレス制御の第１の例」
即ち、ＣＰＵ３２は、乗算係数Ｇ1，Ｇ2及びオフセット値Ｎ1,Ｎ2のいずれか１以上を、所定の周期で変化させる制御を行うことで、送信信号が同じレベルであっても、異なる読み出し（書き込み）アドレスを生成するのである。

尚、この例では、書き込みアドレスは読み出しアドレスを単に遅延させることで生成するため、乗算係数、オフセット値の変化は読み出しアドレス、書き込みアドレス共に同様の変化となる。

例えば，Ｎの値をアドレス生成毎に＋１、０、−１の間で順に切り替えるようにＣＰＵにより制御することで、歪補償係数の更新値の書き込みアドレスを変化させるのである。

これにより、隣接するアドレスを変化させて、出現頻度の少ないアドレスに変換することができ、更新頻度の少ない歪補償係数が発生することを抑制することができる。

尚、このとき、隣接するアドレスを変化させて、出現頻度の少ないアドレスに変換しているので、送信信号のパワーとしてもあまり差はないため、歪補償係数の更新値としても最適値に近い値となる。

もちろん、Ｘ軸方向だけでなく、Ｙ軸方向についても、送信信号のパワーの変化の量が近似する隣接するアドレスを変化させているので、同様に歪補償係数の更新値としても最適値に近い値となる。

乗算係数Ｇを変化させた場合も、出現頻度の少ないアドレスを強制的に生成することができることとなる。尚、Ｇを大きくすると、パワーの変化に対するアドレスの変化量が大きくなる。また、Ｇを小さくするとパワーの変化に対するアドレスの変化量が小さくなる。
・「アドレス制御の第２の例」
この例では、読み出しアドレスの生成の際には、このように、乗算係数Ｇ1，Ｇ2及びオフセット値Ｎ1,Ｎ2を変化させる必要はなく、歪補償処理前の送信信号のパワーにより一意に定まるアドレスを出力する。即ち、Ｇ１、Ｇ２、Ｎ１、Ｎ２は固定の値とする。

そして、書き込みアドレスの生成の際には、乗算係数として、Ｇ1’，Ｇ2’、オフセット値Ｎ1’,Ｎ2’を用い、少なくともいずれかＧ１、Ｇ２、Ｎ１、Ｎ２に対して変化させた値とする。

図９Ｂは，制御の第２の例に対応するアドレス生成回路１５ｑの例を示す図である。動作について簡単に説明すると、読み出しアドレス生成の際には、ＣＰＵは、Ｎ１、Ｎ２として０を設定し、書き込みアドレスの生成の際には、Ｎ１’、Ｎ２’の値を＋１、０、−１間で切り替えることで、歪補償係数の更新値の書き込みアドレスを変化させるのである。

一方，歪補償係数生成回路１６において，先に図５において説明したように，送信信号(t)と，歪デバイスである送信用電力増幅器６のフィードバック出力とに基づいて，これらの差を零に近づける歪補償係数が求められる。

尚、好ましくは、歪補償係数の更新期間と、非更新期間を形成するために、更新スイッチ２１を設け、このスイッチがＯＮ状態にある時に，ルックアップテーブル１５ｅに更新値を送り歪補償係数の更新を行ない、ＯＦＦのときには更新を差し控えることが望ましい。

従って、更新処理ＯＦＦの期間では、ＣＰＵ３２は、上述したアドレス制御の第１の例、第２の例の動作を行わず、乗算係数、オフセット値を固定の所定値として歪補償係数の読み出しアドレスを生成すればよい。

以上のように、アドレス生成回路１５ｑによれば、歪補償処理前の送信信号の同じパワーであったとしても歪補償係数生成回路１６により求められた更新用の歪み補償係数を複数の異なるアドレスに書き込むことができる。

図７Ａは，先に説明したように，上述の本発明に従うアドレス制御を行わない場合のルックアップテーブルにおける歪補償係数値の参照回数の分布を示す図であり，図７Ｂは，図７Ａの断面Ａにおける参照回数を示す図である。

この断面Ａにおける参照回数を見て理解できるように，ルックアップテーブルの歪補償係数の更新が少ない部分では歪補償係数更新が行われないアドレスが存在する。

このような状態では，隣り合うアドレス位置の歪補償係数の更新頻度が極端に異なってしまう。これにより，入力データに大きなが変化（例えば，パワーの変動やキャリア周波数の変更）が発生したときに，ルックアップテーブルおいてこれまで歪補償係数がほとんど更新されなかったアドレスポイントを高い確率で参照する可能性がある。このような場合，一時的に歪特性が劣化してしまうばかりか場合によっては係数が増大して収束しない状態が発生してしまう。

一方、上述アドレス制御を行うことで図１０Ａ，図１０Ｂに示すようにルックアップテーブル１５ｅの各アドレス位置における参照回数（更新書き込み）を平均化させることが可能である。

したがって，本発明により，更新頻度が少ない歪補償係数により歪補償処理に悪影響が生じることを回避でき、本発明の補償装置における適用により高品質の送信器の提供が可能である。

Claims

指定された書き込みアドレスに歪補償係数を記憶し、指定された読み出しアドレスに記憶している歪み補償係数を出力する記憶部と、
該記憶部から出力された歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施すプリディストーション部と、
該歪補償処理の前の送信信号と、増幅器による増幅後の送信信号とに基づいて歪補償係数を演算する歪補償演算部と、
該歪補償処理前の送信信号のレベルに応じて書き込みアドレスを指定するアドレス生成部を備え、
該アドレス生成部は、
該歪補償処理前の送信信号の電力値を算出する二乗和演算部と、
該算出した電力値を対数値に変換する対数変換部と、
該変換した対数値と前回の送信信号から算出した対数値との変化量を算出する変化量計算部と、
該変換した対数値および該変化量にそれぞれ係数を乗算する乗算器と、
該乗算器の出力値にそれぞれオフセット値を加算する加算器と、
を備え、該係数および該オフセット値のうちの少なくとも１つを所定の周期で変化させる、
ことを特徴とする歪補償装置。
指定された書き込みアドレスに歪補償係数を記憶し、指定された読み出しアドレスに記憶している歪み補償係数を出力し、該出力された歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施し、該歪補償処理の前の送信信号と、増幅器による増幅後の送信信号とに基づいて歪補償係数を演算し、該歪補償処理前の送信信号のレベルに応じて書き込みアドレスを指定する歪補償方法であって、
前記アドレスを指定する時、
前記歪補償処理前の送信信号の電力値を算出し、
該算出した電力値を対数値に変換し、
該変換した対数値と前回の送信信号から算出した対数値との変化量を算出し、
該変換した対数値および該変化量にそれぞれ係数を乗算し、
該係数を乗算した値にそれぞれオフセット値を加算し、
該係数および該オフセット値のうちの少なくとも１つを所定の周期で変化させる、
ことを特徴とする歪補償方法。